TWI436616B - 通道估計的裝置及其方法 - Google Patents
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Description
本揭露係有關於通訊系統，且特別有關於通訊系統中一種通道估計的裝置及其方法。
在無線數位通訊應用中傳送端透過物理通道(例如空氣等介質)將傳送訊號(Transmitted Signal)以電磁波形態傳輸到接收端，由於非理想通道效應(例如多重路徑反射與衰減)的影響，接收訊號通常會產生失真。基於多載波調變技術的正交分頻多工(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統特別對於多重路徑反射效應具備有效的處理能力，其接收端僅只需要一個簡單的一階等化器(One-tap Equalizer)即可等化多重路徑所造成對傳送訊號之頻率選擇性衰減(Frequency-selective Fading)效應。故近年來OFDM在有線/無線通訊與數位地面廣播應用發展上逐漸成為一主流技術，諸如ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line)、PLC(Power Line Communication)、DAB(Digital Audio Broadcasting)等系統、WLAN(Wireless Local Area Network)802.11a/b/g/n、數位電視系統(Digital TV System)例如中國移動多媒體廣播(CMMB: China Mobile Multimedia Broadcasting)、歐規數位視訊廣播-地面(DVB-T: Digital Video Broadcasting-Terrestrial)、數位視訊廣播-手持式(DVB-H: Digital Video Broadcasting-Handheld)以及具移動性(Mobility)設備的Wi-Max IEEE 802.16e等等。此外，***(4G)無線通訊例如IEEE 802.16m[1]與3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE-A[2](Long Term Evolution-Advance)也使用OFDM傳輸技術。
高速移動是未來***無線通訊例如802.16m和3GPP LTE-A系統的特點之一，其高速移動目標上達350km/hr，甚至到500km/hr，主要應用是在高速鐵路列車上進行寬頻無線通訊傳輸。然而，當OFDM系統之接收端不是處在靜止的狀態下，而是在與傳送端做相對高速移動的情況時，單一個OFDM有用符元時間(Useful Symbol Duration)內通道不再維持固定的狀態，因此形成時間選擇性衰減通道(Time-selective Fading Channel)。此時，都卜勒(Doppler)效應會造成OFDM載波訊號以中心載波頻率(Carrier frequency,fc
)為中心，正負偏移一倍都卜勒頻率(fd
)的偏移量。此一偏移量，在OFDM調變系統中，可能會造成次載波間干擾(ICI: Inter-Carrier Interference)效應，破壞系統的正交性，使系統效能急遽惡化，導致錯誤延續(Error Floor)現象發生。
ICI效應可由頻域傳送資料與頻域通道變化響應經過特定線性組合重建而成，因此通道估計(包含頻域通道平均響應與變化響應)越準確，頻域傳送資料的偵測與ICI效應的重建也會越準確，有助消除ICI效應以提升OFDM系統在高速移動環境中之效能。然而，高速移動之通道估計主要困難在於用來估計通道的已知訊號例如頻域領航次載波(Pilot Carrier)訊號已因ICI效應而失真。同時，因為通道在前後兩個符元(Symbol)時間內已發生變動，傳統使用時域平均技術以提升通道平均響應估計準確度之方法已不適用於此高速移動環境中。
本揭露提供一種處理通道估計之通訊裝置及方法。
本揭露實施例之一種通訊方法，適用於能夠處理通道估計(channel estimation)之一通訊裝置，包括：接收時域OFDM符元(symbol)；將該時域OFDM符元轉換至頻域，其中該頻域OFDM符元包括複數個領航次載波以及複數個資料次載波；從該轉換的頻域OFDM符元中取出該複數個領航次載波接收訊號；根據該取出的複數個領航次載波接收訊號以及複數個領航次載波傳送訊號而估計對應該複數個領航次載波位置的複數個第一頻域通道平均響應估計值(channel average response)；根據通道延遲之統計值而判定一次載波區塊大小之領航次載波數量參數；根據該領航次載波數量參數將所有次載波切割成複數個次載波區塊；根據次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值，進行估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
本揭露實施例之另一種通訊裝置，適用於通道估計，包括一接收器模組、一傅立葉轉換模組、一領航次載波抽取模組、一第一頻域通道平均響應估計模組、一次載波區塊大小判定模組、一次載波區塊切割模組、以及一第二頻域通道平均響應估計模組。該接收器模組，接收時域之OFDM符元。該傅立葉轉換模組將該時域OFDM符元轉換至頻域，其中該頻域OFDM符元包括複數個領航次載波以及複數個資料次載波。該領航次載波抽取模組從該轉換的頻域OFDM符元中取出該複數個領航次載波。該第一頻域通道平均響應估計模組，根據該取出的複數個領航次載波接收訊號以及複數個領航次載波傳送訊號而估計對應該複數個領航次載波位置的複數個第一頻域通道平均響應估計值。該次載波區塊大小判定模組根據該通道延遲之統計值而判定一領航次載波數量參數。該次載波區塊切割模組根據該領航次載波數量參數將所有次載波切割成複數個次載波區塊。該第二頻域通道平均響應估計模組根據次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值進行，估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
為使本揭露之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖示，詳細說明如下。
本揭露實施例先利用通道具較大同調頻寬(Coherent Bandwidth)的特性，將頻域領航次載波(Pilot Carrier)訊號搭配所提出之低複雜度Carrier Based多區塊重疊加權平均(Overlapped Multi-block Weighting Average)技術以緩和因高速移動造成的次載波間干擾(ICI: Inter-carrier Interference)與雜訊干擾，再搭配傳統內插技術以估計頻域通道平均響應(CAR: Channel Average Response)。接著，應用高階時變模型，將估計之頻域通道平均響應經過簡單且特定的頻域線性組合(Linear Combination)以估計頻域通道變化響應(CVR: Channel Variation Response)，再搭配所提出之低複雜度Symbol Based多區塊重疊加權平均技術以提升頻域通道變化響應估計之準確度。
本揭露所述之內插可以為內插或外插。
第1圖係顯示依據本揭露實施例之OFDM接收器1的方塊圖，包括快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，以下稱為FFT)模組100、通道估計模組102、以及等化器104。FFT模組100耦接至通道估計模組102、然後至等化器104。
FFT模組100輸入時域接收訊號r
(n
)並且透過快速傅立葉轉換將時域接收訊號r
(n
)轉換至頻域接收訊號R
(k
)。通道估計模組102藉由頻域接收訊號R
(k
)在頻域上估計通道平均響應估計值(Channel Average Response，以下稱為CAR)以及通道變化響應估計值(Channel Variation Response，以下稱為CVR)。通道估計模組102使用以次載波為基礎的多區塊重疊加權平均技術藉以提升CAR估計值之準確度，接著使用以OFDM符元為基礎的多區塊重疊加權平均技術藉以提升CVR估計值之準確度。等化器104從通道估計模組102接收上述CAR估計值以及CVR估計值藉以緩和ICI干擾和通道效應並提升傳送訊號估計之準確度。
第2圖係顯示依據本揭露實施例之OFDM接收器的訊號接收方法2的流程圖，使用第1圖之OFDM接收器1。
一旦OFDM接收器開機，OFDM接收器即被初始化以偵測並且接收時域接收訊號r
(n
)(S202)，接著FFT模組100將時域接收訊號r
(n
)經過FFT轉換至頻域接收訊號R
(k
)(S204)。頻域接收訊號R
(k
)如式(1)所示。其中X
(k
)為頻域傳送訊號；H
(k
,m
)為頻域通道響應；W
(k
)為頻域AWGN，k,m為次載波index。
接著通道估計模組102應用所提出之通道估計方法得到頻域通道響應估計值(k
,m
)(S206)，再經過通道等化器104藉由頻域通道響應估計值(k
,m
)對頻域接收訊號R
(k
)進行通道效應補償而得到頻域傳送訊號估計值(k
)(S208)。然後判斷是否到達遞迴次數(S210)。若尚未到達，則利用前一次遞迴時所得到的頻域傳送訊號估計值(k
)和頻域通道響應估計值(k
,m
)重新進行通道估計以得到更精確的頻域通道響應估計值(S206)再經過等化器104得到更精確的頻域傳送訊號估計值，直到遞迴次數到達為止(S212)。所提出之用於通道估計模組102內之通道估計方法包含兩個部分，第一個部分是通道平均響應估計，藉以得到頻域通道平均響應估計值(k
,k
)；第二個部分是通道變化響應估計，藉以得到頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
，(k
,m
)| m ≠ k
定義為(k
,m
)，其中m
≠k
。
第3圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述OFDM接收器1之一通道估計模組102，包括次載波區塊大小判定模組30、頻域通道平均響應估計模組32、OFDM符元區塊大小判定模組34、頻域通道變化響應估計模組36、以及多工器38。次載波區塊大小判定模組30耦接至頻域通道平均響應估計模組32，接著耦接至頻域通道變化響應估計模組36以及多工器38。OFDM符元區塊大小判定模組34耦接至頻域通道變化響應估計模組36，接著至多工器38。
次載波區塊大小判定模組30根據通道延遲之統計值，例如均方根(Root Mean Square，以下稱為RMS)統計值τ RMS
而判定次載波區塊之領航次載波數量參數N a
。通道延遲之RMS統計值τ RMS
可以藉由式(2)所計算：
τ rms
=E
(τ2
)-{E
(τ)}2
(2)
其中power
(l
)為第l
個path的功率大小，，。並且次載波區塊大小判定模組30可以藉由查表的方式而決定次載波區塊之領航次載波數量參數N a
。頻域通道平均響應估計模組32根據頻域接收訊號R
(k
)以及次載波區塊之領航次載波數量參數N a
來產生頻域通道平均響應估計值(k
,k
)。
OFDM符元區塊大小判定模組34根據正規化都卜勒頻率(Normalized Doppler Frequency)而決定OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數N v
。頻域通道變化響應估計模組36藉由所有次載波位置之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)以及OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數N v
以計算每個OFDM符元的頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
。多工器38接收並且選擇輸出頻域通道平均響應估計值(k
,k
)及頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
至等化器104，藉以減低或移除頻域接收訊號R
(k
)中ICI及通道效應。
第4圖係顯示依據本揭露實施例之一通道估計方法4的流程圖，使用第3圖之通道估計模組102。
當通道估計方法4初始化後，通道估計模組102準備好估計通道響應估計值(S400)。接著，次載波區塊大小判定模組30接收通道延遲之統計值資訊以產生次載波區塊之領航次載波數量參數N a
(S402)。若統計值資訊採用的是通道延遲之RMS統計值τ RMS
，則可透過表(a)、(b)而獲得次載波區塊之領航次載波數量參數N a
：
其中表(a)適用於使用一階內插方法之頻域通道平均響應估計模組；表(b)適用於使用二階內插方法之頻域通道平均響應估計模組。接著頻域通道平均響應估計模組32對所有領航次載波進行群組，將所有領航次載波每連續N a
個劃為一個次載波區塊，區塊間彼此重疊，且相鄰區塊間隔為1個領航次載波間隔，然後對群組之領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)進行平均以及內插來產生所有次載波位置之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)(S404)。上述平均可以是加權平均方法。
OFDM符元區塊大小判定模組34根據正規化都卜勒頻率(Normalized Doppler Frequency，以下稱為NDF)而決定OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數N v
(S406)。若NDF7.5%，則建議N v
=2；若7.5%<NDF10%，則建議N v
=3。該OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數N v
用於頻域通道變化響應估計模組36內藉以對所有的OFDM符元進行群組，使得所有OFDM符元每連續N v
個被劃為一個OFDM符元區塊，區塊間彼此重疊，且相鄰區塊間隔為1個OFDM符元間隔。頻域通道變化響應估計模組36接著應用高階時變通道模型(階數為N v
-1階)及其數學分析，利用各區塊中所有OFDM符元之頻域通道平均響應估計值經過簡單線性組合及重疊加權平均處理計算出所有OFDM符元之頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
(S408)。所有頻域通道平均響應估計值(k
,k
)以及頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
接著送到多工器38進行合併以獲得所有的通道響應估計值(k
,m
)(S410)。然後通道估計方法4完成並且結束(S412)。
第5圖係顯示依據本揭露實施例之於上述通道估計模組102之一頻域通道平均響應估計模組32，包括領航次載波抽取模組500、領航次載波之ICI抑制模組502、LS模組504、次載波區塊切割模組506、以及加權平均及內插模組508。領航次載波抽取模組500耦接至領航次載波之ICI抑制模組502、LS模組504、次載波區塊切割模組506、最後耦接至加權平均及內插模組508。
領航次載波抽取模組500從頻域接收訊號R
(k
)中萃取所有的領航次載波接收訊號R
(k p
)。領航次載波之ICI抑制模組502根據前次遞迴所獲得之頻域通道響應估計值(k
,m
)以及頻域傳送訊號估計值(k
)先初步抑制領航次載波接收訊號R
(k p
)之ICI成分，如式(3)所示：
如果是第一次遞迴則沒有通道響應估計值(k
,m
)以及頻域傳送訊號估計值(k
)，所以在第一次遞迴領航次載波之ICI抑制模組502直接讓領航次載波接收訊號R
(k p
)通過而不加以處理。最小平方(least square，以下稱為LS)模組504再藉由式(4)估計領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)，(k p
,k p
)可稱為第一頻域通道平均響應估計值。式(4)如下所示：
次載波區塊切割模組506將所有領航次載波每連續N a
個劃為一個次載波區塊，區塊間彼此重疊，且相鄰區塊間隔為1個領航次載波間隔。加權平均及內插模組508將所有次載波區塊內之領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)加以平均以及內插，藉以產生所有次載波位置的頻域通道平均響應估計值(k
,k
)，(k
,k
)可稱為第二頻域通道平均響應估計值。加權平均及內插模組508進行加權平均與內插之運算，可分成“先加權平均再進行內插”以及“先內插再進行加權平均”兩種方式。第7A/7B圖和第8A/8B圖分別顯示上述兩種方法以及其相應的裝置。
第6圖係顯示依據本揭露實施例之一頻域通道平均響應估計方法6的流程圖，使用第5圖之頻域通道平均響應估計模組32。
一旦頻域通道平均響應估計方法6開始，頻域通道平均響應估計模組32即初始所有用於頻域通道平均響應估計方法6的參數以及裝置(S600)。在步驟S602中，領航次載波抽取模組500從頻域接收訊號R
(k
)中萃取所有的領航次載波接收訊號R
(k p
)用於之後的通道平均響應估計。接著，如果不是初次遞迴，領航次載波之ICI抑制模組502根據前次遞迴所獲得之通道響應估計值(k
,m
)以及頻域傳送訊號估計值(k
)先初步抑制領航次載波接收訊號R
(k p
)之ICI成分(S604)。LS模組504再藉由式(4)估計所有領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)(S606)。然後次載波區塊切割模組506接收次載波區塊之領航次載波數量參數N a
，並且將所有領航次載波每連續N a
個劃為一個次載波區塊，區塊間彼此重疊，且相鄰區塊間隔為1個領航次載波間隔(S608)。最後，加權平均及內插模組508將所有次載波區塊內之領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)加以平均以及內插，藉以產生所有次載波位置的頻域通道平均響應估計值(k
,k
)(S610)。然後頻域通道平均響應估計方法6完成並且結束(S612)。
第7A圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之先加權平均後內插模組7A，可實現於加權平均及內插模組508之內。先加權平均後內插模組7A包括加權平均模組70以及耦接加權平均模組70的內插模組72。加權平均模組70接收次載波區塊內的連續領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)，並且對其進行加權平均以產生一加權平均值。內插模組72對所有的加權平均值進行內插以獲得所有次載波位置的頻域通道平均響應估計值(k
,k
)。
第7B圖係顯示依據本揭露實施例之使用一先加權平均後內插方法7B的流程圖，使用第7A圖之先加權平均後內插模組7A。第7C圖係顯示依據本揭露實施例之使用上述先加權平均後內插方法7B的示意圖，在這裡和第7B圖一起使用以作為先加權平均後內插方法7B的一個例子。
當先加權平均後內插方法7B開始後，先加權平均後內插模組7A即初始所有用於先加權平均後內插方法7B的參數以及裝置(S700)。加權平均模組70接收次載波區塊內的領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)並且進行加權平均而得到各區塊中點次載波位置之頻域通道平均響應估計值(S702)。參考第7C圖，次載波區塊之領航次載波數量N a
為3，所以加權平均模組70將每個次載波區塊內的3個領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)進行加權平均。加權平均模組70可以設定3個領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)的加權平均權重皆為相同，或是讓其中一個領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)有比較重的權重。回到第7B圖，接著內插模組72對所有的加權平均值進行內插以獲得所有次載波位置的頻域通道平均響應估計值(k
,k
)(S704)。第7C圖顯示內插模組72利用新得到的各區塊中點次載波位置之頻域通道平均響應估計值進行一階內插，而得到整個OFDM符元所有次載波位置之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)。
第8A圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之先內插後加權平均模組8A，可實現於加權平均及內插模組508之內。先內插後加權平均的模組8A包括內插模組80以及耦接內插模組80的加權平均模組82。內插模組80將各次載波區塊中所有領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)進行內插，而得到各次載波區塊中所有次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k
,k
)。加權平均模組82接收所有次載波區塊中所有次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k
,k
)，並且將各區塊間彼此重疊的部分進行加權平均，而得到整個OFDM符元所有次載波位置之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)。
第8B圖係顯示依據本揭露實施例之使用一先內插後加權平均方法8B的流程圖，使用第8A圖之先內插後加權平均模組8A。第8C圖係顯示依據本揭露實施例之使用上述先內插後加權平均方法8B的示意圖，在這裡和第8B圖一起使用以作為先內插後加權平均方法8B的一個例子。
當先內插後加權平均方法8B開始後，先內插後加權平均模組8A即初始所有用於先內插後加權平均方法8B的參數以及裝置(S800)。內插模組80先將各次載波區塊中所有領航次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k p
,k p
)進行內插，而得到各次載波區塊中所有次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k
,k
)(S802)。加權平均模組82接收各次載波區塊中所有次載波位置之頻域通道平均響應初估值(k
,k
)，並且將各區塊間對應到相同次載波部分的複數個頻域通道平均響應初估值(k
,k
)進行加權平均，而得到整個OFDM符元所有次載波位置之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)(S906)。
第9圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述通道估計模組102之一頻域通道變化響應估計模組36，包括OFDM符元區塊切割模組900、頻域通道時變係數估計模組902、第一頻域CVR估計模組904、以及加權平均模組906。OFDM符元區塊切割模組900耦接至頻域通道時變係數估計模組902、第一頻域CVR估計模組904、最後耦接至加權平均模組906。
OFDM符元區塊切割模組900接收OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數N v
以及頻域通道平均響應估計值(k
,k
)，並且將OFDM符元連續N v
個劃為一個區塊，區塊間彼此重疊，相鄰區塊間隔為1個OFDM符元。其中，N v
與正規化都卜勒頻率(f d
×T U
，f d
為都卜勒頻率，T U
為OFDM符元中有用符元時間長度)有關，若5%<f d
×T U 7.5%，建議N v
=2；若7.5%<f d
×T U 10%，建議N v
=3。頻域通道時變係數估計模組902應用高階時變通道模型(階數為N v
-1階)及其數學分析，利用各區塊中所有N v
個OFDM符元之頻域通道平均響應估計值(k
,k
)經過簡單線性組合計算出各區塊之頻域通道時變係數估計值Δ(m
)，其中u
=0,1,...,N v
-1。第一頻域CVR估計模組904利用各區塊之頻域通道時變係數估計值經過特定線性組合計算出各區塊中所有N v
個OFDM符元之頻域通道變化響應初估值(k
,m
)| m ≠ k
，其中q
=1,2,...,N v
((k
,m
)| m ≠ k
可稱為第一頻域通道變化響應估計值)。加權平均模組906將各區塊間彼此重疊的部分進行加權平均，而得到所有OFDM符元之頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
((k
,m
)| m ≠ k
可稱為第二頻域通道變化響應估計值)。
第10A圖係顯示依據本揭露實施例之一頻域通道變化響應估計方法10A的流程圖，使用第9圖之頻域通道變化響應估計模組36，一併使用第10B圖作為舉例說明。
當頻域通道變化響應估計方法10A開始後，頻域通道變化響應估計模組36即初始所有用於頻域通道變化響應估計方法10A的參數以及裝置(S1000)。接著OFDM符元區塊切割模組900將OFDM符元連續N v
個劃為一個區塊，區塊間彼此重疊，相鄰區塊間隔為1個OFDM符元(S1002)。頻域通道時變係數估計模組902而後計算出各區塊之頻域通道時變係數估計值Δ(m
)，其中u
=0,1,...,N v
-1(S1004)。以N v
=3為例，應用高階時變(例如2階時變)通道模型，各區塊中的第q
個OFDM符元、第n
個取樣時間及第l
個路徑之時域通道響應可表示如下：
其中N g
代表保護區間長度；N x
代表完整OFDM符元長度(N x
=N
+N g
)；c u , l
代表該區塊之時域通道時變係數，其中u
=0,1,2。
各區塊之頻域通道時變係數定義如式(6)所示：
因為各區塊中的第q個OFDM符元之頻域通道響應如式(7)所示為：
所以當m
=k
時，
藉式(8)由三個等式(H (1)
(k
,k
)，H (2)
(k
,k
)及H (3)
(k
,k
)之等式)經過簡單線性組合運算即可計算出三個未知數(k
)，其中u
=0,1,2。換句話說，利用該區塊之3個OFDM符元之第二頻域通道平均響應估計值(k
,k
)，其中q
=1,2,3，可計算出該區塊之3個頻域通道時變係數(m
)，其中u
=0,1,2。
第一頻域CVR估計模組904利用各區塊之所有頻域通道時變係數估計值經過特定線性組合計算出各區塊中所有OFDM符元之頻域通道變化響應初估值(k
,m
)| m ≠ k
，其中q
=1,2,...,N v
((k
,m
)| m ≠ k
可稱為第一頻域通道變化響應估計值)(S1006)。因為各區塊中的第q個OFDM符元之頻域通道響應如式(7)所示，所以當m
≠k
時，
(k
,m
)=β1 ( q )
(m
-k
)Δ(m
)+β2 ( q )
(m
-k
)Δ(m
) (9)
其中(10)
β1 ( q )
(m
-k
)=β1
(m
-k
), (11)
β2 ( q )
(m
-k
)=β2
(m
-k
)+2[N g
+(q
-1)N x
]β1
(m
-k
) (12)
藉式(9)到式(12)由各區塊之所有N v
個頻域通道時變係數估計值經過特定線性組合可計算出各區塊中所有N v
個OFDM符元之頻域通道變化響應初估值(k
,m
)| m ≠ k
，其中q
=1,2,...,N v
。
最後，加權平均模組906將各區塊間彼此重疊的部分進行加權平均，而得到所有OFDM符元之頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
((k
,m
)| m ≠ k
可稱為第二頻域通道變化響應估計值)(S1008)。將各區塊間彼此重疊的部分進行加權平均，而得到所有OFDM符元之頻域通道變化響應估計值(k
,m
)| m ≠ k
，示意圖如第10B圖所示，其中中央OFDM符元權重值w在N v
=3的例子中經數學分析與模擬驗證，可以為0.61。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟悉此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100．．．FFT模組
102．．．通道估計模組
104．．．等化器
S200、S202、…、S212．．．步驟
30．．．次載波區塊大小判定模組
32．．．頻域通道平均響應估計模組
34．．．OFDM符元區塊大小判定模組
36．．．頻域通道變化響應估計模組
38．．．多工器
S400、S402、…、S412．．．步驟
500．．．領航次載波抽取模組
502．．．領航次載波之ICI抑制模組
504．．．LS模組
506．．．次載波區塊切割模組
508．．．加權平均及內插模組
S600、S602、…、S612．．．步驟
70．．．加權平均模組
72．．．內插模組
S700、S702、…、S706．．．步驟
80．．．內插模組
82．．．加權平均模組
S800、S802、…、S806．．．步驟
900．．．OFDM符元區塊切割模組
902．．．頻域通道時變係數估計模組
904．．．第一頻域CVR估計模組
906．．．加權平均模組以及
S1000、S1002、…、S1010．．．步驟
第1圖係顯示依據本揭露實施例之OFDM接收器1的方塊圖。
第2圖係顯示依據本揭露實施例之OFDM接收器1的訊號接收方法2的流程圖。
第3圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述OFDM接收器1之一通道估計模組102。
第4圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述OFDM接收器1之一通道估計方法4的流程圖。
第5圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述通道估計模組102之一頻域通道平均響應估計模組32。
第6圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述通道估計模組102之一頻域通道平均響應估計方法6的流程圖。
第7A圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之先加權平均後內插模組7A。
第7B圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之一先加權平均後內插方法7B的流程圖。
第7C圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之上述先加權平均後內插方法7B的示意圖。
第8A圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之先內插後加權平均模組8A。
第8B圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之一先內插後加權平均方法8B的流程圖。
第8C圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道平均響應估計模組32內之使用上述先內插後加權平均方法8B的示意圖。
第9圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述通道估計模組102之一頻域通道變化響應估計模組36。
第10A圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述通道估計模組102之一頻域通道變化響應估計方法10A的流程圖。
第10B圖係顯示依據本揭露實施例之適用於上述頻域通道變化響應估計模組36之一加權平均方法的示意圖。
S400、S402、...、S412．．．步驟
Claims (12)
- 一種通訊方法，適用於能夠處理通道估計(channel estimation)之一通訊裝置，包括：接收時域OFDM符元(symbol)；將該時域OFDM符元轉換至頻域OFDM符元，其中該頻域OFDM符元包括複數個領航次載波以及複數個資料次載波；從該轉換的頻域OFDM符元中取出該複數個領航次載波接收訊號；根據該取出的複數個領航次載波接收訊號以及複數個領航次載波傳送訊號而估計對應該複數個領航次載波位置的複數個第一頻域通道平均響應估計值(Channel Average Response)；根據通道延遲之統計值而判定一次載波區塊之領航次載波數量參數；根據該領航次載波數量參數將所有次載波切割成複數個次載波區塊；以及根據所有次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值，估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第1項所述之通訊方法，其中，該估計該第二頻域通道平均響應估計值步驟包括加權平均以及內插該複數個領航次載波位置之第一頻域通道平均響應估計值以估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第1項所述之通訊方法，其中，該估計該第二頻域通道平均響應估計值步驟包括：根據各次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值先進行加權平均以獲得各次載波區塊的加權平均值；以及根據各次載波區塊的該加權平均值再進行內插以產生所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第1項所述之通訊方法，其中，該估計該第二頻域通道平均響應估計值步驟包括：根據各次載波區塊中之所有領航次載波位置之第一頻域通道平均響應估計值先進行內插以獲得各次載波區塊中所有次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值；以及根據各次載波區塊中所有次載波位置重疊部分的第一頻域通道平均響應估計值再進行加權平均以產生整個頻域OFDM符元所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第1項所述之通訊方法，更包括：根據該通訊裝置之一移動速度而判定一OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數；根據OFDM符元數量參數切割OFDM符元區塊；根據各OFDM符元區塊中所有頻域OFDM符元的第二頻域通道平均響應估計值計算各OFDM符元區塊的複數個頻域通道時變係數；根據該複數個頻域通道時變係數計算該OFDM符元區塊內之所有頻域OFDM符元之第一頻域通道變化響應(Channel Variation Response，CAR)估計值；以及對所有OFDM符元區塊內之所有頻域OFDM符元位置重疊部分之該第一頻域通道變化響應估計值進行加權平均以產生所有頻域OFDM符元之第二頻域通道變化響應估計值。
- 如申請專利範圍第5項所述之通訊方法，更包括：根據該第二頻域通道變化響應估計值減低時變通道效應造成之次載波間干擾(inter carrier interference)。
- 一種通訊裝置，適用於通道估計，包括：一接收器模組，接收時域之OFDM符元(symbol)；一傅立葉轉換(Fourier Transform)模組，將該時域OFDM符元轉換至頻域OFDM符元，其中該頻域OFDM符元包括複數個領航次載波以及複數個資料次載波；一領航次載波抽取模組，從該轉換的頻域OFDM符元中取出該複數個領航次載波；一第一頻域通道平均響應估計模組，根據該取出的複數個領航次載波接收訊號以及複數個領航次載波傳送訊號而估計對應該複數個領航次載波位置的複數個第一頻域通道平均響應(channel average response)估計值；一次載波區塊大小判定模組，根據該通道延遲之統計值而判定一領航次載波數量參數；一次載波區塊切割模組，根據該領航次載波數量參數將所有次載波切割成複數個次載波區塊；以及一第二頻域通道平均響應估計模組，根據所有次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值，估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第7項所述之通訊裝置，其中，該第二頻域通道平均響應估計模組進行加權平均以及內插該複數個領航次載波位置之第一頻域通道平均響應估計值以估計該頻域OFDM符元中之所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第7項所述之通訊裝置，其中，該第二頻域通道平均響應估計模組根據各次載波區塊中之領航次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值先進行加權平均以獲得各次載波區塊的加權平均值，以及根據各次載波區塊的該加權平均值再進行內插以產生所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第7項所述之通訊裝置，其中，該第二頻域通道平均響應估計模組根據各次載波區塊中之所有領航次載波位置之第一頻域通道平均響應估計值先進行內插以獲得各次載波區塊中所有次載波位置的第一頻域通道平均響應估計值，以及根據各次載波區塊中所有次載波位置重疊部分的第一頻域通道平均響應估計值再進行加權平均以產生整個頻域OFDM符元所有次載波位置之第二頻域通道平均響應估計值。
- 如申請專利範圍第7項所述之通訊裝置，更包括：一OFDM符元區塊大小判定模組，根據通道裝置之一移動速度判定OFDM符元區塊之OFDM符元數量參數；一OFDM符元區塊切割模組，根據OFDM符元數量參數切割OFDM符元區塊；一頻域通道時變係數估計模組，根據各OFDM符元區塊中所有頻域OFDM符元的第二頻域通道平均響應估計值計算各OFDM符元區塊的複數個頻域通道時變係數；一第一頻域通道變化響應估計模組，根據該複數個頻域通道時變係數計算該OFDM符元區塊內之所有頻域OFDM符元之第一頻域通道變化響應(Channel Variation Response，CAR)估計值；以及一第二頻域通道變化響應估計模組，對所有OFDM符元區塊內之所有頻域OFDM符元位置重疊部分之該第一頻域通道變化響應估計值進行加權平均以產生所有頻域OFDM符元之第二頻域通道變化響應估計值。
- 如申請專利範圍第11項所述之通訊裝置，更包括：一等化器，根據該第二頻域通道變化響應估計值減低時變通道效應造成之次載波間干擾(inter carrier interference)。
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