TWI386771B

TWI386771B - 穩壓器以及交流對直流轉換器

Info

Publication number: TWI386771B
Application number: TW98115793A
Authority: TW
Inventors: Rogelio L Erbito Jr
Original assignee: Vanguard Int Semiconduct Corp
Priority date: 2009-05-13
Filing date: 2009-05-13
Publication date: 2013-02-21
Also published as: TW201040684A

Description

穩壓器以及交流對直流轉換器

本發明係有關於一種穩壓器(voltage regulator)，特別是有關於一種交流對直流轉換器的穩壓器。

一般而言，交流對直流轉換器可直接使用於交流輸入線。在交流對直流轉換器中，整流電路可直接將來自於交流線上的交流輸入電壓轉換成具有漣波(ripple)之直流電壓，其中配置於整流電路輸出端的穩壓器可對具有漣波之直流電壓進行調整，以減少漣波的情況發生。

第1圖係顯示傳統交流對直流轉換器100。交流對直流轉換器100包括整流電路110以及分路調節電路(shunt regulator circuit)120。整流電路110可將高交流電壓HVAC轉換成高直流電壓HVDC(單極性電壓)。由於漣波的存在，使得高直流電壓HVDC為非固定電壓。為了能提供穩定的高直流電壓HVDC，使用平流電容器(smoothing capacitor)C1對高直流電壓HVDC進行濾波，以便減少漣波。分路調節電路120包括電阻R、齊納(Zener)二極體Z以及電容C2，其中分路調節電路120可消除任何剩餘的漣波並可對不同之供應電壓以及負載維持調整。根據直流電壓HVDC，電阻R以及齊納二極體Z會產生已調整之直流電壓。電容C2並聯於齊納二極體Z，用以進一步減少漣波與二極體雜訊。

整流電路110以及分路調節電路120係由離散電阻、電容以及二極體所組成。然而，離散元件的成本較高且會佔用到較多的印刷電路板面積。此外，在分路調節電路120內，由於持續流經電阻R以及齊納二極體Z的電流，將導致有耗電的情況存在。同時，假如傳統穩壓電路係操作在高壓下(例如120V或240V AC)，則耗電的情況將會更嚴重。因此，需要一種超高壓穩壓器。

本發明提供一種穩壓器，包括：一輸入節點，用以接收一供應電壓；一輸出節點，用以提供一供應電壓；一第一電晶體，耦接於上述輸入節點以及一第一節點之間；一第一電阻，耦接於上述輸入節點以及上述第一電晶體的閘極之間；一第二電晶體，耦接於上述第一節點以及上述輸出節點之間；一放大器，具有一反相輸入端以及用以接收一參考電壓之一非反相輸入端；一第二電阻，耦接於上述反相輸入端以及一接地端之間；一第三電晶體，耦接於上述第二電阻以及上述第二電晶體的閘極之間，其中上述第三電晶體係由上述放大器的輸出所控制；以及，一第四電晶體，耦接於上述第三電晶體以及上述第一節點之間，其中上述第四電晶體的閘極係耦接於上述第二電晶體的閘極。

再者，本發明提供一種交流對直流轉換器，包括：一輸入節點，用以接收一交流電壓；一輸出節點，用以提供一供應電壓；一整流電路，用以將上述交流電壓轉換成一直流電壓；以及一穩壓器，用以接收上述直流電壓以產生上述供應電壓。上述穩壓器包括：一第一電晶體，耦接於上述整流電路以及一第一節點之間；一第一電阻，耦接於上述整流電路以及上述第一電晶體的閘極之間；一第二電晶體，耦接於上述第一節點以及上述輸出節點之間；一放大器，具有一反相輸入端以及用以接收一參考電壓之一非反相輸入端；一第二電阻，耦接於上述反相輸入端以及一接地端之間；一第三電晶體，耦接於上述第二電阻以及上述第二電晶體的閘極之間，其中上述第三電晶體係由上述放大器的輸出所控制；一第四電晶體，耦接於上述第三電晶體以及上述第一節點之間，其中上述第四電晶體的閘極係耦接於上述第二電晶體的閘極；一第一開關，耦接於上述第二電晶體的閘極以及上述第一節點之間；以及一判斷電路，用以根據上述供應電壓以及上述參考電壓而控制上述第一開關。當上述參考電壓大於一第一電壓時，上述第一開關為不導通，以及當上述參考電壓小於一第二電壓時，上述第一開關為導通，其中上述第一電壓係大於上述第二電壓。

為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

實施例：

第2圖係顯示根據本發明一實施例所述之交流對直流轉換器200。交流對直流轉換器200從輸入節點N_in 接收高交流電壓HVAC，並經由輸出節點N_out 提供供應電壓VCC。交流對直流轉換器200包括整流電路210以及穩壓器220。由於高阻隔電壓及電流的特性，整流電路210為離散元件。整流電路210將高交流電壓HVAC轉換成高直流電壓HVDC。穩壓器220對高直流電壓HVDC進行調整以產生供應電壓VCC。在一實施例中，藉由積體電路之高壓製程能力，穩壓器220可設置於積體電路內。

第3圖係顯示根據本發明一實施例所述之交流對直流轉換器內穩壓器300之方塊圖。穩壓器300可從輸入節點N_in 接收輸入電壓HVDC，並經由輸出節點N_out 提供供應電壓VCC至負載C_load 。穩壓器300包括主電路310以及判斷電路320。此外，穩壓器300更包括電晶體SW1、二極體D1、電晶體M5以及二極體串(diode chain)330。電晶體SW1係耦接於電晶體M2的閘極以及節點N₁ 之間，其為作為開關使用之電晶體，用以控制主電路310是否正常操作。二極體D1係耦接於電晶體M2以及輸出節點N_out 之間。二極體串330具有四個二極體D2-D5，其中各二極體係以由電晶體M1之閘極至電晶體M5之順向導通方向而電性連接。電晶體M5係耦接於二極體串330以及接地端GND之間，而電晶體M5之閘極係耦接於輸出節點N_out 。在此實施例中，電晶體M5與二極體串330可形成保護電路，以避免電壓V_G 及電壓V_S 的增加會超過穩壓器300內元件的崩潰電壓。

在主電路310中，電晶體M1與電阻R1為高壓元件，其可根據半導體製程的技術而承受400V或更高的電壓。在正常操作期間，儘管高壓元件是操作於低電壓下，其仍會遭受到較大的壓降。電阻R1係耦接於輸入節點N_in 以及二極體串330之間。電晶體M1係耦接於輸入節點N_in 以及節點N₁ 之間，其中電晶體M1的閘極係耦接於電阻R1。透過電阻R1，可對電晶體M1進行偏壓，使得電晶體M1能操作在飽和區。因此，可從輸入節點N_in 提供電流至節點N₁ 。如第3圖所顯示，電晶體M1之閘極上的電壓V_G 係相等於供應電壓VCC再加上電晶體M5之閘極對源極電壓以及四個二極體的壓降，其中二極體的壓降為跨在二極體D2-D5之順向電壓。值得注意的是，二極體串330內二極體的數量是根據不同設計及應用而決定。電晶體M2係耦接於節點N₁ 以及二極體D1之間，而電晶體M4係耦接於節點N₁ 以及電晶體M3之間，其中電晶體M2與電晶體M4形成電流鏡對，其可控制從電晶體M1流至輸出節點N_out 的電流。此外，電晶體M2與M4的閘極皆耦接至開關SW1。流經電晶體M4的電流係由電晶體M3所控制。電晶體M3係耦接於電晶體M4以及電阻R2之間，並由放大器312的輸出所控制。放大器312具有反相輸入端(-)與非反相輸入端(+)，其中非反相輸入端係用以接收參考電壓V_ref 而反相輸入端係耦接於電阻R2。因此，根據下列算式(1)，可計算出流經電晶體M2的電流I_M2 ：其中K為電晶體M2之寬長比(W/L)對電晶體M4之寬長比的比值。值得注意的是，電晶體M2之寬長比係大於電晶體M4之寬長比，因此流經電晶體M2的電流會大於流經電晶體M4的電流。再者，流經電晶體M2的電流係相同於流經電晶體M1與二極體D1之電流，即電流I。二極體D1可允許電流I從輸入節點N_in 流至輸出節點N_out ，但是會阻隔來自於輸出節點N_out 之反向電流。電流I會對負載C_load 進行充電，使得供應電壓VCC會開始增加。

參考第3圖，判斷電路320包括分壓單元340、兩比較器350及360、控制電路370以及四個電晶體M6、M7、SW2與SW3。在此實施例中，電晶體SW2以及電晶體SW3為作為開關使用之電晶體。分壓單元340係耦接於輸出節點N_out 以及接地端GND之間，並包括電阻R3、R4及R5。再者，分壓單元340可根據供應電壓VCC而提供電壓V₁ 與電壓V₂ ，其中電壓V₁ 係大於電壓V₂ 。電阻R4係耦接於電阻R3與R5之間，而電壓V₁ 與電壓V₂ 之間的電壓差為跨在電阻R4上的電壓(即電阻R4的跨壓)。比較器350對電壓V₁ 與參考電壓V_ref 進行比較以產生比較信號S_c1 ，而比較器360對電壓V₂ 與參考電壓V_ref 進行比較以產生比較信號S_c2 。控制電路370會根據比較信號S_c1 及S_c2 來控制開關SW2以及開關SW3是否導通。控制電路370包括D型正反器372以及反相器374。反相器374接收比較信號S_c1 以產生信號S_c1B 。D型正反器372包括資料端D、重置端RST用以接收信號S_c1 、時脈端CLK用以接收比較信號S_c2 以及兩輸出端Q及QB，其中輸出端QB所提供之資料為輸出端Q所提供之資料的補數。開關SW2係耦接於節點N₂ 以及接地端GND之間，而其控制端係耦接於輸出端Q。開關SW3係耦接於節點N₃ 及接地端GND之間，而其控制端係耦接於輸出端QB。電晶體M6係耦接於節點N₁ 及節點N₂ 之間，而電晶體M7係耦接於節點N₁ 及節點N₃ 間，其中電晶體M6以及電晶體M7的閘極係分別耦接於節點N₃ 以及節點N₂ 。此外，開關SW1控制端係耦接於節點N₂ 。

首先，供應電壓VCC為低電壓位準。由於電壓V₁ 小於參考電壓V_ref ，因此比較信號S_c1 為邏輯位準“1”，於是D型正反器372被重置。同時地，比較信號S_c2 為邏輯位準“0”。由輸出端Q及輸出端QB所提供之信號分別為邏輯位準“0”與“1”，因此開關SW2為不導通而開關SW3為導通。在開關SW3為導通的情況下，節點N₃ 上的電壓V₃ 會被拉低。接著，在開關SW2為不導通的情況下，具有低電壓位準的電壓V₃ 將會導通電晶體M6，以上拉節點N₂ 上的電壓V₄ 。接著，電壓V₄ 被上拉至高電壓位準，使得開關SW1變為不導通。當開關SW1為不導通時，電流鏡對(電晶體M2與M4)為正常工作，而流經電晶體M2的電流I會對負載C_load 進行充電，以維持供應電壓VCC能繼續增加。在分壓單元340中，電壓V₁ 以及電壓V₂ 係與供應電壓VCC成比例增加，其中根據下列算式(2)和(3)可分別計算出電壓V₁ 和電壓V₂ ：當供應電壓VCC持續增加時，電壓V₁ 將會變得比參考電壓V_ref 還要高。接著，比較信號S_c1 會從邏輯位準“1”變為“0”，其將使得D型正反器372準備去接收時脈信號。當供應電壓VCC仍繼續增加時，電壓V₂ 會變得比參考電壓V_ref 還要高，其將使得比較信號S_c2 會從邏輯位準“0”變為“1”。由於D型正反器372為邊緣觸發之D型正反器，比較信號S_c2 的轉變將會觸發D型正反器372以改變其輸出狀態。由輸出端Q所提供之信號的初始狀態為邏輯位準“0”。在觸發發生之後，由於D型正反器372之輸入信號S_c1B 為邏輯位準“1”，因此由輸出端Q所提供之信號會由邏輯位準“0”變為邏輯位準“1”。

在D型正反器372的輸出狀態改變之後，開關SW2為導通而開關SW3為不導通。因此，電壓V₄ 被下拉，使得開關SW1導通。接著，電晶體M2與電晶體M4的閘極以及源極會短路。因此，電晶體M2與電晶體M4變為不導通，使得電流I停止流經電晶體M2。當電流I被停止時，負載C_load 的充電電流亦會被停止，然後負載C_load 會開始進行放電。接著，供應電壓VCC會開始下降直到電壓V₁ 些微低於參考電壓V_ref 。如先前所描述，當電壓V₁ 小於參考電壓V_ref 時，比較信號S_c1 會變為邏輯位準“1”，以對D型正反器372進行重置。接著，開關SW3為導通而開關SW2為不導通，使得電壓V_S 相同於電壓V₄ 。接著，開關SW1為不導通，然後電流鏡對(電晶體M2與M4)會開始恢復工作，以便增加供應電壓VCC。因此，供應電壓VCC可被增加至最大電壓值以及減少至最小電壓值，其中最大和最小電壓值係根據參考電壓V_ref 而決定。例如，當電壓V₂ 大於參考電壓V_ref 時，則可決定出供應電壓VCC的最大電壓值，而當電壓V₁ 小於參考電壓V_ref 時，則可決定出供應電壓VCC的最小電壓值，其中電壓V₁ 與電壓V₂ 係分別根據算式(2)和(3)所求得。再者，最大和最小電壓值可形成供應電壓VCC之操作視窗電壓。

藉由控制流經穩壓器300之電流I是否導通，可得到間歇的電流I，使得供應電壓VCC不會一直維持在峰值位準，因而可減少平均耗電。再者，穩壓器300可設置於積體電路內以減少印刷電路板的面積以及成本。

本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100、200‧‧‧交流對直流轉換器

110、210‧‧‧整流電路

120‧‧‧分路調節電路

220、300‧‧‧穩壓器

310‧‧‧主電路

312‧‧‧放大器

320‧‧‧判斷電路

330‧‧‧二極體串

340‧‧‧分壓單元

350、360‧‧‧比較器

370‧‧‧控制電路

372‧‧‧D型正反器

374‧‧‧反相器

C1、C2‧‧‧電容

C_load ‧‧‧負載

D1-D5‧‧‧二極體

GND‧‧‧接地端

HVAC‧‧‧高交流電壓

HVDC‧‧‧高直流電壓

M1-M7、SW1-SW3‧‧‧電晶體

N₁ -N₃ ‧‧‧節點

N_in ‧‧‧輸入節點

N_out ‧‧‧輸出節點

R、R1-R5‧‧‧電阻

V₁ -V₄ 、V_G 、V_S ‧‧‧電壓

VCC‧‧‧供應電壓

VREF‧‧‧參考電壓

S_c1 、S_c1B 、S_c2 ‧‧‧信號

Z‧‧‧齊納二極體

第1圖係顯示一傳統交流對直流轉換器；第2圖係顯示根據本發明一實施例所述之交流對直流轉換器；以及第3圖係顯示根據本發明一實施例所述之交流對直流轉換器內穩壓器之方塊圖。

300‧‧‧穩壓器