TWI385622B - 電致發光次像素補償驅動信號 - Google Patents

電致發光次像素補償驅動信號 Download PDF

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Description

電致發光次像素補償驅動信號
本發明係有關於控制施加至驅動電晶體之信號，用以提供流過電致發光體的電流。
平板顯示器係很具重要性，當作用於計算、娛樂及通信的資訊顯示。例如，電致發光(EL)發光體已知有數年之久，且最近已經用於商業顯示裝置。這類顯示器使用主動矩陣及被動矩陣控制設計，並可使用複數個次像素。每個次像素包含EL發光體以及用以驅動電流經過EL發光體的驅動電晶體。次像素通常是配置在二維陣列中，每個次像素具有列位址及行位址，並具有與次像素相關的資料數值。單獨的EL次像素也可用以照明及使用者介面應用。EL次像素可用不同的發光體技術製成，包括可塗佈無機發光二極體、量子點及有機發光二極體(OLED)。
電致發光(EL)技術，比如有機發光二極體(OLED)技術，提供在亮度及功耗上比其他技術還佳的益處，比如白熱燈及螢光燈。然而，EL次像素承受隨時間而來的性能劣化。為了在次像素的使用期間提供高品質光線發射，必須補償這種性能減退。
EL發光體的光輸出是大約正比於流過發光體的電流，所以EL次像素中的驅動電晶體通常是配置成電壓控制電流源，以響應閘極至源極電壓Vgs 。源極驅動器類似於LCD顯示器中所使用的，提供控制電壓至驅動電晶體。源極驅動器可將所需的編碼數值轉換成類比電壓，以控制驅動電晶體。編碼數值與電壓之間的關係通常是非線性，雖然具較高位元深度的線性源極驅動器變成可用。雖然非線性編碼數值至電壓的關係比起典型LCD的S形狀(顯示於美國專利第4896947號)，對OLED而言具有不同的形狀，但是所需的源極驅動器電子裝置在這二種技術間是非常類似。除LCD及EL源極驅動器之間的相似性以外，LCD顯示器及EL顯示器通常還在相同的基板、非晶矽(a-Si)、上製造，如由Tanaka等人在美國專利第5034340號中所教示。非晶Si不昂貴且容易製成大顯示器。
＜劣化模式＞
然而，非晶矽是亞穩定：當電壓偏壓施加至a-Si TFT的閘極時，其臨界電壓(Vth )會隨時間而偏移，因此偏移其I-V曲線(Kagan ＆ Andry,ed. Thin-film Transistors. New York: Marcel Dekker,2003. Sec. 3.5,pp. 121-131)。Vth 通常是在順向偏壓下隨時間而增加，所以隨著時間，Vth 偏移平均會造成顯示器變暗。
除了非a-Si TFT的非穩定性以外，現代EL發光體還具有自身的非穩定性。例如，在OLED發光體中，當電流穿過OLED發光體時，其順向電壓(Voled )會隨著時間而增加，且其效率(通常以cd/A量度)下降(Shiinar,ed. Organ Light-Emitting Devices: a survey. New York: Springer-Verlag,2004. Sec. 3.4,pp. 95-97)。效率損失造成顯示器平均隨時間而變暗，即使是用固定電流驅動。此外，在一般的OLED顯示器配置中，OLED是連結至驅動電晶體的源極。在這種配置中，Voled 增加會增加電晶體的源極電壓，降低Vgs 以及流過OLED發光體的電流(Ioled )，因此造成隨時間而變暗。
這三種效應(Vth 偏移、OLED效率損失及Vloed 上升)會造成OLED次像素，以正比於流過OLED次像素之電流的速率，隨著時間而損失亮度。(Vth 偏移是主要效應，Vloed 偏移是次要效應，而OLED效率損失是更次要效應。)因此，次像素必須隨著老化而進行補償，以便在使用壽限內保持特定的輸出。
＜習用技術＞
補償三種老化效應的其中一個或多個老化效應係已知。就Vth 偏移而論，主要效應及與施加偏壓為可逆的效應(Mohan et al.,“Stability issues in digital circuits in amorphous silicon technologr”,Electrical and Computer Engineering,2001,Vol. 1,pp. 583-588)，補償設計一般是分成四類：像素內補償、像素內量測、面板內量測、及反向偏壓。
像素內Vth 補償設計加入額外的電路至次像素中以便在發生Vth 偏移時進行補償。例如，Lee等人在“A New a-Si:H TFT Pixel Design Compensating Threshold Voltage Degradation of TFT and OLED”,SID 2004 Digest,pp. 264-274，教示一種七電電晶體、一電容(7T1C)的次像素電路，在施加所需資料電壓之前，藉儲存次像素的Vth 在該次像素的儲存電容上，以補償Vth 偏移。像這類的方法可補償Vth 偏移，但無法補償Vloed 上升或OLED效率損失。比起傳統的2T1C電壓驅動次像素電路，這些方法需要增加次像素的複雜度以及增加次像素電子裝置大小。增加次像素的複雜度會降低良率，因為所需要的更細特徵會更加受到製程誤差的影響。尤其是在一般的底部發射配置中，增加次像素電子裝置的總尺寸會增加功耗，因為會降低開口率，即次像素中發射光線的比例。OLED的光線發射是正比於固定電流下的面積，所以具較小開口率的OLED發光體需要更多電流以產生具較大開口率之OLED的相同亮度。此外，較小面積中的較高電流會增加OLED發光體中的電流密度，加速Voled 上升以及OLED效率損失。
像素內量測Vth 補償設計加入額外的電路至每個次像素中以便讓代表Vth 偏移的數值被量測。然後面板外電路處理該量測並調適每個次像素的驅動以補償Vth 偏移。例如，Nathan等人在美國專利公開第2006/0273997號中教示一種四電晶體像素電路，讓TFT劣化資料被量測到，當作給定電壓條件下的電流或給定電流條件下的電壓。Nara等人在美國專利第7,199,602號中，教示加入開關電晶體至次像素中以連接至檢視互連。Kimura等人在美國專利第6,158,962號中，教示加入校正TFT至次像素中以補償EL劣化。這些方法都具有像素內Vth 補償設計的共同缺點，但是某些方法會額外的補償Voled 偏移或OLED效率損失。
像素內Vth 補償設計加入電路至面板周圍以進行並處理量測，而不用改變面板的設計。例如，Naugler等人在美國專利公開第2008/0048951號中，教示在驅動電晶體閘極的不同電壓下，量測流過OLED發光體的電流，以便在用以補償的預先計算查表上安置一點。然而，該方法需要大量的查表，耗費大量的記憶體。此外，該方法不會辨識補償結合通常在顯示器驅動電子裝置中所進行之影像處理的問題。
反向偏壓Vth 補償設計使用某種形式的反向偏壓，以便將Vth 偏壓回某個起始點。這些方法不能補償Voled 上升以及OLED效率損失。例如，Lo等人在美國專利第7,116,058號中，教示調變主動矩陣像素電路中儲存電容的參考電壓，以反向偏壓每個圖框之間的驅動電晶體。在圖框內或圖框之間施加反向偏壓會防止可視的假影像，但會降低工作循環及尖峰亮度。反向偏壓方法可補償面板的平均Vth 偏移，具有比像素內補償方法較小增加的功耗，但需要更複雜的外部電力供應，需要額外的像素電路或信號線，且不會補償比其他更加減弱的個別次像素。
就Voled 偏移及OLED效率損失而論，Amold等人的美國專利第6,995,519號是補償OLED發光體老化方法的實例。該方法假設發光體亮度的整個變化是由OLED發光體的改變所造成。然而，當電路中的驅動電晶體是由a-Si所形成時，該假設並不成立，因為電晶體的臨界電壓也隨使用而改變。因此Amold的方法將不對電路內次像素老化提供完全的補償，其中電晶體顯出老化效應。此外，當如反向偏壓的方法用於減輕a-Si電晶體的臨界電壓偏移時，補償OLED效率損失會變成不可靠而沒有反向偏壓效應的適當追蹤/預測，或直接量測OLED電壓改變或電晶體臨界電壓改變。
其他補償方法直接量測次像素的光輸出，比如Young等人在美國專利第6,489,631號中所教示。這類方法可補償所有三種老化因子的變化，但需要很精確的外部光感測器或積體化光感測器在次像素中。外部光感測器增加裝置的成本及複雜度，而積體化光感測器增加次像素的複雜度及電子裝置的尺寸大小，伴隨著性能降低。
因此，一直需要改善補償以克服這些缺點，補償EL次像素劣化。
依據本發明，提供一種裝置，用以提供驅動電晶體控制信號給電致發光(EL)次像素的驅動電晶體的閘極電極，包括：
(a)電致發光(EL)次像素，具有含有第一電極及第二電極的EL發光體，且具有含有第一供電電極、第二供電電極及閘極電極的驅動電晶體，其中該驅動電晶體的該第二供電電極係電氣連接至該EL發光體的該第一電極，用以施加電流至該EL發光體；
(b)一第一電壓供應器，電氣連接至該驅動電晶體的該第一供電電極；
(c)一第二電壓供應器，電氣連接至該EL發光體的該第二電極；
(d)一測試電壓源，電氣連接至該驅動電晶體的該閘極電極；
(e)一電壓控制器，用以控制該第一電壓供應器、該第二電壓供應器及該測試電壓源的電壓，以操作該驅動電晶體在線性區；
(f)一量測電路，用以在不同時間量測流過該驅動電晶體的該第一電壓供應器及該第二電壓供應器的電流，以提供一狀態信號，代表該驅動電晶體及該EL發光體之特性的變動，係該驅動電晶體及該EL發光體隨著時間操作而造成，其中該電流是在該驅動電晶體操作在線性區時而被量測；
(g)一裝置，用以提供一線性編碼數值；
(h)一補償器，用以改變該線性編碼數值，以響應該狀態信號，補償該驅動電晶體及該EL發光體之特性的變動；以及
(i)一源極驅動器，用以產生該驅動電晶體控制信號，以響應改變的該線性編碼數值，用以驅動該驅動電晶體的該閘極電極。
本發明提供一種提供驅動電晶體控制信號的有效方式。只需要一次量測以進行補償。本發明可應用至任何主動矩陣次像素。藉使用查表(LUT)，控制信號的補償已經簡化，以改變信號而由非線性至線性，所以補償可在線性電壓區。本發明補償Vth 偏移、Vloed 偏移及OLED效率損失而不需複雜的像素電路或外部量測裝置。本發明不會降低次像素的開口率。藉量測EL次像素的特性，而操作在電晶體操作的線性區時，可獲得改善的S/N(信號/雜訊)。
本發明補償電致發光(EL)次像素的驅動電晶體及EL發光體之性能劣化，比如有機發光二極體(OLED)次像素。在實施例中，本發明補償主動矩陣OLED面板上所有次像素的Vth 偏移、Vloed 偏移及OLED效率損失。
以下的討論首先考慮整個系統。然後進行次像素的電氣細節，接著是用以量測次像素的電氣細節。下一個涵蓋補償器如何使用量測。最後，以實施例描述如何實現該系統，比如以消費性產品，由製造廠至最終產品。
＜概論＞
第1圖顯示本發明系統10的方塊圖。非線性輸入信號11由EL次像素中的EL發光體命令一特定光強度。該信號11可來自影像解碼器，影像處理路徑或另一信號源，可為數位或類比，且可為非線性或線性編碼。例如，非線性輸入信號可為sRGB編碼數值(IEC 61966-2-1:1999+A1)或NTSC亮度(luma)電壓。不論來源及格式，該信號最好是由轉換器12轉換成數位形式並轉換成線性區，比如線性電壓，將在底下的“跨區處理及位元深度”中進一步討論。轉換結果將是線性編碼數值，能代表命令驅動電壓。
補償器13接收線性編碼數值，係對應於由EL次像素所命令的特定光強度。由於水波紋(mura)及EL次像素中驅動電晶體及EL發光體隨著時間的操作，驅動電晶體及EL發光體的變動結果是，EL次像素一般不會產生響應至線性編碼數值的命令光強度。補償器13輸出改變線性編碼數值，使EL次像素產生命令強度，進而補償因驅動電晶體及EL發光體隨著時間的操作所造成次像素與次像素之間驅動電晶體及EL發光體之特性的變動。補償器的操作將在“實作”中進一步討論。
來自補償器13的改變線性編碼數值被傳送至源極驅動器14，可為數位至類比轉換器。源極驅動器14產生驅動電晶體控制信號，可為類比電壓或電流，或數位信號，比如寬度調變波形，以響應改變線性編碼數值。在較佳實施例中，源極驅動器14可為具有線性輸入輸出關係的源極驅動器，或具有經設定以產生近似線性輸出之伽瑪(gamma)電壓的傳統LCD或OLED源極驅動器。在後者，任何線性誤差都會影響到結果的品質。源極驅動器14也可為時間分割(數位驅動)源極驅動器，如Kawabe在“WO 2005/116971”中所教示。來自數位驅動源極驅動器的類比電壓是設定於預設位準，用以命令光輸出持續一段時間，該時間係視來自補償器的輸出信號而定。相對的，傳統的源極驅動器提供某一位準的類比電壓，該位準係視與來自補償器之輸出信號而定，並持續一段固定時間(一般是整個圖框)。源極驅動器可同時輸出一個或多個驅動電晶體控制信號。較佳情形是，面板具有複數個源極驅動器，每個源極驅動器一次輸出驅動電晶體控制信號給某一次像素。
源極驅動器14所產生的驅動電晶體控制信號是提供於EL次像素15上。該電路，如將在底下“顯示單元說明”中所討論。當類比電壓提供至EL次像素15中驅動電晶體的閘極電極時，電流流過驅動電晶體及EL發光體，使EL發光體發射光線。一般在流過EL發光體的電流以及發光體之光輸出的亮度間具有線性關係，且在施加到驅動電晶體的電壓以及流過EL發光體的電流之間具有非線性關係。因此在某一圖框期間由EL發光體所發射的總光線可為來自源極驅動器14之電壓的非線性函數。
流過EL次像素的電流是在特定驅動條件下由電流量測電路16所量測，如將在底下“資料收集”中進一步討論。EL次像素的量測電流提供補償器調適命令驅動信號所需的資訊，這將在底下“演算法”中進一步討論。
＜顯示單元說明＞
第9圖顯示施加電流至EL發光體的EL次像素15，比如OLED發光體、以及相關電路。EL次像素15包括驅動電晶體201、EL發光體202以及可選擇性的儲存電容1002與選擇電晶體36。第一電壓供應器211(“PVDD”)可為正，而第二電壓供應器206(“Vcom”)可為負。EL發光體202具有第一電極207及第二電極208。驅動電晶體具有閘極電極203、第一供電電極204以及第二供電電極205，該第一供電電極204可為驅動電晶體的汲極，該第二供電電極205可為驅動電晶體的源極。驅動電晶體控制信號可提供至閘極電極203，可選擇性地穿過選擇電晶體36。驅動電晶體控制信號可儲存於儲存電容1002中。第一供電電極204電氣連接至第一電壓供應器211。第二供電電極205電氣連接至EL發光體202的第一電極207，以施加電流至EL發光體。EL發光體的第二電極208電氣連接至第二電壓供應器206。電壓供應器通常是位於EL面板外。電氣連接可經由開關、匯流線、傳導電晶體或能提供電流路徑的其他元件或結構而做成。
在本發明的實施例中，第一供電電極204係經由PVDD匯流線1011而電氣連接至第一電壓供應器211，第二電極208係經由薄片陰極1012而電氣連接至第二電壓供應器206，以及當選擇電晶體36由閘極線34起動時，驅動電晶體控制信號係藉跨越行線32的源極驅動器14而提供至閘極電極203。
第2圖顯示系統10內的EL次像素15包括非線性輸入信號11、轉換器12、補償器13及源極驅動器14，如第1圖所示。如上所述，驅動電晶體201具有閘極電極203、第一供電電極204以及第二供電電極205。EL發光體202具有第一電極207及第二電極208。該系統具有第一電壓供應器211及第二電壓供應器206。
忽略漏電後，相同的電流，亦即驅動電流，會由第一電壓供應器211經第一供電電極204及第二供電電極205，再經EL發光體的第一電極207及第二電極208而流至第二電壓供應器206。驅動電流造成EL發光體發射光線。因此，電流可在該驅動電流路徑中的任何點上量測。電流可在EL面板外的第一電壓供應器211量測，以降低EL次像素的複雜度。驅動電流在此是指Ids ，流過驅動電晶體之汲極端及源極端的電流。
＜資料收集＞
硬體
仍參閱第2圖，為量測EL次像素15的電流而不依靠面板上任何特別的電子裝置，本發明使用量測電路16，包括電流鏡單元210、關聯雙取樣(CDS)單元220、可選的類比至數位轉換器(ADC)230、及狀態信號產生單元240。
EL次像素15是以對應於驅動電晶體201的閘極電極203上之量測參考閘極電壓(第4A圖的510)的電流而量測。為製造該電壓，在量測時，源極驅動器14當作測試電壓源並提供量測參考閘極電壓至閘極電極203。很有利的是，藉選擇對應於小於選擇臨界電流之量測電流的量測參考閘極電壓，該量測可保持不被使用者看見。可選擇該選擇臨界電流為小於由EL發光體發射可估計光線所需的數值，比如1.0單位或更小。既然量測電流未知，直到量測為止，所以可藉模擬對應至選擇臨界電流以下選擇寬餘百分比的預期電流，以選擇量測參考閘極電壓。
電流鏡單元210係連接至電壓供應器211，雖然可連接至驅動電流路徑中的任何位置。第一電流鏡212經由開關200供應驅動電流至EL次像素15，並在其輸出213上產生鏡電流。鏡電流可等於驅動電流，或是驅動電流的函數。例如，鏡電流可為數倍的驅動電流，以驅動電流而提供額外的量測系統增益。第二電流鏡214及偏壓供應器215施加偏壓電流至第一電流鏡212，以降低從面板所看到的第一電流鏡的阻抗，很有利地增加量測電路的響應速度。該電路也降低流過EL次像素的電流改變，係由量測電路抽取的電流所造成並因電流鏡中電壓改變所量測。比起其他電流量測選項，如視電流而定以改變驅動電晶體端點上電壓的簡單感測電阻，這可很有利地改善信號雜訊比。最後，電流至電壓(I-to-V)轉換器216將來自第一電流鏡的鏡電流轉換成電壓信號，用以進一步處理。該電流至電壓轉換器216可包括轉阻抗放大器或低通濾波器。
開關200，可為繼電器或FET，能選擇性地電氣連接量測電路至流過驅動電晶體201的第一及第二電極的驅動電流。在量測期間，開關200可電氣連接第一電壓供應器211至第一電流鏡212以進行量測。在正常操作期間，開關200可直接電氣連接第一電壓供應器211至第一供電電極204，而非第一電流鏡212，因而從驅動電流中移開量測電流。這造成量測電路對面板的正常操作沒有影響。這也很有利地讓量測電路的元件，比如電流鏡212及214中的電晶體，只需對量測電流而不需對操作電流調整尺寸大小。因為正常操作一般抽取比量測還要更多的電流，所以這會本質上降低量測電路的尺寸大小及成本。
＜取樣＞
電流鏡單元210在單一時間點對某一EL次像素進行電流量測。為改善信號雜訊比，在實施例中，本發明使用關聯雙取樣。
參閱第3圖以及第2圖，量測49是在EL次像素15關閉時進行。因此抽取出暗電流，可為零或只有漏電量。如果暗電流為非零，則可較佳地用次像素15的電流量測而解除疑難。在時間1時，EL次像素15被起動，且其電流41是用量測電路16而量測。特別地，所量測的是來自電流鏡單元210的電壓信號，代表經第一及第二電壓供應器的驅動電流Ids ，如上所述；為清楚起見，量測代表電流的電壓信號是指“量測電流”。電流41是來自第一次像素及暗電流的電流總合。第一量測41與暗電流量測49之間的差額43是第二次像素所抽取的電流。本方法允許量測以如同次像素之穩定時間而儘快進行。
回頭參閱第2圖及第3圖，關聯雙取樣單元220對量測電流進行取樣，以產生狀態信號。在硬體中，係藉將其來自電流鏡單元210的相對應電壓信號栓鎖至第2圖的取樣保持單元221及222中以量測電流。電壓信號可為電流至電壓轉換器216所產生的那些信號。差額放大器223取用連續次像素之間的差額。取樣保持單元221的輸出係電氣連接至差額放大器223的正端，而取樣保持單元222的輸出係電氣連接至差額放大器223的負端。例如，當量測電流49時，該量測是栓鎖至取樣保持單元221。然後，在量測電流41之前(單元221)，單元221的輸出係栓鎖至第二取樣保持單元222。然後量測電流41。這會留下單元222內的電流49以及單元221內的電流41。因此差額放大器的輸出，即單元221內的數值減去單元222內的數值，是(電壓信號表示)電流41減去(電壓信號表示)電流49。量測可連續以不同的驅動位準(閘極電壓或電流密度)進行，以形成次像素的I-V曲線。
差額放大器223的類比或數位輸出可直接提供至補償器13。另一方式是，類比至數位轉換器230可較佳地數位化該差額放大器223的輸出，以提供數位量測資料至補償器13。
量測電路16可較佳地包括狀態信號產生單元240，接收差額放大器223的輸出，並進行進一步處理，以提供狀態信號給EL次像素。狀態信號可為數位或類比。參閱第5B圖，為清楚起見，狀態信號產生單元240係顯示於補償器13內。在許多實施例中，狀態信號產生單元240可包括記憶體619，用以保持有關次像素的資料。
在本發明的第一實施例中，電流差額，比如43，可為對應於次像素的狀態信號。在本實施例中，狀態信號產生單元240可對電流差額進行線性轉換，或未經改變而傳送出去。流過在量測參考閘極電壓下之次像素(43)的電流，係取決於並很有意義地代表次像素中驅動電晶體及EL發光體的特性。電流差額43可儲存於記憶體619中。
在第二實施例中，記憶體619儲存EL次像素15的目標信號io 611。記憶體619也儲存EL次像素15的最近電流量測il 612，其可為由次像素之量測電路最近所量測的數值。量測612也可為許多量測的平均，隨時間量測的次方加權移動平均，或其他對熟知該技術領域之人士所顯而易見的平滑化方法之結果。目標信號io 611及電流量測il 612可如下述做比較，以提供百分比電流613，其可為EL次像素的狀態信號。次像素的目標信號可為次像素之電流量測，因而百分比電流可代表驅動電晶體及EL發光體隨著時間操作而造成的驅動電晶體及EL發光體之特性的變動。
記憶體619包括RAM、非揮發RAM，比如快閃記憶體，以及ROM，比如EEPROM。在實施例中，io 的數值係儲存於EEPROM中，而il 的數值係儲存於快閃記憶體中。
＜雜訊源＞
實際上，電流波形可為單純階梯以外的其他波形，所以可只在等到波形穩定後才進行量測。每個次像素的複數個量測也可進行，並一起平均。這類量測可連續進行，或以分開量測路徑進行。電壓供應器206及211之間的電容值可加至穩定時間。該電容值可為面板的本質，或由外部電容所提供，如同在正常操作時所共用。提供開關是很有利的，可在進行量測時用以電氣脫離開外部電容。
任何電壓供應器上的雜訊都會影響電流量測。例如，在使用閘極驅動器以使複數個列失效的電壓供應器(常常稱作VGL或Voff，並通常是在-8 VDC附近)上的雜訊可電容性地藕合跨越選擇電晶體而至驅動電晶體，並影響該電流，因而造成電流量測雜訊源。如果面板具有複數個供電區域，例如分離的供電面，則該等區域可平行量測。這類量測可隔離開區域間的雜訊，並降低量測時間。
不論源極驅動器如何進行開關，其雜訊暫態會藕合至電壓供應面及個別的次像素，造成量測雜訊。為降低這種雜訊，來自源極驅動器的控制信號可保持固定。這將去除源極驅動器暫態雜訊。
＜電流穩定性＞
目前為止的討論係假設一旦次像素被打開並穩定至某一電流時，該行的其他次像素仍保持在該電流。擾亂該假設的二效應是儲存電容漏電及次像素內效應。
參閱第9圖，次像素15中選擇電晶體36的漏電流可漸進地讓儲存電容1002上的電荷流失，改變驅動電晶體201的閘極電壓以及所抽取的電流。此外，如果行線32隨著時間而改變，則其具有AC成分，並因而能經選擇電晶體的寄生電容值而藕合至儲存電容上，改變儲存電容的數值以及次像素所抽取的電流。
即使儲存電容的數值為穩定，但次像素內效應會使量測失效。一般的次像素內效應是次像素的自我加熱，可隨時間改變次像素所抽取的電流。a-SiTFT的漂移游動率是溫度的函數；增加溫度會增加游動率(Kagan ＆ Andry,op. cit.,sec. 2.2.,pp. 42-43)。隨著電流流過驅動電晶體，驅動電晶體及EL發光體中的功率逸散會加熱次像素，增加電晶體的溫度及其游動率。此外，加熱會降低Voled ；如果OLED是貼附至驅動電晶體的源極端，這會增加驅動電晶體的Vgs 。這些效應增加流過電晶體的電流量。在正常操作下，自我加熱是微小的效應，因為面板可依據所播放之影像的平均內容而穩定化至平均溫度。然而，在量測次像素電流時，自我加熱會使量測失效。
為校正自我加熱效應以及產生相類似雜訊的任何其他次像素內效應，可將自我加熱特徵化，並從每個次像素內已知的自我加熱成分中減去。
因自我加熱及功率逸散所引起的誤差可藉選擇較低量測參考閘極電壓(第4A圖的510)而降低，但較高電壓會改善信號雜訊比。可針對每個面板設計，選擇量測參考閘極電壓以平衡這些因子。
＜演算法＞
參閱第4A圖，I-V曲線501是老化前次像素的量測特性，而I-V曲線502是老化後次像素的量測特性。曲線501及502是被很大的水平偏移分開，如在不同電流位準下相同電壓差503、504、505及506所示。亦即，老化的主要效應是在閘極電壓軸將I-V曲線偏移固定量。這維持MOSFET飽和區驅動電晶體方程式，Id =K(Vgs -Vth )2 (Lurch,N. Fundamentals of electronics,2e. New York: John Wiley ＆ Sons,1971,pg. 110)：操作驅動電晶體，而Vth 增加；以及隨著Vth 增加，Vgs 相對增加以保持Id 固定。因此，隨著Vth 增加，固定的Vgs 導致較低的Ids 。
在量測參考參考閘極電壓510處，未老化次像素所產生的電流是由點511代表。然而，老化次像素在該閘極電壓處產生由點512a所代表的較低的電流。點511及512a可為相同次像素在不同時間的二量測。例如，點511可為製造時間時的量測，而點512a可為客戶使用後的量測。點512a所代表的電流已經由未老化次像素用電壓513(點512b)驅動而產生，所以電壓ΔVth 偏移514是計算成電壓510及513之間的電壓差。因此電壓偏移514是將老化曲線帶回未老化曲線所需的偏移。在本實例中，ΔVth 514正好為低於2伏特。然後，為補償Vth 偏移，並驅動老化次像素至未老化次像素所具有的相同電流，所以將電壓差514加至每個命令驅動電壓(線性編碼數值)。為進一步處理，百分比電流也計算成電流512a除以電流511。因此未老化次像素將具有100%電流。百分比電流係依據本發明用於數種演算法中。任何負電流讀數511，比如可能由極端環境雜訊所造成，可壓縮成0或忽略不計。要注意的是，百分比電流一直是在量測參考閘極電壓510下所計算。
一般，老化次像素的電流可高於或低於未老化次像素的電流。例如，較高溫度造成更多電流流動，所以稍微老化的次像素在熱環境中，比在冷環境中未老化的次像素，可抽取更多電流。本發明的補償演算法可處理任一情況；ΔVth 514可為正或負(或零，未老化像素)。類似地，百分比電流可大於或小於100%(或正好100%，未老化像素)。
既然因Vth 偏移所引起的電壓差在所有電流下都相同，所以I-V曲線上任何單一點都可量測以決定該電壓差。在實施例中，量測是在高閘極電壓下進行，很有利地增加量測的信號雜訊比，但可使用曲線上的任何閘極電壓。
Voled 偏移是二次老化效應。隨著EL發光體的操作，Voled 偏移而造成I-V曲線不再是未老化曲線的簡單偏移。這是因為Voled 隨著電流非線性上升，所以Voled 偏移會影響高電流而不同於低電流。這種效應造成I-V曲線水平拉直並偏移。為補償Voled 偏移，可進行不同驅動位準下的二種量測以決定曲線已拉直多少，或在負載下OLED的典型Voled 偏移可被特徵化以便以開迴路方式預測Voled 的貢獻度。這二種都可產生可接受的結果。
參閱第4B圖，未老化次像素的I-V曲線501及老化次像素的I-V曲線502係以半對數尺度顯示。成分550是因Vth 偏移所引起，而成分552是因Voled 偏移所引起。Voled 偏移可用一般的輸入信號驅動儀器OLED次像素一段長時間而被特徵化，且週期性的量測Vth 及Voled 。這二種量測可藉提供探測點在OLED及電晶體之間儀器次像素上而分別做成。使用這種特徵化，百分比電流可被映射至適當的ΔVth 及ΔVoled ，而非只有Vth 偏移而已。
在實施例中，EL發光體202(第9圖)係連接至驅動電晶體201的源極端。因此Voled 的任何改變對Ids 具有直接影響，如同改變驅動電晶體的源極端的電壓Vs ，以及驅動電晶體的Vgs 。
在較佳實施例中，EL發光體202係連接至驅動電晶體201的汲極端，例如，在PMOS非反相配置中，其中OLED陽極是接到驅動電晶體的汲極。因此Voled 上升會改變驅動電晶體201的Vds ，因為OLED是以串列方式而與驅動電晶體的汲極-源極路徑連接。然而，對給定的老化程度，現代OLED發光體具有比舊式發光體更小的ΔVoled ，降低Vds 改變以及Ids 改變的大小。
第10圖顯示白OLED在使用壽限期間的典型ΔVoled 上升的曲線圖(直到T50，50%亮度，在20mA/cm2 下量測)。該曲線圖顯示ΔVoled 隨著OLED技術的改善而降低。該降低的ΔVoled 會降低Vds 改變。參閱第4A圖，老化次像素的電流512a比起具較大ΔVoled 的較舊發光體，會更靠近具較小ΔVoled 之現代OLED發光體的電流511。因此，現代OLED比較舊發光體需要更加靈敏的電流量測。然而，愈靈敏的量測硬體很昂貴。
對額外量測靈敏度的需求可藉操作驅動電晶體在線性操作區進行電流量測而減輕。如電子技術所已知的，薄膜電晶體以二種不同操作模式導引可觀的電流：線性(Vds <Vgs -Vth )及飽和(Vds >=Vgs -Vth )(Lurch,op. cit.,p. 111)。在EL應用中，驅動電晶體通常是操作在飽和區以降低Vds 變動對電流的效應。然而在線性操作區中，其中
Ids =K[2(Vgs -Vth ) Vds -Vds 2 ]
(Lurch,op. cit.,p. 112)，電流Ids 強烈取決於Vds 。既然
Vds =(PVDD-Vcom )-Voled
如第9圖所示，線性區內的Ids 強烈取決於Voled 。因此，對驅動電晶體201在線性操作區進行電流量測，比起在飽和區相同的量測，會很有利地增加新LOED發光體(511)與老化OLED發光體(512a)之間量測電流大小的改變。
因此，本發明的實施例包括電壓控制器。在如上所述量測電流時，電壓控制器可控制用於第一電壓供應器211及第二電供應器206的電壓，以及來自源極驅動器14當成測試電壓源操作的驅動電晶體控制信號，以操作驅動電晶體201在線性區。例如，在PMOS非反相配置中，電壓控制器可保持PVDD電壓及驅動電晶體控制信號在固定值，並增加Vcom電壓以降低Vds 而不會降低Vgs 。當Vds 落在Vgs -Vth 以下時，驅動電晶體會操作在線性區，且可進行量測。電壓控制器可包括在補償器內。也可由依序控制器分開提供，只要在量測時能協調這二個以操作電晶體在線性區內即可。
OLED效率損失是更次要老化效應。隨著OLED老化，其效率會降低，且相同電流量不再產生相同的光線量。為補償這種現象且不需要光學感測器或額外電子裝置，當作Vth 偏移之函數的OLED效率損失可被特徵化，讓所需的額外電流量的預測將光輸出變回先前的程度。OLED效率損失可利用典型輸入信號以驅動儀器OLED次像素一段時間而被特徵化，並在不同驅動位準下週期性量測Vth 、Voled 及Ids 。效率可計算成Ids /Voled ，且該計算是關聯於Vth 或百分比電流。要注意的是，當Vth 偏移一直是順向時，該特性達成最有效的結果，因為Vth 偏移隨時可反轉，但OLED效率損失卻不會。如果Vth 偏移反轉，則OLED效率損失與Vth 偏移的關聯會變成複雜。為進一步處理，百分比效率可計算成老化效率除以新效率，係類比於上述百分比電流的計算。
參閱第8圖，顯示百分比效率的實驗性曲線圖，係當作不同驅動位準下百分比電流的函數，利用線性匹配，比如90，以對應至實驗性資料。如圖所示，在任何給定的驅動位準，效率是線性相關於百分比電流。這種線性模式允許有效開迴路效率補償。
為補償因驅動電晶體及EL發光體隨時間操作所引起的Vth 及Voled 偏移以及OLED效率損失，可使用上述第二實施例的狀態信號產生單元240。可在量測參考閘極電壓510量測次像素電流。點511的未老化電流是目標信號io 611。最近老化像素電流量測512a是最近的電流量測il 612。百分比電流613是狀態信號。百分比電流613可為0(死像素)、1(未改變)、小於1(電流損失)或大於1(電流增益)。一般會在0與1之間，因為最近電流量測會小於目標信號，較佳地可為面板製造時所進行的電流量測。
＜實作＞
參閱第5A圖，顯示補償器13的實施例。至補償器13的輸入是線性編碼數值602，可代表用於EL次像素15的命令驅動電壓。補償器13改變線性編碼數值以產生用於源極驅動器的改變線性編碼數值，比如可為補償電壓603。補償器13可包括四主要方塊：決定次像素老化61、選擇性補償OLED效率62、依據老化決定補償63以及補償64。方塊61及62主要是關於OLED效率補償，而方塊63及64主要是關於電壓補償，特別是Vth /Voled 補償。
第5B圖是方塊61及62的展開圖。如上所述，恢復儲存目標信號io 611及最近電流量測il 612，並且計算百分比電流613，即用於次像素的狀態信號。
百分比電流613被送入下一處理階段63，並且也輸入至模型695以決定OLED效率614。模型695輸出效率614，是在最近量測的時間下給定電流所發射的光線量除以製造時電流所發射的光線量。大於1的任何百分比電流可產生為1的效率，或沒有損失，因為效率損失對於已增益電流的像素很難計算。如果OLED效率是取決於命令電流，模型695也可為線性編碼數值602的函數，如虛線箭頭所示。是否包括線性編碼數值602當作至模型695的輸入，係可由使用壽限測試及面板設計模擬而決定。
參閱第11圖，發明人已經發現，效率一般是電流密度以及老化的函數。第11圖中的每條曲線都顯示電流密度，Ids 除以發光體面積，與老化至特定點之OLED的效率(Loled /Ids )之間的關係。老化是以使用T註標的小圖表示：比如T86表示在比如測試電流度為20mA/cm2 時的86%效率。
回頭參閱第5B圖，因此模型695可包括指數項(或某個其他實作)以補償電流密度及老化。電流密度是線性相關於線性編碼數值602，代表命令電壓。所以，補償器13，模型695是其一部分，可改變線性編碼數值以響應狀態信號613及線性編碼數值602，進而補償EL次像素中驅動電晶體及EL發光體之特性的變動，以及明確的EL次像素中EL發光體之效率的變動。
以並行方式，補償器接收線性編碼數值602，比如命令電壓。該線性編碼數值602係經由製造時所量測之面板的原始I-V曲線691而傳送，以決定所需電流621。這是在操作628中除以百分比效率614，以便將所需電流的光輸出回復至其製造時數值。結果的上升電流流過曲線692，即曲線691的相反，以決定何種命令電壓要在出現效率損失時產生所需光量。來自曲線692的數值係傳送至當作效率調適電壓622的下一階段。
如果不需要效率補償，則線性編碼數值602未改變而傳送至下一階段當作效率調適電壓622，如選擇性旁通路徑626所示。不論是否需要效率補償都要計算百分比電流613，但百分比效率614則不必如此。
第5C圖是第5A圖方塊63及64的展開圖。接收來自先前階段的百分比電流613及效率調適電壓622。方塊63，“獲得補償”，包括經相反I-V曲線692以映射百分比電流613，並將結果(第4A圖的513)減去量測參考閘極電壓(510)，以找出Vth 偏移ΔVth 。方塊64，“補償”，包括操作633，計算補償電壓603，如方程式1所給定：
Vout =Vin +ΔVth (1+α(Vg,ref -Vin ))(方程式1)
其中Vout 是補償電壓603，ΔVth 是電壓偏移631，α是阿爾發(alpha)數值632，Vg,ref 是量測參考閘極電壓510，Vin 是效率調適電壓622。補償電壓可表示成用於源極驅動器的改變線性編碼數值，並補償因驅動電晶體及EL發光體隨著時間操作所造成的驅動電晶體及EL發光體之特性的變動。
對於直線的Vth 偏移，α為零，且操作633會降低被加至效率調適電壓622的Vth 偏移量。當如此時，在操作633中所加入的電壓可在量測後預先計算，允許方塊63及64不動作，並查出儲存數值並加成。這可節省下很可觀的邏輯。
＜跨區處理及位元深度＞
習用技術中已知的影像處理路徑通常產生非線性編碼數值(NLCVs)，亦即，數位數值對亮度具非線性關係(Giorgianni ＆ Madden. Digital Color Management: encoding solutions. Reading,Mass.: Addison-Wesley,1998. Ch. 13,pp. 283-295)。使用非線性輸出以匹配一般源極驅動器的輸入區，並將編碼數值精確度範圍匹配至人眼的精確度範圍。然而，Vth 偏移是電壓區操作，因而較佳方式是在線性電壓空間實現。可使用源極驅動器，並在源極驅動器之前進行轉換，以有效的整合非線性區影像處理路徑及線性區補償器。要注意的是，本討論是以數位處理的角度來看，但可以類比或混合數位/類比系統進行類似的處理。還要注意的是，補償器可操作在線性電流空間中。
參閱第6圖，顯示出象限I 127中區域轉換單元12以及象限II 137中的補償器13之效應的瓊絲圖表示(Jones-diagram representation)。該圖顯示這些單元的數學效應，而非如何實現。這些單元的實現可為類比或數位，且可包括查表或函數。象限I代表區域轉換單元12的操作：非線性輸入信號，可為在非線性編碼數值軸701上的非線性編碼數值(NLCVs)，係藉經由轉換曲線711映射而轉換，以形成線性編碼數值軸702上的線性編碼數值(LCVs)。象限II代表補償器13的操作：線性編碼數值軸702上的LCVs係經由轉換器而映射，比如轉換曲線721及轉換曲線722，以形成改變線性編碼數值軸703上的改變線性編碼數值(CLCVs)。
參閱象限I，區域轉換單元12接收每個次像素的個別NLCVs，並轉換成LCVs。這種轉換必須足夠精確的進行，以避免令人討厭的可視假影像，比如輪廓或破碎黑點。在數位系統中，NLCVs軸701可量化，如第6圖所示。對於量化NLCVs，LCV軸702必須具有足夠的精確度以表示二相鄰NLCVs之間轉換曲線711中的最小改變。這是顯示成LCV步階712以及相對應LCV步階713。因LCVs是定義成線性，所以整個LCV軸702的解析度必需足夠表示步階713。結果，LCVs可用比NLCVs還精細的線性解析度來定義，以避免影像資訊損失。該解析度可藉類似於尼奎斯特(Nyquist)取樣原理而為步階713的二倍。
轉換曲線711對未老化次像素而言是理想轉換曲線。轉換曲線711對任何次像素或整個面板的老化沒有關係。特別地是，轉換曲線711未因任何Vth 、Voled 或OLED效率改變而修改。可用一個轉換曲線給所有色彩，或每個色彩用一個轉換曲線。區域轉換單元經由轉換曲線711很有利地從補償器中去藕合掉影像處理路徑，讓該二者一起操作而不必共享資訊。這可簡化該二者的實現。區域轉換單元12可以查表或類似於LCD源極驅動器的函數而實現。
參閱象限II，補償器13將LCVs改變成未改變線性編碼數值(CLCVs)。第6圖顯示出簡單情形，即針對直線Vth 偏移的校正，而不損失一般性。直線Vth 偏移可藉LCVs至CLCVs的直線電壓偏移而校正。其他老化效應可處理成如上述“實作”中的說明。
轉換曲線721代表用於未老化次像素之補償器的行為，其中CLCV可與LCV相同。轉換曲線722代表用於老化次像素之補償器的行為，其中VLCV可為LCV加上代表討論中的老化次像素之Vth 偏移的補偏。結果，CLCVs比起LCVs一般需要大範圍，以便提供補償空間。例如，如果當次像素是新的而需要256LVCs，而且使用壽限的最大偏移為128LVCs，則該CLCVs需要能表示高達384=256+128，以避免壓縮高度老化次像素的補償。
第6圖顯示區域轉換單元及補償器的完整實例。順著第6圖的虛線箭頭，3的NLCV經由轉換曲線711被區域轉換單元12轉換成9的LCV，如象限I所示。對於未老化次像素，補償器13將該數值經轉換曲線721傳送而當作9的CLCV，如象限II所示。對於具有類似12CLCVs之Vth 偏移的老化次像素，9的LCV將經轉換曲線722而轉換成9+12=21的CLCV。
在實施例中，來自影像處理路徑的NLCVs是九位元寬。LCVs是11位元寬。由非線性輸入信號轉換成線性編碼數值可藉LUT或函數而進行。補償器可採用代表所需電壓的11位元線性編碼數值，並產生12位元改變線性編碼數值，傳送至源極驅動器14。然後源極驅動器14可驅動EL次像素之驅動電晶體的閘極電極，以響應該改變線性編碼數值。補償器可在其輸出上具有比起其輸入還大的位元深度，以提供補償空間，亦即將電壓範圍78擴展至電壓範圍79，並在跨越新的擴展範圍內同時保持相同的解析度，如最小線性編碼步階713所需。補償器輸出範圍可擴展至轉換曲線721的範圍之下以及之上。
每個面板設計可特徵化以決定在面板的設計壽限中會有何種的最大Vth 偏移、Voled 上升及效率損失，且補償器及源極驅動器可具有足夠範圍以補償。該特徵化的進行可由所需電流經標準電晶體飽和區Ids 方程式而至所需閘極偏壓以及電晶體尺寸，然後經針對隨著時間而來之a-Si劣化的習用技術中已知的許多模型而至隨著時間而來的Vth 偏移。
＜操作次序＞
面板設計特性
本段說明是以特定OLED發光體設計的量產方式而寫成。在量產開始之前，該設計的特徵在於：可進行加速老化試驗，以及可量測老化至不同階段時不同樣品基板上不同色彩的不同次像素的I-V曲線。所需量測型式之數目及老化程度型式之數目係取決於特定面板的特性。利用這些量測，可計算阿爾發(α)數值，以及可選擇量測參考閘極電壓。阿爾發(第5C圖中的元件符號632)是表示隨著時間離直線偏移之誤差的數值。0的α數值表示所有老化是在電壓軸上的直線偏移，如同比如只有Vth 偏移的情形。量測參考閘極電壓(第4A圖中的510)是進行老化信號量測用於補償的電壓，且可選擇以提供可接受的S/N比，並保持低功率逸散。
可藉最佳化以計算α數值。表1為其中一實例。可在許多老化條件下量測不同閘極電壓的ΔVth 偏移。然後計算在量測參考閘極電壓510下每個ΔVth 與ΔVth 之間ΔVth 偏移的差額。可計算每個閘極電壓與量測參考閘極電壓510之間的Vg 差額。然後可對每個量測計算方程式1的內部項次，ΔVth (1+α(Vg,ref -Vin )，以產生預測ΔVth 差額，係在量測參考閘極電壓510下使用適當的ΔVth ，如方程式中的ΔVth ，並使用適當的計算閘極電壓差額當作(Vg,ref -Vin )。然後α數值可以疊代方式選擇而降低，以及較佳情形是以數學方式極小化預測ΔVth 差額與計算ΔVth 差額之間的誤差。誤差可表示成最大差額或RMS差額。也可以使用習知技術中的另一已知方法，比如當作Vg 差額的函數的ΔVth 差額的最小方差匹配。
除α及量測參考閘極電壓以外，特徵化還可決定如上所述當作Vth 偏移之函數的Voled 偏移、當作Vth 偏移之函數的效率損失、每個次像素的自我加熱成分、最大Vth 偏移、Voled 偏移及效率損失以及非線性至線性轉換及補償器中所需的解析度。所需之解析度可特徵化為結合面板校正工序，比如共同受讓申請中的美國專利申請公開第2008/0252653號，其所揭示的內容係併入本案中。特徵化也決定如將在以下“現場”中描述之現場進行特性量測的條件，以及使用於特定面板設計的狀態信號產生單元240。所有這些決定都可由熟知該技術領域的人士而做成。
＜量產＞
一旦設計已經特徵化，便可開始量產。在製造時，針對依據狀態信號產生單元240的選擇實施例所產生的每個次像素以量測適當數值。例如，可量測I-V曲線及次像素電流。可在足夠驅動電壓下量測電流，以產生真實的I-V曲線；I-V曲線中的任何誤差都會影響結果。可量測在量測參考閘極電壓下的次像素電流，以提供目標信號io 611。I-V曲線及差額電流是儲存於與次像素相關的非揮發記憶體內，並被傳送至現場。
＜現場＞
一旦在現場，次像素係以驅動困難程度所決定的速率而老化。在經過某些時間後，次像素已經偏移到足夠需要補償；以下將考慮如何決定該時間。
為了補償，進行並應用補償量測。補償量測是屬於在量測參考閘極電壓下的次像素電流。該量測的應用係如上述“演算法”中所描述。儲存該量測，使得不論次像素何時被驅動都可應用，直到進行下一量測為止。
可依據所需頻繁或不頻繁的進行補償量測；典型的範圍可為每八小時一次至每四週一次。第7圖顯示如何頻繁進行補償量測當作面板為活化時之時間長短的函數之實例。該曲線只是實例而已；實際上，可針對任何特定次像素設計經該設計的加速壽限試驗而決定該曲線。可依據驅動電晶體及EL發光體之特性隨時間的改變速率以選擇量測頻率；在面板為新的時，偏移都較快，所以在面板為新的時比面板為舊的時可更頻繁的進行補償量測。有許多方式以決定何時進行補償量測。例如，可量測次像素在某個給定驅動電壓下所抽取的電流，並比較相同量測的先前結果。在另一實例中，可量測影響面板的環境因子，比如溫度及環境光線，而且可進行補償量測，比如如果環境溫度改變大於某個臨界值時。
例如，第2圖中所示之EL次像素15是針對N通道驅動電晶體及非反相EL結構。EL發光體202係連結至第二供電電極205，是驅動電晶體201的源極，閘極電極203上的較高電壓命令更多光線輸出，且電壓供應器211是比第二電壓供應器206更正，所以電流會流過電壓供應器211至第二電壓供應器206。然而，本發明可應用至P通道或N通道驅動電晶體及非反相(共陰極)或反相(共陽極)EL發光體的任何組合。針對這些個案適當修改電路是習用技術所已知。
在較佳實施例中，本發明係使用於次像素，包括由小分子或高分子OLED構成的有機發光二極體(OLED)，如Tang等人的美國專利第4,769,292號及VanSlyke等人的美國專利第5,061,569號所揭示，但並不以此為限。可使用有機發光材料的許多組合及變化以製造這種面板。參閱第2圖，當EL發光體202為OLED發光體時，EL次像素15為OLED次像素。本發明也應用至EL發光體，除OLED以外。雖然EL發光體的劣化模型可不同於在此所描述的劣化模型，但是仍可應用本發明的量測、模擬及補償技術。
上述實施例可應用至隨著時間函數呈現不穩定的任何主動矩陣背板(比如a-Si)。例如，由有機半導體材料及氧化鋅所形成之電晶體，已知會以時間函數的方式而變動，因而該相同的方式可應用至這些電晶體。此外，因本發明可補償與電晶體老化相獨立的EL發光體老化，所以本發明也可應用至具不會老化之電晶體的主動矩陣背板，比如低溫多晶矽(LTPS)TFT。在LTPS背板上，驅動電晶體201及選擇電晶體36是低溫多晶矽電晶體。
10．．．系統
11．．．非線性輸入信號
12．．．轉換器
13．．．補償器
14．．．源極驅動器
15．．．EL次像素
16．．．電流量測電路
32．．．行線
34．．．閘極線
36．．．選擇電晶體
41．．．電流/量測
43．．．差額
49．．．電流/量測
61、62、63、64．．．方塊
78、79．．．電壓範圍
90．．．線性匹配
127、137．．．象限
200．．．開關
201．．．驅動電晶體
202．．．EL發光體
203．．．閘極電極
204．．．第一供電電極
205．．．第二供電電極
206．．．電壓供應器
207．．．第一電極
208．．．第二電極
210．．．電流鏡單元
211．．．電壓供應器
212．．．第一電流鏡
213．．．第一電流鏡輸出
214．．．第二電流鏡
215．．．偏壓供應器
216．．．電流至電壓轉換器
220．．．關聯雙取樣單元
221、222．．．取樣保持單元
223．．．差額放大器
230．．．類比至數位轉換器
240．．．狀態信號產生單元
501．．．未老化I-V曲線
502．．．老化I-V曲線
503、504、505、506．．．電壓差
510．．．量測參考閘極電壓
511、512a、512b．．．電流
513、622．．．電壓
514、550、552、631．．．電壓偏移
602．．．線性編碼數值
603．．．補償電壓
611．．．目標信號
612．．．電流量測
621．．．電流
613．．．百分比電流
614．．．百分比效率
619．．．記憶體
626．．．方塊
628、633．．．操作
632．．．阿爾發數值
691．．．I-V曲線
692．．．相反I-V曲線
695．．．模型
701、702、703．．．軸
711．．．轉換曲線
712、713．．．步階
721、722．．．轉換曲線
1002．．．儲存電容
1011．．．匯流線
1012．．．薄片陰極
第1圖為實現本發明之顯示系統的方塊圖；
第2圖為第1圖之方塊圖的詳細版示意圖；
第3圖為第2圖用以操作量測電路的時序圖；
第4A圖為顯示Vth 偏移之老化及老化次像素的代表性I-V特性曲線圖；
第4B圖為顯示Vth 偏移及Voled 偏移之老化及老化次像素的代表性I-V特性曲線圖；
第5A圖為第1圖補償器的高階資料流圖式；
第5B圖為補償器的第一部分(二部份中)之詳細資料流圖式；
第5C圖為補償器的第二部分(二部份中)之詳細資料流圖式；
第6圖為區域轉換單元及補償器的效應之瓊絲圖表示；
第7圖為顯示隨時間之補償量測頻率的代表圖式；
第8圖為顯示當作百分比電流函數之百分比效率的代表圖式；
第9圖為依據本發明次像素的詳細示意圖；
第10圖為改善隨時間變化之OLED電壓的曲線圖；以及
第11圖為顯示OLED效率、OLED老化及OLED驅動電流密度之間關係的曲線圖。
10．．．系統
11．．．非線性輸入信號
12．．．轉換器
13．．．補償器
14．．．源極驅動器
15．．．EL次像素
16．．．電流量測電路

Claims (9)

  1. 一種提供驅動電晶體信號至電致發光(EL)次像素中驅動電晶體之閘極電極的裝置，包括：電致發光(EL)次像素，具有一含有一第一電極及一第二電極的EL發光體，且包括一含有一第一供電電極、一第二供電電極及一閘極電極的驅動電晶體，該驅動電晶體的該第二供電電極係電氣連接至該EL發光體的該第一電極，用以施加電流至該EL發光體；一第一電壓供應器，電氣連接至該驅動電晶體的該第一供電電極；一第二電壓供應器，電氣連接至該EL發光體的該第二電極；一測試電壓源，電氣連接至該驅動電晶體的該閘極電極；一電壓控制器，用以控制該第一電壓供應器、該第二電壓供應器及該測試電壓源的電壓，以操作該驅動電晶體在一線性區；一量測電路，用以在不同時間量測流過該驅動電晶體的該第一電壓供應器及第該二電壓供應器的電流，以提供一狀態信號，代表該驅動電晶體及該EL發光體之特性的變動，係該驅動電晶體及該EL發光體隨著時間操作而造成，該電流是在該驅動電晶體操作在該線性區時而被量測；一裝置，用以提供一線性編碼數值；一補償器，用以改變該線性編碼數值，以響應該狀態信號，以補償該驅動電晶體及該EL發光體之特性的變動；以及一源極驅動器，用以產生該驅動電晶體控制信號，以響應該改變的線性編碼數值，用以驅動該驅動電晶體的該閘極電極，其中該量測電路包括：一第一電流鏡，用以產生一鏡電流，是流過該第一及第二供電電極之驅動電流的函數，以及一第二電流鏡，用以施加一偏壓電流至該第一電流鏡，以降低該第一電流鏡的阻抗。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該EL發光體包括一有機發光二極體(OLED)發光體。
  3. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該驅動電晶體包括一低 溫多晶矽電晶體。
  4. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，進一步包括一開關，用以選擇性電氣連接該量測電路至流過該第一及第二供電電極的電流。
  5. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該量測電路進一步包括一電流至電壓轉換器及一裝置，該電流至電壓轉換器係響應於該鏡電流，用以產生一電壓信號，該裝置係響應於該電壓信號，用以提供該狀態信號至該補償器。
  6. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該驅動電晶體控制信號包括一電壓。
  7. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該量測電流小於一選擇臨界電流。
  8. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該量測電路進一步包括一記憶體，用以儲存一目標信號及一最近電流量測。
  9. 依據申請專利範圍第1項所述的裝置，其中該補償器進一步產生一變化的線性編碼數值，以響應該線性編碼數值以補償該驅動電晶體及該EL發光體之特性的變動。
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