TWI336572B - A joint channel estimation and data detection method for stbc/ofdm systems - Google Patents

Description

1336572 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於無線通訊之通道估計，特別是關於空時編 碼 /正交分頻多工系統（space-time block codes/orthogonal frequency division multiplexing)之通道脈衝響應估計方法 以及使用資料子載波（data subcarriers)和稀疏領航子載波 (sparse pilot subcarriers)來追縱高車行速度及大通道延遲 環境下通道變化的方法。 ®【先前技術】 現今行動通訊的發展已經邁向高資料傳輸率。然而， 在單載波系統下，高速傳輸的資料會因爲通道路徑延遲的 影響，造成傳送信號間的干擾（inter-symbol interference， IS I)，使得接收機的等化變複雜。目前各種使用正交多載 波（multicarrier)傳輸的系統，如正交分頻多工技術可以對 抗通道路徑延遲造成之ISI，而且因爲子載波間正交，故可 使頻譜運用更有效率。 一般而言，當高傳輸率的信號經過多路徑通道到達接 收機之後，接收信號會因爲通道路徑延遲（path del ay)的關 係，造成符碼間干擾（I SI)的現象，而使通道等化變的複雜。 然而OFDM系統可以藉由拉長每一個子載波（subcarrier)所 傳送的符元期間（symbol duration)，使它大於通道最大的時 - 間延遲，並加入適當的保護區間（guard interval)，來克服 ISI 和 ICI(inter-carrier interference)的問題。 雖然使用多根天線分集技術可以提高系統效能，但在 1336572 行動通訊中，行動台（如手機）因爲功率以及體積和成本考 量，無法任意擴充接收天線數目來獲得性能改善，故1998 年10月Alamouti提出一個簡易的空時編碼（STBC)傳送分 集技術來提升系統效能。在Alamouti之論文中提到，使用 兩根傳送天線加上一根接收天線，能夠和最大比例接收機 結合（maximum ratio combining, MRC)具有同樣的分集階 數。而且這種方法可以容易的擴展到兩根傳送天線加上Μ 根接收天線的情形，且可以提供2Μ的分集階數（diversity order) 〇 惟，前述之空時編碼的技術僅適用於平坦衰減通道 (flat fading channel)而且常限制在室內具有很小通道延遲 的環境下使用。當在室外具有較大通道延遲的無線通訊環 境當中，則通道的同調頻寬（coherent bandwidth)變的比信 號頻寬小，所以通道具頻率選擇性（frequency selective); 然而Cyclic Prefix-OFDM系統可以藉由加大符元期間，使 得每一子通道呈現平坦衰減。 在行動通訊中，提高資料傳輸率來達到更好的語音品 質以及即時多媒體傳輸勢將必是未來行動服務之趨勢。基 於此原因，便有人結合STBC技術與OFDM系統，稱之爲 空時編碼之正交編碼之正交分頻多工系統，簡稱 STBC-0FDM。 在正交分頻多工系統之通道估計習知技術中，其可槪 分爲下列三個種類：（1 )領航（pilot)信號通道估計方法、（2) 資料決策回饋（data decision feedback)通道估計方法以及 1336572 (3)盲蔽（blind)通道估計方法。茲先列出與本案有關之 技術與文獻並於其後討論習知技術之優缺點： 1、習知技術 [A1] “正交分頻多工系統之頻道估計”，93年9月1 華民國專利公開第200417166號。 [A2] ”正交分頻多工傳輸複合天線系統之高都卜勒頻 估方法”，9 5年 7月 1曰中華民國專利公 200623747 號 ° [A3] “正交分頻多工系統中之通道估算方法及其裝置 年9月1曰中華民國專利公告第12 39179號。 [A4] “正交分頻多工信號之通道估測方法、接收方法 收器”，93年 10月 1日中華民國專利公 200420054 號 « [A 5 ] “Channel estimation in a communication syste 2006年2月7日美國專利公告第6996195號。 [A6] uPilot-aided channel estimation for OFDM in wireless system，” 2003 年 11 月 25 日美國專利 第 6654429 號》 [A 7 ] “Method and apparatus for channel estimation transmit diversity，’’ 2005 年 2 月 8 日美國專利 第 6853689 號》 [A 8 ] “Method and apparatus for channel estimatio】 multicarrier systems，’’ 2001 年 12 月 4 日美國 公告第63273 1 4號。 習知 曰中 道評 開第 ，，，94 及接 開第 m > ’’ 公告 with 公告 1 for 專利 [A 9 ] “Iterative maximum likelihood channel estimation and signal detection for OFDM systems，’’ 2006 年 4 月1 1日美國專利公告第70275 1 9號。 [A1 0] “Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems，” 2006 年 5 月 2 日美國 專利公告第7039004號。 [All] “Method and apparatus for channel estimation，’’ 2006年6月24日美國專利公告第6990061號。 2、其他已發表之文獻 [B 1] J. J. Vands Beek， O. Edfors， M. Sandell， S. K.

Wilson， and P. O. Borjeson， “On channel estimation in OFDM systems， 55 in Proc. 45th IEEE on Vehicular Technology Conference > July 1 995 ， pp. 8 15-819.

[B2] J. J. Vands Beek > 0. Edfors， M. Sandell > S . K.

Wilson， and P . O . Borjeson， “OFDM channel estimation with singular value decomposition > ’’ in Proc. 4 6th IEEE Vehicular Technology Conf. > April 1996 ， pp. 923-927.

[B 3 ] Y. Li， L. J. Cimini > Jr. and N. R. Sollenberger， “Robust channel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels，” IEEE Trans. on Comm. 1 vo 1. 4 6 > no. 7 > July 1 998.

[B4] Kyung Seung Ahn and Heung Ki Baik* “Training-based channel estimation and equalization for space-time block-coded systems over frequency-selective fading [B5] [B6] [B7] [B8] [B9] channels ， ^ in Proc. 60th IEEE Vehicular Technology Conf.，Sept. 2004 > pp. 1748-1752. Y. Gong and K. B. Letaief * “Low complexity channel estimation for space-time coded wideband OFDM systems， ” IEEE Trans, Wireless Commun,， vol. 2， no. 5， pp. 876-882， Sept. 2003. K.F. Lee and D . B. Williams j “A multirate pilot-symbol-assisted channel estimator for OFDM transmitter diversity systems ， ’’ in Proc. Acoustics ， Speech， and Signal Processing * ICASSP， 2001 ， May 200 1， pp. 2409-24 1 2. Jianxin Guo， Darning Wang and Chongsen Ran * “Simple channel estimator for STBC-based OFDM systems，，’ IEEE Electronics Letters， vol. 39， no. 5, pp. 445-447 , Mar. 2003. Meng-Lin Ku and Chia-Chi Huang， “A complementary codes pilot-based transmitter diversity technique for OFDM systems5 55 IEEE Trans. Wireless Commune vol· 5， no. 3 5 pp. 504-508， Mar. 2006. Y. Li， N. Seshadri， and S. Ariyavisitakul » “Channel estimation for OFDM systems with transmitter diversity in mobile wireless channels，” IEEE J. Select. Areas Commun. * vol. 17， no. 3， pp. 46 1-471* Mar. 1336572 [BIO] [Bll] [B12] [B13] [B14] [B15] 1 999. Y. Li， u Simplified channel estimation for OFDM systems with multiple transmit antennas， ” IEEE Trans. Wireless Commun. > vo 1. 1， no . 1， pp . 67-75, Jan. 2002 H. Minn， D. I. Kim and V. K. Bhargava » “A reduced complexity channel estimation for OFDM systems with transmit diversity in mobile wireless channels，” IEEE Trans. Commun.， vol. 50， no. 5 * pp. 799-807 > May 2002. M. Enescu and V. Koivunen， “Time-varying channel tracking for space-time block coding ， ’’ in Proc. 5 5th IEEE Vehicular Technology Conf. j May 2002 ， pp. 294-297. Kyung Seung Ahn and Heung Ki Baik » “Decision feedback detection for space-time block coding over time-selective fading channels，” in Proc. Personal ， Indoor and Mobile Radio Commun. » PIMRC ， 2003 ， Sept. 2003 * pp. 1983-1987. P . Stoica and G. Ganesan， “Space-time block-codes : trained， blind and semi-blind detection * ,5 in Proc. Acoustics 9 Speech， and Signal Processing r ICASSP * 2002， pp. 1 609-1 61 2. E. Beres and R. Adve > “Blind channel estimation for -10- 1336572 orthogonal STBC in MISO system，,5 in Proc. IEEE GLOBECOMO4 > Nov. 2004 > pp. 2323-2328. (1)關於領航信號通道估計方法： 習知技術[A1]到[A8]以及[B1]到[B11]中，係使用時域 的領航符元（pilot symbols)或頻域的領航子載波來估計通 道。而習知技術[A1]到[A3]、[B4]到[B8]以及[B10]中係設 計多輸入多輸出系統的領航信號傳輸方法，一般而言，領 航信號的傳送必須滿足奈奎斯取樣率（Nyquist sampling ® rate) ’亦即在時域所***的領航符元間隔必需小於或等於 通道同調時間（coherent time)的一半，在頻域所***的領航 子載波間隔必需小於或等於通道同調頻寬的一半，因此在 高車行速度和大覆蓋範圍（亦即通道延遲大）環境下，以領 航信號估計通道之方法通常會大幅降低資料傳輸速率，而 習知技術[A2]與[B8]中係將資料信號與領航信號同時傳 送，此方法不會減少頻寬使用之效率，但接收機需要使用 額外的干擾消除技術來得到通道估計。 此外’部分習知技術會用時域上的通道相關性如習知 技術[B1]、頻域上的通道相關性如習知技術[B2]或同時使 用時域及頻域通道相關性[A8]、[B3]、[BIO]、[B11]來降低 位元錯誤率，然而，在一般情況下通道相關性的統計特性 很難直接獲得’因此習知技術[A5]使用瞬間接收信號的多 • 重路徑（multipath)能量分布來取代使用通道統計特性， • 惟，此方法在高車行速度環境下會因通道變化太快而表現 不佳。此外’利用通道相關性之方法通常需要計算具有高 -11- 1336572 計算複雜度的反矩陣，而習知技術[ΒΙΟ]係設計特別領航信 號來避免計算反矩陣以簡化計算複雜度。 (2) 資料決策回饋通道估計方法： 在習知技術[A8]到[All]以及[B12]、[B13]中，係使用 決策資料來估計通道或追蹤通道變化。此方法通常具有較 高的頻寬使用效率，但會遭受到資料決策錯誤傳遞 (decision error propagation)問題以致於通道估計不準確， 尤其在高車行速度環境下，通道估計或追蹤更爲不準確。 而習知技術[A9]與[All]則使用遞迴式的最大相似度 (maximum 1 i k e 1 i h ο o d)通道估計和資訊偵測方法來達到通 道追蹤的目的，但此方法仍爲次佳化的方法，在高車行速 度環境下表現不好。而習知技術[B12]與[B13]中則提出三 種遞迴式的通道估計或追蹤方法，第一種方法爲Least Mean Square (LMS)方法，其具低複雜度但只適合在低車行 速度下使用，此外其收斂速度慢；第二種方法爲Recursive Least Square (RLS)方法，雖然其複雜度較LMS方法高，但 適合在較高車行速度環境下使用，收斂速度較LMS快；第 三種方法爲Kalman Filtering方法，雖然此方法具高複雜 度，但其位元錯誤率表現較佳，僅管如此，此三種方法仍 需要在固定時間內重新傳送領航信號以避免通道追蹤脫鎖 情形發生，領航信號的傳送將導致8%的頻寬使用效率損 失。 (3) 盲蔽通道估計方法： 習知技術[B 14]與[B 15]提出此方法，其通常不降低頻 -12- 1336572 寬使用效率’但位兀錯誤率表現較差。此外，在[B14]中該 方法的表現對於初始通道狀態非常敏感，而[B15]則需要利 用到信號的高階統計特性，通常會以一長時間接收信號來 估算其統計特性’但在高車行速度環境下，高階統計特性 會估算不準確以致於位元錯誤率表現差。 爲改善上述習知技術的缺點，本發明主要目的係提出 一種無線通訊之通道估計與資料偵測方法，特別是關於空 時編碼/正交分頻多工系統之通道脈衝響應估計方法，以及 使用資料子載波和稀疏領航子載波來追蹤高車行速度及大 通道延遲環境下之通道變化，以提高通道估計之準確性的 方法。 本發明之另一目的係以合倂通道估計及資料偵測之最 佳化方法爲基礎’利用資料子載波以及稀疏領航子載波來 追蹤高速行動環境下之通道變化。 本發明之再一目的係本發明在通道延遲大的環境下亦 可有良好的效能表現。 本發明之另一目的係利用正交分頻多工符元內的稀疏 領航子載波來計算第一次遞迴的搜尋方向向量，使得通道 估計更爲準確。 本發明之再一目的係提出一通道估計與資料偵測方 法，其若無上述之稀疏領航子載波仍可依本發明另一遞迴 演算法使得通道估計更爲準確。 【發明內容】 由於本發明可適用於正交分頻多工系統與具空時編碼 -13- 1336572 之正交分頻多工系統中，故在此先介紹此二個系統之領航 信號形式與其傳送封包之格式： 1、正交分頻多工系統： 一個時變寬頻傳輸信號的之通道脈衝響應模型可表示如 下： P-1 Ψ»τ]=Σαρ(^[Γ_τρ] (1) /7=0 其中Ρ是可解析之多重路徑數目，。是第Ρ路徑的延遲量， 是第Ρ路徑的通道增益。近似於一個高斯隨機程 序，因此複數信號之振幅是一瑞雷分佈。此外，我們假設 每一條路徑彼此間都不相關，其路徑增益可由Jake’s模型 來產生。若以頻域來看，通道頻率響應可以表示如下： H[t,k] = Yjap{t)o^{-j27±zpIK} (2)

p=Q 其中Λ爲子載波索引。 參照第la圖是正交分頻多工系統的示意圖。假設 2 = 丨及^ = 丨分別表示資料及領航子載波集合 且0u*/ = {〇，...,尺-1} = Ω，Ω爲總子載波集合，尤爲總子載波數， Μ爲集合元素數目。如第la圖所示，在第時序，|β|個QPSK 資料符元义(％]，和Μ個領航符元先被送到一 正交分頻多工調變器11、加上長度爲G.r的保護區間，再 由天線發射出去，其中T爲有用的符兀時間’ G爲保護區間 時間與有用的符元時間（useful symbol time)的比例。再參 照第lb圖，其爲正交分頻多工系統傳送封包的示意圖，其 中每個傳送封包均包含一個正交分頻多工符兀長度的前置 1336572 符元13來當做領航信號，其後緊接著£)個正交分頻多工資 料符元14。該領航信號定義於頻域爲义#]，々e Ω，然領航 信號之設計並不限定於此實例。假設時序與載波頻率同步 是完美，通道脈衝響應長度小於保護區間長度且通道在一 正交分頻資料符元間內不改變。在不失一般性下，我們省 略時間索引。如第la圖所示，在經過正交分頻多工解調 器12傅立葉轉換後，所接收到的資料信號可以表示如下： = Λ7 [A：] + jRQ[k] = H[k]X[k] + Z[k] (3) 其中，yfceQ，而Z[A：]爲不相關的白高斯雜訊，其均値爲零、 變異數爲σ〗。同樣地，在經過傅立葉轉換後，所接收到的 領航信號可以表示如下： Λ [)t] = R1 [k] + jRQ[k] = H[k]XP [k] + Z[k] f4x 2、空時編碼之正交分頻多工系統：

—個時變寬頻傳輸信號的二輸入—輸出（2ISO)之通道 脈衝響應模型可表示如第（1)式所示（第m發射天線到接收 -15- 1 其中m=l，2，而Ρ爲可解析之多重路徑數目，％是第ρ 路徑的延遲量是第P路徑的通道複數增益（complex gain)。前述之爲近似於—個高斯（Gaussian)隨機程 序，因此複數信號之振幅是—瑞雷分佈（Rayleigh distribution)。此外，假設每—條路徑彼此間都不相關，故 1336572 k 其複數路徑增益可由Jake’s模型來產生。因此若以頻域來 看’通道頻率響應可以表示如第（6)式所示： = Σ,αη p(t)e\p{-j2nkTm p /K} (6)

p=Q 其中k爲子載波索引。 參照第lc圖所示，其爲一個二輸入一輸出的空時編 碼/正交分頻多X系統的示意圖。假設0 = 及 分別表示資料及領航子載波集合，且 _ = ，其中Ω爲總子載波集合，K爲總子載波 數。在第i個時序時，2|切個QPSK資料符元，0[幻（其中 A：e0u{^ + 0})和2|·/|個領航符元£/(')[幻（其中^^^。{尺+乃）先被分 爲二個資料區塊’如下所示：（上述之I彳符號爲集合之元素 數目） X^[k] = d{i)[k] Χ^] = ά^ + Κ] (7) 其中ΑεΩ; [幻和/丨Ομ：]分別代表第一和第二資料區塊的第k • 個資料符元。接著本發明使用Alamouti所提出的2*2空時 方塊碼1來編碼二資料區塊如下，其中*爲該信號取共軛複 數： 最後，如第lc圖所示，將信號分別送到二個正交分頻多工 調變器2、加上長度爲G.r的保護區間，再分別由二根天線 發射出去’其中T爲有用的符元時間，G爲保護區間時間 與有用的符元時間的比例。 •16- 1336572 接著參照第Id圖所示，其爲傳送的封包示意圖，每個 • 傳送的封包包含二個正交分頻多工符元長度的領航信號， 其後緊接著D個正交分頻多工資料符元5。本發明係以長 度爲 K的互補碼（complementary codes)領航信號{/[«]}與 %[«]}當做前置符元（preainble)4爲例，然前置符元之設計並 不限定於此實例。而前置符元的傳送方式可以如下方式傳 送（參照習知技術[B 8]):在第一個符元時間，第一根和第二 根天線分別傳送信號{4«]}與{-巩《]};在第二個符元時間，第 • 一根和第二根天線分別傳送信號與假設 時序與載波頻率同步是完美，通道脈衝響應長度小於保護 區間長度且通道在二個連續正交分頻資料符元間不改變。 在不失一般性下，省略時間索引。如第lc圖所示，接收信 號在經過正交分頻多工解調器3傅立葉轉換後，連續二個 時間所接收到的信號可以表示如下：（其中（#和分別爲 信號W之實部和虛部） R, [k] = R； [k] + jRf [Λ] = //, [k]XF [k] + H2 [k]Xs [Λ] + Z, [^] • R2 [k] = R[ [k] + jRf [k] = -//, [k]X's [k] + H2 [k]X； [Λ] + Z2 [A:] 其中ΑεΩ，&⑷和Z2[A]爲不相關（uncorrelated)的白高斯雜 訊，其均値（mean)爲零、變異數（variance)爲erg。 針對頻率通道響應/U幻所提出的通道估計器爲MJ幻， 而該幻是由個複數弦波信號組合而成，可表示如下：

Mm[k] = Ml[k] + jMQm[k] = exp{- j2nkzmJ /κ] cos Κ + sin

K ” Σ /=〇

fin,., C〇S

2 也，,、 K ’2τάτπ (l 1336572 其中ZV/ +7凡.,和分別爲第π個通道之第/條路徑的複數 增益和延遲量。在不失一般性的假設下，假設通道延遲量 可以被領航信號所估計，且通道延遲量在一個封包傳送時 間內不改變。根據第（9)式與第（10)式，合倂通道估計與資 料偵測問題可表示最大相似性估計如下： /» - · \\Rt[k}-Mx[k]XF[k]-M2[k)Xs[kf }

{XP,X^,M,,M1) = aTg mm > , (1 1J

其中爲用於追蹤通道變化之資料子載波集合’ 其爲Q的子集合。故第（11)式可改寫如下： arg min min V ^ \Rx[k]-M,[k]XF[k)-M2[k]Xs[kf + |i?2 [λ:] + Μλ [k)X； [k] - M2 [k)X*F [kf 因此本發明可根據Alamouti的解碼演算法將第（12)式改寫 如下：{Κ，Μ2) =arg min V* I/?, [λ] - Μ, ^}Φ{χΡ [^]) - Μ2 [kmXs [Λ])|2 + \R2 [Λ] + Μ, [Λ]Φ* (Xs[k)) - Μ2 [^]Φ* {χ3 [^])f (13)

其中；^[Α：]和爲對應於八闵和&[幻之決策統計量’其可& 表示如下： %Fm = XFW + jXQF[k] = M；[k]Rt[k] + M2[k]R；[k]

XsW = ZsW + JxIlk] = M\{k}Rx[k]-Mx[m[[k] (14) 而函數Φ(^爲一般的二位元偵測器，若η爲一實數’當 時，Φ(；7) = +1 :當；7<〇時，φ(7) = -ι。若η爲一複數，貝U其實部 與虛部可以分別被偵測。最後，將第（14)式中的實部與@ 部分開，即可得到新的成本函數如下： -18- 1336572 j) = argmin/〇) (15) 其中/ω=Σ,€βΣ^Λ⑺且 少=〈气。，...，<^1,(/1-1)，°：2，。“.，气(/(2-丨)，久。，.”，成，(/1-1)，久，。"_，久(1<2-1)〉爲通道狀態資 訊向量，而 η.*ω=<[Λ]-<[*]Φα;^])+Λ^[Α：]φ(；^Μ)-<π]φ(；^[*】)+Λ^μ]Φα|[Α：]); ^..*ω-~Mi[kmxQF[k})--m\[α：]φ(^[Α:])_M^^x^k))： W2.k (y) = K ik] + Mi [^(Xs [^]) + [Wxs [^]) - M'2 [^Φ{χ'ρ [Λ:]) - Mf [k]〇izf [A:])； ^3*(y) = [^] - M，\ [^]φ(^5 [^]) + [Λ]Φ(^5[A：]) + M[[k^(xj[A：]) - Mf [^Φ{χ；[A：])- 本發明利用牛頓法（Newton’s method)來找第（15)式的極値 點，故半盲蔽式（semi-blind)通道估計法的遞迴公式可如下 式表示： 其中，f爲一個搜尋方向向量 可以表示爲 而ν是遞迴索引且^ = 1，···/ : Ρ爲最 大遞迴次數；乂爲常數且义》0 ; \爲汉單位矩陣；F(y)和 可⑺分別是’(y)的漢森（Hessian)矩陣和梯度（gradient)向 量。故可以計算漢森矩陣如下： 9ψα (戦厂總=也 j *说《=〇 (17) 假設= 0 (或= α )的發生機率爲零，則部分微分 如，〇以斗-1，可以計算如下： 3ψ〇,Μ _ 9ψ〇Μ dy, da -cos u

2nkrxjL K φ(/ρ[^])-δίηΙ \φ(χ^]) (18)

K 1336572 ⑺ 9y^hk(y) Qy, δα" __ _ s^2.k(y) dyt dau #3，*0) dWi,k{y) 办/ da\,i 其中部分微分 _#〇，Ay) d(X2,l _ 外u〇) 办ν' 3«2,Z 3ψι，Μ _ #2，“少) 5α2/ 、#u(y) aa2/ 部分微分( 8ψ〇，Μ #0,*〇) ^y^+i^+i ^l<k(y) QwxjXy) 9βυ dw2,k(y). ^Ψ2,Μ ^y^+i^+i 9βυ — COS cos -cos 一 COS 一 COS 一 cos COS sin ’2nkru \

K

Hxim) + sin \

K 1,/ \ r2nkTx l ^ v K j 2nkr φ(χ^])-ΒΪη ^{xQs[k})

K 1./

K 2nkr 2./ \ \

K φ(^[^])-δΐη

2nkr K

1L rh/^0 2nkx 2./ + sin

V 2nkr2J K 2^z^z*2 i K lnkr2 f φ(伽) ^ix'sW) 〇(^[^])+sin Φ{χ^])

K

2nkr 2.1 K

复[A：]) + sin 2nkr2 i

分微分，MM，可以計算如T 2nkt u

K 2τάτ 1./ K (Inkr,, \

K 2nkr,

+ COS + cos u

K (2nkrx κ v ^2nkr 、 m,/ mQF[k}) \

K φ(伽) (19)(20)(21)下：(22) (23) (24) (25) (26) (27) (28) -20 - 1336572 d^u(y) d¥iAy) 9βυ 其中部分微分 3ψ〇，Μ ^2J 外m〇) ^2^+^+/ 3βυ 9Ψι,Μ m ^21)+^+/ 外3，“少） dWiAy) 亨)φ(伽) 2nkt 27 Κ 27tkr 2./ 、Κ f2nkx

2J 2τάτ

+ COS Μ κ (29) 、Κ Ίτά,τ 2./

Wfew)+c〇i 27άτ 2,/ Κ Φ(/汹)-cos 27±:1J ①匕⑽) V κ / (30) (3 1) <E>fcm)-c〇S |Φ(伽） （32) Κ Ιτά,τ ^2^,+/,+/ 印 2,/ . . 此外，漢森矩陣可以計算如下 Κ Φ(^Μ)-Η —^ φ{ζ^)) (33)

K 〇〇 u少)+γ (少)3V„，*oo ^ΣΣ . Are© i/s〇 〇yι

^WuAy)^u,M ' Φ, dyj ' ^ ^ ^ dy^j cos(2^(ra(,.)Mi) - t〇U)MJ) )/K), ke® for (k + k')Lx + kL2 < ij l)Zj + (/c* + ^)L2 ,where k,k'= 0 or 1 0 , otherwise (34) 其中

Heaviside unit step函數；（(D))〃爲模N算術運算。 參照第2圖所示，其爲本發明半肓蔽式通道估計方法 之遞迴演算法，茲將此演算法分成6個步驟說明之： 步驟1(前置步驟21):將接收信號經過正交分頻多工 解調器後可得兩連續正交符元時間之互補碼領航前置符元 -21 - rI336572 之頻域信號瓦[幻和瓦[幻以及第i個時序之兩個連續正交分頻 • 多工資料符元Λ,(0μ]和。 步驟2:在初始階段，設定在行動無線環境中之預定 通道路徑數目义，利用互補碼領航前置符元來估計通道脈 衝響應，並利用此估計之通道脈衝響應來計算路徑選取集 合之。 步驟3:根據路徑選取集合心，來決定所選取之路徑數 目k及所選取之路徑的延遲量7^，並計算初始通道狀態資 • 訊向量以及計算漢森矩陣F » 其中本發明之初始步驟22包含步驟2與步驟3。 步驟4 :在追蹤階段，首先設定遞迴索引初始値v爲1， 以及設定最大遞迴次數爲7。 步驟5:計算搜尋方向向量g(i’v)=汗+沿2(1_,+1_2))-1^/〇^1))並更 新通道狀態資訊向量7(1>) = /―0 -g(i，v)。將遞迴索引値加1，若 遞迴索引値v小於或等於Γ，則重覆步驟5。 步驟6:將此時序所估計之通道狀態資訊做爲下〜時 ^ 序通道狀態資訊之初始値，即。 其中本發明之追蹤步驟23包含步驟4至步驟6° 在初始階段，可以使用一般的通道脈衝響應估計方法 來決定第（10)式中的參數4和、,與初始式第Ο6)式的通道 估計。本發明以互補碼領航信號爲例來初始通道估計，其 • 方法如下：（在此舉一可行實例，但本發明之通道初始方 . &並不限定於此方法） \ [n] = JDFT{P： im [k] + PB [k)R2 [k]} (35) h2 [n] = IDFT{-P； [k]Rt [k] + PA [k]R2 [k]} -22- 1336572 其中’瓦[幻和瓦㈨爲二個連續正交分頻多工符元時間所接收 到的互補碼領航信號：爲K點之反離散傅立葉轉換； Λ[幻和4[幻分別爲一對互補碼信號{4«]}和{β[/ϊ]}的頻域値。接 著本發明定義一個路徑選取集合 〜:在《 e Ω中’|ζ>]|爲最大〜個値卜{0，...，(G ·尤)_ 〇爲預定之可能 路徑數目；參數4爲所選取之路徑數目，其爲&中的元素 個數；而、爲所選取之路徑延遲量，其爲\中的元素値， P2./=〈eM:»eS2〉； ： p2g=〈^?[„]:„eS2〉。 在追蹤階段，於每個正交分頻多工符元時序中，我們 可以連續執行第（1 6)式以得到新的通道估計，最後，此時 序的通道估計値可以當做下一時序的通道估計初始値，即 严，〇)=严）。 前述所提之半盲蔽式通道估計方法，會隨著傳送封包 長度的增加而衰減，特別是在時域上嚴重的衰變環境下。 故本發明之另一個較佳通道估計方法爲以該半肓蔽式通道 估計方法爲基礎’而提出強健半肓蔽式（robust semi-blind) 通道估計方法。參照第3圖所示，此方法係利用正交分頻 多工符元內的稀疏領航子載波來計算第一次遞迴的搜尋方 向向量，使得通道估計更爲準確。其遞迴演算法步驟說明 如下： 步驟1(前置步驟31):將接收信號經過正交分頻多工 解調器後可得兩連續正交符元時間之互補碼領航前置符元 之頻域信號瓦[幻和尾[幻以及第/個時序之兩個連續正交分頻 -23 - 1336572 多工資料符元吧㈨和对他]。 4 步驟2:在初始階段，設定在彳了動無線環境中之預定 通道路徑數目 '，利用互補碼領航前置符元來估計通道脈 衝響應，並利用此估計之通道脈衝響應來計算路徑選取集 合之。 步驟3:根據路徑選取集合叉，來決定所選取之路徑數 目4及所選取之路徑的延遲量，並計算初始通道狀態資 訊向量yw以及計算漢森矩陣f。 • 其中本發明之初始步驟32包含步驟2與步驟3。 步驟4 :在追蹤階段，首先設定遞迴索引初始値”爲i， 以及設定最大遞迴次數爲厂。 步驟5 :若遞迴索引値v爲1，則利用稀疏領航子載波 計算通道狀態資訊先m，並計算一個利用稀疏領航子載波 所求得之搜尋方向向量Ψ，再利用式（3 9)計算搜尋方向向量 f) ⑴ +(1 —+ 。若遞迴索弓| 値不等於 1 , 則計算搜尋方向向量〆'’v) yF + AI^+^^V/O^-O)。 _ 步驟6 :更新通道狀態資訊向量/4=/㈣-#v)。將遞迴 索引値v加卜若遞迴索引値v小於或等於F，則重覆步驟5。 步驟7:將此時序所估計之通道狀態資訊做爲下一時 序通道狀態資訊之初始値，即严⑼=/%。 其中本發明之追蹤步驟33包含步驟4至步驟7。 在第/個時序中，本發明利用領航子載波來估計第m個通道 頻率響應片& e «/如下： • H, [k] = (XF [^] - Xs [k]R2 [k]) i{Xl [k] + [k]) (36) H2 [k] = (Xs [k] - [k)R2 [^]) /(X2f [k] + X2S [k]) -24 - 1336572 從第（10)式以及第（36)式，其可以定義一個最大相似性 函數九丨，/?„。，久九_丨）如下表示：

k€J α„., cos(·^7™，' Κ )+ sin(- .2τάτπ Κ Λ( Ιτάίτ 2nkrmJ, βη,,ι cos(—- am l sin(— (37)

所以函數又的部分微分，在} = /'七)時的 値可以計算如下： Ι\ (38) 其中 户义。)”.且 ; H,„=〈//„,[A：]:kJ〉且Ml：-'U〈〇]:kJ〉，意即第Μ個時序的最後遞 迴之通道估計値。從式（3 8 )，我們可以得到一個利用稀疏 領航子載波所求得之搜尋方向向量Ψ =⑹乂。 本發明所提之強健半盲蔽式通道估計方法的遞迴演算 法’與半肓蔽式通道估計方法的遞迴演算法不同的是，將 第一次的遞迴搜尋方向（在第f個時序）修改成下式： = μ^) + (1 _ μ){Ρ + A/2(ii+ti))-' m/m) (39) 广+厂+以叫叫爲一個步階（Step size ) ; μ爲權 重因子（weighting factor)，其介於步階γ可使得捜 -25-

的整數，而1口」爲 [B8]所述，〜個 以爲〇、4或8。 1336572 尋方向/^(,)的向量長度和l(/r 利用調整因子（tuning factor) f來調整的， 向汁(ί)將使得本發明之強健半盲蔽式通道估 的方向收敛，特別是在通道變化大的環境下 【實施方式】 在此，本發明使用電腦模擬二種通道環 明之通道估計方法，其分別爲雙路徑衰減通 信聯盟(International Telecommunications l 定義之 Veh.-B六路徑衰減通道，並分別 120km/hr以及240km/hr的條件下模擬，進而 明在高車行速度及大通道延遲環境下之通道 而雙路徑衰減通道的路徑能量資訊爲： 中模擬條件爲：預設之可能路徑數目=2， 含有的正交分頻多工資料符元數目= 800，參 遞迴次數F = 5，調整因子f = 2以及權重因子

Veh.-B A路徑衰減通道的路徑能量資訊爲：. _10 ’ _25·2 ’ _16 (dB)且其中模擬條件爲：預 數目\=6’〜個封包中所含有的正交分頻多 目D = 800 ’參數Λ = 1〇，最大遞迴次數Γ = 5，; = 而用於追蹤通道變化之資料= 定爲 dZ = /.2'/or/ = 0，l...，L(|2|-l)/2Sflj，其中〜爲 floor函數。領航互補碼信號 正交分頻多工符元的領航子 此外，其他相關系統模擬參 樣大，並可再 C小。故搜尋方 計方法向正確 〇 境來驗證所發 道以及國際電 J n i ο η，I T U )所 在車行速度爲 可比較出本發 估計準確性。 0，0(dB)且其 一個封包中所 :數A = 10，最大 ‘芦=1。此外， -2.5 ' 0 ' -12.8 > 設之可能路徑 工資料符元數 竜整因子f = 2， =載波集合Θ設 等於或大於〇 如同習知技術 載波數目Μ可 數與條件可參 -26- 1336572 照第8圖所示。 請參照第4圖和第5圖之模擬結果，其可以發現當 M=8或M=4、車行速度爲i2〇km/hr以及在錯誤率爲10_3時， 強健半盲蔽式通道估計方法在第4圖之雙路徑衰減通道 及第5圖之Veh.-B六路徑衰減通道分別比理想通道估計 在位元信號能量對雜訊功率頻譜密度比（I)之表現上只 差 0.5dB 和 0.7dB。 $ 而當車行速度爲120km/hr且在錯誤率爲1〇_3時，半盲 蔽式通道估計方法在第4圖之雙路徑衰減通道及第5圖之 V eh.-B六路徑衰減通道下，分別比強健半盲蔽式通道估計 方法在位元信號能量對雜訊功率頻譜密度比之表現上差 2.2dB 和 〇.5dB。 此外’再參照第6圖所示，其爲半盲蔽式通道估計與 強健半盲蔽式通道估計在雙路徑衰變通道下之位元錯誤 率’當車行速度爲24〇km/hr且錯誤率爲ΗΓ3時，可看出強 φ 健半盲蔽式通道估計方法在雙路徑衰減通道下比理想通道 估計在位元信號能量對雜訊功率頻譜密度比之表現上差 2dB 〇 另參照第7圖所示，其爲半盲蔽式通道估計與強健半 盲蔽式通道估計在Veh.-B六路徑衰變通道下之位元錯誤 率’當車行速度爲24〇km/hr且錯誤率爲1〇_3時，領航子載 •波數目爲|/| = 4的情形所需的位元信號能量對雜訊功率頻譜 • 密度比較領航子載波數目爲Μ = 8的情形所需的位元信號能 量對雜訊功率頻譜密度比高0.5 dB。 -27- 1336572 最後’由模擬結果中可以觀察到本發明之強健半盲蔽 式通道估計方法在高車行速度（如240km/hr)下，相較於半 盲蔽式通道估計方法而言，其具有良好的系統效能表現。 惟以上所述者’僅爲本發明之較佳實施例，當無法據 此限定本發明之實施範圍，而所屬技術領域中具有通常知 識者依據本發明申請專利範圍及發明說明書內容所作之修 飾與變化，皆應屬於本發明專利涵蓋之範圍。 【圖式簡單說明】 第la圖爲正交分頻多工系統。 第lb圖爲正交分頻多工系統傳送的封包格式。 第lc圖爲空時編碼/正交分頻多工系統。 第Id圖爲空時編碼/正交分頻多工系統傳送封包格式。 第2圖爲半肓蔽式通道估計方法的遞迴演算法。 第3圖爲一強健半盲蔽式通道估計方法的遞迴演算 法。

I 第4圖爲半肓蔽式通道估計與強健半盲蔽式通道估計 在雙路徑衰變通道且車行速度爲l2〇km/hr下之位元錯誤 率。 第5圖係爲半肓蔽式通道估計與強健半盲蔽式通道估 計在Veh.-B六路徑衰變通道且車行速度爲120km/hr下之 位元錯誤率。 第6圖爲半肓蔽式通道估計與強健半肓蔽式通道估計 在雙路徑衰變通道且車行速度爲240km/hr下之位元錯誤 率 〇 -28- 1336572 第7圖係爲半盲蔽式通道估計與強健半肓蔽式通道估 計在Veh.-B六路徑衰變通道且車行速度爲240km/hr之情 況下之位元錯誤率模擬結果。 第8圖爲本發明系統模擬時之相關參數。 $ $元件符號說明】 空時方塊碼編碼器 11 正交分頻多工調變器

12 正交分頻多工解調器 碼領航前置符元 分頻多工資料符元 前置符元 步驟 步驟 步驟 4 互補 5 ' 1 4 正交 13 領航 2 1、3 1 前置 22 ' 32 初始 23 ' 33 追蹤

-29-

Claims (1)

1336572 十、申請專利範圍： ι_ 一種用於空時編碼/正交分頻多工系統中合倂通道估計 與資料偵測之方法，其包含下列步驟： 一前置步驟，將接收信號經過正交分頻多工解調器後， 取得兩連續正交符元時間之互補碼領航前置符元之頻 域信號瓦[幻和尾m與第i個時序之兩個連續正交分頻多 工資料符元处W]和对如]; 一初始步驟’設定預定通道路徑數目'，利用互補碼領 航前置符元估計通道脈衝響應，並利用此估計之通道 脈衝響應來計算路徑選取集合心，且依該集合來決定 所選取之路徑數目k及所選取之路徑延遲量，並計 算初始通道狀態資訊向量ym與漢森矩陣f ;以及 一追蹤步驟’先設定遞迴索引初始値v爲1並設定最大遞 迴次數爲F，再計算搜尋方向向量並更新通道狀態資訊 向量yw =严v_i)-f) ’將遞迴索引値加1 ’若遞迴索引値 V小於或等於r ’則重新搜尋方向向量及更新通道狀態 資訊向量，最後將此時序所估計之通道狀態資訊做爲 下一時序通道狀態資訊之初始値，即y+1，°) = yf，K)。 2. 如申if專利範圍第1項之方法，其中該搜尋方向向量爲 容⑼=(F +；II2(L|+L2))-i▽/(/>-丨>)。 3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該追蹤步驟係使用 牛頓法來求出成本函數的極値點。 4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該追蹤步驟於每個 正交分頻多工符元時序中可利用連續執行:严叫—容㈣ -30- 1336572 以得到新的通道估計’其中容(|>>爲一個搜尋方向向量。 5. —種用於空時編碼/正交分頻多工系統中合倂通道估計與 資料偵測之方法，其包含下列步驟： 一前置步驟’將接收信號經過正交分頻多工解調器後， 取得兩連續正交符元時間之互補碼領航前置符元之頻 域信號瓦[幻和尾㈨與第i個時序之兩個連續正交分頻多 工資料符元冲> [幻和巧，]; 一初始步驟’設定預定通道路徑數目7V〆利用互補碼領 航前置符元估計通道脈衝響應，並利用此估計之通道 脈衝響應來計算路徑選取集合心，且依該集合來決定 所選取之路徑數目1„及所選取之路徑延遲量、，，並計 算初始通道狀態資訊向量與漢森（Hessian)矩陣F ; 以及 一追蹤步驟，先設定遞迴索引初始値v爲1並設定最大遞 迴次數爲F，若遞迴索引値v爲1 ，則利用稀疏領航子 載波計算通狀態資訊片JA:]，並利用稀疏領航子載波求 得搜尋方向向量Ψ，並計算出搜尋方向向量 g⑼^冲⑺+^ 一从尸+ ▽八严力，若遞迴索引値不等於 1時’則計算搜尋方向向量产)=(? +刀2〇^2))—1^/(/1>-|))，接 著更新通道狀態資訊向量严10 =/·ν—υ -^v)，然後遞迴索引 値v加1，若遞迴索引値v小於或等於F時，則重新求搜 尋方向向量，最後將此時序所估計之通道狀態資訊做 爲下〜時序通道狀態資訊之初始値，即〆'叫=/ΛΚ)。 6·如申請專利範圍第5項之方法，其中該追蹤步驟之頻域 -31- 1336572 響應係以數個複數弦波合成。 7. 如申請如申請專利範圍第5項之方法，其中該追蹤步驟 之通道估計係使用牛頓法及資料子載波來達到合倂通道 估計及資料偵測之最佳化。 8. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該追蹤步驟中之搜 尋方向向量係利用稀疏領航子載波所形成之最大相似性 函數之一階部分微分方向向量，來做爲其追蹤通道變化 方向之參考。 9. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該追蹤步驟中之通 道估計方法係利用正交分頻多工符元內的稀疏領航子載 波來計算第一個遞迴的搜尋方向向量。 10. —種用於正交分頻多工系統中合倂通道估計與資料偵測 之方法，其包含下列步驟： 一前置步驟，將接收信號經過正交分頻多工解調器後， 取得一正交符元時間之領航前置符元之頻域信號瓦[Λ] 與第i個時序之正交分頻多工資料符元，[幻； —初始步驟，設定預定通道路徑數目利用領航前置 符π估計通道脈衝響應，並利用此估計之通道脈衝響 應來計算路徑選取集合S，且依該集合來決定所選取之 路徑數目L及所選取之路徑延遲量r,，並計算初始通道 狀態資訊向量與漢森（Hessian)矩陣F ;以及 —追蹤步驟，先設定遞迴索引初始値v爲1並設定最大遞 迴次數爲再計算搜尋方向向量並更新通道狀態資訊 向量严v> =严v_l)-g('，v)，將遞迴索引値加1，若遞迴索引値 -32- 1336572 V小於或等於則重新搜尋方向向量及更新通道狀態 資訊向量，最後將此時序所估計之通道狀態資訊做爲 下—時序通道狀態資訊之初始値，即㈣，。> 。 11. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該搜尋方向向量爲 12. 如申請專利範圍第1〇項之方法，其中該追蹤步驟係使用 牛頓法來求出成本函數的極値點。 13. 如申請專利範圍第10項之方法’其中該追蹤步驟於每個 正交分頻多工符元時序中可利用連續執行yw ―尽⑼ 以得到新的通道估計，其中gav)爲一個搜尋方向向量。 J 4 .一種用於正交分頻多工系統中合併通道估計與資料偵測 之方法，其包含下列步驟： 一前置步驟，將接收信號經過正交分頻多工解調器後， 取得一正交符兀時間之互補碼領航前置符元之頻域信 號可々]與第1個時序之兩個連續正交分頻多工資料符元 一初始步驟，設定預定通道路徑數目 '，利用領航前置 符元估計通道脈衝響應，並利用此估計之通道脈衝響 應來計算路徑選取集合S，且依該集合來決定所選取之 路徑數目L及所選取之路徑延遲量7/，並計算初始通道 狀態資訊向量少(u>)與漢森（Hessian)矩陣F ;以及 一追蹤步驟，先設定遞迴索引初始値v爲1並設定最大遞 迴次數爲7，若遞迴索引値v爲1 ，則利用稀疏領航子 ，載波計算通狀態資訊片[幻，並利用稀疏領航子載波求得 -33- 1336572 搜尋方向向量ψ，並計 ^(，，1) = μγν{ί) +(1- μ){Ρ + λΙ21γιW(yUfi)) * 時’則計算捜尋方向向量= 新通道狀態資訊向量/Λν) 加1 ，若遞迴索引値v小於或夸 方向向量，最後將此時序所估 下一時序通道狀態資訊之初始 1 5 .如申請專利範圍第1 4項之方法， 響應係以數個複數弦波合成。 1 6.如申請如申請專利範圍第1 4項之 之通道估計係使用牛頓法及資料 估計及資料偵測之最佳化。 1 7 .如申請專利範圍第1 4項之方法， 尋方向向量係利用稀疏領航子載 函數之一階部分微分方向向量， 方向之參考。 18.如申請專利範圍第14項之方法， 道估計方法係利用正交分頻多工 波來計算第一個遞迴的搜尋方向 算出搜尋方向向量 若遞迴索引値不等於1 iF+Wury/xy'，11—1))，接著更 ι(“ν)，然後遞迴索引値V I於F時，則重新求搜尋 計之通道狀態資訊做爲 値，即少(,+|，0)=少(,>)。 其中該追蹤步驟之頻域 L方法，其中該追縱步驟 子載波來達到合倂通道 其中該追蹤步驟中之搜 波所形成之最大可能性 來做爲其追蹤通道變化 其中該追蹤步驟中之通 符元內的稀疏領航子載 向量。 -34-