TWI399062B - 干擾估測裝置、決定保護區間與位元負載的方法及其裝置 - Google Patents

Description

干擾估測裝置、決定保護區間與位元負載的方法及其 裝置

本發明是有關於一種多載波通訊系統，且特別是有關於一種干擾估測裝置、決定保護區間與位元負載的方法以及裝置。

在通訊技術不斷進步的時代裡，能夠在有限的頻寬之下，乘載越來越多的資料位元，已經變成不可避免的趨勢。為了更有效的利用頻譜(spectrum)，目前已發展出利用多載波的通訊技術，例如分頻多工(frequency division multiplexing,FDM)與正交分頻多工(orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)等等。以OFDM技術為例，其主要是將有限的頻寬分為多個子通道(sub-channel)，並運用多個子載波(sub-carrier)平行傳輸，而每個子載波之間維持正交性(orthogonality)，其中每個子載波透過不同的調變，使得上述子載波可分別乘載不同的資料位元量。

在OFDM技術中，為了防止符元間干擾(Inter Symbol Interference,ISI)以及載波間干擾(Inter Carrier Interference,ICI)，一般的符元是由一信號加上防護區間(Guard Interval,GI)，例如循環前置(Cyclic Prefix,CP)，所構成。一般利用的正交分頻多工技術的通訊系統大多數都會在規格中有明確規定一或多個固定長度的GI，以因應各種不同的環境下，該採用何種長度的GI。然而GI的長度選擇不當，將會很直接的影響到傳送資料的效率。以下利用Home-Plug AV系統來說明防護區間對效率的影響。

圖1繪示為在Home-Plug AV系統中所規定之長的(long)媒體存取協定資料單元(Media access control Protocol Data Unit,MPDU)的示意圖。請參考圖1，一種Home-Plug AV規格的MPDU可以包括128位元的框控制區塊AVFC以及N個520位元組的物理層(PHY block)區塊PB520。每一個PB520包括4位元組的物理層區塊標頭檔H520、512位元組的資料B520以及4位元組的物理層區塊檢查碼CS520。

一般Home-Plug AV系統中所使用的OFDM調變技術包括1536個子載波(tone或者是sub-carrier)。每一個子載波根據其調變的不同，可以乘載1至10位元的負載(bit loading)。若上述的子載波中，其中一特定子載波使用64-QAM調變，則此特定子載波的位元負載就是6 bit；若此特定子載波使用QPSK調變，則此特定子載波的位元負載就是2 bit。然而，在Home-Plug AV系統的規範中，真實可用的子載波不見得是1536個子載波；在各國的法規可能會規定某些頻帶必須受到管制，例如以北美來說，在Home-Plug AV系統僅917個子載波可使用，這個規範稱為tone mask。

接下來，便以北美的規定，並配合Home-Plug AV系統中所使用的OFDM調變來舉例。首先，假設傳送端依照Home-Plug AV系統所規定的標準強健傳送模式(standard robust,STD-ROBO)，要傳送一個PB520，其中STD-ROBO 規定每一個tone必須使用QPSK調變，且欲傳送之資料必須重複傳送4次，此資料的編碼率為1/2。如此，便可以簡單計算出利用STD-ROBO規範傳送一個PB520所需要傳送的位元數：Bit number of PB520=520(位元組)×8(轉為位元)×2(編碼率)×4(重複4次)=33280 bits。

一個具有917個子載波，且所有子載波皆利用QPSK的符元可以傳送的位元數：Bit number of Symbol=917×2=1834 bits。

因此，若要完整的傳送一個PB520，理想的情況下必須要有33280/1834=18.146個符元才能傳送完成。接下來，再舉一例子，假設使用傳收雙方溝通好的bit loading，且每個tone的平均傳送位元數為5 bits，編碼率為1/2，則傳送一個PB520需要的符元個數為：(520×8×2×4)/(917×5)=7.258個符元。

在Home-Plug AV系統中，使用3072點的反傅立葉轉換(IFFT)為調變，並規定3種GI的長度。分別是GI-417、GI-567以及GI-3534，其中GI-417表示一個符元是由417個循環前置，加上原本的OFDM信號所構成，GI-567與GI3534則可以依此類推。以HomePlug AV規範的75MHz clock rate，GI-417本身所佔的時間為5.56μs，GI-567為7.56μs，GI-3534為47.12μs。在習知的技術中，為了防止符元間干擾(Inter Symbol Interference,ISI)以及載波間干擾(Inter Carrier Interference,ICI)，通常會根據通道的脈衝響 應的長度，來決定使用多長的GI。若選擇GI-417，則一個符元所需的傳送時間為沒有加上GI的符元之1.14倍；若選擇GI-567，則一個符元所需的傳送時間為沒有加上GI的符元之1.18倍；然而若選擇GI-3534，則一個符元所需的傳送時間為沒有加上GI的符元之2.15倍。在習知的技術中，若不使用時域等化器(Time-domain Equalizer)縮短等效通道長度，則一般須選擇GI長度比通道的脈衝響應之長度(簡稱通道長度)來的長，以避免符間干擾與載波間干擾，但此方法並無法保證將整體的傳輸效率最大化。舉例來說，在某些情況下，等效通道長度可能僅略大於GI-517，但是卻必須採用GI-3534以避免GI長度不足產生ISI與ICI，影響原本bit loading的估測結果，這顯然的對資料的傳送/接收效率會造成很大的影響。

本發明在提供一種決定保護區間與位元負載的方法，用以根據通道長度以及干擾之大小，以決定循環前置長度以及各個子載波所乘載之資料位元量。

本發明在提供一種決定保護區間長度與位元負載的裝置，用以增加位元產量(throughput)。

本發明另提供一種干擾估測裝置，用以有效估測ISI、ICI等干擾。

本發明提出一種適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，首先，提供多載波調變系統，其規格規定第一保護區間以及第二保護區間，其中第一保護區間的長度小於 第二保護區間的長度。接著，在通道閒置期間，估測每一子通道的雜訊能量。然後，估測通道脈衝響應(impulse channel response)。之後，計算每一子載波所能乘載的第一位元負載。當通道的長度小於第一保護區間時，則決定使用第一位元負載與第一保護區間。當通道長度大於或等於第一保護區間的長度時，估測符元加上第一保護區間時的子載波間干擾能量與符元間干擾能量，並計算出此時符元加上第一保護區間的信號雜訊比，以得到每一子載波所能乘載的第二位元負載。最後，當使用第一保護區間並配合第二位元負載的符元之位元產量大於使用第二保護區間並配合第一位元負載的符元之位元產量時，決定用第一保護區間與第二位元負載，否則，則使用第二保護區間與第一位元負載。

依照本發明的實施例所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，上述「計算該多載波調變系統中之每一子載波所能乘載的一第一位元負載」，此步驟包括：估測每一子通道的信號能量；以及計算每一子載波的信號雜訊比，並藉此決定每一子載波所能乘載的該第一位元負載。在一特定實施例中，其中「計算每一子載波的信號雜訊比」是指在沒有符元間干擾與子載波間干擾時的信號雜訊比。

依照本發明的實施例所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，上述第q個子通道的信號能量表示為，第q個子通道的雜訊能量表示為，則「符元加 上第一保護區間之後，第q個子通道的信號雜訊比SNR _q 」表示如下： 其中P _ISI(q)為在第q個子通道的符元間干擾的能量，P _ICI(q)為在第q個子通道的子載波間干擾的能量。而且對於任何子通道q，P _ISI(q)=P_ICI(q)。

本發明提出一種決定保護區間長度與位元負載的裝置，用於一多載波調變系統，該多載波調變系統的規格至少規定一第一保護區間以及一第二保護區間，其中第一保護區間的長度小於第二保護區間的長度，此裝置包括通道估測裝置、雜訊估測裝置、干擾估測裝置、位元負載決定裝置以及判斷裝置。通道估測裝置用以估測一通道脈衝響應；雜訊估測裝置用以估測第q個子通道不含ISI與ICI的雜訊能量；干擾估測裝置用以估測第q個子通道的干擾能量P _ISI(q)；位元負載決定裝置首先利用第q個子通道的信號能量以及第q個子通道的雜訊能量，根據第q個子通道的信號雜訊比，以計算第q個子通道所乘載的位元負載，完成所需的通道位元負載計算後所的到的結果，稱為第一位元負載。位元負載決定裝置其次利用所得之第q個子通道的干擾能量P _ISI(q)、第q個子通道的信號能量以及第q個子通道的雜訊能量，根據第q個子通道的信號雜訊比×P(q)]，以決定第q個子通道所乘載的位元負載，完成所需 的通道位元負載計算後所的到的結果，稱為第二位元負載；判斷裝置根據第一位元負載與第二保護區間的組合以判斷一第一位元產量，並根據第二位元負載與第一保護區間的組合，以判斷一第二位元產量，比較第一位元產量與第二位元產量以決定使用第一保護區間與第二位元負載或第二保護區間與第一位元負載。

依照本發明的實施例所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，上述干擾估測裝置包括傅立葉轉換器、頻帶選擇器以及干擾能量估測器。傅立葉轉換器用以將通道脈衝響應指定部分作傅立葉轉換，以輸出指定部分的頻率響應；頻帶選擇器耦接傅立葉轉換器，選擇所需之子頻帶q指定部分的頻率響應；干擾能量估測器耦接頻帶選擇器以及通道估測裝置，接收第q個子頻帶指定部分之頻率響應，以及通道估測裝置產生的通道響應估測值，以估測出第q個子頻帶的干擾能量P(q)。

依照本發明的實施例所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，上述干擾能量估測器包括選擇電路、減法器、第一乘法器、延遲電路、絕對值平方運算器、累加器以及第二乘法器。選擇電路包括一第一接收部分、一第二接收部分以及一輸出部分，第一接收部分耦接頻帶選擇器，接收第q個子頻帶之頻率響應的指定部份，用以選擇第一、第二接收部分其中之一輸出；減法器耦接輸出部分以及通道估測裝置，用以將輸出部分的所輸出之一特定值與通道估測裝置所輸出的一估測值相減後輸出一減法 值，其中特定值與估測值互相對應；第一乘法器用以將減法值乘以，以得到第一乘法值；延遲電路耦接第一乘法器與第二接收部分，接收第一乘法值，將第一乘法值延遲一預設時間後輸出；絕對值平方運算器耦接選擇電路輸出部分，將輸出部分所輸出的特定值取絕對值並且平方後輸出一頻率響應能量值；累加器耦接絕對值平方運算器，將所接收到的頻率響應能量值作累加運算，輸出一累加頻率響應能量值；第二乘法器將累加頻率響應能量值乘上一子載波平均傳送能量，輸出第q個子頻帶的干擾能量P(q)。

依照本發明的實施例所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，上述傅立葉轉換器僅需運作一次並由頻帶選擇棄輸出指定部分的頻率響應H _K+1 (q)，其餘H _m (q)，m=K+2~L-1皆由干擾能量估測器運算而得，可減少硬體運算量與功耗。

依照本發明的實施例所述之決定保護區間長度與位元負載的裝置，第一保護區間長度為K，通道脈衝響應的長度為L，通道脈衝響應為h(0)~h(L-1)，L>K，第q個子頻帶之指定部分頻率響應為H _K+1 (q)，其中H _K+1 (q)為h(K+1)~h(L-1)作傳立葉轉換後的第q個子頻帶的頻率響應。P(q)為符元間干擾的能量P _ISI(q)，且符元間干擾的能量等於載波間干擾的能量P _ICI(q)。

本發明提出一種干擾估測裝置，用於一多載波調變系統，此多載波調變系統的規格至少規定一第一保護區間，其中第一保護區間的長度為K，此裝置包括通道估測單元、傅立葉轉換器、頻帶選擇器以及干擾能量估測器。通 道估測單元用以估測通道脈衝響應h(0)~h(L-1)；傅立葉轉換器用以將通道脈衝響應的指定部分h(K+1)~h(L-1)作傅立葉轉換，以輸出多個子頻帶指定部分之頻率響應H _K+1(0)~H _K+1(N-1)；頻帶選擇器耦接傅立葉轉換器，用以選擇第q個子頻帶指定部分之頻率響應H _K+1(q)；干擾能量估測器耦接頻帶選擇器以及通道估測裝置，接收第q個子頻帶指定部分之頻率響應H _K+1(q)以及通道脈衝響應h(K+1)~h(L-2)，據以計算出H _K+2(q)~H _L-1(q)，並估測出第q個子頻帶的干擾能量P(q)。

依照本發明的實施例所述之干擾估測裝置，上述干擾能量估測器包括選擇電路、減法器、第一乘法器、延遲電路、絕對值平方運算器、累加器以及第二乘法器。選擇電路包括一第一接收部分、一第二接收部分以及一輸出部分，第一接收部分耦接頻帶選擇器，接收H _K+1(q)，用以選擇第一、該第二接收部分其中之一輸出；減法器耦接輸出部分以及通道估測裝置，用以將輸出部分的所輸出之一特定值與通道估測裝置所輸出的一估測值相減後輸出一減法值，其中特定值與估測值互相對應；第一乘法器用以將減法值乘以，以得到一第一乘法值；延遲電路耦接第一乘法器與第二接收部分，接收第一乘法值，將第一乘法值延遲一預設時間後輸出；絕對值平方運算器耦接選擇電路輸出部分，將輸出部分所輸出的特定值取絕對值並且平方後輸出一頻率響應能量值；累加器耦接絕對值平方運算器，將所接收到的頻率響應能量值作累加運算，輸出一累加頻率響應能量值；第二乘法器將累加頻率響應能量值乘 上一子載波平均傳送能量，輸出第q個子頻帶的干擾能量P(q)。

依照本發明的實施例所述之干擾估測裝置，上述P(q)為符元間干擾的能量P _ISI(q)，且符元間干擾的能量等於載波間干擾的能量P _ICI(q)。

本發明在通道脈衝響應的長度介於一第一保護區間與第二保護區間的長度之間的情況下，採用判斷使用第一保護區間的符元之位元產量與使用第二保護區間的符元之位元產量，以決定使用第一保護區間或第二保護區間作為符元之保護區間；另外，本發明實施例透過數學與模擬分析出符元間干擾以及載波間干擾，藉以作出決定保護區間長度與位元負載的裝置以及干擾估測裝置，因此除了可以達到「根據通道長度以及干擾之大小，以決定循環前置長度以及各個子載波所乘載之資料位元量」以及「估測符元間干擾以及載波間干擾」，還可以達到增加位元產量與節省成本的目的。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。

為了解決習知的問題，並且增加資料的傳送/接收效率，本發明提出了一種適應性決定保護區間長度與位元負載的方法與裝置。在說明此方法與裝置之前，先分析通道長度比GI長的情況下所產生之ISI以及ICI。

圖2A以及圖2B繪示為符元的防護區間201之長度小 於通道脈衝響應202的長度時所發生的ISI示意圖。當符元加上防護區間後，透過通道傳送到接收端，接收端所接收到的信號會等於符元與通道脈衝響應的線性捲積(linear convolution)。由於接收端所接收到的信號會等於符元與通道脈衝響應的線性捲積，當防護區間比通道長度短時，則正在接收的符元便會有前次所接收的符元之成分存在，因而會造成ISI。在圖2A中可以看出，防護區間201的長度為K，通道脈衝響應202的長度為L，符元的時域信號(time-domain signal)表示為x(0)~x(-K-1)，通道脈衝響應202表示為h(0)~h(L-1)，因此在T0時間捲積的結果「y(0)」可表示如下：y(0)=x(0)×h(0)+x(-1)×h(1)+...+x(-K-1)×h(K+1)+...+x(-L+1)×h(L-1)

上述式子中，具有h(K+1)~h(L-1)的部分便為受到前一時間的符元所影響的部分，因此在T0時間的ISI便可表示如下：y _ISI(0)=x(-K-1)×h(K+1)+x(-K-2)×h(K+2)+...+x(-L+1)×h(L-1)

同樣的，在圖2B中可以看出，在T1時間的ISI可表示如下：y _ISI(1)=x(-K-1)×h(K+2)+x(-K-2)×h(K+3)+...+x(-L+2)×h(L-1)

在此，假設所欲接收的符元有N個子載波，因此接收信號在不同時間點n的ISI可以表示如下：y _ISI(n)=x(-K-1)×h(K+1+n)+x(-K-2)×h(K+2+n)+...+x(-L+1+n)×h(L-1),n=0,1,...,N-1

將上述傳送符元表示為x _i ，干擾x _i 的符元表示為x _i-1，因此接收信號y _i 便可以表示如下：y _i =C _i x _i +C _i-1 x _i-1，其中C _i-1與C _i 分別表示如下的N×N矩陣： 上述數學式中，h ₀ 相當於上述的h(0)，h _K 相當於上述的h(K)，以此類推；y _i =[y _i (0),y _i (1),...,y _i (N-1)]^T為第i個接收符元，對應傳送符元的信號部分為x _i =[x _i (0),x _i (1),...,x _i (N-1)]^T，ISI部分為x _i-1=[x _i-1(0),x _i-1(1),...,x _i-1(N-1)]^T。根據上述的數學式可以看出，由於通道脈衝響應過長，導致線性捲積的結果會有一部分捲積到符元x _i-1，因而使得接收信號y _i 會有ISI。上述的數學式可以明顯看出接收信號y _i 的ISI成分y _ISI=C _i-1 x _i-1。

接下來，請仔細觀察矩陣C _i ，在矩陣C _i 的第一列缺少了h _K+1~h _L-1，其第二列缺少了h _K+2~h _L-1...。而在理想的情況下，也就是當防護區間足夠長的情況，接收信號的線性捲積應當等於通道脈衝響應與符元x _i 的循環捲積(circular convolution)，表示如下：理想的y _i =C _CYCL x _i ，其中因此， y _i =C _i x _i +C _i-1 x _i-1=C_CYCL x _i +C _i-1 x _i-1-C_ICI x _i ，其中， 而C _ICI x _i 便是接收信號y _i 的載波間干擾(ICI)的成分。

接下來，對y _i =C _CYCL x _i +C _i-1 x _i-1-C _ICI x _i 作傅立葉轉換，得到Y _i =W _N C _CYCL x _i +W _N C _ISI x _i-1-W _N C _ICI x _i =Y _Signal+Y _ISI+Y _ICI，其中W _N 為傅立葉矩陣，表示如下： 而第q個子載波(tone)在 頻域上的函數可以表示如下： Y(q)=w _q C _CYCL x _i +w _q C _ISI x _i-1-w _q C _ICI x _i

接下來，利用上述的Y(q)，將其取共扼之後，取期望值，假設每一傳送符元中各點互不相依且平均能量為，並假設不同符元間各點互不相依(independent)， 由此可得第q個子載波(tone)在頻譜上的能量為： 其中，{˙} ^H 表示矩陣或向量的Hermitian。上式中，表示接收端所接收到第q個子載波信號部分的能量；表示第q個子載波收到的ISI能量，表示第q個子載波收到的ICI能量；其餘的表示C _ICI與C _CYCL交互影響的能量，其中上述交互影響的能量可以忽略不計(在此先假設可以忽略不計，詳細的原因容後詳述)。接下來，上述的W _N C _ICI可以表示如下： 其中[H _m (0),...H _m (N-1)]^T表示通道脈衝響應[h _m ,...,h _L-1,0,...,0]^T經傅立葉轉換的結果。故ICI在第q個子載波的干擾能量為： 同樣的，ISI在第q個子載波的干擾能量為： 從上式得知在每一個子載波q的ISI能量會與ICI的能量相同，即P _ISI(q)=P _ICI(q)。另外，依照上述的數學證明可以看出，只要估測出通道脈衝響應，便可以估測出在防護區間小於通道脈衝響應長度時，每一個子載波受到ISI與ICI干擾P _ISI(q)與P _ICI(q)。

因此，在本發明的實施例中，提出了決定保護區間長度與位元負載的裝置。如圖3所示，此決定保護區間長度與位元負載的裝置包括通道估測裝置301、本發明實施例的干擾估測裝置302、位元決定裝置303以及判斷裝置304。在此便以上述Home-Plug AV的規格為基礎以說明以下實施例，其中Home-Plug AV具有3種長度的保護區間， 分別是GI-417、GI-567以及GI-3534。

通道估測裝置301會先估測通道之通道脈衝響應。在此假設此通道估測裝置301所估測出的通道脈衝響應之長度(通道長度)介於GI-567與GI-3534之間，干擾估測裝置302便開始估測在使用GI-567作為防護區間的情況下，第q個子通道的符元間干擾能量P _ISI(q)大小。位元負載決定裝置303接收第q個子通道的符元間干擾能量P _ISI(q)、第q個子通道的接收信號能量以及第q個子通道的雜訊能量，根據第q個子通道的信號雜訊比，以決定第q個子通道所能乘載的位元負載。透過上述的裝置303，便可以估測出每一子通道在受到ISI與ICI干擾的情況下，可以乘載的位元量。

一般來說，本領域具有通常知識者若要實施位元負載決定裝置303，最基本的方法就是利用查找表以及比大小的方式。底下是Home-Plug AV中，編碼率為1/2時的信號雜訊比與子載波調變的查找表。

上述的查找表主要是表示，當信號雜訊比SNR大於21dB時，則子載波所使用的調變可以使用1024QAM，當信號雜訊比SNR介於16.25dB與21dB之間時，則子載波所使用的調變使用256QAM，以此類推。當子載波使用1024QAM調變時，即表示此子載波可乘載10bits位元量； 當子載波使用BPSK調變時，即表示此子載波可乘載1bit位元量。

最後，透過判斷裝置304評估在使用GI-567作為防護區間的情況下的位元產量以及在使用GI-3534作為防護區間的情況下的位元產量，以決定使用GI-567或GI-3534作為符元之保護區間。然而，基於上述的情況，使用GI-567時每個符元所能乘載的總位元量顯然會小於使用GI-3534的符元所能乘載的總位元量，但是，使用GI-3534的符元的傳輸時間將近使用GI-567的符元的傳輸時間的2倍。因此，在考慮位元產量，除了必須考慮到符元所能乘載的總位元量之外，還必須考慮到符元的傳輸時間等其他因素。

圖4繪示為本發明實施例圖3的干擾估測裝置302之電路方塊圖。請參考圖4，此干擾估測裝置302包括傅立葉轉換器401、頻帶選擇器402、干擾能量估測器403。首先，傅立葉轉換器401會先將通道脈衝響應h(K+1)~h(L-1)作傅立葉轉換，得到H _K+1(0)~H _K+1(N-1)，在此實施例中，上述H _K+1(0)~H _K+1(N-1)為在第K+1取樣點之後的通道脈衝響應在個別子通道上的頻率響應。之後，頻帶選擇器402便會選擇其中一個子頻帶(在此實施例以第q個子頻帶作為例子)的頻率響應H _K+1(q)給干擾能量估測器403。干擾能量估測器403利用H _K+1(q)計算得到H _K+2(q)~H _L-1(q)，並將H _K+1(q)~H _L-1(q)分別取絕對值並平方運算，之後累加|H _m (q)|²,m=K+1,...,L-1，最後再乘上每個子載波的平均能量 ，便得到第q個子頻帶的干擾能量(P _ISI(q)或P _ICI(q))。

在上面圖4的例子中，值得注意的是在傅立葉轉換器401所輸出的頻率響應僅第H _K+1(0)~H _K+1(N-1)的部分，另外，通道估測裝置301有輸出h(l)給干擾能量估測器403。由於第q個子頻帶的通道脈衝響應H _m (q)可以如下式表示： 接下來，我們把上面式子的前三項表示如下： 因此可以看出： 也就是說，H _K+2 (q)可以透過H _K+1 (q)與未經轉換的通道脈衝響應h(K+1)相減後乘上得到，故上述的干擾能量估測器403之電路便可以如圖5的方式實施，圖5繪示為本發明實施例之干擾能量估測器403的較詳細電路方塊圖。請參考圖5，此電路包括減法器501、第一乘法器502、延遲電路503、選擇電路504、絕對值平方運算器505、累加器506以及第二乘法器507。上述干擾能量估測器403內部元 件的耦接請參照圖5的繪示。

在初始時，選擇電路504的第一接收部會從傅立葉轉換器401接收到，之後選擇電路504會選擇其第一端所接收的H _K+1 (q)輸出。之後H _K+1 (q)會送到減法器501以及絕對值平方運算器505。減法器501將H _K+1 (q)和通道估測裝置301所送出的h(K+1)相減後，將結果送給第一乘法器502。之後，乘法器502便將上述減法器501所輸出的結果與相乘，也就得到了H _K+2 (q)。接下來，延遲電路503將所接收到的H _K+2 (q)延遲一預定時間後，送給選擇電路504的第二接收部，因此選擇電路可以直接選擇第二接收部所輸出的H _K+2 (q)給之後的絕對值平方運算器505、累加器506以及第二乘法器507作之後的運算。重複上述的動作，便可以得到第q個子頻帶的干擾能量(P _ISI(q)或P _ICI(q))。

值得一提的是，由於上述實施例的干擾能量估測器403只需要接收H _K+1 (q)，便可以運算出H _K+2 (q)~H _L-1 (q)，因此使用此干擾能量估測器403來達成本發明之實施例可以減少傅立葉轉換器401的使用頻率，更可以進一步地與其他模組(例如OFDM解調器)共用傅立葉轉換器401的設計，減少電路面積與功率消耗。

另外，本發明提出一種決定保護區間長度與位元負載的方法，其流程圖繪示於圖6。請參考圖6，首先，提供一多載波調變系統，此多載波調變系統的規格規定至少一第一保護區間以及一第二保護區間，其中第一保護區間的長 度小於第二保護區間的長度，例如：GI-567與GI-3534(步驟601)。下一步驟，在通道閒置期間，估測每一子通道之雜訊能量(步驟602)。接著，於信號來臨時，估測通道的脈衝響應(步驟603)。之後，計算每一子載波的第一位元負載(步驟604)。接著，判斷通道長度是否小於第一保護區間(步驟605)。若通道長度小於第一保護區間，則決定使用第一位元負載與第一保護區間(步驟606)。若通道長度大於或等於第一保護區間，則估測每一個子通道使用第一保護區間時的ICI與ISI之能量，並得出信號雜訊比與每一個子載波所能乘載的第二位元負載(步驟607)。之後，判斷使用第一保護區間配合第二位元負載之符元的位元產量是否大於第二保護區間配合第一位元負載的位元產量(步驟608)。若第一保護區間配合第二位元負載之符元的位元產量大於第二保護區間配合第一位元負載的位元產量，則決定使用第二位元負載與第一保護區間(步驟609)。若第一保護區間配合第二位元負載之符元的位元產量小於或等於第二保護區間配合第一位元負載的位元產量，則決定使用第二位元負載與第一保護區間(步驟610)。

步驟604主要是估測在沒有ISI或ICI的情況下，符元可以乘載的最大位元負載，也就是估測每一個子載波在上述沒有ISI或ICI時的信號雜訊比(SNR)來決定可以乘載的最大位元負載，其中，每一個子通道的雜訊能量與通道的脈衝響應是在前些步驟602與603時獲得。

在一個OFDM系統中，接收端與傳送端為了要做同步時，傳送端可能連續傳送相同且接收端已知的符元，因此可估測出通道頻率響應與接收信號能量，並利用通道閒置期間所估得的雜訊能量，此時所估測出的SNR可以說是「沒有ISI或ICI時的SNR」。另外，習知技術中也有使用前導信號(PILOT)來估測SNR，故本發明不限於此，且符合本發明之精神者，當在本發明的保護範圍內。

上述步驟604在本發明的一特定實施例包括下列子步驟：估測每一子通道的信號能量(步驟604.1)。根據子通道的雜訊能量(於步驟602時獲得)以及子通道的信號能量，計算出每一子載波的信號雜訊比，並決定每一子載波所能乘載的該第一位元負載(步驟604.2)。上述步驟雖然是以通道閒置(silent)期間所估測到的雜訊能量來計算信號雜訊比，然本領域具有通常知識者若要做到估測信號雜訊比，並不一定要在通道閒置期間估測，之前已經提過幾種方法，故在此不予贅述。

於步驟607中，會先估測出每個子通道使用第一保護區間時的ICI與ISI之能量，並在ICI與ISI的情況下，估計一符元加上第一保護區間之後的信號雜訊比，其計算方法表示如下： ，其中P _ISI(q)為第q個子通道的一符元間干擾能量，P _ICI(q) 為第q個子通道的一子載波間干擾能量，q為子通道編號，第q個子通道的信號能量表示為，且第q個子通道的雜訊能量表示為。接著，藉由計算出之信號雜訊比SNR _q 與前述之查找表便能計算出第二位元負載。

於步驟607中，判斷使用第一保護區間(例如GI-567)並配合第二位元負載的符元之位元產量是否大於使用第二保護區間(GI-3534)並配合第一位元負載的符元之位元產量(步驟604)。當使用GI-567的符元之位元產量比使用GI-3534的符元之位元產量大，便決定用該第一保護區間以作為該符元之保護區間(步驟605)，否則使用GI-3534(步驟606)。

在另一特定實施例中，可以在步驟607之前加入一判斷步驟：判斷通道的脈衝響應的長度是否大於一預設門檻值，其中此預設門檻值介於GI-567與GI-3534的長度之間。此預設門檻值的定義標準一般來說：只要通道脈衝響應的長度超過上述預設門檻值長度時，且防護區間是使用GI-567，就絕對不可能使符元之位元產量超過使用GI-3534的符元。因此，只要通道脈衝響應的長度大於此預設門檻值，便可以直接決定使用GI-3534作為符元的防護區間。一般來說，此預設門檻值的設計可以透過整個系統的預先模擬或是數學的分析而得。另外，上述實施例的步驟雖然以上述的順序排列，但本領域具有通常知識者應當可以作些許的修正，例如將步驟602與步驟603互相交換，同樣 可以達到本發明之功效，故本發明不限於上述特定實施例。

為了證明上述的方法與裝置之運作可以有效的達到產量增加，並且證明上述干擾最主要是ISI以及ICI，其餘的交互影響的能量可以忽略不計，底下列舉了幾個模擬結果。圖7A繪示一有效通道長度為1410的通道脈衝響應圖。圖7B繪示為當通道脈衝響應為圖7A的情況時，使用GI-3534的符元之信號雜訊比701以及使用GI-417的符元之信號雜訊比702。圖7C繪示為量測出使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值703以及利用本發明實施例所估測出的使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值704。

請參照圖7B中的701以及702，由圖7B的701與702可以看出701是沒有ISI與ICI干擾的信號雜訊比，702則是有ISI與ICI干擾以及上述交互影響的能量的信號雜訊比。接下來，請參照圖7C中的703與704，由圖7C中可以看到，703是701與702兩者實際的差值，704則是利用本發明實施例的方法所估測出701與702之差值。值得注意的是，量測出的信號雜訊比差值703與估測出信號雜訊比差值704兩者非常接近。因此，本發明的實施例可以準確的估測出ISI與ICI能量，另外，也證實了上述交互影響的能量是可以忽略的。

圖8A繪示為通道長度為1890的通道脈衝響應圖。圖8B繪示為當通道脈衝響應為圖8A的情況時，使用GI-3534 的符元之信號雜訊比801以及使用GI-417的符元之信號雜訊比802。圖8C繪示為量測出使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值803以及利用本發明實施例所估測出的使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值804。同樣的，在這三張圖也可以得到上述的結論。另外，由上述圖7C與8C可以看出，低頻子載波部分信號雜訊比落差較大，即ISI與ICI的影響大部分只在較低頻的子載波，較高頻的子載波所受到的ISI與ICI之影響較小。因此在實施本發明時，亦可以不用估測所有的子頻帶之信號雜訊比，只需估測較低頻帶的信號雜訊比即可達到本發明的目的。

圖9A為通道長度為1100的通道脈衝響應圖。圖9B繪示使用GI-3534的符元之信號雜訊比901以及使用GI-567的符元之信號雜訊比902，配合使用北美的tone mask的結果，每個使用GI-567的符元可以乘載6043個bits，使用GI-3534時，每個符元可以乘載6228個bits。顯然選擇GI-567搭配較低位元負載的位元產量，會高於GI-3534搭配6228 bits位元負載的位元產量，因此證明透過本發明的方法可以達到更佳的傳輸效率。

綜上所述，本發明在通道脈衝響應的長度介於一第一保護區間與第二保護區間的長度之間的情況下，採用判斷使用第一保護區間的符元之位元產量與使用第二保護區間的符元之位元產量，以決定使用第一保護區間或第二保護 區間作為符元之保護區間，以及第一位元負載或第二位元負載作為符元之位元負載；另外，本發明實施例透過數學與模擬分析出符元間干擾以及載波間干擾，藉以作出適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置以及干擾估測裝置，因此本發明除了可以達到「根據通道長度以及干擾之大小，以決定循環前置長度以及各個子載波所乘載之資料位元量」以及「估測符元間干擾以及載波間干擾」之外，在本發明的特定實施例中，還可以達到增加位元產量與節省成本的目的。

雖然本發明已經以實施例揭露如上，然上述實施例並非用以限定本發明之精神，任何所屬技術領域具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

AVFC‧‧‧框控制區塊

PB520‧‧‧物理層區塊

H520‧‧‧物理層區塊標頭檔

B520‧‧‧資料區塊

CS520‧‧‧物理層區塊檢查碼

201‧‧‧防護區間

202、h(0)~h(L-1)‧‧‧通道脈衝響應

K‧‧‧防護區間201的長度

L‧‧‧通道脈衝響應202的長度

x(0)~x(-K-1)‧‧‧傳送出的時域信號

301‧‧‧通道估測裝置

302‧‧‧干擾估測裝置

303‧‧‧位元決定裝置

304‧‧‧判斷裝置

401‧‧‧傅立葉轉換器

402‧‧‧頻帶選擇器

403‧‧‧干擾能量估測器

501‧‧‧減法器

502‧‧‧第一乘法器

503‧‧‧延遲電路

504‧‧‧選擇電路

505‧‧‧絕對值平方運算器

506‧‧‧累加器

507‧‧‧第二乘法器

601~610‧‧‧步驟流程

604.1、604.2‧‧‧子步驟流程

701、801‧‧‧使用GI-3534的符元之信號雜訊比

702、802‧‧‧使用GI-417的符元之信號雜訊比

703、803‧‧‧使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值

704、804‧‧‧利用本發明實施例所估測出的使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值

901‧‧‧使用GI-3534的符元之信號雜訊比並配合使用北美的tone mask

902‧‧‧使用GI-567的符元之信號雜訊比並配合使用北美的tone mask

圖1繪示為在Home-Plug AV系統中所規定之長的媒體存取協定資料單元的示意圖。

圖2A以及圖2B繪示為符元的防護區間201之長度小於通道脈衝響應202的長度時所發生的ISI示意圖。

圖3繪示為適應性決定保護區間與位元負載的裝置。

圖4繪示為本發明實施例圖3的干擾估測裝置302之電路方塊圖。

圖5繪示為本發明實施例圖3的干擾能量估測器403之電路方塊圖。

圖6繪示為本發明實施例之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法的流程圖。

圖7A繪示為通道長度為1410的通道脈衝響應圖。

圖7B繪示為當通道脈衝響應為圖7A的情況時，使用GI-3534的符元之信號雜訊比701以及使用GI-417的符元之信號雜訊比702。

圖7C繪示為量測出使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值703以及利用本發明實施例所估測出的使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值704。

圖8A繪示為通道長度為1890的通道脈衝響應圖。

圖8B繪示為當通道脈衝響應為圖7A的情況時，使用GI-3534的符元之信號雜訊比801以及使用GI-417的符元之信號雜訊比802。

圖8C繪示為量測出使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值803以及利用本發明實施例所估測出的使用GI-417與GI-3534的符元之信號雜訊比的差值804。

圖9A為通道長度為1100的通道脈衝響應圖。

圖9B繪示使用GI-3534的符元之信號雜訊比901以及使用GI-567的符元之信號雜訊比902，配合使用北美的tone mask的結果。

601~610‧‧‧步驟流程

604.1、604.2‧‧‧子步驟流程

Claims (13)

1. 一種適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，包括：提供一多載波調變系統，該多載波調變系統的規格規定至少一第一保護區間以及一第二保護區間，其中該第一保護區間的長度小於該第二保護區間的長度；在一通道閒置期間，估測該通道之每一子通道的雜訊能量；估測該通道之一通道脈衝響應；計算該多載波調變系統中之每一子載波所能乘載的一第一位元負載；當該通道的長度小於該第一保護區間時，則決定使用該第一位元負載與該第一保護區間；以及當該通道長度大於或等於該第一保護區間的長度時：估測一符元加上該第一保護區間時的一子載波間干擾能量與一符元間干擾能量，並計算出此時該符元加上該第一保護區間的信號雜訊比，以得到每一子載波所能乘載的一第二位元負載；以及當使用該第一保護區間並配合該第二位元負載的該符元之位元產量大於使用該第二保護區間並配合該第一位元負載的該符元之位元產量時，決定用該第一保護區間與該第二位元負載，否則，則使用該第二保護區間與該第一位元負載。
2. 如申請專利範圍第1項所述之適應性決定保護區間 長度與位元負載的方法，其中「計算該多載波調變系統中之每一子載波所能乘載的一第一位元負載」，此步驟包括：估測每一子通道的信號能量；以及計算每一子載波的信號雜訊比，並藉此決定每一子載波所能乘載的該第一位元負載。
3. 如申請專利範圍第2項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，其中「計算每一子載波的信號雜訊比」是指在沒有符元間干擾與子載波間干擾時的信號雜訊比。
4. 如申請專利範圍第1項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，其中一第q個子通道的信號能量表示為，該第q個子通道的雜訊能量表示為，則「該符元加上該第一保護區間之後，該第q個子通道的信號雜訊比SNR _q 」表示如下： ，其中P _ISI(q)為第q個子通道的一符元間干擾能量，P _ICI(q)為第q個子通道的一子載波間干擾能量，q為子通道編號。
5. 如申請專利範圍第4項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的方法，其中P _ISI(q)=P _ICI(q)。
6. 一種適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，用於一多載波調變系統，該多載波調變系統的規格至少規定一第一保護區間以及一第二保護區間，其中該第一保護區間的長度小於該第二保護區間的長度，此裝置包括： 一通道估測裝置，用以估測一通道脈衝響應；一干擾估測裝置，用以估測一第q個子通道的干擾能量P(q)；一位元負載決定裝置，接收該第q個子通道的干擾能量P(q)、該第q個子通道的信號能量以及該第q個子通道的雜訊能量，根據該第q個子通道的信號雜訊比，以決定該第q個子通道所乘載的一位元負載；以及一判斷裝置，根據以及一第二保護區間以判斷一第一位元產量，並根據 P(q)]以及一第二保護區間以判斷一第二位元產量，比較該第一位元產量與該第二位元產量以決定使用該第一保護區間或該第二保護區間，其中q為子通道編號。
7. 如申請專利範圍第6項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，其中該干擾估測裝置包括：一傅立葉轉換器，用以將該通道脈衝響應作傅立葉轉換，以輸出多數個子頻帶之頻率響應的一指定部份；一頻帶選擇器，耦接該傅立葉轉換器，接收該些子頻帶之頻率響應的該指定部份，選擇該第q個子頻帶之頻率響應的該指定部份輸出；以及一干擾能量估測器，耦接該頻帶選擇器以及該通道估測裝置，接收該第q個子頻帶之頻率響應的該指定部分，以估測出該第q個子頻帶的干擾能量P(q)。
8. 如申請專利範圍第7項所述之適應性決定保護區間 長度與位元負載的裝置，其中該干擾能量估測器包括：一選擇電路，包括一第一接收部分、一第二接收部分以及一輸出部分，該第一接收部分耦接該頻帶選擇器，接收該第q個子頻帶之頻率響應的該指定部份，用以選擇該第一、該第二接收部分其中之一輸出；一減法器，耦接該輸出部分以及該通道估測裝置，用以將該輸出部分的所輸出之一特定值與該通道估測裝置所輸出的一估測值相減後輸出一減法值，其中該特定值與該估測值互相對應；一第一乘法器，用以將該減法值乘以一第q個子載波，以得到一第一乘法值；一延遲電路，耦接該第一乘法器與該第二接收部分，接收該第一乘法值，將該第一乘法值延遲一預設時間後輸出；一絕對值平方運算器，耦接該輸出部分，將該輸出部分所輸出的該特定值取絕對值並且平方後輸出一頻率響應能量值；一累加器，耦接該絕對值平方運算器，將所接收到的該頻率響應能量值作累加運算，輸出一累加頻率響應能量值；以及一第二乘法器，將該累加頻率響應能量值乘上一子載波平均能量，輸出該第q個子頻帶的干擾能量P(q)。
9. 如申請專利範圍第8項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，其中該第一通道長度為K，該通 道脈衝響應的長度為L，通道脈衝響應為h(0)~h(L-1)，L>K，該第q個子頻帶之頻率響應的該指定部份為H _K+1 (q)，其中H _K+1 (q)為h(K+1)~h(L-1)作傅立葉轉換後的該第q個子頻帶的頻率響應。
10. 如申請專利範圍第6項所述之適應性決定保護區間長度與位元負載的裝置，其中P(q)為一符元間干擾能量P _ISI (q)，且該符元間干擾能量等於一載波間干擾能量P _ICI (q)。
11. 一種干擾估測裝置，用於一多載波調變系統，該多載波調變系統的規格至少規定一第一保護區間，其中該第一保護區間的長度為K，此裝置包括：一通道估測單元，用以估測通道脈衝響應h(0)~h(L-1)，其中L為該通道脈衝響應的長度，且L>K；一傅立葉轉換器，用以將通道脈衝響應的h(K+1)~h(L-1)作傅立葉轉換，以輸出多數個子頻帶之頻率響應H _K+1 (0)~H _K+1 (N)；一頻帶選擇器，耦接該傅立葉轉換器，用以選擇一第q個子頻帶之頻率響應H _K+1 (q)；以及一干擾能量估測器，耦接該頻帶選擇器以及該通道估測裝置，接收該第q個子頻帶之頻率響應H _K+1 (q)以及通道脈衝響應h(K+1)，據以計算出H _K+2 (q)~H _L-1 (q)，以估測出該第q個子頻帶的干擾能量P(q)。
12. 如申請專利範圍第11項所述之干擾估測裝置，其中該干擾能量估測器包括： 一選擇電路，包括一第一接收部分、一第二接收部分以及一輸出部分，該第一接收部分耦接該頻帶選擇器，接收H _K+1 (q)，用以選擇該第一、該第二接收部分其中之一輸出；一減法器，耦接該輸出部分以及該通道估測裝置，用以將該輸出部分的所輸出之一特定值與該通道估測裝置所輸出的一估測值相減後輸出一減法值，其中該特定值與該估測值互相對應；一第一乘法器，用以將該減法值乘以第q個子載波，以得到一第一乘法值；一延遲電路，耦接該第一乘法器與該第二接收部分，接收該第一乘法值，將該第一乘法值延遲一預設時間後輸出；一絕對值平方運算器，耦接該輸出部分，將該輸出部分所輸出的該特定值取絕對值並且平方後輸出一頻率響應能量值；一累加器，耦接該絕對值平方運算器，將所接收到的該頻率響應能量值作累加運算，輸出一累加頻率響應能量值；以及一第二乘法器，將該累加頻率響應能量值乘上一子載波平均能量，輸出該第q個子頻帶的干擾能量P(q)。
13. 如申請專利範圍第11項所述之干擾估測裝置，其中P(q)為一符元間干擾能量P _ISI (q)，且該符元間干擾能量等於一載波間干擾能量P _ICI (q)。