TWI405111B - 在一電腦系統中可使用的真實多點接觸表面之數位控制器 - Google Patents

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Description

在一電腦系統中可使用的真實多點接觸表面之數位控制器
現今存在用於在電腦系統中執行操作的許多型式之輸入裝置。該等操作通常對應於在顯示幕上移動游標及/或做出選擇。以實例說明之，輸入裝置可包括按鈕或按鍵、滑鼠、軌跡球、觸控板、操縱桿、觸控螢幕及其類似物。觸控板及觸控螢幕(共同地"接觸表面")由於其操作簡易及通用性及其下降之價格而變得日益風行。接觸表面允許使用者藉由以手指、尖筆或其類似物簡單地接觸該表面(可為墊或顯示螢幕)而做出選擇及移動游標。通常，接觸表面識別接觸及接觸之位置，且電腦系統解譯該接觸且其後基於該接觸而執行動作。
觸控螢幕尤為重要。在2004年5月6日提出申請之美國專利申請案第10/840,862號中描述各種類型之觸控螢幕，該申請案以全文引用之方式併入本文中。觸控螢幕4大體上為具有一接觸敏感表面之清晰面板。如圖1中所示，一允許多點接觸之觸控螢幕4大體上包含像素83之一陣列，其由列81與行82之交點界定。具體言之，在每一像素83處，電容Csig存在，其為其相關聯之列與行之間的電容。如所熟知，在給定像素83附近之接觸事件將改變其電容Csig。接觸表面控制器400偵測螢幕4中之像素83中之每一者的電容，且因此包括用於達成此目的之偵測電路87。一旦偵測到電容，則通常逐列地為每一行82鎖存(88)電容值，且接著將其輸出至系統微處理器90，例如，電腦中之觸控螢幕 4附著至之主微處理器(未圖示)。在系統微處理器90處，評估每一像素之電容值(例如，在所示之簡單實例中的C1…C16)以辨別接觸之位置。
存在若干種類型之觸控螢幕技術，包括電阻式、電容式、紅外、表面聲波、電磁、近場成像等。此等裝置中之每一者具有在設計或組態觸控螢幕時所考慮之優點及缺點。在此等先前技術中發現之一個問題為即使在感測表面上置放多個物件其亦僅能夠報告單個點。亦即，其缺乏同時追蹤多個接觸點之能力。在電阻式及傳統電容式技術中，判定所有同時發生之接觸點的平均值，且報告落在該等接觸點之間某處的單個點。在表面波及紅外技術中，歸因於遮蔽，不可能辨別落在相同水平線或垂直線上之多個接觸點的確切位置。在任一種情況下，產生有錯誤之結果。
此等問題在手持式裝置(諸如，平板PC)中尤其成問題，其中一隻手用於固持平板且另一隻手用於產生接觸事件。舉例而言，如圖2A及2B中所示，固持平板使拇指3覆蓋觸控螢幕4之邊緣。若該接觸技術使用求平均值(電阻式及電容式面板所使用之技術)，則將報告落在左手之拇指3與右手之食指6之間某處的單個點2。如圖2B中所示，若該技術使用投影掃描(紅外及表面聲波面板所使用之技術)，則歸因於拇指3之大的垂直分量而難以辨別食指6之確切垂直位置。實質上，拇指3遮住食指6之垂直位置。
在2006年5月2日提出申請之美國專利申請案第 11/381,313號('313申請案)中提供精確偵測多個接觸的對此問題之解決方案，該專利申請案以全文引用之方式併入本文中。'313申請案揭示用於多接觸表面之控制器，且自彼申請案取得之圖式在此處展示於圖3A及圖3B中。因為假定熟悉'313申請案，所以僅簡要地解釋圖3A及圖3B之電路。
電荷放大器401用於'313申請案之接觸表面控制器400之輸入級中，其大多數可實施於特殊應用積體電路(ASIC)中。本質上，電荷放大器401用於量測觸控螢幕4之像素83中之一者的電容Csig之電荷。本質上且如熟習此項技術者將認識到，圖3A之電荷放大器401包含積體電路。
如圖3B中所示，電荷放大器401之輸出傳遞至解調變器403。解調變器403之目的為拒絕存在於信號進入控制器400上之帶外雜訊源(來自蜂巢式電話、微波爐等)。將電荷放大器401之輸出與儲存於查詢表404中之量化波形混合。更具體言之，解調變波形之形狀、振幅及頻率由查詢表404中之係數判定。解調變波形判定減法器402之通帶、阻帶、阻帶波動及其他特性。在一較佳實施例中，將一高斯型正弦波用作解調變波形，其提供一阻帶波動減少之銳通帶。
解調變器403之另一態樣與解調變器相位延遲調整有關。如可參看圖1、圖3A及圖3B看出，觸控螢幕4之像素伴隨有寄生電容(展示為Cstray 460)，其通常與陣列中之每一行82相關聯。(寄生電阻亦將存在，但為簡單起見，在 此處將其忽略)。因此，觸控螢幕4將對通過其之激勵波形Vstim強加相位延遲，該激勵波形可來自激勵電路85。此激勵電路85可包含控制器400之部分，或可來自另一獨立驅動源。對於傳統不透明接觸面板而言，此相位延遲為可忽略的，在傳統不透明接觸面板中，電極結構通常由具有可忽略電阻之PCB迹線形成。然而，對於通常使用氧化銦錫(ITO)導電迹線建構之透明面板而言，相關聯之相位延遲可相當大。為了補償此相位延遲，使解調變波形相對於進入電荷放大器401及最終進入解調變器403之信號而延遲。又，接觸表面之每一像素83可具有其特有之唯一判定之延遲參數，或可逐列地判定該延遲參數。
接著將解調變之信號傳遞至偏移補償電路，其包含一減法器402及一可程式化偏移數位類比轉換器(DAC)405。該補償電路是必要的，因為像素電容由靜態部分(感測器構造之一函數，包括Cstray)及動態部分(由接觸產生，諸如將變化Csig)組成，且需要在類比數位轉換之前移除該靜態部分以增加量測之動態範圍。因此，減法器402採用解調變器403之輸出且減去一偏移電壓。具體言之，偏移DAC 405自一數位靜態偏移值Voff_reg產生一可程式化偏移電壓。藉由DAC 405將此數位值轉換成一靜態類比電壓(或電流，若在電流域中操作)，且接著(藉由倍增器403b)將其與由解調變波形之絕對值(區塊404b)設定之電壓(或電流)混合。該結果為解調變波形之整流形式，其振幅由Voff_reg之靜態值及當前自解調變器查詢表404擷取之解調變波形 的絕對部分設定。簡言之，偏移補償波形有效地追蹤解調變波形。
接著藉由可程式化增益類比數位(ADC)406來處理該經解調變、偏移補償之信號。ADC 406可包含一西格瑪-德耳塔(sigma-delta)電路，儘管此並不是絕對必要的。ADC 406執行兩個功能：(1)其將來自混頻器配置(偏移及信號混頻器)之偏移補償波形轉換成一數位值；及(2)其執行一低通過濾功能，亦即，其對來自減法器402之整流信號求平均。該偏移補償、解調變信號包含一整流高斯型正弦波，其振幅為Cfb及Csig之函數。ADC 406輸出X包含彼信號之平均值，且最終包含Csig之一數位表示。將此數位信號X自控制器400發送至電腦系統中之微處理器(未圖示)，其解譯該信號以得出關於接觸位置之結論。
一些產品能夠偵測多個接觸點，諸如觸控板產品之Fingerworks系列。此外，用於控制主機裝置之多個接觸事件的眾多實例曾揭示於文獻中。見美國專利6,323,846、6,888,536、6,677,932、6,570,557，及美國專利申請案第11/015,434號、第10/903,964號、第11/048,264號、第11/038,590號、第11/228,758號、第11/228,700號、第11/228,737號、第11/367,749號，其每一者藉此以全文引用之方式併入本文中。不幸地，由於必須置放於電極結構後面之電路，此等產品通常僅對不透明表面起作用。此外，在歷史上，以此種技術可偵測到之接觸的數目受偵測電路之尺寸限制。
雖然'313申請案之方法(圖3A及圖3B)的確在某種程度上減輕此等問題，但仍存在實施彼申請案中所用之偵測電路的基於類比之性質可能為困難或高成本的情況。首先，圖3A及圖3B之偵測電路(實質上主要為類比的)佔據控制器400上之顯著空間。其次，電路所使用之偵測方式為複雜的，需要放大、解調變、偏移及德耳塔-西格瑪轉換，其整個在控制器400上為空間密集及功率密集(power-intensive)的。簡言之，'313申請案所使用之偵測方法並非為有效的，雖然其在將每一像素之Csig之標誌提供至電腦系統中之微處理器(未圖示)方面為有效的。因此，對此接觸表面控制器之改良將為有益的。
以下描述關於目前預期用於執行本發明之最佳模式。不在限制性意義上理解此描述，而是其僅用於達成描述本發明之一般原理之目的。應參考申請專利範圍及其均等物來判定本發明之範疇。
本文中揭示之接觸表面控制器100之實施例使用改良之偵測電路150，由於其主要為數位之性質，因此實施其為較容易及較簡單的。此電路展示於圖4中。如所示，接觸表面控制器100較佳激勵觸控螢幕4中之像素，且回應於彼激勵而亦偵測彼等像素之電容。最終，將所偵測電容之表示X輸出至電腦系統中之微處理器(未圖示)，在其他功能中，如先前所論述，該處理器解譯來自像素陣列之電容值以判定在螢幕4上何處曾發生接觸或同時多個接觸。在較 佳實施例中，將接觸表面控制器100實施為ASIC。然而，此並非絕對必要的，因為如熟習此項技術者將瞭解，可以許多不同方式來實施控制器100之功能性。
雖然改良之偵測電路150為此揭示案中所關心之主要特徵，但首先論述由控制器100對螢幕4中之像素的激勵。如圖4中所示，控制器100含有一波形產生器120，其用於產生用於激勵螢幕4中之像素的方形波形122。又較佳將此波形122發送至位準偏移器102以將波形122之DC位準自適於控制器100之位準(例如，3V)調整至適於激勵螢幕4中之像素的值(例如，18V)。此經偏移之波形Vstim展示於圖5之波形中。
在較佳實施例中，如圖5中之箭頭所示，有意地隨機化激勵波形Vstim之上升及下降邊緣。此為雜訊減少策略，其隨機化激勵波形之頻率組成(frequency content)以遮蔽歸因於外部拒絕雜訊而可能存在之任何干擾頻率之效應。為了如此隨機化激勵波形，可使用與波形產生器120相關聯之先進先出(FIFO)查詢表121以準隨機方式來變化該波形之每一循環之週期，該查詢表121含有每一整合循環之時間間隔資料(亦即，自時間t0至t1，自t1至t2等)。作為以此方式擾動激勵波形之替代例，如上文併入之'313申請案中所論述，可使用不同激勵波形頻率。
如所述，此揭示案之主要態樣關於用於偵測螢幕4中之像素的電容(Csig)之簡化方法。如背景技術段落中所論述，可藉由一接觸來變化此電容，且因此偵測及量化此電 容告知電腦系統該接觸之位置。
藉由圖4之偵測電路150致能的方法快速地產生像素電容Csig之數位表示，而不需藉由放大、混合及偏移減去而進行類比信號調節且因此產生控制器100之低廉及較簡單設計，因為本質上可在數位域而非類比域中執行信號調節功能。如所示，將激勵信號Vstim施加至螢幕(4)中之像素。像素電容Csig及形成螢幕4之RC寄生電容之一部分的雜散電容Cstray構成(comprise)一形成電壓Vin之分壓器。具體言之，Vin=[Csig/(Csig+Cstray)]*Vstim　　　(方程式1)
將此分壓Vin輸入至一比較器106中，比較器106之反相端子連接至一參考電壓Vref。如圖5之波形中所示，當Vin>Vref時，比較器106將輸出'1'(亦即，Vcomp='1')。
開始於時間t0，且如圖5中所示，宜標稱地將Vin設定至稍大於Vref之值，亦即，Vref+ΔVin，如上所述，其提供為'1'之比較器106輸出Vcomp。將此輸出Vcomp輸入至一電荷狀態機108。如下所解釋，狀態機108之主要功能為致能及去能電流源104a及電流槽104b。亦如下所解釋，期間致能電流源104a及/或電流槽104b的時間最終包含相關電容Csig之數位量測。然而，在解釋為何如此且如何完成此之前，首先論述偵測電路之基本操作。
電荷狀態機108將Vcomp='1'解譯成意謂在比較器106之輸入Vin處存在過量電荷。根據偵測技術之一實施例，藉由致能電流槽104(b)而自Vin拉曳此過量電荷。具體言之， 回應於感測到Vcomp='1'，電荷狀態機108將一致能信號Esink提供至電流槽104(b)，其又產生一電流Isink。此致能信號Esink展示於圖5中。
如可在圖5中進一步看出，當電流槽104b繼續操作時，輸入Vin處之電壓開始衰減直至在時間t0'處Vin<Vref。彼時，Vcomp='0'，狀態機108將其解譯成意謂不再需要致能電流槽104b。因此，將致能信號Esink去能，且將Vin保持為剛好低於Vref。
減少節點Vin處Cstray之電荷的效應為將其電壓自Vref+ΔVin逐漸地減少至約Vref。換言之，自時間t0至時間t0'，使電壓改變ΔVin之量。由方程式(1)，可將此微分輸入電壓表徵成：ΔVin=[Csig/(Csig+Cstray)]*ΔVstim　　　(方程式2)
此外，由熟知之方程式I=C dV/dt，觀測到：Isink=Cstray*(ΔVin/ΔT)　　　(方程式3)
當將方程式(2)代入方程式(3)中，且為ΔT求解時，產生以下方程式：ΔT=ΔVstim*(Cstray*Csig)/[(Cstray+Csig)*Isink]　　　(方程式4)
由方程式(4)，可看出ΔT隨著方程式(4)中之唯一其他變數Csig變化。結果，ΔT(亦即，必須致能電流槽104(b)以使輸入電壓降低ΔVin的時間)提供Csig之一量測。
雖然存在量測ΔT以推斷Csig之許多不同的可能方法，但在較佳實施例中，數位地量測ΔT，因此相當於性質上亦為 數位的Csig之一量測。在一較佳實施例中，△T之此數位量測使用控制器之內部時脈CLK，其由鎖相迴路(PLL)116產生。PLL 116另外用於對控制器100之中央微控制器114計時。CLK信號具有顯著小於△T之預期持續時間及/或一特定整合循環之持續時間的週期，且可(例如)小(例如)100倍。因為此，可使用CLK信號在具有精確解析度之情況下量測△T。如圖4中所示，將CLK信號發送至一計數器110b，其在電流槽致能信號Esink有效時計數時脈之循環數目N。一旦去能Esink，計數器110b就停止計數且將此循環數目N輸出至儲存其之暫存器檔案112。
總之，藉由計數耗盡來自至比較器106之輸入的過量電荷△Vin所需的時脈循環數目N來實現對相關信號Csig之量測。注意，此量測值N為數位的，且得到Csig之結果無需進行類比處理(諸如解調變)。如可瞭解，實施所揭示之偵測電路因此更簡單且更具成本效益。
當激勵脈衝Vstim無效時(亦即，在圖5中t1與t2之間的下一整合循環期間)，亦可使用所揭示之技術來量測Csig。在t1處，Vstim變為零伏特，此使Vin在低於Vref情況下減少了給定量△Vin。另外，偵測電路150基本上如前般操作，但改為目標為使Vin處之電壓增加至Vref，因此，回應於Vcomp='0'，狀態機108將一致能信號Esource發送至電流源104a，其輸出一電流Isource(較佳等於Isink，其中Isource及Isink均=Ics)。因為電流源104a操作以將電荷提供至輸入節點Vin，所以彼節點處之電壓開始增加。在時 間t1'處，Vin現在稍高於Vref，且再次將Vcomp設定為'1'。狀態機108接著否定Esource以關閉電流源104a。如前所述，在確定Esource之週期期間，另一計數器110a計數時脈循環N'以有效地量測Esource為有效之時間ΔT'。因為運算為相同的，所以ΔT'亦產生一提供Csig之數位化指示的量測值N'，其可再次儲存於暫存器檔案112中。
如熟習接觸表面控制器技術者將瞭解，為每一像素採取之量測數目N及N'將通常發生於比任何相關接觸(例如，手指)事件短得多之時間間隔內。因此，在輸出至電腦系統之微處理器(未圖示)以進行進一步解譯之前，在控制器110中平均此等量測值為合乎邏輯的。舉例而言，控制器100中之內部微控制器114可接收N及N'兩者且平均該兩者以得出待輸出至系統微處理器之數位信號X，其數位地指示相關信號Csig；或X可包含一個以上之整合循環(例如，N1、N1'、N2及N2'等)之平均；或某些數目N(來自計數器110b)或N'(來自計數器110a)之平均。當然，若系統微處理器(未圖示)經裝備以處理個別量測值，則所輸出之值X亦可包含該等個別量測值。
所揭示之接觸表面控制器100提供其他益處，可能不會立即認識到該等益處，但將在下文中解釋。
舉例而言，該系統能夠提供一量測值N，其與信號容量Csig線性地成比例。換言之，dN/dCsig等於一常數。此為有益的，因為其提供一獨立於Csig之量值的不變解析度，其可另外在接觸面板設計或生產運轉之間變化。以下方程 式使量測值之改變dN與信號電容之改變dCsig相關：dN=2*Nint*fclk*Vstim*dCsig/(Ics*((Csig2/Cstray2)+Csig*dCsig/Cstray2+1))　　　(方程式5)其中，數字'2'考量每整合循環之充電及放電循環；Nint為整合循環之數目，fclk為時脈CLK之頻率；Ics為槽或源電流；dCsig為信號電容之改變；且Cstray為行電極之靜態雜散電容。
由於在實際觸控螢幕應用中Cstray比Csig大得多，所以可將方程式(5)簡化成：dN=2xNint*fclk*Vstm*dCsig/Ics　　　(方程式6)或dN/dCSIG=2xNint*fclk*Vstm/Ics　　　(方程式7)
該方程式展示讀數之改變dN與信號電容之改變dCsig良好地成近似線性比例。
此外，方程式(7)展示靜態雜散電容Cstray本質上退出該方程式，使得計數dN純粹地為信號電容Csig之函數。公正地，'313申請案之類比實施例亦藉由使輸入接點保持為假接地、有效地維持橫過雜散電容之電壓及因此有效地消除雜散電容(因為其淨電荷為零)而能夠拒絕雜散電容。此外，對數位控制器100之偏移補償仍為必要的。信號ΔVin之多數為靜態的，且歸因於由dCsig對Csig之調變，僅存在ΔVin之小改變。因此，儲存於計數器110a、110b中之結果的大部分在每一整合循環後亦為靜態的。然而，藉由在數位域中操作之專用偏移電路或藉由微控制器容易地在數位 控制器100中處理偏移補償。在任一種情況下，該數位偏移補償實施起來比在上文中關於'313申請案說明之類比偏移補償簡單。
另外，控制器100之改良設計能夠拒絕任何動態雜散電容dCstray。當使用者接觸沿著一給定行擱置之像素時，動態雜散電容可在該行上產生。當存在時，在彼行上增加之雜散電容影響沿著彼行之所有像素，使得可將該行上之所有像素錯誤地解譯成接觸之位置。因此，限制該動態雜散電容之效應為重要的。
與所增加之動態雜散電容dCstray有關的量測值之改變dN(轉變成百分數)為：dN=100*(1-[Cs3 /(Cs3 +Csig2 *dCstray)])　　　(方程式8)其中Cs3 =Cstray*Csig2 +Cstray2 *Csig+Csig*Cstray*dCstray。由於Csig比Cstray小得多，所以Cs3 比Csig2 *dCstray大得多，且因此方程式(8)可簡化成：dN~100*(1-[Cs3 /Cs3 ])~0　　　(方程式9)簡言之，計數N本質上獨立於Cstray之改變，亦即，dCstray。
合理之假定證明此結論。在一示範性實施例中，Cstray約等於18 pF，Csig約等於0.7 pF，且dCstray(為論證起見假定其相當大)可等於高達20 pF之值。假定此等值，由方程式(8)計算之dN將為2.1%。因為通常可允許dN15%，所以Cstray之相應改變的N之2.1%改變為可允許的，且本質上為可忽略的。簡言之，此等數字證明所揭示技術拒絕動 態雜散電容之能力。
整合循環之總數Nint及因此整合時間可經由微控制器114程式化且判定量測值N之解析度。延長整合時間產生dCsig量測之較高解析度且亦減少所引發雜訊之效應，代價為每一量測花費更多時間。微控制器114藉由首先經由信號132重設計數器110a及110b接著經由控制信號130致能電荷狀態機108來初始化一量測。在由可程式化參數Nint設定之一可程式化整合週期後，微控制器114經由載入信號131將計數值N及N'載入至暫存器檔案112中。
控制器100可具有允許經由微控制器114設定比較器106之電壓參考位準及設定電流源104a及104b之槽及源電流的暫存器。在又一實施例中，微控制器114及/或其他專用邏輯在整合時間間隔期間可隨機化或改變槽及/或源電流及/或參考電壓Vref以減少系統對外部引入之雜訊的敏感度。
注意，如圖4中所描繪，偵測電路150實際上包含一處理螢幕4之一行82的通道。因此，在一標準應用中，將存在與行一樣多之通道。
確保在完成所有通道(150)之充電或放電循環之前不發生Vstim之下一轉變為重要的。為確保此，每一通道之電荷狀態機108提供一保持信號135以指示一充電/放電循環是否正在進行中。假定保持信號135為有效高的，且將來自每一通道之保持信號一起進行邏輯OR運算(未圖示)，所得信號在為低時指示微處理器114所有通道已完成其各別充電/放電循環。彼時，微控制器114可用信號通知波形產 生器120自FIFO 121擷取下一隨機激勵值且輸出一適當之激勵波形。
雖然已展示及描述本發明之特定實施例，但應理解，上文之論述不意欲將本發明限於此等實施例。熟習此項技術者將顯見在不脫離本發明之精神及範疇之情況下可進行各種改變及修改。因此，本發明意欲涵蓋可能落在由申請專利範圍界定的本發明之精神及範疇內的替代例、修改及等效物。
2‧‧‧單個點
3‧‧‧拇指
4‧‧‧觸控螢幕
6‧‧‧食指
81‧‧‧列
82‧‧‧行
83‧‧‧像素
85‧‧‧激勵電路
87‧‧‧偵測電路
88‧‧‧鎖存
90‧‧‧系統微處理器
100‧‧‧接觸表面控制器
102‧‧‧位準偏移器
104a‧‧‧電流源
104b‧‧‧電流槽
106‧‧‧比較器
108‧‧‧電荷狀態機
110a‧‧‧計數器
110b‧‧‧計數器
112‧‧‧暫存器檔案
114‧‧‧微控制器
116‧‧‧鎖相迴路
120‧‧‧波形產生器
121‧‧‧先進先出查詢表
122‧‧‧方形波形
130‧‧‧控制信號
131‧‧‧載入信號
132‧‧‧信號
135‧‧‧保持信號
150‧‧‧偵測電路
400‧‧‧接觸表面控制器
401‧‧‧電荷放大器
402‧‧‧減法器
403‧‧‧解調變器
403b‧‧‧倍增器
404‧‧‧解調變器查詢表
404b‧‧‧區塊
405‧‧‧可程式化偏移數位類比轉換器
406‧‧‧可程式化增益類比數位轉換器
460‧‧‧寄生電容
圖1展示接觸表面中之像素陣列、相關偵測電路，及與系統微處理器之介面。
圖2A及圖2B展示先前技術之觸控螢幕技術的某些問題。
圖3A及圖3B展示使用類比技術偵測信號電容的來自美國專利申請案第11/381,313號之觸控螢幕控制器。
圖4展示根據本發明之實施例之改良接觸表面控制器，其尤其包括數位偵測電路。
圖5展示說明圖4之觸控螢幕控制器之操作的各種波形。
在諸圖之若干視圖中，相應參考字元指示相應組件。
4‧‧‧觸控螢幕
82‧‧‧行
100‧‧‧接觸表面控制器
102‧‧‧位準偏移器
104a‧‧‧電流源
104b‧‧‧電流槽
106‧‧‧比較器
108‧‧‧電荷狀態機
110a‧‧‧計數器
110b‧‧‧計數器
112‧‧‧暫存器檔案
114‧‧‧微控制器
116‧‧‧鎖相迴路
120‧‧‧波形產生器
121‧‧‧先進先出查詢表
122‧‧‧方形波形
130‧‧‧控制信號
131‧‧‧載入信號
132‧‧‧信號
135‧‧‧保持信號
150‧‧‧偵測電路

Claims (35)

  1. 一種用於一具有複數個電容像素之多接觸表面之控制器，其包含：用於施加一激勵電壓至該複數個電容像素之一側之激勵電路，用於偵測該複數個電容像素之電容的輸入電路，該輸入電路能夠被耦接至該複數個電容像素之另一側，其中一給定像素處之該電容之一改變指示一接觸鄰近彼像素；其中該輸入電路具有可連接至該複數個電容像素之每個之另一側之一輸入節點，該複數個電容像素之另一側經由一雜散電容耦接至地，該輸入電路藉由數位地計數對該輸入電路之該輸入節點處之該雜散電容上之電荷改變充電或放電的時間週期，偵測該雜散電容因該電容像素處之電容改變而引起的電荷改變，其中該雜散電容上之電荷的該改變係由施加至該電容像素之該激勵電壓的改變引起。
  2. 如請求項1之控制器，其中該複數個電容像素係成列及成行地配置，且其中該輸入電路耦接至每一行。
  3. 如請求項2之控制器，其中該時間週期係獨立於該雜散電容之改變。
  4. 如請求項1之控制器，其中該輸入電路包含一比較器，且其中該輸入節點包含一至該比較器之第一輸入，且其中一參考電壓包含一至該比較器之第二輸入。
  5. 如請求項1之控制器，其中計數該時間週期包含計數時脈循環之一數目。
  6. 如請求項5之控制器，其中時脈循環之該數目之一改變與該等電容像素之該電容之一改變線性地成比例。
  7. 如請求項4之控制器，進一步包含用於隨機化或改變該參考電壓以減少雜訊敏感度之工具。
  8. 如請求項1之控制器，進一步包含用於隨機化或改變該激勵電壓之頻率組成以減少雜訊敏感度之工具。
  9. 一種用於一多接觸表面之控制器，該多接觸表面具有複數個成列及成行地配置之電容像素，該控制器包含：用於施加一激勵電壓至該複數個電容像素之一側之激勵電路，用於對每一行偵測該等電容像素之電容的偵測電路，該偵測電路具有一輸入節點，該輸入節點能夠被耦接至該等電容像素之另一側；用於對每一行處之該電容充電及/或放電的電路；及用於數位地計數對該輸入節點處之該電容充電或放電之時間週期的計數電路。
  10. 如請求項9之控制器，其中該時間週期係獨立於與每一行相關聯之一雜散電容的改變。
  11. 如請求項9之控制器，其中該偵測電路包含一比較器，且其中該輸入節點包含一至該比較器之第一輸入，且其中一參考電壓包含一至該比較器之第二輸入。
  12. 如請求項9之控制器，其中計數該時間週期包含計數時 脈循環之一數目。
  13. 如請求項12之控制器，其中時脈循環之該數目與該電容線性地成比例。
  14. 如請求項11之控制器，進一步包含用於隨機化或改變該參考電壓以減少雜訊敏感度之工具。
  15. 如請求項9之控制器，進一步包含用於隨機化或改變該激勵電壓以減少雜訊敏感度之工具。
  16. 一種用於操作一多接觸表面之方法，該多接觸表面具有複數個電容像素，該方法包含：以該等電容像素中之至少一者之第一側處之一激勵波形激勵該電容像素；在一比較器之一輸入節點處偵測該電容像素之一第二側處之該激勵波形；對該輸入節點充電及/或放電；及對該輸入節點之該充電及/或放電計時，以數位地判定該電容像素因對該多接觸表面之一接觸引起的電容改變。
  17. 如請求項16之方法，其中該激勵波形係在其頻率組成上進行隨機化。
  18. 如請求項16之方法，其中使用一電流源及/或一電流槽來對該輸入節點充電及/或放電。
  19. 如請求項16之方法，其中對該輸入節點之該充電及/或放電計時包含計數時脈循環之一數目。
  20. 如請求項16之方法，其中該輸入節點耦接至一比較器之 一第一輸入，且其中第二輸入節點耦接至一參考電壓。
  21. 如請求項20之方法，其中該比較器之一輸出係用於致能用於對該輸入節點充電及/或放電之一電流源及/或一電流槽。
  22. 一種用於操作一多接觸表面之方法，該多接觸表面具有複數個電容像素，該方法包含：以該等電容像素中之第一側處之一激勵波形激勵該等電容像素；在許多不同之該等電容像素處接收多個接觸；偵測該等電容像素中之第二側處之該等不同之電容像素之電容的改變；及將電容之該經偵測的改變轉換成一計數值，其中該計數值指示該等不同之電容像素之像素電容之一改變。
  23. 如請求項22之方法，其中偵測該等各個電容像素之該電容之一改變包含以一在其頻率組成上經隨機化的方波激勵該等像素。
  24. 如請求項22之方法，其中使用一電流源及/或一電流槽來量測該像素電容之該改變。
  25. 如請求項22之方法，其中將電容之該經偵測的改變轉換成一計數值包含計數對像素電容之該改變充電及/或放電所需之時脈循環的數目。
  26. 如請求項22之方法，其中偵測該等不同之電容像素之該電容之一改變包含與一參考電壓之比較。
  27. 一觸控敏感電子裝置，其包含： 一觸控螢幕，其包含：複數個第一迹線，其配置於一第一方向；複數個第二迹線，其經配置與該複數個第一迹線橫切且間隔開，且於每個第一及第二迹線之交叉處形成一電容像素，各電容像素具有定義於介於該交叉的第一及第二迹線間之一電容Csig；以及控制電路，其包含：用於產生一激勵波形之激勵電路，該激勵波形僅施加於該複數個第一迹線或該複數個第二迹線，以便施加該激勵波形至該等電容像素之每個的僅一側，每個電容像素之另一側係藉由一雜散電容Cstray耦接至地；一比較器，其具有耦接至該電容像素之另一側之一輸入節點，該比較器具有一參考輸入經連接以接收一參考電壓；一電流源或電流槽之至少一者連接至該輸入節點以對該輸入節點充電或放電；該比較器係可操作的以使得該電流源或電流槽之該至少一者之操作係可允許的；以及一計時工具，其用於計時該輸入節點之該充電或放電以數位地決定由該電容像素之電容之一改變所引起之該雜散電容之電荷之該改變。
  28. 如請求項27之電子裝置，其中該計時工具包含一狀態機。
  29. 如請求項27之電子裝置，其中該狀態機係根據下列公式 以決定時間：△T=△Vstim*(Cstray*Csig)/[(Cstray+Csig)*Isink]其中，△T係充電或放電之時間，△Vstim係於該激勵波形中之改變，Cstray係該雜散電容，Csig係該電容像素之電容；以及Isink係該電流源或電流槽之電流。
  30. 如請求項27之電子裝置，進一步包含用於隨機化或改變該槽或源電流以減少雜訊敏感度之工具。
  31. 如請求項27之電子裝置，進一步包含用於隨機化或改變該參考電壓以減少雜訊敏感度之工具。
  32. 一觸控敏感電子裝置，其包含：一觸控螢幕，其包含：複數個第一迹線，其配置於一第一方向；複數個第二迹線，其經配置與該複數個第一迹線橫切且間隔開，且於每個第一及第二迹線之交叉處形成一電容像素，各電容像素具有定義於介於該交叉的第一及第二迹線間之一電容Csig；以及控制電路，其包含：用於產生一激勵波形之激勵電路，該激勵波形僅施加於該複數個第一迹線或該複數個第二迹線，以便施加該激勵波形至該等電容像素之每個的僅一側，每個電容像 素之另一側係藉由一雜散電容Cstray耦接至地；一比較器，其具有耦接至該電容像素之另一側之一輸入節點，該比較器具有一參考輸入經連接以接收一參考電壓；一電流源或電流槽之至少一者連接至該輸入節點以對該輸入節點充電或放電；該比較器係可操作的以使得該電流源或電流槽之該至少一者之操作係可允許的；以及一數位計時電路可操作地耦接至該比較器之該輸入，其用於計時該輸入節點之該充電或放電以數位地決定由該電容像素之電容中之一改變所引起之該雜散電容之電荷之該改變。
  33. 如請求項32之電子裝置，進一步包含用於隨機化或改變該槽或源電流以減少雜訊敏感度之工具。
  34. 如請求項33之電子裝置，進一步包含用於隨機化或改變該參考電壓以減少雜訊敏感度之工具。
  35. 如請求項32之電子裝置，進一步包含用於隨機化或改變該參考電壓以減少雜訊敏感度之工具。
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