TWI399046B - 無線通訊系統中用於載波頻率補償估計以及訊框同步化之方法以及裝置 - Google Patents

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Description

無線通訊系統中用於載波頻率補償估計以及訊框同步化之方法以及裝置
當前揭示之系統大體而言係關於一種在無線通訊系統中用於信號擷取之系統，且更特定言之，係關於一種在無線通訊系統中用於載波頻率補償估計及訊框同步化的方法及裝置。
無線網路連接系統已變為全球大量人藉以通訊之盛行之手段。無線通訊設備已變得更小且更強大以滿足消費者需要，其包括改良之攜帶性及便利性。使用者已發現諸如蜂巢式電話、個人數位助理(PDA)、筆記型電腦及類似物之無線通訊設備之許多用途，且此等使用者需要可靠服務及擴展之覆蓋區域。
無線通訊網路通常用以傳達資訊，而不管使用者位於何處(在結構內還是在結構外)及使用者係靜止的還是移動(例如，位於車輛中，行走中)。通常，經由與基地台或存取點通訊之行動設備而建立無線通訊網路。存取點覆蓋地理區或小區，且當操作行動設備時，其可移入且移出此等地理小區。為達成不中斷之通訊，行動設備被指派其已進入之小區之資源且被解除指派其已移出之小區之資源。
亦可僅使用點對點通訊而不使用存取點來建構網路。在另外實施例中，網路可包括存取點(基礎架構模式)及點對點通訊兩者。此等類型之網路被稱為特用網路。特用網路可自組態，藉此，當行動設備(或存取點)自另一行動設備接收通訊時，其他行動設備被添加至網路。當行動設備離開該區域時，其自網路動態地移除。因此，網路之拓撲可不斷地改變。在多躍點拓撲中，傳輸係經由若干躍點或區段來轉移，而非直接自發送者轉移至接受者。
諸如WiMedia超寬頻(UWB)通用無線電平台之超寬頻技術具有最佳化無線個人區域網路(WPAN)內之多媒體設備之間的無線連接性之固有能力。無線標準之目的為滿足諸如較低成本、較低功率消耗、較小外形因素、較高頻寬及多媒體服務品質(QoS)支援之要求。
WiMedia UWB通用無線電平台提供分散式媒體存取技術，其提供在同一網路中操作不同無線應用之解決方案。WiMedia UWB通用無線電平台基於多頻帶正交分頻多工(MB－OFDM)而併有媒體存取控制(MAC)層及實體(PHY)層規格。WiMedia MAC及PHY規格經故意設計以適應由全球監管機構設定之各種要求。因此需要滿足各個國家中之法規之製造商可容易且成本有效地來完成此目的。WiMedia UWB試圖實施之一些其他應用友好之特徵包括降低之每節點複雜程度、較長電池壽命、多個電源管理模式之支援及較高空間容量。
WiMedia UWB相容接收器必須在提供較大頻寬的同時應付來自現有無線服務之干擾。同時，其必須以極低傳輸功率執行。接收器在操作環境中所面對之一挑戰為信號的擷取，及作為其部分，估計載波頻率補償及所傳輸之信號中之訊框的訊框偵測。
因此在此項技術中存在滿足以上所述之挑戰之需要。
當前描述之方法係針對載波頻率補償估計及訊框同步化。在一方法中，描述一種用於執行組合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，其包括：對至少一所估計之分頻道執行第一層級頻率鑑別以產生頻率鑑別值；自頻率鑑別值估計相位誤差；及，自所估計之相位誤差判定預定訊框同步型樣。
在另一方法中，描述一種用於執行組合之載波頻率補償估計及訊框同步化之裝置，其包括：用於對至少一所估計之分頻道執行第一層級頻率鑑別以產生頻率鑑別值的構件；用於自頻率鑑別值估計相位誤差的構件；及，用於自所估計之相位誤差判定預定訊框同步型樣的構件。
在又一方法中，描述一種無線通訊裝置。遠端台裝置包括：天線；接收器，其耦接至天線，接收器具有經組態以執行用於執行組合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法之電路，該方法包括：對至少一所估計之分頻道執行第一層級頻率鑑別以產生頻率鑑別值；自頻率鑑別值估計相位誤差；及，自所估計之相位誤差判定預定訊框同步型樣。
在又一方法中，描述一種電腦程式產品。電腦程式產品包括電腦可讀媒體，電腦可讀媒體具有：用於使電腦對至少一所估計之分頻道執行第一層級頻率鑑別以產生頻率鑑別值的程式碼；用於使電腦自頻率鑑別值估計相位誤差的程式碼；及，用於使電腦自所估計之相位誤差判定預定訊框同步型樣的程式碼。
現參看圖式來描述各種實施例。在以下描述中，出於解釋之目的，闡述許多特定細節以便提供對一或多個態樣之透徹理解。然而，可能顯而易見的是，可在不具有此等特定細節之情況下實施此(等)實施例。在其他例子中，眾所熟知之結構及設備以方塊圖形式展示以便促進描述此等實施例。
如本申請案中所使用，術語"組件"、"模組"、"系統"及類似術語意欲指電腦相關實體，其為硬體、韌體、硬體與軟體之組合、軟體或執行中之軟體。舉例而言，組件可為(但不限於)處理器上執行之過程、處理器、物件、可執行碼、執行線緒、程式及/或電腦。舉例而言，執行於計算設備上之應用程式及計算設備皆可為組件。一或多個組件可常駐於過程及/或執行線緒內且組件可定位於一電腦上且/或分散於兩個或兩個以上電腦之間。另外，此等組件可自上面儲存有各種資料結構之各種電腦可讀媒體執行。該等組件可(諸如)根據具有一或多個資料封包(例如，來自與局部系統、分散式系統中之另一組件相互作用之組件的資料，及/或藉由信號而在諸如網際網路之網路上與其他系統相互作用之組件的資料)之信號藉由局部及/或遠端過程而通訊。
詞"例示性"在本文中用以意謂"充當實例、例子或說明"。本文中被描述為"例示性"之任何實施例未必被解釋為相比其他實施例較佳或有利。
此外，在本文中結合使用者設備來描述各種實施例。使用者設備亦可被稱為系統、用戶單元、用戶台、行動台、行動設備、遠端台、存取點、遠端終端、存取終端、終端機設備、手機、主機、使用者終端、終端、使用者代理、無線終端、無線設備或使用者裝備。使用者設備可為蜂巢式電話、無線電話、會話起始協定(SIP)電話、無線區域迴路(WLL)台、個人數位助理(PDA)、具有無線連接能力之掌上型設備或連接至無線數據機之其他處理設備。舉例而言，在某些實施例中，使用者設備可為附接有UWB數據機之消費型電子器件，諸如印表機、攝影機/攝影機、音樂播放器、獨立磁性或快閃儲存設備，或具有內容儲存器之其他AV裝備。
此外，本文中所描述之各種態樣或特徵可實施為使用標準程式化及/或工程技術之方法、裝置或製品。如本文中所使用之術語"製品"意欲涵蓋可自任何電腦可讀設備、載體或媒體存取之電腦程式。舉例而言，電腦可讀媒體可包括(但不限於)磁性儲存設備(例如，硬碟、軟碟、磁條......)、光碟(例如，緊密光碟(CD)、數位多功能光碟(DVD)......)、智慧卡及快閃記憶體設備(例如，卡、棒、保密磁碟......)。
將根據可包括許多設備、組件、模組及類似物之系統來呈現各種實施例。應理解且瞭解，各種系統可包括額外設備、組件、模組及類似物，且/或可能並不包括結合圖式而論述之所有設備、組件、模組等等。亦可使用此等方法之組合。
現參看圖式，圖1說明實例特用無線網路100。無線網路100可包括處於無線通訊之任何數目之行動設備或節點，出於易於說明之目的，說明其中之四個行動設備或節點。舉例而言，行動設備可為蜂巢式電話、智慧電話、膝上型電腦、掌上型通訊設備、掌上型計算設備、衛星無線電、全球定位系統、個人數位助理(PDA)及/或用於在無線網路100上通訊之其他合適之設備。無線網路100亦可包括一或多個基地台或存取點(未圖示)。
在無線網路100中，展示終端機設備112經由通訊鏈路120而與終端機設備114通訊，且經由通訊鏈路122而與終端機設備116通訊。亦展示終端機設備116經由通訊鏈路124而與終端機設備118通訊。終端機設備112、114、116及118可根據如圖2中所示之終端機設備200之可能組態的例示性簡化方塊圖來結構化並組態。如熟習此項技術者將瞭解，終端機設備200之精確組態可取決於特定應用及整體設計約束而變化。處理器202可實施本文中所揭示之系統及方法。
可以耦接至天線206之前端收發器204來實施終端機設備200。基頻處理器208可耦接至收發器204。可以基於軟體之架構或諸如硬體或硬體與軟體之組合的其他類型之架構來實施基頻處理器208。微處理器可被用作執行提供控制及整體系統管理功能以及其他功能之軟體程式之平台。可用執行應用特定之演算法以降低對微處理器之處理需求之內嵌式通訊軟體層來實施數位信號處理器(DSP)。DSP可用以提供諸如導頻信號擷取、時間同步化、頻率追蹤、展頻處理、調變及解調變功能及前向錯誤校正之各種信號處理功能。
終端機設備200亦可包括耦接至基頻處理器208之各種使用者介面210。使用者介面210可包括小鍵盤、滑鼠、觸摸式顯示幕、顯示器、振鈴器、振動器、音訊揚聲器、麥克風、攝影機、儲存器及/或其他輸入/輸出設備。
基頻處理器208包含處理器202。在基頻處理器208之基於軟體之實施例中，處理器202可為微處理器上執行之軟體程式。然而，如熟習此項技術者將容易瞭解，處理器202不限於此實施例，且可由此項技術中已知之任何手段實施，包括能夠執行本文中所描述之各種功能的任何硬體組態、軟體組態或其組合。處理器202可耦接至用於資料之儲存之記憶體212。亦可如圖2中所示而提供用於執行操作系統之應用程式及/或獨立應用程式之應用程式處理器214。展示應用程式處理器214耦接至基頻處理器208、記憶體212及使用者介面210。
圖3說明符合如由ECMA國際組織在標準ECMA－368 "High Rate Ultra Wideband PHY and MAC Standard"(2005年12月)中公布之用於高速、短程無線通訊之WiMedia超寬頻(UWB)實體層(PHY)及媒體存取層(MAC)標準的封包之封包結構300。
ECMA標準指定使用支援53,3 Mb/s、80 Mb/s、106,7 Mb/s、160 Mb/s、200 Mb/s、320 Mb/s、400 Mb/s及480 Mb/s之資料速率之無需授權的3,100 MHz至10,600 MHz頻帶之無線個人區域網路(PAN)的UWB PHY。UWB頻譜被劃分為14個頻帶，每一者具有528 MHz之頻寬。前12個頻帶接著被分組為4個由3個頻帶組成之頻帶群組，且最後兩個頻帶被分組為第五個頻帶群組。圖4說明UWB頻譜之全球配置。
此ECMA標準指定多頻帶正交分頻調變(MB－OFDM)機制以傳輸資訊。每頻帶使用總共110個子載波(100個資料載波及10個保護載波)以傳輸資訊。另外，12個導頻子載波允許相干偵測。頻域擴展、時域擴展及前向錯誤校正(FEC)編碼用以改變資料速率。所使用之FEC為具有1/3、1/2、5/8及3/4之編碼率之迴旋碼。
接著使用時間率碼(TFC)來擴展經編碼之資料。在一方法中，如由ECMA標準公布，存在兩種類型時間頻率碼(TFC)：經編碼之資訊在三個頻帶上交錯之一類型，其被稱為時間頻率交錯(TFI)；及，經編碼之資訊在單一頻帶上傳輸之一類型，其被稱為固定頻率交錯(FFI)。
在前四個頻帶群組中之每一者內，界定使用TFI之四個時間頻率碼及使用FFI之三個時間頻率編碼；藉此，提供對每頻帶多達七個頻道之支援。對於第五個頻帶群組，界定使用FFI之兩個時間頻率碼。此ECMA標準總共指定30個頻道。
圖5說明圖3之WiMedia UWB封包之標準前置項(preamble)結構。前置項含有總共30個OFDM符號。前24個前置項符號用於封包偵測、時序估計、CFO估計及訊框同步化。頻道估計使用最後6個前置項符號。
圖6為說明包括擴展器602之前置項符號產生器600之方塊圖，其說明可如何產生前置項符號的一方法，其中：1.對於給定時間頻率碼(TFC)(亦即，1至10，被稱為TFC－1至TFC－10)，選擇時域基本序列s base [m ],m ＝0,1,…,127及二進制覆蓋序列s cover [n ]＝±1,n ＝0,1,…,23。二進制覆蓋序列用作用於判定封包/訊框同步序列之結束之定界符。
2.在基本序列之結束填補37個零以形成擴充序列s ext [k ],k ＝0,1,…,164。
3.使用擴展器602以擴充基本序列來擴展覆蓋序列。第n個前置項符號之第k個樣本由下式給出：s sync,n [k ]＝s cover [n ]×s ext [k ],k ＝0,1,…,164,n ＝0,1,…,23。
圖7說明對應於TFC－1之基本序列s base [m ]之非週期性自相關。其他基本序列可具有相似自相關函數。在一同步化方法中，利用極佳自相關性質。舉例而言，自如圖8中所示之階層式基本序列產生器800產生基本序列。使用階層式序列之基本前提為將傳輸器處之編碼過程分割為階層架構以使得接收器處之解碼過程之複雜度降低。參看圖式，第一二進制序列{a [k ],k ＝0,2,…,15}由第二二進制序列{b [k ],k ＝0,2,…,7}以擴展器802擴展以產生具有長度128之中間序列(亦被稱為二進制階層式序列)C{c [k ],k ＝0,2,…,127}。接著，在使用快速傅立葉變換(FFT)模組804進行中間序列C之快速傅立葉變換且使用頻域成形模組806在頻域中成形序列之後，序列經由反FFT(IFFT)模組808變換回時域以獲得基本序列s base [m ]。存在對應於十個基本序列中之每一者之二進制序列{a [k ]}及{b [k ]}的獨特集合。
圖9說明用於TFC－1之基本序列s base [m ]與使用階層式基本序列產生器800而產生之相應中間序列C {c [k ]}之間的非週期***叉相關。此交叉相關性質指示：當在接收器處使用匹配濾波器時，基本序列可由二進制序列C替代以作為濾波器係數。在一方法中，如以下所說明，二進制序列C 之階層式結構可有效地用以簡化用於同步化之接收器之硬體。另外，將前置項基本序列之捨位式版本用作匹配濾波器係數亦可為有利的。圖10說明用於TFC－1之基本序列s base [m ]與相應基本序列之捨位式版本之間的非週期***叉相關。
作為同步化之概觀，圖11至圖14說明用於所有TFC之同步化及擷取時刻表。具體言之，圖11說明用於TFC－1及TFC－2之擷取時刻表1100；圖12說明用於TFC－3及TFC－4之擷取時刻表1200；圖13說明用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之擷取時刻表1300；且圖14說明用於TFC－8、TFC－9及TFC－10之擷取時刻表1400。
首先參看圖11，主要同步化任務可分為三個獨立部分：1.封包偵測。
2.時序估計。
3.載波頻率補償(CFO)估計及訊框同步化。
如以上所論述，ECMA標準提供多個頻帶，且如自所有TFC之時刻表所見，接收器將在確定封包偵測之前預設地停留於頻帶1上。此係因為在封包偵測之前，接收器未知曉切換至其他頻帶之正確時序(若其處於TFI模式)。因此，將消耗頻帶1中之前三個前置項符號以用於封包偵測。一旦已完成封包偵測，則下一階段，致能時序估計且接收器將掃描頻帶1中之下一前置項符號以判定用於OFDM符號之最佳FFT窗。在已針對頻帶1完成時序估計(例如，時序恢復)之後，接收器將具有足夠資訊以知曉根據TFC切換至其他頻帶，且將執行自動增益控制(AGC)增益估計。在安定AGC之後，前置項符號之剩餘部分將用於CFO估計及訊框同步化偵測。無論何時偵測到訊框同步化，CFO估計之最終輸出將發送至相位旋轉器且接收器將繼續進行頻道估計。
圖15說明用於執行主要同步化任務之同步器1500。同步器1500包括可變增益放大器(VGA)模組1502、類比至數位轉換器(ADC)1504、匹配濾波器(MF)1506、平方單元1508、封包偵測模組1510、時序估計模組1540以及CFO估計及訊框同步模組1570。
如以上所論述，可將MF 1506之係數{q [k ],k ＝0,2,…,127}選為二進制序列{c [k ],k ＝0,2,…,127}或捨位式前置項基本序列{round(s base [k ]),k ＝0,2,…,127}。然而，歸因於二進制序列{c [k ]}之階層式結構，可如圖24之二進制階層式序列MF 2400中所示而簡化MF 1506之實施例；而對於捨位式版本，在圖25中展示有限脈衝響應(FIR)實施例MF 2500，其在一方法中為具有127個子取樣延遲線之FIR濾波器。
在捨位式方法中，匹配濾波器係數q [k ],k ＝0,2,…,127被設定為前置項基本序列之捨位式版本Round(s base [k ])。如針對所有前置項基本序列所觀測，Round(s base [k ])僅取來自{±2,±1,0}之值，此情形促進降低硬體複雜度，因為乘以2之乘法可被便利地實施為左移1位元。又，如在圖10中所見，Round(s base [k ])維持與基本序列s base [k ]之良好交叉相關性質。用於匹配濾波器實施例之兩種不同方法之複雜度概述於下表中：
運算之次數係針對一樣本持續時間Tsample ＝1/528 MHz＝1.89 ns內之I或Q分支。對於每一方法，參考序列可儲存於具有如表1中所列舉之大小之查找表(LUT)中。
由平方單元1508處理MF 1506之輸出。將所接收之樣本表示為r [n ]，匹配濾波器輸出之量值平方可被表達為： 注意，可執行等增益組合(EGC)運算以收集來自多路徑頻道之能量： 其中N 為所組合之連續路徑之數目，且D [n ]為滑動窗輸出。EGC可被實施為如圖26中所示之L分頻道(L－tap)多路徑能量組合器2600。L分頻道能量組合器2600允許不同權重指派給每一分頻道。可由封包偵測模組1510及時序估計模組1540使用EGC運算之結果。
如所論述，同步化過程中之第一步驟為封包偵測模組1510偵測有效封包之存在。封包偵測模組1510將在偵測到有效封包之後對時序估計模組1540確證封包偵測信號。具體言之，一旦確證了封包偵測(亦即，封包偵測模組1510已藉由將det_flag 設定為邏輯真而指示已偵測到封包)，則啟用時序估計模組1540。接著，時序估計模組1540獲得時序，且對CFO估計及訊框同步模組1570確證symbol_sync 信號。
圖16說明可經實施以用於CFO估計及訊框同步模組1570之例示性CFO估計器及訊框同步器1600。CFO估計及訊框同步器1600包括取樣器1602、解多工器1604及多工器1606，及複數個CFO估計器及訊框同步器子模組1610、1620、1630、1640。解多工器1604及多工器1606基於TFC而將選擇性信號自MF 1506導引至複數個CFO估計及訊框同步化處理器1610、1620、1630、1640中之每一者。在一方法中，替代直接接收之信號，使用MF 1506之輸出以執行CFO估計且利用10．log10 128＝21 dB的處理增益。
圖17說明用於TFC－1及TFC－2之CFO估計及訊框同步化處理器1610。處理器之操作對於TFC－1及TFC－2係相同的。首先，判定頻率，其中初始CFO被表示為△F i ＝f T , i －f R , i ，其中f T , i 及f R , i 為對於頻帶i (i ＝1,2,3)之傳輸器及接收器之局部頻率。頻率誤差引入相干累積之128個OFDM樣本可忽略之損耗。因此，對於頻帶i 中之第n個前置項符號，來自MF 1506之第m個輸出大致為： 其中t 3n ＋ i , m 為對應於f i [n ,m ]之取樣時間，且w MF 為雜訊項，且h i [m ]為頻帶i 之第m個分頻道係數。
根據自時序估計模組1540獲得之symbol_sync 資訊，對於來自MF 1506之每165個輸出，33個連續樣本被選為對頻率鑑別器(FD)之輸入。在一方法中，symbol_sync 資訊識別33個連續樣本中之第一個樣本。在另一方法中，樣本無須為連續的且亦可包含不同數目之樣本。
FD計算同一頻帶中之兩個連續前置項符號之MF 1506的輸出之間的交叉相關。
Q i [n ,m ]＝f i [(n ＋1),m ]f i ＊ [n ,m ]＝128D 0 E s (s cover [3n ＋i －1]．s cover [3(n ＋1)＋i －1])．|h i [m ]|2 exp(j 2π ．△F i ．PT s )＋w FD ,其中T s ＝1/(528 MHz)為取樣週期，w FD 為來自FD之雜訊項，且P ＝3×165＝495為延遲。藉由累積33個連續FD輸出，系統能夠獲得： 其中w Ac 來自累積之雜訊項，且m 0 為由時序估計獲得之起始索引。注意，最初發現m 0 最大化頻帶1之總共收集之頻道能量，但其適用於具有可忽略損耗之頻帶2及頻帶3。下表列舉標準前置項之覆蓋序列：
對於訊框同步化偵測，如表2中所見，除三個頻帶中之每一者中之最後一個符號外，TFC－1及TFC－2之覆蓋序列維持＋1。三個頻帶中之覆蓋序列之正負號轉換促進偵測前24個前置項符號之結束且產生frame_sync 信號。
然而，自V i [n ]之以上等式亦可見，歸因於CFO之相位旋轉為2π △F i PT s ，且相位旋轉對於具有總共40 ppm補償之頻帶12(在頻帶群組(BG)－4中)取其最大可能值：θmax ＝2π×(9240 MHz×40 ppm)×(3×165)×(1/528 MHz)＝124.74°
此值θ max 指示以下內容：第一，因為|θ max |<π ，所以其保證對於所有BG，CFO估計不存在"±2nπ "含糊度，亦即，所估計之CFO為總CFO，而並非為部分的。
第二，因為|θ max |可取大於π /2之值，所以僅藉由檢查變數，即使在無雜訊之情形下，亦不足以測試兩個假設：H0：CFO(僅θ)H1：CFO及覆蓋序列正負號轉換(θ＋π)。
為成功偵測正負號轉換，使用第二層級頻率鑑別器：Z i [n ]＝V i [n ＋1]．(V i [n ])＊ ,n ＝0,1,…,5，此在圖18中之訊框同步化偵測過程1800中有所說明。第一列表示用於三個頻帶中之任一者之覆蓋序列(注意，用於所有三個頻帶之覆蓋序列為相同的)。第二列展示與第一層級頻率鑑別輸出相關聯之相位(注意較高BG之θ 與θ ＋π 之間的含糊度)，且第三列展示與第二層級頻率鑑別輸出相關聯之相位。
每一頻帶中之覆蓋序列之結束由第二層級頻率鑑別偵測：cfo_est_ctrl_i ＝sign[R (Z i [n ])]＝－1。
frame_sync 信號係基於來自三個頻帶之多數議決產生，亦即，無論何時存在指示覆蓋序列之結束之三個頻帶中之至少兩個，確證frame_sync ＝＋1且接收器切換至頻道估計模式。多數議決可被便利地實施為：
對於CFO估計，針對三個頻帶中之每一者，累積第一層級頻率鑑別輸出V i [n ]：
其中n i 為具有初始值sign[R (Z i [n i －1])]＝1之頻帶i 之累積的起始符號索引。累積持續直至彼頻帶中之覆蓋序列之結束被偵測到(cfo_est_ctrl_i ＝－1)。接著，V i 將由arctan(．)運算處理以計算角度： 且可按照下式來計算頻率補償之估計： 其中F 0 ＝4224 MHz為基本振盪器頻率，且係數αi 被定義為中心頻率Fi 與基頻F0 之間的比率α i ＝F i /F 0 ,i ＝1,2,3。
三個頻帶中之每一者之頻率誤差的最終估計由下式給出：
且每樣本相位誤差為：
最終，將相位誤差發送至相位旋轉器以校正任何頻率誤差。
圖19說明例示性CFO估計及訊框同步化處理器1900，其實施用於TFC－3及TFC－4之CFO估計及訊框同步化處理器1620。因為處理器之操作對於TFC－3及TFC－4為相同的，所以為了陳述之簡潔起見，描述將集中於TFC－3。
對於TFC－3及TFC－4之頻率鑑別，兩個第一層級頻率鑑別器(FD)在一方法中用以滿足目標CFO估計效能。第一FD計算同一頻帶中之兩個相連前置項符號之MF 1506的輸出之間的交叉相關：Q i (1) [n ,m ]＝f i [(2n ＋1),m ]f i ＊ [2n ,m ]＝128D 0 E s (s cover [6n ＋2(i －1)]．s cover [6n ＋2(i －1)＋1])．|h i [m ]|2 exp(j 2π ．△F i ．P 1 T s )＋w FD ,n ＝0,1,2,3；i ＝1,2,3其中f i [2n ,m ]及f i [(2n ＋1),m ]為對於頻帶i 中之第(2n )個及第(2n ＋1)個前置項符號的來自MF之第m 個輸出；且P 1 ＝165為延遲。根據圖12中之時刻表，以上等式中所涉及之符號對如下列出。
藉由累積來自第一FD之33個連續輸出，獲得：
第二FD計算對於符號15及21(頻帶2)及符號17及23(頻帶3)的MF 1506之輸出之間的交叉相關。注意，為完成此目的，對於符號15(頻帶2)及符號17(頻帶3)的MF 1506之輸出儲存於兩個緩衝器中，每一者具有33個複數之大小。藉由累積來自第二FD之33個連續輸出，獲得下式： 其中，延遲變為P 2 ＝6×165＝990。
對於訊框同步化偵測，再次參考表2，除三個頻帶中之每一者中之最後一個符號外，TFC－3及TFC－4之覆蓋序列維持＋1。V i (1) [n ]之歸因於CFO之相位旋轉為2π △F i P 1 T s ，且其對於具有總共40 ppm補償之頻帶12(在BG－4中)取其最大可能值：θ max ＝2π ×(9240 MHz×40 ppm)×165×(1/528 MHz)＝41.58°。
值θ max 指示以下內容：第一，因為|θ max |<π ，所以其保證對於所有BG，CFO估計不存在"±2nπ "含糊度，亦即，所估計之CFO為總CFO，而並非為部分的。
第二，因為|θ max |取遠小於π /2之值，所以僅藉由檢查變數V i (1) [n] ，即使在較低SNR狀態下，亦可能測試兩個假設：H0：CFO(僅θ)H1：CFO及覆蓋序列正負號轉換(θ＋π)。
每一頻帶中之覆蓋序列之結束由第一FD偵測：cfo_est_ctrl_i ＝sign[R (V i (1) [n ])]＝－1。
類似於TFC－1及TFC－2，frame_sync 信號係基本來自三個頻帶之多數議決而產生：
對於CFO估計，針對頻帶2及頻帶3，累積第一FD輸出：
其中n i 為頻帶i 中用於累積之起始符號索引。累積持續直至彼頻帶中之覆蓋序列之結束被偵測到(cfo_est_ctrl_i ＝－1)。注意，根據圖12中所展示之時刻表，對於頻帶1僅存在一V 1 (1) [n ]，其呈現為極具雜訊。因此，在吾人之設計中，在CFO估計中未使用V 1 (1) [n ]以避免效能降級。V 1 (1) [n ]僅用以偵測訊框同步化。
最終累積結果V 2 (1) 及V 3 (1) 由arctan(．)函數處理以計算角度：
經平均之結果為： 其中係數αi 被定義為中心頻率Fi 與基頻F0 之比率：α i ＝F i /F 0 ,i ＝2,3。
在一方法中，若僅θ 2 (1) 及θ 3 (1) 用以執行CFO估計，則殘餘誤差將不令人滿意。為改良效能，CFO估計將依賴於來自第二FD之輸出，且角度θ 2 (1) 及θ 3 (1) 將僅用作參考。細節描述如下。
來自第二FD之結果V 2 (2) 及V 3 (2) 在arctan(．)函數中加以處理以計算：
然而，因為第二FD之延遲為P 2 ＝6×165＝990，所以對於具有總共40 ppm波長值頻帶12(BG－4)之最大可能值為：2π ×(9240 MHz×40 ppm)×(6×165)×(1/528 MHz)＝249.48°。
換言之，角度具有±2π 含糊度且競爭候選者為：
因此，得到經平均值結果值兩個競爭版本： 及
參考角度θ 2 (1) (或θ 3 (1) )現可用以根據以下測試進行選擇： 否則
頻率補償之最終估計由下式給出：，或等同地，且三個頻帶中之每一者之CFO估計由下式給出：
每樣本相位誤差為：
最終，將相位誤差發送至相位旋轉器以校正任何頻率誤差。
圖20說明例示性CFO估計及訊框同步化處理器2000，其實施用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之CFO估計及訊框同步化處理器1630。因為處理器之操作對於TFC－5、TFC－6及TFC－7為相同的，所以為了陳述之簡潔起見，描述將集中於TFC－5。
最初，由兩個相連前置項符號之MF 1506之輸出之間的交叉相關判定頻率鑑別：Q [n ,m ]＝f [(n ＋1),m ]f ＊ [n ,m ]＝128D 0 E s (s cover [n ]．s cover [n ＋1])|h [m ]|2 exp(j 2π ．△F ．PT s )＋w FD 其中P ＝165為延遲。注意，丟棄頻帶索引，因為對於TFC－5、TFC－6或TFC－7不存在跳頻。
藉由累積來自第一FD之33個連續輸出，獲得：
對於訊框同步化偵測，V [n ]之歸因於CFO之相位旋轉為2π △F PT s ，且其對於具有總共40 ppm補償之頻帶14(在BG－5中)具有其最大可能值：θ max ＝2π ×(10296 MHz×40 ppm)×165×(1/528 MHz)＝46.33°。
值θ max 指示以下內容：第一，因為|θ max |<π ，所以其保證對於所有BG，CFO估計不存在"±2nπ "含糊度，亦即，所估計之CFO為總CFO，而並非為部分的。
第二，因為|θ max |取遠小於π /2之值，所以僅藉由檢查變數V[n] ，即使在較低SNR狀態下，亦可能測試兩個假設：H0：CFO(僅θ)H1：CFO及覆蓋序列正負號轉換(θ＋π)。
圖21說明用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之訊框同步化偵測過程2100。圖式中之第一列為覆蓋序列，且第二列表示"sign[R(V[n])]"。當在結束偵測到獨特型樣"－＋＋"時，確證信號"frame_sync＝＋1"。
CFO估計及訊框同步化處理器2000亦執行CFO估計。在CFO估計期間，累積FD輸出V [n ]： 其中n 0 為用於累積之起始符號索引。累積持續直至偵測到覆蓋序列之結束(frame_sync＝＋1，或cfo_est_ctrl＝－1)。接著，V 將被發送至arctan(．)電腦以計算角度： 且可按照下式來計算頻率補償之估計： 其中F 為中心頻率。每樣本相位誤差為：
最終，將相位誤差發送至相位旋轉器以校正任何頻率誤差。
圖22展示用於TFC－8、TFC－9及TFC－10之例示性CFO估計及訊框同步化處理器。因為演算法對於所有三個TFC為相同的，所以為了陳述之簡潔起見，論述將集中於TFC－8。
最初，由同一頻帶中之兩個連續前置項符號之MF 1506的輸出之間的交叉相關來判定頻率鑑別：Q i [n ,m ]＝f i [(n ＋1),m ]f i ＊ [n ,m ]＝128D 0 E s (s cover [2n ＋i －1]．s cover [2(n ＋1)＋i －1])．|h i [m ]|2 exp(j 2π ．△F i ．PT s )＋w FD ,n ＝0,1,…,10；i ＝1,2其中f i [n ,m ]及f i [(n ＋1),m ]為對於頻帶i 中第n 個及第(n ＋1)個前置項符號的來自MF之第m 個輸出；且P ＝2×165＝330為延遲。
藉由累積33個連續FD輸出，獲得： 其中w AC 為來自累積之雜訊項，且m 0 為由時序估計獲得之起始索引。注意，最初發現m 0 最大化頻帶1之總共收集之頻道能量，但其適用於具有可忽略損耗之頻帶2。
對於訊框同步化偵測，歸因於CFO之相位旋轉為2π △F i PT s ，且其對具有總共40 ppm補償之頻帶14(在BG－5中)取其最大可能值：θ max ＝2π ×(10296 MHz×40 ppm)×(2×165)×(1/528 MHz)＝92.66°。
θ max 之值指示以下內容：第一，因為|θ max |<π ，所以其保證對於所有BG，CFO估計不存在"±2nπ "含糊度，亦即，所估計之CFO為總CFO，而並非為部分的。
第二，因為|θ max |可取大於π /2之值，所以僅藉由檢查變數Vi[n] ，即使在無雜訊之情形下，亦不足以測試兩個假設：H0：CFO(僅(θ)H1：CFO及覆蓋序列正負號轉換(θ＋π)。
為成功偵測正負號轉換，實施第二層級頻率鑑別器：Z i [n ]＝V i [n ＋1]．(V i [n ])＊ ,n ＝0,1,…,9，且過程在圖23中之訊框同步化偵測過程2300中有所說明。第一列表示用於兩個頻帶中之任一者之覆蓋序列(注意，用於頻帶1及頻帶2之覆蓋序列為相同的)。第二列展示與第一層級頻率鑑別輸出相關聯之相位(注意較高BG之θ與θ ＋π 之間的含糊度)。第三列展示與第二層級頻率鑑別輸出相關聯之相位。虛線指示根據圖14中之時刻表的CFO估計之起始點。
訊框同步化偵測過程2300如下操作。因為覆蓋序列對於頻帶1及頻帶2為相同的，所以可選擇任一者用於此目的且可丟棄另一頻道索引i 以進行用於訊框同步化偵測。假設CFO估計將不遲於頻帶1中之符號15(或頻帶2中之符號16)而開始，使得第二層級頻率鑑別將不漏失第一個"π"。接著系統將偵測以下兩個相位旋轉"0"及"π"：π：sign[R(Z[n])]＝－1 0：sign[R(Z[n])]＝＋1
一旦偵測到獨特型樣"π －0－π "，則確證信號frame_sync ＝＋1且接收器切換至頻道估計模式。
對於CFO估計，如圖23中所示，與第一層級頻率鑑別相關聯之相位可處於兩個狀態中之任一者，θ或θ＋π。若state[n ]定義為V i [n ]之狀態：
對於兩個頻帶中之每一者，累積第一層級頻率鑑別輸出V i [n ]： 其中ni 為頻帶i 中用於累積之起始符號索引。因為當第二層級頻率鑑別之相位為π時發生狀態轉移，所以V i [n ]之狀態可更新為：state [n0 ]＝－1；n ＝n 0 ； Do {n＝n＋1； state[n ]＝state[n －1]．sign[R (Z i [n －1])]； } while frame_sync≠＋1
一旦確證了frame_sync ＝＋1，則接收器設定信號cfo_est_ctrl＝－1以停止累積且V i 將由arctan(．)函數處理以計算角度：
可按照下式來計算頻率補償之估計： 其中F 0 ＝4224 MHz為基本振盪器頻率，且係數αi 被定義為中心頻率Fi 與基頻F0 之間的比率：α i ＝F i /F 0 ,i ＝1,2。
兩個頻帶中之每一者之頻率誤差的最終估計由下式給出： 且每樣本相位誤差為：
最終，將相位誤差發送至相位旋轉器以校正任何頻率誤差。
應理解，可由硬體、軟體、韌體、中間軟體、微碼或其任何組合來實施本文中所描述之實施例。當系統及/或方法係以軟體、韌體、中間軟體或微碼、程式碼或程式碼片段來實施時，其可儲存於諸如儲存器組件之機器可讀媒體中。程式碼片段可表示程序、函式、子程式、程式、常式、子常式、模組、套裝軟體、類別，或指令、資料結構或程式敍述之任何組合。程式碼片段可藉由傳遞及/或接收資訊、資料、引數、參數或記憶體內容而耦接至另一程式碼片段或硬體電路。可使用包括記憶體共用、訊息傳遞、符記傳遞、網路傳輸等等之任何合適之手段來傳遞、轉發或傳輸資訊、引數、參數、資料等等。
對於軟體實施例，可以執行本文中所描述之功能的模組(例如，程序、函式等等)來實施本文中所描述之技術。軟體程式碼可儲存於記憶體單元中且由處理器執行。記憶體單元可實施於處理器內或處理器外，在實施於處理器外之狀況下，記憶體單元可經由此項技術中已知之各種手段而通訊地耦接至處理器。
以上所描述之內容包括一或多個實施例之實例。當然，出於描述前述實施例之目的不可能描述組件或方法之每一可設想組合，但是一般熟習此項技術者可認識到，各種實施例之另外組合及改變係可能的。因此，所描述之實施例意欲涵蓋在隨附申請專利範圍之精神及範疇內之所有此等改變、修改及變化。此外，就術語"包括"用於實施方式或申請專利範圍中而言，此術語以類似於術語"包含"之方式(如"包含"在申請專利範圍中用作過渡詞時所解釋)而意欲為包括性的。
100．．．特用無線網路
112．．．終端機設備
114．．．終端機設備
116．．．終端機設備
118．．．終端機設備
120．．．通訊鏈路
122．．．通訊鏈路
124．．．通訊鏈路
200．．．終端機設備
202．．．處理器
204．．．前端收發器
206．．．天線
208．．．基頻處理器
210．．．使用者介面
212．．．記憶體
214．．．應用程式處理器
300．．．封包結構
600．．．前置項符號產生器
602．．．擴展器
800．．．階層式基本序列產生器
802．．．擴展器
804．．．FFT模組
806．．．頻域成形模組
808．．．IFFT模組
1100．．．時刻表
1200．．．時刻表
1300．．．時刻表
1400．．．時刻表
1500．．．同步器
1502．．．可變增益放大器模組
1504．．．類比至數位轉換器
1506．．．匹配濾波器(MF)
1508．．．平方單元
1510．．．封包偵測模組
1540．．．時序估計模組
1570．．．CFO估計及訊框同步模組
1600．．．CFO估計器及訊框同步器
1602．．．取樣器
1604．．．解多工器
1606．．．多工器
1610．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1620．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1630．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1640．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1900．．．CFO估計及訊框同步化處理器
2000．．．CFO估計及訊框同步化處理器
2400．．．二進制階層式序列MF
2500．．．有限脈衝響應(FIR)實施例MF
2600．．．L分頻道多路徑能量組合器
圖1為例示性特用無線網路之方塊圖；圖2為例示性無線終端機設備之方塊圖；圖3為符合WiMedia超寬頻(UWB)標準之封包結構；圖4為UWB頻譜之全球配置之圖；圖5為圖3之封包之前置項結構；圖6為圖5之前置項結構之封包/訊框同步序列產生器的方塊圖；圖7為用以產生前置項型樣之基本序列之非週期性自相關函數的曲線圖；圖8為用以產生基本序列之階層式基本序列產生器之方塊圖；圖9為圖7之基本序列與圖8之相應階層式基本序列之間的非週期***叉相關之曲線圖；圖10為圖7之基本序列與相應基本序列之捨位式版本之間的非週期***叉相關之曲線圖；圖11為說明用於時間頻率碼(TFC)－1及TFC－2之擷取/同步化過程之時刻表；圖12為說明用於TFC－3及TFC－4之擷取/同步化過程之時刻表；圖13為說明用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之擷取/同步化過程之時刻表；圖14為說明用於TFC－8、TFC－9及TFC－10之擷取/同步化過程之時刻表；圖15為包括封包偵測模組、時序估計模組及載波頻率補償(CFO)估計及訊框同步模組之同步器之方塊圖；圖16為實施圖15之CFO估計及訊框同步模組之CFO估計器及訊框同步器的方塊圖；圖17為用於TFC－1及TFC－2之CFO估計及訊框同步化處理器之方塊圖；圖18說明用於TFC－1及TFC－2之訊框同步化偵測之操作；圖19為用於TFC－3及TFC－4之CFO估計及訊框同步化處理器之方塊圖；圖20為用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之CFO估計及訊框同步化處理器之方塊圖；圖21說明用於TFC－5、TFC－6及TFC－7之訊框同步化偵測之操作；圖22為用於TFC－8、TFC－9及TFC－10之CFO估計及訊框同步化處理器之方塊圖；圖23說明用於TFC－8、TFC－9及TFC－10之訊框同步化偵測之操作；圖24為圖15之同步器之匹配濾波器的第一例示性實施例；圖25為圖15之同步器之匹配濾波器的第二例示性實施例；及，圖26為用以實施滑動窗之L分頻道多路徑能量組合器之例示性實施例。
1600．．．CFO估計器及訊框同步器
1602．．．取樣器
1604．．．解多工器
1606．．．多工器
1610．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1620．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1630．．．CFO估計器及訊框同步器子模組
1640．．．CFO估計器及訊框同步器子模組

Claims (20)

  1. 一種用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，其包含：由一同步器電路對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；由該同步器電路自該頻率鑑別值估計一相位誤差；由該同步器電路自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；及由該同步器電路對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間，其中估計該相位誤差包含自該頻率鑑別值及該增強型第一層級頻率鑑別值估計該相位誤差。
  2. 如請求項1之方法，其中該預定訊框同步型樣包含一序列交替之正負號。
  3. 如請求項1之方法，其中該所估計之相位誤差與一所估計之頻率誤差成比例。
  4. 如請求項1之方法，其進一步包含由該同步器電路對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值。
  5. 如請求項1之方法，其進一步包含由該同步器電路執行一所估計之載波頻率補償之一加權平均計算。
  6. 一種用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化 之裝置，其包含：用於對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值的硬體構件；用於自該頻率鑑別值估計一相位誤差的硬體構件；用於自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣的硬體構件；及用於對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值的硬體構件，其中該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間，且其中該用於估計該相位誤差的硬體構件包含：用於自該頻率鑑別值及該增強型第一層級頻率鑑別值估計該相位誤差的硬體構件。
  7. 如請求項6之裝置，其中該預定訊框同步型樣包含一序列交替之正負號。
  8. 如請求項6之裝置，其中該所估計之相位誤差與一所估計之頻率誤差成比例。
  9. 如請求項6之裝置，其進一步包含用於對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值的硬體構件。
  10. 如請求項6之裝置，其進一步包含用於執行一所估計之載波頻率補償之一加權平均計算的硬體構件。
  11. 一種無線通訊裝置，其包含：一天線； 一接收器，其耦接至該天線，該接收器具有一電路，該電路經組態以執行一用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，該方法包含：對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；自該頻率鑑別值估計一相位誤差；自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；及對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間，其中估計該相位誤差包含自該頻率鑑別值及該增強型第一層級頻率鑑別值估計該相位誤差。
  12. 如請求項11之無線通訊裝置，其中該預定訊框同步型樣包含一序列交替之正負號。
  13. 如請求項11之無線通訊裝置，其中該所估計之相位誤差與一所估計之頻率誤差成比例。
  14. 如請求項11之無線通訊裝置，其中該方法進一步包含對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值。
  15. 如請求項11之無線通訊裝置，其中該方法進一步包含執行一所估計之載波頻率補償之一加權平均計算。
  16. 一種具有指令儲存於其上之電腦可讀取媒體，當電腦執行該等指令時，執行以下步驟：執行一第一層級頻率鑑別於至少一估計之分頻道以產 生一頻率鑑別值；從該頻率鑑別值估計一相位誤差；從該估計之相位誤差判別一預定訊框同步型樣；及對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間，其中估計該相位誤差包含自該頻率鑑別值及該增強型第一層級頻率鑑別值估計該相位誤差。
  17. 一種用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之處理器，其包含：一記憶體，該記憶體經組態使該處理器實施一用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，該方法包含：對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；自該頻率鑑別值估計一相位誤差；自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；及對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間，其中估計該相位誤差包含自該頻率鑑別值及該增強型第一層級頻率鑑別值估計該相位誤差。
  18. 一種用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，其包含： 由一同步器電路對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；由該同步器電路自該頻率鑑別值估計一相位誤差；由該同步器電路自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；由該同步器電路對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間；及由該同步器電路對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值。
  19. 一種無線通訊裝置，其包含：一天線；一接收器，其耦接至該天線，該接收器具有一電路，其經組態以執行一用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，該方法包含：對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；自該頻率鑑別值估計一相位誤差；自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間；及 對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值。
  20. 一種用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之處理器，其包含：一記憶體，該記憶體經組態使該處理器實施一用於執行一結合之載波頻率補償估計及訊框同步化之方法，該方法包含：對至少一所估計之分頻道執行一第一層級頻率鑑別以產生一頻率鑑別值；自該頻率鑑別值估計一相位誤差；自該所估計之相位誤差判定一預定訊框同步型樣；對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第一層級頻率鑑別以產生一增強型第一層級頻率鑑別值，該至少一所估計之分頻道被延遲了一預定量之時間；及對該至少一所估計之分頻道執行一增強型第二層級頻率鑑別以產生一增強型第二層級頻率鑑別值。
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