TWI320990B - Loading variation compensation circuit for a switching-mode power converter, and switching-mode power converter and conversion using the same - Google Patents

Description

1320990 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關一種切換式電源轉換器，特別是關於一 種切換式電源轉換器的負載變動補償電路。 【先前技術】 切換式電源轉換器可以達到以較小的尺寸及較佳的 效能產生受調節的輸出電壓。具有變壓器耦合 (transformer-coupled)架構的切換式電源轉換器，例如反馳 (flyback)轉換器與順向（forward)轉換器，其功率輸出端係 藉變壓器與功率輸入端隔離，而功率開關則位於變壓器的 一次側。脈寬調變（Pulse Width Modulation; PWM)是切換 式電源轉換器用來調節輸出電壓的一種方式，其係偵測輸 出電壓與參考值之間的差值，藉以決定功率開關的責任週 期（duty cycle)。 例如，考慮圖1所示的反驰轉換器100，來自交流電 壓源101提供的交流電壓VAC經電磁干擾（Electro-Magnetic Interference; EMI)濾波器 102 及橋式 整流器 (bridge rectifier) 104濾波及整流後得到具有漣波的直流輸 入電壓Vi，輕合至變壓器TX的一次側繞組（primary winding)Lp，功率開關SW與變壓器TX的一次側繞組Lp 串聯，控制器106輸出脈寬調變信號Vpwm切換功率開關 SW，以轉換輸入電壓Vi至變壓器TX的二次側產生輸出 電壓Vo。電阻R3與變壓器TX的一次側繞組Lp串聯，用 •以谓測一次側繞組電流Ip，進而控制脈寬調變信號vpwm •的時序(timing)。為了調節輸出電壓Vo,穩壓調整器ι10 及光輕合器（optical coupler) 108從變壓器TX的二次側取 - —迫授信號Vfb給控制器106，控制器106根據迴授信號

Vfb調節脈寬調變信號Vpwm的責任週期，因而穩定輸出 電壓V〇。 圖2顯示圖1中脈寬調變信號Vpwm、一次側繞組電 φ 流Ip及二次侧繞組電流Is的波形圖，其中波形200表示 脈寬調變信號Vpwm，波形202表示一次側繞組電流ip， 波形204表示二次側繞組電流Is❶在脈寬調變信號Vpwm 的責任期間（〇n_duty period)Ton，功率開關SW導通，一次 側繞組電流Ip從〇逐漸增加，一次側繞組Lp因此儲存能 量 • |LpxIPK2=ILp(^xTon)2=|x^xT〇n2 公式！ 其中’ Ipk為一次側繞組電流Ip的峰值(peak value)，Vi為 一次側繞組Lp上的跨壓。在脈寬調變信號Vpwm的非責 任期間（off-duty period)Toff，功率開關SW關閉，儲存在 — 一次側繞組Lp的能量傳遞到二次側繞組Ls，因此二次侧 繞組電流Is從峰值ISK逐漸減少到0。二極體D1用來整流 ’電容Co被充電產生輸出電壓Vo。在非責任期間T〇ff, 變壓器TX的二次側消耗能量 1320990

VoxIoxToff+Io2xRoxToff+IsxVfxToff 公式 2 其中，Io為輸出電流，大小等於二次側繞組電流Is的平均 值，Ro為二次側的輸出阻抗，Vf為二極體D1的順向偏壓 (forward voltage)。在公式2中，VoxIoxToff為負載得到的 能量，其餘則為二次側的耗損能量。 變壓器 TX的一次側另有輔助繞組（auxiliary winding)Laux，用來產生直流電壓VCC當作控制器106的 電源。實際上一次側繞組Lp儲存的能量係傳遞給二次側 繞組Ls及一次側的輔助繞組Laux，但是輔助繞組Laux 消耗的能量非常小，故可以忽略不計。讓公式1等於公式 2再除以Toff可得 公式3

又因為二次側繞組Ls上的跨壓 公式4 V2=Vo+I〇xRo+Vf 且電流1〇為電流Is的平均值，故可將電流1〇視為電流Is ，因此根據公式3及公式4可得 7 1320990 1 VI2 Torf 1 V2=Vo+I〇xRo+Vf=r-x1rrfY〇 公式 5 由公式5可知，當負載電流I〇因為負載增加而增加時，二 次側繞組Ls上的跨壓V2及輸出電壓Vo都將下降，反之 則上升。 在反驰轉換器100中，從變壓器TX的二次側取得輸 出電壓反饋信號（output voltage feedback signal)可以提供 * 精準的輸出電壓調節，卻必定增加控制系統的複雜度和成 本。改用一次側迴授電路取得輸出電壓反饋信號可以減少 控制系統的複雜度和成本，但是必定造成精準調節的困難 度提兩。美國專利公開號第2003/0128018號、第 2004/0052095號及第2〇〇6/〇〇5〇539號使用複雜的運算在 一次側迴授系統中’來達成精準的輸出電壓調節。但是這 技術〶要較大且較複雜的電路，會增加電路尺寸及成本 擊’對於許多精準度要求不高的應用*言並不合適。 【發明内容】 本發明的目的之―，在於提出一種切換式電源轉換器 .的負載變動補償電路’其具有低成本的優勢。 ’ 換式電源轉換器的負載變動補償電路，用 來孤視誤差化號’在該誤差信號達到該一臨界值時，調 整輸出電壓反饋信號對一輸出電塵偵測信號的比例，該 誤差㈣及一脈寬調變信號因而改變，使該電源轉換器之 8 1320990 輸出電壓能穩定在預定之變動範圍内。 【實施方式】 圖3顯示應用本發明的第一實施例，在反馳轉換器300 中，來自交流電壓源302提供的交流電壓VAC經EMI濾波 器304及橋式整流器306產生具有漣波的直流輸入電壓Vi ，耦合至變壓器TX的一次側繞組Lp，功率開關SW與變 壓器TX的一次側繞組Lp串聯，PWM產生器314產生脈 寬調變信號Vpwm切換功率開關SW，將輸入電壓Vi轉換 為輸出電壓Vo。 輔助繞組Laux在變壓器TX的一次側用來偵測二次側 的輸出電壓Vo，其繞組電流Iaux經二極體D2整流，對電 容C1充電產生偵測信號VD。如前所述，使用一次側的輔 助繞組Laux來偵測輸出電壓Vo是習知技術。輔助繞組 Laux上的跨壓 V3=Vf2+VD 公式 6 其中，電壓Vf2為二極體D2的順向偏壓。假設繞組Lp、 Ls及Laux的匝數比為nl : n2 : n3，則二次側繞組電壓 V2=(n2/n3)xV3=NxV3 公式 7 其中，N為二次侧繞組Ls對輔助繞組Laux的匝數比。電 9 1320990 .阻R1及R2組成的分壓器對偵測信號VD分壓產生輸出電 壓反饋信號 VEl=VDx[R2/(Rl+R2)] 公式 8 ' 誤差放大器312的反相輸入端耦合輸出電壓反饋信號VE1 ，非反相輸入端耦合參考信號VREF1，誤差放大器312放 大二者的差值產生誤差信號COMP。電阻R6與一次側繞 ® 組Lp串聯，偵測一次側繞組電流Ip產生電流偵測信號CS ，PWM產生器314根據電流偵測信號CS及誤差信號 COMP決定脈寬調變信號Vpwm的時序與責任週期。使用 PWM產生器314根據電流偵測信號CS及誤差信號COMP 產生脈寬調變信號Vpwm也是習知技術。 負載變動補償電路310監視誤差信號COMP以調整該 輸出電壓反饋信號VE1對該偵測信號VD的比例。在負載 φ 變動補償電路310中，電阻R3及電晶體3104串聯在誤差 放大器312的反相輸入端VE1及接地GND之間，電阻R5 及電晶體3106串聯在比較器3102的反相輸入端及接地 GND之間，電阻R4耦合在電壓VR2與比較器3102的反 • 相輸入端之間，比較器3102的非反相輸入端耦合誤差信 - 號COMP，比較器3102藉由比較誤差信號COMP及其反 相輸入端上的臨界信號VREF2以導通或關閉電晶體3104 及 3106 。 公式8可改寫為 1320990 VD=VElx[l+(Rl/R2)] 公式 9 由於經負迴授穩定後，輸出電壓反饋信號VE1將等於參考 信號VREF1，因此可得 VD=VREF1X [ 1 +(R 1 /R2)] 公式 10 * 圖4顯示圖3中轉換器300的負載電流Ιο變化時輸出 電壓Vo及誤差信號COMP的波形圖，其中波形402表示 輸出電壓Vo，波形404表示誤差信號COMP。當負載上升 時，負載電流1〇上升，輸出電壓Vo下降，如波形402所 示，而電壓V2、偵測信號VD及輸出電壓反饋信號VE1 也都隨之下降，因而使得誤差信號COMP上升，如波形 404所示。在誤差信號COMP尚未高於臨界信號VREF2 φ 時，電晶體3104及3106為關閉狀態，此時臨界信號 VREF2=VR2 公式 11 • 當負載電流1〇上升至1〇2時，誤差信號COMP超越臨界 - 信號VREF2，比較器3102因輸出端轉態而導通電晶體 3104及3106，造成電阻R3與電阻R2並聯，因此輸出電 壓反饋信號變成 11 1320990 VE1 = VD x [(R2//R3 )/(R 1 +(R2//R3))] 公式 12 其中，R2//R3表示電阻R2及R3並聯的等效電阻值。因 此，在電晶體3104導通後，造成輸出電壓反饋信號VE1 短暫性微小降低，進而導致誤差信號COMP微小升高，如 波形404所示，脈寬調變產生器314偵測該誤差信號COMP 微小升高後，則提高該脈寬調變信號Vpwm的責任週期， 二次側繞組電壓V2隨即提升，根據公式5，輸出電壓Vo 也因而提升。 從另一方面來看，經負迴授穩定後，輸出電壓反饋信號 VE1將回到VREF1的準位，此時公式10變成 VD = VREFlx[l+(Rl/(R2//R3))] 公式 13 從公式13可知，偵測信號VD也因電阻R2及R3的並聯 φ 而上升至較高的值。假設二極體D1及D2具有相同的順向 偏壓，即Vf=Vf2，根據公式5、公式6及公式7可得

Vo=VDxN+(N-l)Vf-I〇xRo 公式 14 - 由公式14可知，當負載電流1〇增加時輸出電壓Vo將減 小。參照圖4，當負載電流1〇由1〇0上升至1〇2時，輸出 電壓Vo下降AV，如上所述，因電阻R2及R3並聯，V2 提升，而讓偵測信號VD也上升，導致輸出電壓Vo上升ΔΥ 12 1320990 抵消因負載電流I〇增加所造成的下降。將公式13減去公 式10可得偵測信號VD的變化量 △VD=VREFlx(Rl/R3) 公式 15 由公式15得知，偵測信號VD的變化量AVD與電阻R1 及R3以及參考信號VREF1有關，因此可以藉由選取適當 的電阻R1及R3以及參考信號VREF1使公式16中的 VDxN完全抵消IoxRo造成的衰減，使該電源轉換器之輸 出電壓Vo能穩定在預定之變動範圍Δν之内。 當負載電流1〇減少時，例如由1〇3降至Ιο 1，由於先 前已導通電晶體3106，故此時比較器3102的反相輸入端 的臨界信號 VREF2=VR2 x [R5/(R4+R5)] 公式 16 小於先前的臨界值VR2。當負載電流Ιο降至1〇2時，比較 器3102的輸出並沒有轉態，而要等負載電流1〇再下降至 1〇1時，誤差信號COMP才會小於臨界信號VREF2，造成 比較器3102的輸出再轉態使電晶體3104及3106關閉， 因而導致誤差信號COMP及輸出電壓Vo微小下降，自此 ，臨界信號VREF2又回復為VR2 .，而偵測信號VD也回 復如公式12所示。此磁滯（hysteresis)設計可以避免雜訊干 擾，進一步優化性能。 13 在此實施例中，為了方便爷 載補償單元，實際上，負載：：月及理解’只顯示-個負 多個負载補補償電路训可以包括更 大器^ 母貞制償 大器312的反相輸入端VE卜且自耦合至誤差放 信號具有不同的臨界值，例如，第㈤、補償單^的臨界 考電壓為VR2H個㈣ 負_償單元的參 ，如此，如同圖4的波形4:=早:二參 到第一個負制償單元的參考電4^號 COMP精微拉高，在誤差信號c〇Mp ' 單元的參考電壓VR3時，誤差Μ 個負載_ 南，依此類推’每當誤差信號C0MP相―個負載補償單 兀的臨界值時，都將使誤差信號C0MP稍微拉高。反之， 在誤差信號COMP減小的過財，也是依序觸發不同的負 載補償單元，而稍微拉低誤差信號COMP。 圖5顯示本發明的第二實施例，在反馳轉換器5〇〇中 ，除了負載變動補償電路510以外，其他元件與圖3所示 相同，不再贅述。負載變動補償電路51〇監視誤差信號 COMP以調整該輸出電壓反饋信號VE1對該债測信號vD 的比例。在負載變動補償電路510中，電晶體5104及電 阻R3串聯在誤差放大器512的反相輸入端VE1及接地 GND之間，電阻R4與齊納二極體D3串聯在誤差放大器 512的輸出COMP及接地GND之間’運算放大器5102的 非反相輸入端耦合齊納二極體D3的陽極，其反相輸入端 耦合電阻R3，其輸出端產生控制信號給電晶體5104的閘 1320990 極。齊納.二極體D3在此作為一偏壓元件，本發明之偏壓 元件並不偈限為齊納二極體。 圖6顯示圖5中輸出電壓Vo及誤差信號COMP的波 形圖，其中波形602表示誤差信號COMP，波形604表示 輸出電壓Vo。當負載上升時，負載電流1〇上升，輸出電 壓Vo下降，如波形604所示，二次側繞組Ls上的跨壓 V2、偵測信號VD及輸出電壓反饋信號VE1也都隨之下降 ，因而使得誤差信號COMP上升，如波形602所示。當誤 差信號COMP大於齊納二極體D3的崩潰電壓VZ時，運 算放大器5102的非反相輸入端之電壓Vl=COMP-VZ，運 算放大器5102因而導通電晶體5104，根據負迴授之虛短 路(virtual short)原理，運算放大器5102的反相輸入端之電 壓將等於VI之電壓，因此流經電阻R3之電流IR3為 IR3=(COMP-VZ)/R3 公式 17 由於崩潰電壓VZ為定值，因此電流IR3的變化量正比於 誤差信號COMP的變化量。如同第一實施例之推導，本實 施例之偵測信號VD在電晶體5104關閉時可表示為如公式 9所示，偵測信號VD在電晶體5104導通時可表示為 VD=VE1 X [ 1 +(R 1 /R2)]+IR3 x R1 公式 18 將公式17代入公式18後，可得 15 1320990 VD=VElx[l+(Rl/R2)]+[(COMP-VZ)/R3]xRl 公式 19 將公式19減去公式9可得偵測信號VD在電晶體5104導 通前後的變化量 ΔVD=(R 1 /R3)X(COMP-VZ) 公式 20 從公式20可知，偵測信號VD的變化量AVD與誤差信號 ® COMP成正比。再根據公式14，偵測信號VD的增加可以 抵消輸出電壓Vo因負載電流1〇所造成的衰減，又因誤差 信號COMP正比於負載電流1〇，因此，適當地選取電阻 R1及R3可以使輸出電壓Vo保持在一穩定值，如波形604 所示。 在本發明的第二實施例中，當電晶體5104導通後， 該偵測信號VD對該輸出電壓反饋信號VE1的比例可由公 φ 式19進一步推導為 [l+(Rl/R2)]+[(COMP-VZ)/R3]x[Rl/VREFl]，因誤差信號 COMP正比於負載電流1〇，因此該輸出電壓反饋信號VE1 對該偵測信號VD的比例係一變動值，若負載電流1〇持續 • 增加’適當地選取電阻R1及R3可以使輸出電壓Vo保持 -+ 在一穩定值。 如以上的實施例所揭示的，本發明的負載變動補償電 路及方法只運用了少數的元件及簡單的電路，在誤差信號 COMP達到臨界值時調整該輸出電壓反饋信號VE1對該偵 16 1320990

測信號VD的比例，該誤差信號COMP因而改變，該PWM 產生器314再根據該誤差信號COMP之變化調整該脈寬調 變信號Vpwm，使該電源轉換器之輸出電壓Vo能穩定在預 定之變動範圍之内。 17 1320990 【圖式簡單說明】 圖1係習知的反驰轉換器； 圖2顯示圖1中脈寬調變信號、一次側繞組電流及二 次侧繞組電流的波形圖， 圖3顯示應用本發明的第一實施例； 圖4顯示圖3中的轉換器在負載變化時，負載電流、 輸出電壓及誤差信號的波形圖； 圖5顯示應用本發明的第二實施例；以及 圖6顯示圖5中的轉換器在負載變化時，負載電流、 輸出電壓及誤差信號的波形圖。 【主要元件符號說明】 100 反驰轉換器 101 交流電壓源 102 EMI濾波器 104 橋式整流器 106 控制器 108 光耦合器 110 穩壓調整器 200 脈寬調變信號的波形 202 一次側繞組電流的波形 204 二次側繞組電流的波形 300 反馳轉換器 302 交流電壓源 18 1320990 304 EMI濾波器 306 橋式整流器 310 負載變動補償電路 3102 比較器 3104 電晶體 3106 電晶體 312 誤差放大器 314 PWM產生器

402 輸出電壓的波形 404 誤差信號的波形 500 反馳轉換器 510 負載變動補償電路 5102 運算放大器 5104 電晶體 602 誤差信號的波形

604 輸出電壓的波形

Claims (1)

1. 十、申請專利範圍： 1. 一種切換式電源轉換器的負載變動補償電路，該 切換式電源轉換器包含一誤差放大器’其具有一第一輸入 耦合一輸出電壓反饋信號，以及一第二輸入耦合一參考信 號’以將該二者之間的差值放大而產生一誤差信號，供一 脈寬調變產生器決定一脈寬調變信號’用來調節一輸出電 壓’該輸出電壓反饋信號係從一偵測信號依照一比例產生 g ’該負載變動補償電路包括： 至少一負載補償單元，每一該負載補償單元包含： 一開關； 一比較器’其具有一第三輸入耦合該誤差信號，以 及一第四輸入耦合一相對應之臨界信號，以比 較該二者而決定一控制信號，用以開啟或關閉 該開關；以及 一電阻’在該開關導通時，該電阻被用來改變該比 • 例； 其中母一該負載補償單元賴合之該臨界信號與其 他負載補償單元耦合之該臨界信號具有不同 的臨界值。 2. 如請求項丨之負載變動補償電路，其中該負載變 動補償單元更包含一臨界信號決定電路，提供一第一臨界 值或一第二臨界值作為該比較器之參考準位。 β 3· >請求項2之負載變動補償電路，其中該臨界信 喊決定電路包含： 20 1320990 一第二開關，受該控制信號控制而開啟或關閉；以及 一電阻分壓器，在該第二開關不導通時’該比較器之 參考準位為該第一臨界值，在該第二開關導通時， 透過該電阻分壓器之分壓，該比較器之參考準位為 該第二臨界值。 4· 一種切換式電源轉換器的負載變動補償電路，該 切換式電源轉換器包含一誤差放大器，其具有一第一輸入 • 輕合一輸出電壓反饋信號，以及一第二輸入耦合一參考信 號’以將該二者之間的差值放大而產生一誤差信號，供一 脈寬調變產生器決定一脈寬調變信號，用來調節一輸出電 壓’該輸出電壓反饋信號係從一偵測信號產生，該負载變 動補償電路包括： 一偏壓元件’具有二端，其一端耦接該誤差信號； 運鼻放大器，具有二輸入端，其一輸入端搞接該偏 壓元件之另一端； • 一開關，受控於該運算放大器之輸出端，在該誤差信 號大於該偏壓元件之偏壓時，該開關導通；以及 電阻，配置於該開關與接地之間，該電阻非接地之 一端耦接至該運算放大器之另一輸入端。 5. 如請求項4之負載變動補償電路，其中該輸出電 ' 壓反饋信號係從該偵測信號依照一比例產生，在該開關導 通時’流經該電阻之電流被用來改變該比例。 6. 如請求項4之負載變動補償電路，其中該偏壓元 件包括一齊納二極體。 21 7. 如請求項6之負载變動補償電路，更包括一第二 電阻配置於該齊納二極體與接地之間。 8. —種具有負載變動補償的切換式電源轉換器，包 含： 變壓器，其具有一次側繞組、二次側繞組以及一輔 助繞組，其中該辅助繞組用來反應該電源轉換器之 輸出電壓’輸出一偵測信號； 功率開關，與該一次側繞組串聯，該功率開關受一 脈寬調變信號切換； 一誤差放大器，比較一輸出電壓反饋信號及一參考信 號以產生一誤差信號，其中該輸出電壓反饋信號係 由該偵測信號依一比例產生； 脈寬調憂產生器，根據該誤差信號決定該脈寬調變 信號；以及 一負載變動補償電路，包含至少一負載補償單元，每 一該負載補償單元用來監視該誤差信號，在該誤差 信號達到該至少一負載補償單元相對應之臨界信號 的臨界值時，調整該輸出電壓反饋信號對該偵測信 號的比例，該誤差信號及該脈寬調變信號因而改變 ，使該電源轉換器之輸出電壓能穩定在預定之變動 範圍内。 9.如請求項8之切換式電源轉換器，其中該負載變 動補償單元包含： ' —比較器，用來比較該誤差信號與該臨界信號的臨界 22 值； . 一第二開關，根據該比較器之輸出信號決定導通或關 閉；以及 • 電阻，在該第二開關導通時，該電阻被用來調整該 • 輪出電壓反饋信號對該偵測信號的比例。 1(>·如請求項9之切換式電源轉換器，其中該負载變 值=彳員單元更包含一臨界信號決定電路，提供一第一臨界 % 2一第二臨界值作為該比較器之參考準位。 U.如請求項10之切換式電源轉換器，其中該臨界传 歲決定電路包含： ° 第二開關，根據該比較器之輸出信號決定導通或關 閉；以及 一電阻分壓器，在該第三開關不導通時，該比較器之 參考準位為該第一臨界值，在該第三開關導通時， 透過該電阻分壓器之分壓，該比較器之參考準位為 鲁 該第二臨界值。 12. 如請求項8之切換式電源轉換器，更包括： 一電容；以及 , 一整流器，介於該輔助繞組與該電容之間，用來對該 輔助繞組之感應電流整流； 其中，該經過整流的辅助繞組電流對該電容充電，因 而產生該偵測信號。 13. 如請求項8之切換式電源轉換器，更包括一電阻 分壓器，用來從該偵測信號產生該輸出電壓反饋信號。 23 14.如請求項8 動補償單元包含： 之切換式電源轉換器，其中該負載變 70件，具有二端，其一端耦接該誤差信號； 偏 一=另器::有二輸入端’其-輸，接該偏 第^開關’受控於該運算放大器之輸出端，在該誤 差信號大於額壓元件之偏壓時，該第二開關導通 ，以及

   電阻配置於該第二開關與接地之間，該電阻非接 地之-端耗接至該運算放大器之另一輸入端。 15·如請求項14之切換式電源轉換器，其中該負 動補償單元更包括H阻配置於該偏壓元件與接地 16.如請求項14之切換式電源轉換器，其中該偏壓元 件包括一齊納二極體。 •私一種具有負載變動補償的切換式電源轉換方法， 藉一脈寬調變信號切換一功率開關，該轉換方法包括下列 步驟： 從-電源轉換器之一次側偵測該電源轉換器之輸出電 壓以產生一偵測信號； 從該偵測信號依一比例產生一輸出電壓反饋信號； 比較該輸出電麼反饋信號及一參考信號以產生一誤差 信號； ' 根據该誤差信號決定該脈寬調變信號；以及 24 1320990 調整該輸出電壓反饋信號對該偵測信號的比例當該誤 差信號達到至少一臨界值時。

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