TWI442688B - 電源轉換器及控制電源轉換器之方法 - Google Patents

Description

電源轉換器及控制電源轉換器之方法 [相關申請案之對照參考資料]

本申請案主張2009年12月20日所提出之美國臨時專利申請案序號第61/288,298號之優先權，在此以提及方式併入該美國臨時專利申請案之整個內容。

本申請案係有關於DC/DC轉換器之領域，以及更特別地，是有關於一種轉換器，其誤差放大器交越頻率響應轉換器切換頻率之變動。

一DC/DC電源轉換器接收一輸入直流(DC)電源，以及將它轉換至一DC輸出電源，通常呈現一不同於該輸入DC電源之電壓。該DC輸出電源之控制可以響應輸出電壓或輸出電流。

一升壓式轉換器(boost converter，亦稱為step-up converter)係一具有一大於其輸入DC電壓之輸出DC電壓的電源轉換器。它是一類包含至少一第一電控開關(例如，一電晶體)、至少一第一能量儲存元件(例如，一電感器)及一附加元件(例如，一二極體)或一第二電控開關之切換模式電源。通常，該第一電控開關及二極體或第二電控開關係配置在該電感器與該輸出之間，其中交替地汲取電流來對該電感器充電，以響應被關閉之該第一電控開關，以及傳送電流至一負載，以響應被打開之該第一電控開關。當傳送該電流至該負載時，該電流經過該二極體或該第二電控開關。

一降壓式轉換器(buck converter，亦稱為step-down converter)係一具有一小於其輸入DC電壓之輸出DC電壓的電源轉換器。它是一類包含至少一第三電控開關(例如，一電晶體)、至少一第二能量儲存元件(例如，一電感器)及一附加元件(例如，一二極體)或一第四電控開關之切換模式電源。通常，該第三電控開關及二極體或第四電控開關係配置在該輸入DC電源與該電感器之間，其中經由一負載交替地汲取電流來對該電感器充電，以響應被關閉之該第三電控開關，以及持續使該電感器放電至該負載，以響應被打開之該第三電控開關。當該電感器放電至該負載時，該二極體或該第四電控開關係與該電感器串聯的。

一典型或一升降壓式轉換器係一具有一可大於或小於其輸入DC電壓之輸出DC電壓的電源轉換器。它是一類包含至少兩個電控開關、至少一第一能量儲存元件(例如，一電感器)及附加元件(例如，二極體)及/或附加電控開關之切換模式電源。通常，該電感器之每一端耦接至至少一電控開關。以一固定或可變切換頻率控制該第一電控開關及任選地控制該第二電控開關。

一返馳式轉換器係一具有作為能量儲存元件及可分離而構成一變壓器之電感器的升降壓式轉換器，以致於增加電壓比且具有隔離之額外優點。

上面所列之電源轉換器意味著一些拓撲(topologies)之說明，然而，它不絕表示限定用。

該等DC/DC電源轉換器之每一者通常具有一包括一誤差放大器之回饋迴路(feedback loop)，以便控制該輸出電壓或該輸出電流能維持在一期望值，以及在一固定或可變切換頻率下以響應該誤差放大器來控制該等電控開關中之至少一者。為了在面對該回饋迴路時確保穩定性，通常將在開放迴路中之該誤差放大器的跨零頻率(亦稱為交越頻率)設定至該切換頻率之約20-25%。術語「交越頻率」表示該誤差放大器開始呈現小於0dB之增益的頻率。

許多的電源轉換器藉由一外部組件值之選擇(例如，一電阻器)提供使用者一可設定切換頻率。該交越頻率通常是固定的，以及因此，為了確保穩定性，必須被設定在所允許之最低切換頻率的約20-25%。然而，這是不利的，因為在使用者藉由該外部組件值選擇一超過該允許最低切換頻率之切換頻率的情況中，無法達成一較高交越頻率，其中該較高交越頻率允許一較快迴路響應時間，因而從該輸入電壓或輸出負載之變動恢復得比較快，提供較高交越頻率以確保穩定性。因此，不管使用者所選擇之切換頻率，該習知技藝通常供應固定的交越頻率。

於是，本具體例之一主要目的係要克服該習知技藝之至少一些缺點。在某些具體例中，上述目的可藉由下面配置來達成：控制一電源轉換器之一誤差放大器的增益，以響應該電源轉換器切換頻率。該誤差放大器之增益的變動導致該交越頻率之變動。在一示範性具體例中，該誤差放大器係一跨導放大器，其跨導被設定成與該電源轉換器切換頻率成線性比例關係。

有利地，該電源轉換器之一單端因而控制與該回饋迴路相關連之該誤差放大器的切換頻率、誤差放大器增益及作為結果的交越頻率。

某些具體例提供一電源轉換器，其包括：一參考源；一時脈產生器，其呈現一可變頻率輸出，該可變頻率輸出之頻率的數值響應一輸入信號；以及一誤差放大器，其與該參考源相連，該誤差放大器呈現一其數值響應該輸入信號之增益。

在另一具體例中，該誤差放大器進一步與該電源轉換器之一輸出取樣相連。在另一具體例中，該可變頻率輸出之頻率的數值係與該輸入信號之數值成比例關係。在又另一具體例中，確定該輸入信號之數值，以響應一被安裝至該電源轉換器之一端的組件之數值。

在另一具體例中，該可變頻率輸出之頻率的數值係與該輸入信號之數值成線性比例關係。在另一具體例中，該誤差放大器係由一跨導放大器所構成。在又另一具體例中，該電源轉換器進一步包括一電流平方器(current squarer)，該電流平方器配置成用以產生該輸入信號之平方值及提供該平方值至該跨導放大器。在又另一具體例中，該增益係與該輸入信號之數值成比例關係。在又另一具體例中，該增益係與該輸入信號之數值成線性比例關係。

獨立地，某些具體例提供一種控制一電源轉換器以使一回饋誤差放大器之交越頻率響應該切換頻率之方法，該方法包括：接收一輸入信號；產生一可變頻率時脈輸出，該產生時脈輸出之頻率的數值響應該接收輸入信號；提供一誤差放大器，該提供誤差放大器構成一回饋電路；以及控制該提供誤差放大器之增益，以響應該輸入信號。

在另一具體例中，該產生時脈輸出之頻率的數值係與該輸入信號之數值成比例關係。在另一具體例中，該產生時脈輸出之頻率的數值係與該輸入信號之數值成線性比例關係。在又另一具體例中，該提供誤差放大器係一跨導放大器。在又另一具體例中，該方法進一步包括：提供一組件於該電源轉換器之外部，其中確定該接收輸入信號之數值，以響應該提供組件之數值。

在另一具體例中，該方法進一步包括：產生該輸入信號之平方值；以及提供該平方值至該誤差放大器，其中該增益響應該提供平方值。在又另一具體例中，該增益係與該輸入信號之數值成比例關係。在又另一具體例中，該增益係與該輸入信號之數值成線性比例關係。

獨立地，某些具體例提供一種電源轉換器，其包括：一時脈產生器，呈現一可變頻率輸出，該可變頻率輸出之頻率的數值響應一輸入信號；一手段，用以接收該電源轉換器之輸出電壓及電流中之一的指示；以及一誤差放大器，與該用以接收該電源轉換器之輸出電壓及電流中之一的指示之手段相連，該誤差放大器呈現一其數值響應該輸入信號之增益。

在另一具體例中，該誤差放大器係由一跨導放大器所構成。在另一具體例中，該增益係與該輸入信號之數值成線性比例關係。

從下面圖式及敘述將使本發明之額外特徵及優點變得明顯易知。

為了更加了解本發明及顯示如何實施本發明，現在將單純藉由範例來參考所附圖式，其中同樣的符號處表示對應元件或部分。

現在特別詳細參考圖式，強調特點係經由範例來表示且只是為了本發明之較佳具體例的說明討論用，以及因提供相信是最有用且可輕易了解本發明之原理及概念態樣的敘述而呈現出該等特點。有鑑於此，沒有試圖要比對本發明之基本了解所需更詳細來顯示本發明之結構細節，伴隨該等圖式之敘述使熟習該項技藝者明顯知道如何可以具體實施本發明之數個形式。

在詳細說明本發明之至少一具體例前，將了解到，本發明之應用並非侷限於下面敘述所提或圖式所述之構造的細節及組件的配置。本發明可應用至其它具體例或可以不同方式來實施。並且，將了解到，在此所使用之措辭及術語係為了敘述用及不應該被視為限制用。

在此描述關於一降壓式轉換器之本發明，然而，此絕不表示限定用。本發明之教示同樣可應用至任何具有一回饋迴路(feedback loop)之電源轉換器配置，其包括但不侷限於一升壓式轉換器及一返馳式轉換器。

圖1A描述依據該習知技藝之一跨導-C結構10的高層次示意圖，其包括：一跨導放大器20，呈現一跨導GM；以及一電容器，以CCOMP來表示。該跨導放大器20之輸出電阻係顯示成以ROUT來表示。該跨導放大器20之非反相輸入連接至一第一電壓V1及該跨導放大器20之反相輸入連接至一第二電壓V2。該跨導放大器20之輸出連接至該電容器CCOMP之第一端且以VOUT來表示。該電容器CCOMP之第二端連接至一共用點，在一具體例中，該共用點係接地。如果被安裝，該電容器CCOMP之數值包括所有雜散電容及一實際電容器。

圖1B描述一顯示圖1A之跨導-C結構10的AC響應之曲線圖，其中x軸表示頻率及y軸表示增益，該增益係以分貝(dB)來測量。曲線30表示圖1A之跨導-C結構10的增益，該增益係在一輸出VOUT上被測量。曲線30顯示對於向上至一在頻率表示F1上之反曲點(inflection point)50的頻率之一標稱增益，其以NOM來表示。為了簡便起見，將一起描述圖1A及圖1B。

曲線30(特別是該標稱增益NOM)係相依於該跨導放大器20之ROUT及GM的數值，其特別是：

NOM=ROUT*GM　方程式1

假設ROUT>>1。反曲頻率(inflection frequency)F1表示為：

曲線30之交越頻率(以F2來表示)因而相依於該電容器CCOMP之數值及該跨導放大器20之GM的數值，其特別是：

因而，顯示出，對於CCOMP之固定值而言，該跨導-C結構10之交越頻率F2係與該跨導放大器20之數值GM成線性比例關係。

圖2A描述一電源轉換器200之高層次示意圖，其呈現一切換頻率(以FSW來表示)及包括：一轉換單元205，呈現複數個埠(分別以HV、FB、GND、SW及FRQ來表示)；一電感器(以LOUT來表示)；一輸出電容器(以COUT來表示)；以及一外部電阻器(以REXT來表示)。該轉換單元205包括：一時脈產生器210；一電流平方器220；一跨導結構230；一比較器240；一驅動邏輯電路250；一加法電路260；一斜率補償器270；一第一電控開關(以M1來表示)；一第二電控開關(以M2來表示)；一感測電阻器247；以及一差動放大器242。該跨導結構230包括：一誤差放大器280；一電容器290；以及一電阻器295。誤差放大器280在一示範性具體例中係一呈現一跨導表示GM之跨導放大器。第一電控開關M1在一示範性具體例中係一P-通道金氧半導體場效電晶體(PMOSFET)及該第二電控開關M2在一示範性具體例中係一N-通道金氧半導體場效電晶體(NMOSFET)。

外部電阻器REXT之第一端連接至一第一共用點，在一特定具體例中，該第一共用點係接地，以及該外部電阻器REXT之第二端經由埠FRQ連接至該時脈產生器210之輸入。該時脈產生器210之一第一輸出連接至該驅動邏輯電路250之一個別輸入及該時脈產生器210之一第二輸出連接至該電流平方器220之一輸入。電流平方器220之輸出連接至跨導結構230，以及特別地，連接至誤差放大器280之一偏壓輸入。誤差放大器280之非反相輸入連接至一參考電壓(以VREF來表示)。該誤差放大器280之反相輸入連接至埠FB。誤差放大器280之輸出(以IOUT來表示)連接至電阻器295之第一端及至比較器240之反相輸入。電阻器295之第二端連接至電容器290之第一端及電容器290之第二端連接至一第二共用點，該第二共用點在一特定具體例中表示一內部接地。比較器240之非反相輸入連接至加法電路260之輸出及比較器240之輸出連接至驅動邏輯電路250之一個別輸入。驅動邏輯電路250之一第一輸出連接至第一電控開關M1之閘極及至比較器240之致能輸入，該致能輸入係配置成作為一低電位作用輸入。驅動邏輯電路250之一第二輸出連接至第二電控開關M2之閘極。第一電控開關M1之源極經由感測電阻器247連接至埠HV，以及埠HV連接至一輸入電壓(以VIN來表示)。第一電控開關M1之汲極連接至第二電控開關M2之汲極及經由埠SW連接至電感器LOUT之第一端。感測電阻器247之每一端連接至差動放大器242之一個別輸入，以及差動放大器242之輸出連接至加法電路260之一第一輸入。斜率補償器270連接至加法電路260之一第二輸入。第二電控開關M2之源極經由埠GND連接至第一共用點。電感器LOUT之第二端連接至輸出電容器COUT之第一端及連接至埠FB，以及以VOUT來表示。輸出電容器COUT之第二端連接至該第一共用點。

圖2B描述圖2A之誤差放大器280的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一第一NMOSFET M11、一第二NMOSFET M12、一第三NMOSFET M14、一第四NMOSFET M15、一第一PMOSFET M16、一第二PMOSFET M17、一第一電流源IFRQ2、一第二電流源CS1及一第三電流源CS2。如有關圖2A所述，除了該輸出(以IOUT來表示)之外，還顯示該反相及非反相輸入。第一電流源IFRQ2之第一端連接至一電壓源(以VCC來表示)，以及第一電流源IFRQ2之第二端連接至第一及第二NMOSFET M11及M12之源極的每一者。第一NMOSFET M11之閘極表示誤差放大器280之非反相輸入及第二NMOSFET M12之閘極表示誤差放大器280之反相輸入。第一NMOSFET M11之汲極連接至第一PMOSFET M16之源極及連接至該第二電流源CS1之第一端。第二NMOSFET M12之汲極連接至第二PMOSFET M17之源極及連接至第三電流源CS2之第一端。第二電流源CS1之第二端及第三電流源CS2之第二端連接至該第二共用點，該第二共用點在一特定具體例中係一內部接地。

第三NMOSFET M14之源極及第四NMOSFET M15之源極的每一者連接至VCC，以及第三NMOSFET M14之閘極連接至第四NMOSFET M15之閘極及連接至第三NMOSFET M14之汲極及第一PMOSFET M16之汲極。第四NMOSFET M15之汲極表示輸出IOUT，以及進一步連接至第二PMOSFET M17之汲極。第一PMOSFET M16之閘極及第二PMOSFET M17之閘極連接至一共用電壓偏壓點(以VBIAS來表示)。

為了容易了解，將一起描述圖2A及2B之操作。經由外部電阻器REXT驅動一電流(以IFRQ來表示)，電流被界定為響應一下面關於圖3A所要進一步描述之參考電壓，外部電阻器REXT之數值(切換頻率FSW，如圖3C所示)係與電流IFRQ之數值成線性比例關係。電流IFRQ流經時脈產生器210，藉此使時脈產生器210致能，以產生一要被輸出至驅動邏輯電路250之時脈信號。

電流IFRQ流經電流平方器220，以在該電流平方器220處被平方成某一數值(以IFRQ2來表示)。電流平方器220之構造及操作對於該項技藝者係已知的，以及特別是在一篇論文中(A.Naderi et al.,published by the Institute of Electrical and Electronics Engineers(IEEE)of New York,entitled“High speed,Low power Four-Quadrant CMOS Current-Mode Multiplier”)中詳細描述一示範性具體例，在此以提及方式併入其整個內容。在誤差放大器280之一偏壓輸入上接收平方電流IFRQ2之一電壓表示(以VIFRQ2來表示)，其在圖2B中顯示成為電流源IFRQ2。在一示範性具體例中，一電流鏡將電流IFRQ2從一在電流平方器220中之電晶體轉移至一在誤差放大器280中之匹配電晶體。因此，在這樣的具體例中，使該電流IFRQ2之一電壓表示連接於電流平方器220與誤差放大器280之間，以及將電壓表示轉換成誤差放大器280中之電流IFRQ2。

誤差放大器280之跨導(以GM來表示)表示成為：

K係電晶體M11及M12之特性。因為IFRQ2之平方根係 IFRQ，所以方程式4可寫成： 誤差放大器280之GM因而與IFRQ成線性比例關係，以及因為如上所述，IFRQ與切換頻率FSW成線性比例關係，所以GM亦與切換頻率FSW成線性比例關係。

跨導結構230實施在PWM控制器中所通常使用之type II補償，以響應電阻器295及電容器290。此補償有效地對付輸出電容器COUT及任何輸出負載電阻所產生之低頻極點(low frequency pole)。跨導結構230之AC響應因而相似於跨導-C結構10之AC響應。如上面關於方程式3所示，跨導結構230之交越頻率係與誤差放大器280之跨導GM成線性比例關係。因為誤差放大器280之跨導GM係與切換頻率FSW成線性比例關係，所以跨導結構230之交越頻率因而與切換頻率FSW成線性比例關係。因此，跨導結構230之交越頻率根據切換頻率FSW之變動成線性改變。為了確保穩定性，藉由電容器290之數值的選擇將跨導結構230之交越頻率設定至切換頻率FSW之約20-25%。

當時脈產生器210之輸出變成高位準時，驅動邏輯電路250操作以打開第二電控開關M2、關閉第一電控開關M1及使比較器240致能。關閉第一電控開關M1以使輸入電壓VIN連接至電感器LOUT之第一端，因而依據下面程式促使流經電感器LOUT之電流(以IOUT來表示)逐漸增加： 其中V代表橫跨電感器LOUT之電壓降，以及L代表電感器LOUT之電感。當IOUT增加時，橫跨第一電控開關M1之電壓降亦增加。藉由加法電路260將在第一電控開關M1之汲極上所取樣之電壓與斜率補償器270之輸出相加及饋入比較器240，該斜率補償器270之操作及用途將描述於後。跨導結構230之輸出經由電阻器295對電容器290充電，以及藉由比較器240比較該跨導結構230之輸出上之結果電壓與加法電路260之輸出。在加法電路260之輸出上的結果電壓比跨導結構230所輸出之電壓高之情況中，比較器240操作以促使驅動邏輯電路250打開第一電控開關M1及關閉第二電控開關M2，藉此驅動在埠SW上之電壓至接地，以及關閉迴路，以允許電感器LOUT經由該輸出負載(未顯示)放電。

熟習該項技藝者知道，當工作週期(duty cycle)增加50%以上時，一電流回饋迴路變成不穩定的開迴路。更詳而言之，對於工作週期小於50%而言，會有來自標稱工作點(nominal operating point)之擾動，然而，它們隨著每一週期而減少。對於工作週期大於50%而言，該等擾動隨著每一週期而增大。藉由加入該斜率補償至感測電流信號，亦即加入電流以補償該擾動，擾動開始增大之工作週期將增加。斜率補償器270之特定構造及操作對熟習該項技藝者係已知的。在一特別具體例中，一來自時脈產生器210之斜波電壓 乘以一固定值，以及將作為斜率補償器270之輸出的結果饋入至加法電路260之第二輸入。

圖3A描述一連接有外部電阻器REXT之時脈產生器210的高層次示意圖。時脈產生器210包括：一運算放大器310；一第一電控開關320，在一具體例中第一電控開關320係一NMOSFET；一電流鏡(current mirror)330；一比較器340；一電容器350；以及一第二電控開關360，在一具體例中第二電控開關360係一NMOSFET。

運算放大器310之非反相輸入連接至一偏電壓(以VBIAS)。在一示範性具體例中，VBIAS係相同於上面圖2B所述之參考電壓。運算放大器310之反相輸入連接至第一電控開關320之源極及經由埠FRQ連接至外部電阻器REXT之第一端。運算放大器310之輸出連接至第一電控開關320之閘極。外部電阻器REXT之第二端連接至一共用點，該共用點在一具體例中係接地。第一電控開關320之汲極連接至電流鏡330之輸入。電流鏡330之一第一輸出連接至比較器340之非反相輸入、電容器350之第一端及第二電控開關360之汲極。從時脈產生器210輸出電流鏡320之一第二輸出。比較器340之反相輸入連接至一參考電壓(以VREF來表示)。比較器340之輸出(以CLK來表示)連接至第二電控開關360之閘極及如上面圖2A所述，進一步從時脈產生器210輸出。該電容器350之第二端連接至該第二共用點。

圖3B描述橫跨電容器350之電壓(以VC來表示)的曲線圖，其中x軸代表時間及y軸代表電壓。鋸齒波形370表示電壓VC為時間之函數。圖3C描述該輸出CLK之曲線圖，其中x軸代表時間及y軸代表電壓。脈衝列380表示輸出CLK。為了簡便起見，將一起描述圖3A、3B及3C。

在操作中，經由REXT驅動電流IFRQ，以響應電壓VBIAS。對於任何固定電壓VBIAS而言，電流IFRQ之數值響應REXT之數值。運算放大器310、第一電控開關320及該外部電阻器REXT之封閉迴路操作將埠FRQ上之電壓設定至VBIAS，因此，電流IFRQ可表示成：

電流IFRQ流入電流鏡330，其中該電流鏡操作以輸出兩個電流，每一電流具有相同於IFRQ之數值。如上面關於圖2A所述，第一電流IFRQ從時脈產生器210流出至電流平方器220。第二電流IFRQ流至電容器350，藉此對電容器350充電。最初，當橫跨電容器350之電壓(亦即，電壓VC)小於VREF時，比較器340之輸出係低位準的，因而打開第二電控開關360，以允許對電容器350充電。如圖3B及3C所示，當電壓VC達到VREF時，比較器340之輸出CLK變成高位準，藉此關閉第二電控開關360，因而使電容器350放電。接著，將比較器340之非反相輸入驅動至接地，藉此如圖3C所示，使比較器340之輸出CLK變成低位準。因此，如圖3B及3C所述，輸出CLK變成一時脈脈衝且負載率(duty rate)係由電壓VC到達VREF所花費之時間量來界定。輸出CLK對上面圖2所述之驅動邏輯電路250及比較器240起作用。橫跨電容器350之電壓可表示成： C係電容器350之電容。電壓VC之變化率因而與電流IFRQ之數值成線性比例關係，因此，電壓VC到達VREF所花費之時間量亦與電流IFRQ之數值成線性比例關係。時脈脈衝CLK之頻率因而與電流IFRQ之數值成線性比例關係。

圖4係一控制一電源轉換器(諸如圖2之電源轉換器200)以使一回饋誤差放大器之交越頻率響應該切換頻率的方法之高層次流程圖。在步驟1000中，在該電源轉換器上接收一輸入信號(諸如電流IFRQ)。在一具體例中，如上所述，在時脈產生器210上接收電流IFRQ。在步驟1010中，產生一可變頻率時脈輸出(諸如圖3A-3C之時脈脈衝CLK)，以響應步驟1000之接收輸入信號。在一具體例中，藉由時脈產生器210產生該可變頻率時脈輸出。任選地，該可變頻率時脈輸出係配置成與該輸入信號成比例關係，以及如上面圖3A-3C所述，進一步任選地配置成與該輸入信號成線性比例關係，其中時脈脈衝CLK與電流IFRQ成線性比例關係。在步驟1020中，提供一誤差放大器(諸如誤差放大器280)，以構成電源轉換器200之一回饋電路。任選地，該誤差放大器係一如上面圖2所述之跨導放大器。在步驟1030中，控制步驟1020之誤差放大器的增益，以響應步驟1000之輸入信號。在一具體例中，如以上所述，對誤差放大器280偏壓，以響應電流IFRQ之數值。

在任選步驟1040中，藉由一電流平方器(諸如電流平方器220)產生步驟1000之輸入信號的平方值(諸如圖2之電流IFRQ2)。在任選步驟1050中，提供步驟1040所產生之平方值至步驟1020之誤差放大器及該誤差放大器之增益響應該產生平方值。再者，任選地，該誤差放大器之增益與步驟1000之輸入信號成比例關係，以及另外，任選地，該誤差放大器之增益與該輸入信號成線性比例關係。在一具體例中，如上面圖2所述，提供電流IFRQ2之電壓表示至誤差放大器280之偏壓輸入，藉此控制增益GM係與電流IFRQ成線性比例關係。在任選步驟1060中，提供一外部組件(諸如外部電阻器REXT)，步驟1000之輸入信號響應該外部組件之數值。在一具體例中，如上面圖3A所述，電流IFRQ之數值與外部電阻器REXT之電阻值成線性比例關係。

察覺到，在單一具體例中亦可以以組合方式提供在個別具體例之上下文中所清楚描述之本發明的某些特徵。相反地，亦可以分別或以任何合適次組合方式提供在單一具體例之上下文中所簡潔描述之本發明的各種特徵。

除非另外界定，在此所使用之所有技術及科學術語具有相同於本發明所屬技藝之一般人士所通常了解之意思。雖然可在本發明之實施或測試中使用相似或同等於在此所述之方法，但是在此只描述合適方法。

以提及方式併入在此所述之所有刊物、專利申請案、專利及其它參考資料之全部。在衝突之情況中，將以本專利說明書(包含定義)為主。此外，材料、方法及範例只是描述用而不是想要作為限制用。

熟習該項技藝者將察覺到，本發明並非侷限於上面所特別顯示及描述者。更確切地說，本發明之範圍以所附請求項來界定及包括上面所述之各種特徵的組合及次組合以及熟習該項技藝者在讀取先前敘述時會想到且不在該習知技藝中之變更及修改。

10．．．跨導-C結構

20．．．跨導放大器

30．．．曲線

50．．．反曲點

200．．．電源轉換器

205．．．轉換單元

210．．．時脈產生器

220．．．電流平方器

230．．．跨導結構

240．．．比較器

242．．．差動放大器

247．．．感測電阻器

250．．．驅動邏輯電路

260．．．加法電路

270．．．斜率補償器

280．．．誤差放大器

290．．．電容器

295．．．電阻器

310．．．運算放大器

320．．．第一電控開關

330．．．電流鏡

340．．．比較器

350．．．電容器

360．．．第二電控開關

370．．．鋸齒波形

380．．．脈衝列

CCOMP．．．電容器

CLK．．．比較器340之輸出

COUT．．．輸出電容器

CS1．．．第二電流源

CS2．．．第三電流源

F1．．．頻率

F2．．．交越頻率

FB．．．埠

FRQ．．．埠

FSW．．．切換頻率

GND．．．埠

HV．．．埠

IFRQ．．．電流

IFRQ2．．．第一電流源

IOUT．．．輸出

LOUT．．．電感器

M1．．．第一電控開關

M2．．．第二電控開關

M11．．．第一NMOSFET

M12．．．第二NMOSFET

M14．．．第三NMOSFET

M15．．．第四NMOSFET

M16．．．第一PMOSFET

M17．．．第二PMOSFET

NOM．．．標稱增益

REXT．．．外部電阻器

ROUT．．．輸出電阻

SW．．．埠

V1．．．第一電壓

V2．．．第二電壓

VBIAS．．．共用電壓偏壓點

VC．．．橫跨電容器之電壓

VIFRQ2．．．平方電流IFRQ2之電壓表示

VIN．．．輸入電壓

VOUT．．．輸出

VREF．．．參考電壓

圖1A描述依據該習知技藝之一跨導-C結構的高層次示意圖；

圖1B描述圖1A之跨導-C結構的AC響應之曲線圖；

圖2A描述一電源轉換器之高層次示意圖，其中一回饋誤差放大器之交越頻率響應該切換頻率；

圖2B描述依據一示範性具體例之一跨導誤差放大器的高層次示意圖；

圖3A描述依據一示範性具體例之圖2的電源轉換器之一時脈產生器的高層次示意圖；

圖3B描述橫跨圖3A之時脈產生器的一元件之電壓的曲線圖；

圖3C描述圖3A之時脈產生器的時脈脈衝輸出之曲線圖；以及

圖4描述一控制一電源轉換器以使一回饋誤差放大器之交越頻率響應該切換頻率的方法之高層次流程圖。

200．．．電源轉換器

205．．．轉換單元

210．．．時脈產生器

220．．．電流平方器

230．．．跨導結構

240．．．比較器

242．．．差動放大器

247．．．感測電阻器

250．．．驅動邏輯電路

260．．．加法電路

270．．．斜率補償器

280．．．誤差放大器

290．．．電容器

295．．．電阻器

COUT．．．輸出電容器

FB．．．埠

FRQ．．．埠

GND．．．埠

HV．．．埠

IFRQ．．．電流

IOUT．．．輸出

LOUT．．．電感器

M1．．．第一電控開關

M2．．．第二電控開關

REXT．．．外部電阻器

SW．．．埠

VIFRQ2．．．平方電流IFRQ2之電壓表示

VIN．．．輸入電壓

VOUT．．．輸出

VREF．．．參考電壓

Claims (17)

1. 一種電源轉換器，其包括：一轉換單元；及一外部電阻器，位於該轉換單元外，該轉換單元包括：一參考源；一時脈產生器，其配置成用以輸出一週期性時脈信號，該週期性時脈信號具有響應該外部電阻器的數值而確定之頻率，該轉換單元配置成用以在一切換頻率下轉換一輸入電源信號至一輸出電源信號，該切換頻率係響應該週期性時脈信號；以及一誤差放大器，其與該參考源及該電源轉換器之一輸出取樣相連，該轉換單元配置成用以響應該誤差放大器而控制該電源轉換器之輸出，該誤差放大器呈現一其數值響應該外部電阻器之數值之增益。
2. 如申請專利範圍第1項之電源轉換器，其中，該轉換單元進一步包括：一電流產生器，其與該外部電阻器相連，該電流產生器配置成用以產生一參考電流，該參考電流之數值係響應該外部電阻器而確定，其中，該時脈產生器之頻率的數值係與所產生之該參考電流的數值成比例關係。
3. 如申請專利範圍第2項之電源轉換器，其中，該時脈產生器之頻率的數值係與所產生之該參考電流的數值成線性比例關係。
4. 如申請專利範圍第1項之電源轉換器，其中，該誤差放大器係由一跨導放大器所構成。
5. 如申請專利範圍第4項之電源轉換器，其中，該轉換單元進一步包括：一電流產生器，其與該外部電阻器相連；及一電流平方器，該電流產生器配置成用以產生一參考電流，該參考電流之數值係響應該外部電阻器而確定，該電流平方器配置成用以產生該參考電流之平方值及提供該平方值至該跨導放大器，該跨導放大器之增益響應該平方值。
6. 如申請專利範圍第4項之電源轉換器，其中，該跨導放大器之增益與所產生之該參考電流之數值成比例關係。
7. 如申請專利範圍第4項之電源轉換器，其中，該跨導放大器之增益與所產生之該參考電流之數值成線性比例關係。
8. 一種控制一電源轉換器以使一回饋誤差放大器之交越頻率響應切換頻率之方法，該方法包括：產生一電流，該電流之數值係響應一外部電阻器之數值；產生一週期性時脈信號，該週期性時脈信號具有響應所產 生之該電流的數值而確定之頻率；在一切換頻率下轉換一輸入電源信號至一輸出電源信號，該切換頻率係響應該週期性時脈信號；提供一誤差放大器，所提供之該誤差放大器構成一回饋電路以控制上述之轉換使其收斂至所提供之一參考數值；以及設定所提供之該誤差放大器之增益，以響應所產生之該電流之數值。
9. 如申請專利範圍第8項之方法，其中，所產生之該週期性時脈信號的頻率係與所產生之該電流之數值成比例關係。
10. 如申請專利範圍第8項之方法，其中，所產生之該週期性時脈信號的頻率係與所產生之該電流之數值成線性比例關係。
11. 如申請專利範圍第8項之方法，其中，所提供之該誤差放大器係一跨導放大器。
12. 如申請專利範圍第8項之方法，進一步包括：產生一所產生之該電流的平方值；以及提供該平方值至所提供之該誤差放大器，前述該增益之設定響應所提供之該平方值。
13. 如申請專利範圍第12項之方法，其中，所設定之該誤差放大器的增益係與所產生之該電流的數值成比例關係。
14. 如申請專利範圍第12項之方法，其中，所設定之該誤差放大器的增益係與所產生之該電流的數值成線性比例關 係。
15. 一種電源轉換器，其包括：一時脈產生器，其配置成用以產生一週期性時脈信號，該週期性時脈信號具有響應一外部組件的數值之頻率，該電源轉換器配置成用以在一切換頻率下轉換一輸入電源信號至一輸出電源信號，該切換頻率係響應該週期性時脈信號；一手段，用以接收該電源轉換器之輸出電壓及電流中之一的指示；以及一誤差放大器，其與該用以接收該電源轉換器之輸出電壓及電流中之一的指示之手段相連，該誤差放大器呈現一其數值響應該外部組件的數值之增益。
16. 如申請專利範圍第15項之電源轉換器，其中，該誤差放大器係由一跨導放大器所構成。
17. 如申請專利範圍第15項之電源轉換器，其中，該增益係與該外部組件的數值成線性比例關係。