TWI439034B - Zero voltage switching power converter - Google Patents

Description

零電壓切換電源轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種零電壓切換電源轉換器。

在論文「B. R. Lin and H. K. Chiang,“Analysis and Implementation of a Soft Switching Interleaved Forward Converter with Current Double Rectifier,”IET Electr. Power Appl.,Vol. 1,No. 5,pp. 697-704,2007.」提出一種習知的電源轉換器。

但是習知的電源轉換器的缺點為：

1.所使用的開關應力是v_in /1-D，其中v_in 為輸入電壓，D為功率開關導通比(duty ratio)，當D=0.5，開關應力為2v_in ，不適合高輸入電壓應用。

2.使用四個開關，增加硬體成本。

因此，本發明之目的，即在提供一種減少開關應力的零電壓切換電源轉換器。

該零電壓切換電源轉換器，包含：一第一分壓電容，具有一接收一輸入電壓的正極的第一端，及一第二端；一第二分壓電容，具有一電連接於該第一分壓電容之第二端的第一端，及一接收該輸入電壓的負極的第二端；一第一開關，具有一電連接於該第一分壓電容之第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一第一端，及一電連接於該第二分壓電容之第二端的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一旁路二極體，具有一電連接於該第二開關之第一端的陽極及一電連接於該第一開關之第二端的陰極；第一及第二變壓器，每一變壓器具有一個初級側繞組和一個次級側繞組，且每一側電感皆具有一第一端及一第二端，其中，該第一變壓器的初級側繞組的第一端電連接於該第一開關之第一端，該第二變壓器的初級側繞組的第一端電連接於該第一變壓器的初級側繞組的第二端，該第二變壓器的初級側繞組的第二端電連接於該第二開關之第一端，該第二變壓器的次級側繞組的第二端電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端；一共振電感，電連接於該第一分壓電容的第二端與該第一變壓器的初級側繞組的第二端之間；一第一二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第一端的陽極，及一陰極；一第二二極體，具有一電連接於該第二變壓器的次級側繞組的第一端的陽極，及一陰極；一第三二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端的陽極，及一電連接於該第一二極體之陰極的陰極；一第四二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端的陽極，及一電連接於該第二二極體之陰極的陰極；一第一輸出電感，具有一電連接於該第一二極體之陰極的第一端，及一第二端；一第二輸出電感，具有一電連接於該第二二極體之陰極的第一端，及一第二端；及一輸出電容，電連接於該第一輸出電感的第二端與該第一變壓器的次級側繞組的第二端之間，用於提供一輸出電壓。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

如圖1所示，本發明零電壓切換電源轉換器之較佳實施例，包含：第一及第二分壓電容C₁ 、C₂ 、第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 、旁路二極體D_P 、共振電感L_r 、第一及第二變壓器T₁ 、T₂ 、第一至第四二極體D₁ ~D₄ 、第一及第二輸出電感L₁ 、L₂ ，及一輸出電容C_O 。

第一分壓電容C₁ 具有一接收一輸入電壓v_in 的正極的第一端，及一第二端。

第二分壓電容C₂ 具有一電連接於該第一分壓電容C₁ 之第二端的第一端，及一接收該輸入電壓v_in 的負極的第二端。

第一開關Q₁ 具有一電連接於該第一分壓電容C₁ 之第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關Q ₁ 受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

第二開關Q₂ 具有一第一端，及一電連接於該第二分壓電容C₂ 之第二端的第二端，且該第二開關Q₂ 受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

其中，該二開關Q₁ 、Q₂ 皆是N型功率半導體電晶體且實質上是呈交互導通，且該二開關Q₁ 、Q₂ 的導通期間沒有重疊，且該二開關Q₁ 、Q₂ 之第一端是汲極，該二開關Q₁ 、Q₂ 之第二端是源極。

旁路二極體D_P 具有一電連接於該第二開關Q₂ 之第一端的陽極及一電連接於該第一開關Q₁ 之第二端的陰極。

第一及第二變壓器T₁ 、T₂ 具有一個初級側繞組L_P1 和一個次級側繞組L_P2 ，且每一側繞組L_P1 、L_P2 皆具有一第一端及一第二端，其中，該二繞組L_P1 、L_P2 的匝數比為N₁ ：N₂ ，且在本實施例中，該第一端是極性點端、該第二端是非極性點端。其中，在圖1中並無標示出該二變壓器T₁ 、T₂ 的磁化電感及漏電感，將於後文中說明。

第一變壓器T₁ 的初級側繞組L_P1 的第一端電連接於該第一開關Q₁ 之第一端。

第二變壓器T₂ 的初級側繞組L_P1 的第一端電連接於該第一變壓器T₁ 的初級側繞組L_P1 的第二端。第二變壓器T₂ 的初級側繞組L_P1 的第二端電連接於該第二開關Q₂ 之第二端。第二變壓器T₂ 的次級側繞組L_P2 的第二端電連接於該第一變壓器T₁ 的次級側繞組L_P2 的第二端。

共振電感L_r 電連接於該第一分壓電容C₁ 的第二端與該第一變壓器T₁ 的初級側繞組L_P1 的第二端之間。

第一二極體D₁ 具有一電連接於該第一變壓器T₁ 的次級側繞組L_P2 的第一端的陽極，及一陰極。

第二二極體D₂ 具有一電連接於該第二變壓器T₂ 的次級側繞組L_P2 的第一端的陽極，及一陰極。

第三二極體D₃ 具有一電連接於該第一變壓器T₁ 的次級側繞組L_P2 的第二端的陽極，及一電連接於該第一二極體D₁ 之陰極的陰極。

第四二極體D₄ 具有一電連接於該該第一變壓器T₁ 的次級側繞組L_P2 的第二端的陽極，及一電連接於該第二二極體D₂ 之陰極的陰極。

第一輸出電感L₁ 具有一電連接於該第一二極體D₁ 之陰極的第一端，及一第二端。

第二輸出電感L₂ 具有一電連接於該第二二極體D₂ 之陰極的第一端，及一第二端。

輸出電容C_O 電連接於該第一輸出電感L₁ 的第二端與該第一變壓器T₁ 的次級側繞組L_P2 的第二端之間，用於提供一輸出電壓v_o 到一負載。

參閱圖2，為本實施例的操作時序圖，其中，參數v_g1 、v_g2 分別代表控制該第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 是否導通的電壓，參數v_Cr1 、v_Cr2 分別代表該第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 的寄生電容C_r1 、C_r2 的跨壓，參數i_Lm1 、i_Lm2 分別代表流經該二變壓器T₁ 、T₂ 的磁化電感L_m1 、L_m2 之電流，參數i_Lr 代表流經該共振電感L_r 之電流，參數i _D1 ～i _D4 分別代表流過第一至第四二極體D₁ ~D₄ 的電流，參數i_L1 、i_L2 分別代表流過該第一輸出電感L₁ 的電流、流過該第二輸出電感L₂ 的電流，參數i_Lo 代表總輸出電流。依據該二開關Q₁ 、Q₂ 的切換，本實施例會在十種模式下操作，且在以下模式中會於圖示中畫出該二變壓器T₁ 、T₂ 的磁化電感L_m1 、L_m2 及其漏電感L _l1 、L _l2 ，且導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，以下分別針對每一模式進行說明且令該二開關Q₁ 、Q₂ 的責任導通週期D＜0.5。

且以下分析，假設條件為：

1.第一及第二變壓器T₁ 、T₂ 的匝數比相等且磁化電感值相等(L_m1 =L_m2 =L_m )，且漏電感相等L _{l 1} =L _{l 2} =L _l 。

2.磁化電感L _m 遠大於共振電感L_r 及漏電感L_l ，即L_m >>L_r ，L_m >>L_l 。

3.第一及第二分壓電容C₁ 、C₂ 的電容值遠大於第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 的寄生電容C_r1 、C_r2 。

4.第一及第二輸出電感L₁ 、L₂ 的電感值相等，即L ₁ =L ₂ 。

5.輸出電容C_O 很大，輸出電壓v _o 可視為常數。

6.操作在連續導通模式(CCM)。

7.儲存於共振電感L_r 及漏電感L _l1 、L _l2 的能量大於寄生電容C _{r 1} 、C _{r 2} 的能量，以達成零電壓切換(Zero voltage switching，ZVS)操作。

模式一(時間：t ₀ ~t ₁ )：

參閱圖2及圖3a，第一開關Q₁ 導通，而第二開關Q₂ 不導通。

第一開關Q₁ 處於導通狀態，使儲存於分壓電容C₁ 的能量藉由變壓器T₁ 傳遞至負載，其詳細操作為：流經第一輸入電感L_m1 的電流ｉ _{Lm 1} 線性上升，且第一開關Q₁ 二端跨壓v _{Cr 1} =0，因此第一變壓器T₁ 之初級側繞組L_P1 跨壓近似於第一分壓電容C₁ 之電壓v _{P 1} v _{C 1} >0，且於第一變壓器T₁ 之次級側繞組L_P2 產生一感應電壓v _{S 1} =nv _{C 1} >0而使第一二極體D₁ 導通、第三二極體D₃ 不導通，且磁化電感L_m1 的電壓v _{L 1} =v _{S 1} -v _o >0，其電流i _{L 1} 線性上升，斜率為v _{C 1} /L _m 。

第二開關Q₂ 處於不導通狀態，因此其跨壓等同於輸入電壓v _{Cr 2} =v _in ，第二變壓器T₂ 經由旁路二極體D_P 作磁通重置，第二變壓器T₂ 的初級側繞組L_P1 跨壓v _{P 2} -v _{P 1} <0，而使第二二極體D₂ 不導通、第四二極體D₄ 導通，第二輸出電感L₂ 的電壓v _{L 2} =-V _o ，且第二輸出電感L₂ 的電流i _{L 2} 線性下降，因此總輸出電流i _{L o} =i _{L 1} +i _{L 2} 會有漣波相消的效果。

模式二(時間：t ₁ ~t ₂ )：

參閱圖2及圖3b，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

第一分壓電容C₁ 提供一電流i _{Q 1} 對第一開關Q ₁ 之寄生電容C_{r 1} 充電，使其電壓v_{Cr 1} 上升，由於旁路二極體D_P 導通，電壓v_{Cr 1} 和v_{Cr 2} 滿足v_{Cr 1} +v_{Cr 2} =v_in ，所以第二開關Q ₂ 之寄生電容C_r2 放電，使其電壓v_{Cr 2} 下降。由於第一及第二開關Q ₁ 、Q ₂ 的寄生電容C_{r 1} 和C_{r 2} 非常小，v_{Cr 1} 上升和v_{Cr 2} 下降非常快，因此本階段歷時很短，第一輸入電感L_m1 之電流i_Lm1 可視為常數，同時i₁ =ni_L1 ，因此第一開關Q₁ 之寄生電容電容C_r1 受電流i_Q1 快速充電。

當v_Cr1 上升至v_C1 ，v_Cr2 下降至v_C2 ，第一變壓器T₁ 之初級側繞組L_P1 的電壓v_P1 =0 ，第二變壓器T₂ 之次級側繞組L_P2 的電壓v_P2 =0 ，因此v_S1 =0 而且v_S2 =0 ，進入模式三。

模式三(時間： t₂ ~t₃ )：

參閱圖2及圖3c，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

共振電感L_r ，第一及第二漏電感L_l1 和L_l2 、第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 之寄生電容C _{r 1} 和C_r2 形成共振電路，第一開關Q₁ 跨壓v _{Cr 1} 持續上升，第二開關Q₂ 跨壓v_Cr2 持續下降，共振電感L_r 跨負電壓，其電流i_Lr 下降，而使流經第一二極體D₁ 的電流i_D1 遞減，流經第三二極體D₃ 的電流i _D3 遞增，流經第二二極體D₂ 的電流i_D2 遞增，流經第四二極體D₄ 的電流i_D4 遞減。

在模式三的共振電感L _r 及漏電感L_l1 、L_l2 的初始儲能必須大於第二開關Q₂ 之寄生電容C_r2 的初始儲能，方能使第二開關Q₂ 跨壓v_Cr2 下降至零，達到ZVS的條件。

當第二開關Q ₂ 跨壓v_Cr2 下降至0，第二開關Q₂ 的本體二極體(body diode)D_Q2 導通，模式三結束。

模式四(時間： t ₃ ~t ₄ )：

參閱圖2及圖3d，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

模式四開始時，第二開關Q₂ 跨壓v_Cr2 箝位在零，而且v_Cr1 =v_in ，且第二開關Q₂ 之本體二極體D_Q2 導通，由於第二開關Q₂ 之跨壓為零，在電流i_Q2 變成正值之前，必須將Q₂ 切換為導通，達成ZVS操作，並進到模式五。

模式五(時間： t₄ ~t₅ )：

參閱圖2及圖3e，第一開關Q₁ 不導通，而第二開關Q₂ 導通。

模式五電路操作與模式四相同，故不重述。

當第三二極體D₃ 的電流i_D3 上升至i_L1 ，第二二極體D₂ 的電流i_D2 上升至i_L2 ，換向完成，同時第一及第四二極體D₁ 和D₄ 轉變成截止，模式五結束。

模式六(時間： t₅ ~t₆ )：

參閱圖2及圖3f，第一開關Q₁ 不導通，而第二開關Q₂ 導通。

第三二極體電流i_D3 =i_L1 ，第二二極體電流i_D2 =i_L2 ，第二輸入電感的電壓v_P2 v_C2 ，其電流i_Lm2 線性上升且斜率為v_C2 /L_m ，第二變壓器T ₂ 的次級側繞組L_P2 的電壓v_S2 =nv_P2 >0 ，此時儲存在第二分壓電容C₂ 之能量藉由第二變壓器T₂ 傳遞至輸出負載。且第一變壓器T₁ 經由旁路二極體D_P 作磁通重置(flux resetting)，且v_P1 =-v_P2 ，因此電流i _{Lm 1} 線性下降。在輸出電感電流方面，因為v_L2 =v_S2 -v_o >0，i _{L 2} 線性上升；v_L1 =-v_o ，i_L1 線性下降，所以總輸出電流i_Lo =i_L1 +i_L2 會有漣波相消的效果。

模式七(時間： t ₆ ~t ₇ )：

參閱圖2及圖3g，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

電流i_Q2 為正值對第二開關Q₂ 之寄生電容C_r2 充電，使其電壓v_Cr2 上升，由於旁路二極體D_P 導通，電壓v_Cr1 和v_Cr2 滿足v_in =v_Cr1 +v_Cr2 ，所以第一開關Q₁ 之寄生電容C_r1 放電，其電壓v _{Cr 1} 下降。由於第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 的寄生電容C_r1 和C_r2 非常小，v_Cr2 上升和v_Cr1 下降非常快，因此模式七歷經的時間很短。

當第二開關Q₂ 跨壓v_Cr2 上升至v_C2 ，此時v_Cr1 下降至v_C1 ，第二變壓器T₂ 的初級側繞組L_P1 的電壓v_P2 =0，且第一變壓器T₁ 的初級側繞組L_P1 的電壓v_P1 =0，使第一及第四二極體D₁ 及D₂ 開始導通，本階段結束。

模式八(時間： t ₇ ~t ₈ )：

參閱圖2及圖3h，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

第一及第二變壓器T₁ 、T₂ 的初級側繞組的電壓v_P1 和v_P2 箝位於零，i_Lm1 和i_Lm2 保持常數。共振電感L_r 、漏電感L_l1 和L_l2 及第一及第二開關的寄生電容C_r1 和C_r2 形成共振電路，v_Cr2 持續上升，v_Cr1 持續下降。共振電感跨正電壓，其電流i_Lr 上升。電流i_D1 遞增，i_D3 遞減，同時i_D2 遞減，i_D4 遞增。且共振電感及漏電感的初始儲能必須大於第一開關Q₁ 的寄生電容C_r1 的初始儲能，方能使第一開關跨壓v_Cr1 下降至零，達到ZVS的條件。

當第一開關電壓v_Cr1 下降至零，其本體二極體D_Q1 導通，進到模式九。

模式九(時間： t ₈ ~ t ₉ )：

參閱圖2及圖3i，第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 皆不導通。

電流流經第一開關Q₁ 之本體二極體D_Q1 ，第一開關Q₁ 之跨壓為零，且第二開關Q₂ 之跨壓v_Cr2 =v_in 。因為v_Cr1 =0，在第一開關電流i_Q1 變成正值之前，必須將第一開關Q₁ 切換為導通，達成ZVS操作。又共振電感電壓v_Lr =v_C1 L_r /(L_r +0.5L₁ )，共振電感電流i_Lr 線性上升。

當第一開關Q₁ 切換為導通時，達成ZVS操作，模式九結束。

模式十(時間： t₉ ~t₁₀ )：

參閱圖2及圖3i，第一開關Q₁ 導通，且第二開關Q₂ 不導通。

模式十電路操作與模式九相同。

當第一二極體電流i_D1 上升至i_L1 ，第四二極體電流i_D4 上升至i_L2 ，換向完成，第二及第三二極體D₂ 和D₃ 轉變為截止，模式十結束。

理論分析

由上述可知L_m >>L_r ，L_m >>L₁ ，且第一開關Q₁ 導通、第二開關Q₂ 不導通時，v_P1 v_C1 ；當第一開關Q ₁ 為不導通、第二開關Q ₂ 為導通時，v _{P 1} =-v _{C 2} 。根據伏秒平衡定理，則

Dv_C1 +(1-D)(-v_C2 )=0　(1)

其中第一開關Q₁ 的導通比(duty ratio)為D ，又因為

v _{C 1} +v _{C 2} =v _in 　(2)

由式(1)(2)式可推出

v_C1 =(1-D)v_in ，v_C2 =Dv_in 　(3)

令n=N₂ /N₁ ，電壓轉換比分析如下，當第一開關Q₁ 為導通、第二開關Q₂ 為不導通時，第一輸出電感L₁ 電壓如式(4)所示：

v_L1 =nv_C1 -v_o =n(1-D)v_in -v_o 　(4)

當第一開關Q₁ 為不導通、第二開關Q₂ 為導通時，第一輸出電感L₁ 電壓如式(5)所示：

v_L1 =-v_o 　(5)

穩態時，第一輸出電感L₁ 滿足伏秒平衡定理。因此

D[n(1-D)v_in -v_o ]+(1-D)(-v_o )=0　(6)

可得電壓轉換比

由式(7)可知最大的電壓轉換比在開關導通比D=0.5時。

實驗模擬

由圖4可知，在v_in =400 V時，第一開關Q₁ 之跨壓v_Q1,ds 都下降至零後，驅動信號v_g1 才切換為導通，達到ZVS性能，而第二開關Q₂ 之跨壓v_Q2,ds 都下降至零後，驅動信號v_g2 才切換為導通，達到ZVS性能。從圖中可知其電壓應力皆為v _in ，模擬結果符合第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 具有低電壓應力。

如圖5為輸出電感電流i_L1 、i_L2 、i_Lo 的波形量測圖，由模擬波形可知：在穩態操作下，i_L1 和i_L2 漣波反相，確實使漣波Δi_Lo 降低許多(Δi_L1 Δi_L2 2.7A→Δi_Lo 0.4A)，可選用較小的輸出濾波電容元件，可使得轉換器體積減小，提高功率密度。另外，I_L1 =I_L2 =10A確實分擔總輸出電流(20 A)，可分散磁性元件的功率損失及熱應力，且具有高輸出電流且低輸出電流漣波的性能。

如圖6為該等二極體D₁ ~D₄ 的電流模擬圖，從圖中可知當第一開關Q₁ 為導通時，第一二極體D₁ 截止，第三二極體D₃ 導通，等第一開關Q₁ 為不導通時，第二開關Q₂ 為導通時，二極體D₁ 導通，二極體D₃ 截止，此階段為和電流換向；當第二開關Q₂ 為導通時，第二二極體D₂ 導通，第四二極體D₄ 截止，等第二開關Q₂ 為不導通時，第一開關Q₁ 為導通時，第二二極體D₂ 截止，第四二極體D₄ 導通，此階段為二極體電流i_D2 、i_D4 換向，=i_o /2=10A

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1.每一開關Q₁ 、Q₂ 有較低的電壓應力，其開關應力等同於輸入電壓v_in ，適用於高輸入電壓的應用。

2.只包含二個開關Q₁ 、Q₂ ，能降低硬體成本。

3.第一及第二開關Q₁ 、Q₂ 都能達到零電壓切換(ZVS)操作，減少切換損失，能提高功率轉換效率。

4.因為並聯輸出結構具有電流分擔作用，可降低磁性元件之功率損失及熱應力的問題，所以適合高輸出電流應用。

5.具有輸出電流漣波相消作用，所以具有低輸出電流漣波。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

C₁ ．．．第一分壓電容

C₂ ．．．第二分壓電容

Q₁ ．．．第一開關

Q₂ ．．．第二開關

D_p ．．．旁路二極體

L_r ．．．共振電感

T₁ ．．．第一變壓器

T₂ ．．．第二變壓器

L_P1 ．．．初級側繞組

L_P2 ．．．次級側繞組

D₁ ~D₄ ．．．第一至第四二極體

L₁ ．．．第一輸出電感

L₂ ．．．第二輸出電感

C_O ．．．輸出電容

v_in ．．．輸入電壓

v_o ．．．．輸出電壓

L_m1 ~L_m2 ．．．磁化電感

L _l1 ~L _l2 ．．．漏電感

C_r1 ~C_r2 ．．．寄生電容

D_Q1 ~D_Q2 ．．．本體二極體

圖1是本發明零電壓切換電源轉換器之較佳實施例的一電路圖；

圖2是該較佳實施例的一時序圖；

圖3a是該較佳實施例於模式一的一電路圖；

圖3b是該較佳實施例於模式二的一電路圖；

圖3c是該較佳實施例於模式三的一電路圖；

圖3d是該較佳實施例於模式四的一電路圖；

圖3e是該較佳實施例於模式五的一電路圖；

圖3f是該較佳實施例於模式六的一電路圖；

圖3g是該較佳實施例於模式七的一電路圖；

圖3h是該較佳實施例於模式八的一電路圖；

圖3i是該較佳實施例於模式九的一電路圖；

圖3j是該較佳實施例於模式十的一電路圖；

圖4是該較佳實施例的第一種模擬圖；

圖5是該較佳實施例的第二種模擬圖；及

圖6是該較佳實施例的第三種模擬圖。

C₁ ．．．第一分壓電容

C₂ ．．．第二分壓電容

Q₁ ．．．第一開關

Q₂ ．．．第二開關

D_P ．．．旁路二極體

L_r ．．．共振電感

T₁ ．．．第一變壓器

T₂ ．．．第二變壓器

L_P1 ．．．初級側繞組

L_P2 ．．．次級側繞組

D₁ ~D₄ ．．．第一至第四二極體

L₁ ．．．第一輸出電感

L₂ ．．．第二輸出電感

C_O ．．．輸出電容

v_in ．．．輸入電壓

v_o ．．．輸出電壓

Claims (8)

1. 一種零電壓切換電源轉換器，包含：一第一分壓電容，具有一接收一輸入電壓的正極的第一端，及一第二端；一第二分壓電容，具有一電連接於該第一分壓電容之第二端的第一端，及一接收該輸入電壓的負極的第二端；一第一開關，具有一電連接於該第一分壓電容之第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一第一端，及一電連接於該第二分壓電容之第二端的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一旁路二極體，具有一電連接於該第二開關之第一端的陽極及一電連接於該第一開關之第二端的陰極；第一及第二變壓器，每一變壓器具有一個初級側繞組和一個次級側繞組，且每一側電感皆具有一第一端及一第二端，其中，該第一變壓器的初級側繞組的第一端電連接於該第一開關之第一端，該第二變壓器的初級側繞組的第一端電連接於該第一變壓器的初級側繞組的第二端，該第二變壓器的初級側繞組的第二端電連接於該第二開關之第一端，該第二變壓器的次級側繞組的第二端電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端；一共振電感，電連接於該第一分壓電容的第二端與該第一變壓器的初級側繞組的第二端之間；一第一二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第一端的陽極，及一陰極；一第二二極體，具有一電連接於該第二變壓器的次級側繞組的第一端的陽極，及一陰極；一第三二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端的陽極，及一電連接於該第一二極體之陰極的陰極；一第四二極體，具有一電連接於該第一變壓器的次級側繞組的第二端的陽極，及一電連接於該第二二極體之陰極的陰極；一第一輸出電感，具有一電連接於該第一二極體之陰極的第一端，及一第二端；一第二輸出電感，具有一電連接於該第二二極體之陰極的第一端，及一第二端；及一輸出電容，電連接於該第一輸出電感的第二端與該第一變壓器的次級側繞組的第二端之間，用於提供一輸出電壓。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，該第一及第二變壓器的匝數比相等。
3. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，每一次級側繞組的第一端是極性點端，每一次級側繞組的第二端是非極性點端。
4. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，每一初級側繞組的第一端是極性點端，每一初級側繞組的第二端是非極性點端。
5. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
6. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關的第一端是汲極，該第二開關的第二端是源極。
7. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，該第一及第二開關的導通期間沒有重疊。
8. 依據申請專利範圍第1項所述之零電壓切換電源轉換器，其中，該第一及第二輸出電感的電感值相等。