經濟部中央揉準局貝工消费合作社印製 A7 ______B7__ 五、發明説明(1 ) 【發明之背景】 本發明是關於諸印分碼多工進接复式丄QBMi)系統及其 他展頻系統之數位通訊系統。 展頻(SS)是對數種應用非常有利的通訊設計。過去 ,由於展頻的抗干擾性,經常被用於軍事用途中。最近, 展頻形成分碼多工進接方式(CDMA)通訊系統的基礎,其 中有些則因爲其有效的抗衰減性而被應用於細胞式無線電 話環境中。 在典型的CDMA系統中,要傅送的資訊數據流被外加在 由虛擬隨機碼産生器所產生的較高位元率數嫌流中。該資 訊數據流及該較高位元率數搛流通常會被多工在一起,而 這種較高位元率信號與較低位元率信猇的組合被稱爲直接 序列展布資訊箧號。每個資訊數據流或頻道配置有一個唯 一的展布碼。多個SS信猇在無線《頻率載波上傳送,並且 在接收器端以複數信故的形式被共同接收。每個SS信號與 所有其他的SS信號以及雜訊相關信號在頻率和時間上都相 互重ft。藉由將複數信號與唯一的展布碼其中之一相關, 可以隔離並予解展布出對應的資訊信號。 CDMA解調技術的描述參見准給Dent關於「CDMA減法解 調」的美國専利第5,151,919號及5,218,619號;准給Dent 等人關於「行動無線電通訊的多址聯接編碼」之専利第 5,353,352號;以及准給8〇1:1:〇111167等人關於「在行動無線 «通訊中使用曲折序列的多址聯接編碼」之專利第5,550,809 猇0 本紙灰尺度適用中國困家標準(CNS ) A4規格(210X297公釐) I--1.------輋丨--J--丨訂--------—線 (請先-M讀背面之注$項再填¾.本頁) 經濟部中央標準局貝工消费合作社印製 A7 B7 五、發明説明(4) 在等效基頻表示法中的行動無線電頻道可以被模型化 爲如一個含有L個具有個別延遲及複式加權gx (t)特徵的 不同傅播路徑頻率選擇或多徑瑞利衰減頻道,此處之;^ {1,. . . ,L}。來自這幾個傅播路徑的信猇能量在解碼前會 由分離多徑接收器進行組合或「耙集一起」。要使原始傳 输符猇(位元 > 的解碼最佳化,接收到的信號能量必須以 逋當的方式組合,在相千分離多徑接收器中,這涉及在組 合前將接收到的信猇相位進行比例換算及校準。 第一圈是一個對來自通常稱爲「射線」的不同傳播路 徑之信號使用相干組合的傳統分離多徑接收器(耙集接收 器)。舉例而言,接收到的無線S信號之解調是藉由在射 頻(RF)接收器1中與餘弦及正弦波型混合並對信號進行 濾波,得到同相(I )及九十度相移(Q)之基片樣本。這 些基片樣本收集於一緩街記憶體中,其中包含兩個分別對 應於I、Q樣本的緩衝器2a、2b。多工器3會接收被緩衝基 片樣本,並且將Q基片樣本的範圍對應到複數相關器4a、4b 。每個選取的範圍中包含對應於(在調變間隔傅送的)—— 個符號所對應之N-基片序列的N個基片樣本。在本文中, 「解調」指的是混合、濾波、及相關的程序。 此處有鴯估計傳播路徑延遲的各式技術之相關描述由 於與瞭解申請人之發明無關,因此省略。 如第一圖所示,每個I及Q樣本對應到兩個不同信號光 線i、j之兩個不同範園被提供至複數相關器4a、4b,以將 它們各自的信號樣本集合與一已知簽字序列、或展布碼進 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) A4規格(210X297公釐) ---------.1^------tT------^ (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 B7 經濟部中央梂率局負工消费合作社印掣 五、發明説明(5) 行相關。複數相關器4a、4b分別產生複數相關値提供給個 別複數乘法器5,在此形成每個相關値與各自的複數路徑 加權gA (.)之乘積。通常只有乘積的實數部分被送往累加 器6 ,在此對所有被處理的信號光線之加權相關進行加總 。由累加器6產生的緦和是一個決策變數,將被送往限制 器或解碼器7 〇 由上可知,當只有一條傳播路徑重要時,分離多徑接 收器實際上就是一個傅統的數位接收器。道在第一圃中可 以藉由使多工器3只選擇一個範園的I樣本及一個對應範圔 的Q樣本所表示。在傅統的(非SS)接收器中,這些範圍 將只是在範圍之一相移九十度後被組合,再將結果提供給 限制器或解碼器。 在第一圖所示的分離多徑接收器中,相關値與複數加 權相乘的效果是對相關値的相位進行比例和校準以使整個 信號對雜訊和干播的比値最大。如果有導頻信號的話,它 通常會被用來決定複數加權。由於每個相關値的相位至少 會不相同,例如因爲發射機及接攸器間的相對移動,有時 必須使用諸如相位鎖定迴路的裝置來追蹤相關的變動以維 持正確的加權角度。美國專利第5,305,349號描述的是過 去枏關値的運行平均和以傾向爲基礎預測變動路徑加權的 程序(Kalman濾波器)。美國専利第5,442,661號描述的 則是根據最大可能標準及每條路徑的平均路徑加權和路徑 加權斜率以估計路徑加權的設計。 此種系統可以.由經過適當程式規劃的鼋腦加以模擬。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度逋用中國國家樣準(CNS ) A4規格(210X297公釐) 經濟部中央梯準局負工消背合作社印装 A7 —_^^_B7 _ 五、發明説明(δ ) 通常假設路徑延遲間的差値大於信號頻寬的倒數,因此在 解展布之後的路徑加權(t)事實上幾近是不相關的。路 徑加權(t)的模型通常是複數値,且具有平均爲零及標 準Jakes (古典)多普勒頻譜的高斯亂數程序。要簡化分 析,可以假設所有的傅播路徑提供同樣的平均信號功率。 最大的多普勒頻率可以假設爲0.024/Tb,此處的Tb是指每 一資訊符猇(位元)的相等時間。在典型具有數據速率1/Tb =9.6kilobits/second 及無線重載波頻率是 1 gigahertz (1 GHz)的行動無線罨通訊場景中,該最大多普勒頻率相 當於時速爲250公里的車速。相當於一個實數値而具有( 單邊)功率頻譜密度恥的白色高斯程序n(t)的一個複數値 且具有(雙邊)功率頻譜密度N〇的白色高斯程序n(t)可以 被加入以棋擬來自其他用戶的熱雜訊及干擾。 由IS-95指定之非相干解調的上行線路傅输設計描述 於前述維特比等人的著作中,並且描述於第二图以作爲Μ 維正交調變的代表。在第二圖中,二進位資訊符號q[k]被 適當的循環編碼器10以編碼率IU進行循環編碼,該已編碼 之符猇則由交錯器12進行交錯以產生符號a[v]e丨-1, + lJ。 道些已交錯符猇視需要由轉換器14從串行轉爲並行形式, 並且在每個調變間隔// (週期T·)中,ld(M)個二進位符號 a[v]被群組在一起並且用來做爲符號索引斜^ ,而被餵入一個Μ維的正交調變器16中。在IS-95系統中, 正交調變器16使用Walsh序列藉由對選取的Walsh序列每一 基片之載波信號進行偏移四相PSK ( 04PSK)調變,以産生 -7 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS ) A4規格(210X297公釐} ---^---絮------^--,τ------線 (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) Α7 Β7 鲤濟部中央揉率為負工消费合作社印掣 五、發明説明(7 ) 連績時間的發射機輸出信號s(t)。高速信號的二進位數字 之每一基片可以使用一個用戶指定的僞雜訊序列做額外的 展布及乘法。 "發射機输出信猇s(t)透過通訊頻道傳播,加上了雜訊 項n(t)。對如IS-95所定義之M=64及上述所給定的最大多 普勒頻率而言,調變週期T.=TbRe ld(M)遠小於最大多普勒 頻率的倒數。因此,頻道加權函數在每一調變週期中大致 爲常數。 在第二圖中,接收器输入信猇r(t)是由非相干分離多 徑接收器所解調。對每一傳播路徑(光線 > 而言,一個Μ 維的相關器18包含一個Μ個相關器的系統,每個針對一個 正交波型,産生一個相關値的輸出集合Xi,> [// ],此處 的ie ,而#同樣是調變間隔的索 引。爲方便起見,可以假設在分離多徑接收器的枏關器18 之數目與通過頻道的傅播路徑數目L相等,雖然要使用較 少或甚至較多的相關器數目也無不可❶(一或多個此種較 少数目的相關器可以依序一次讀取一個對應的正交波型以 產生多個相關値的输出集合。)對Walsh序列而言,Μ維的 相關器可以很方便地以快速Walsh轉換實施( FWT)。在美 國専利第5,357,454號准給Dent關於「快速Walsh轉換處理 器j中描述有一個逋當的FWT處理器。 在傅統非相千IS-95接收器中,由相關器18産生的相 關値χΟΛ [# ]會由平方律組合(SLC)裝置20加以組合, 產生Μ個決策變數供後嫌之數嫌估計程序(亦即決策或頻 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) %? 本紙張尺度適用中國鬮家標準(CNS ) Α4規格(210Χ297公釐) A7 A7 經濟部中央揉率局貝工消费合作社印製 B7 五、發明説明(8) 道解碼)之用°由於非相干解調之故,封Μ個符號的決策 變數y,[# ]將由SLC 20以如下方式計算:
^[μ] = έ Ι\λ[μΐΙ2 Wi = l.....M 如前述維特比等人的著作所示,道些決策變數可以在 最終的維特比解碼程序中用於次最佳化的量度計算以減少 實施的後雜度。該次最佳化的量度計算是由決定最大決策 變數的處理器22執行。由下列運算式所得的最大値完全被 用於軟決策的可靠度資訊: 7[μ] = = max 咖] … i 逋當的個別最大値被指定給ld(M)個對應於由索引ώ[μ]. 所指示的被選取正交波型(Walsh序列)之硬決策二進位符 猇啦其中之一〇 第一圖所示分離多徑接收器的相干運算與第二圈所示 U維相關器18、SLC 20、及處理器22之非相千運算的對照 可參考第三圖對非相干分離多徑接收器更細部的展示。在 非相干接收器中,相關値的平方級被累加,屏除在累加前 校準它們相位的需要,因此非相干接收器不需要複數路徑 加權gN (t)。第一图所示的相干接收器主要不同在於該組 複數乘法器5由SLC 20的SLC處理器20-1所取代。 在第三圈中,被接收信猇的複數數位樣本I、Q流提供 給一組L個Μ維相關器18以計算信號樣本序列相對於由一組 本地碼産生器個別產生的接收器之展布碼序列偏移的相關 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) Α4規格(210X297公釐) ---------^-丨裝---1.--•丨訂------線 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局貝工消费合作社印裝 A7 _- _ B7_ 五、發明説明(9) 値。第三图中暗示有一組至少四個的Μ維相關器。相對於 展布碼個別偏移的複數相關値之平方級是由SLC處理器20-1 的同相(實部)及九十度相位(虛部)元件樣本計算而來 的。相乘加權係數可以由加權處理器20-2實施於相關値的 平方級,而對應於L個路徑的加權平方級則由加法器20-3 進行累加。由加法器20-3產生的總和則送給如處理器22的 決策裝置以辨識傅送的符猇。 對使用塊碼作爲展布序列的通訊系統而言,一組相關 器18所包含的數目可能足夠同時處理所有塊碼序列以及它 們由本地碼產生器所產生之位移。一組包含一個SLC 20-1 、一個選擇性加權處理器20-2、以及一個加法器20-3的組 合將分別提供給每一個不同的展布碼序列(第三圖中有三 組),而加法器20-3的輸出則會提供給處理器22。 回到第二圖,決策變數d[ ν ]由下列運算式給定: 4v] = ά[ν] y[\ylld{M)^ 對應到二進位符號a[v ],在接收器中被用來進行後 縯的數據估計程序(亦即決策或頻道解碼)、L.」表示用 於計算小於或等於運算元之最大整數的運算子。可以在轉 換器24中由並行格式轉成串行格式的決策變數d[v]在裝 置26中被用來做量度計算。由裝置26所產生的量度交由解 交錯器28進行解交錯,而解交錯後的符號則由諸如維特比 解碼器30解碼,產生已接收已解碼之資訊符號流虹必。 在前述維特比等人的著作中有以決策變數d[v]函數 -10 - 本紙張尺度通用中國國家標準(CNS ) A4规格(210X297公釐) — I:------— 赛------1T-------1^ (請先閲讀背面之注f項再填寫本頁) 經濟部中央標準局貝工消費合作社印製 A7 _B7 _ 五、發明説明(10 ) 對對數似然比Λ[ν]的推導,並且在第四圖以虛線展現瑞利 衮減頻道中轉換每一相等平均信號功率爲64維調變及信號 功率對雜訊功率比爲10dB之L=1到6的傳播路徑。量度是由 -量度計算裝置26根據該特徴對數似然比曲線由決策變数所 決定。應該瞭解該置度在饋入解碼器時可能先經量化。 前述維特比文獻之第四、五章描述有一改良的童度( 雙最大量度),其主要優點在於對應於一正交波型(Walsh 序列)之不同二進位符號的軟決策可靠度之値可以不同。 然而,《腦模擬顯示使用該雙最大値量度於上節所述之量 度所得增益僅約0.2dB。 另一種與IS-95摞準相容的接收器解調設計是以估計 每一傅播路徑所接收收之信猇功率爲基礎。在P.Schramm 的「在CDMA行動通信系統上行線路的吸力式編碼解調設計」 第255至262頁2.ITG-Fachtagung Mobile Kommunikation (ITG-Fachbericht 135 ) ( 1995年九月)中,展示根嫌該 法之接收器與前述維特比等人著作所示之(完全)非相干 解調相比僅具有邊際利益。 既然非相干解調會導致比相干解調較少功率效率的傳 输設計,特別是在多徑頻道傅輸時,因此最好能使用相干 解調,但不需額外及多餘的導頻信猇以供估計頻道路徑加 權gA (t)之用。此種頻道估計設計因此應該是從資訊軸承 信號本身擷取必要的頻道資訊。這種做法的另一個好處是 使此種相干接收器與原本爲非相干解調所設計的系統,如 根據IS-95標準之上行線路接收器相容。 -11 - 本纸張尺度逋用中國國家榡準(CNS ) A4規格(210X297公釐) ---------^----„---tr-------.^ (請先«'讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央梯準局貝工消费合作社製 A7 B7 五、發明説明(u) 【發明之概要】 根掾申請人之發明,提供毋需導頻信號並使用決策導 向頻道估It設計之相干)辉調接收器。因此,申請人之接收 器可用於原本爲非相干解調設計之數位通訊系統中。 根據申諝人發明的一個觀點,在一個由發射機傅送資 訊信猇給接收器而接收器產生接收信猇樣本與預先決定之 碼序列進行相干以產生相關樣本之通訊系統中,關於提供 接收器實施相干解調及決策導向頻道估計的一種裝置。該 裝置包含根據相關樣本估計路徑加權之裝置以及在接收器 實施之數嫌解調程序中產生決策變數以決定資訊信號之裝 置。該估計裝置包含根嫌相關樣本從接收器之數據解調程 序分開産生暫時符號估計之裝置,根嫌暫時符號估計選取 相關樣本之裝置,以及根搛運取之相關樣本產生路徑加權 之頻道估計裝置。決策變數的産生是根據估計的路徑加權 ,求相關樣本之最大比例組合。 除此之外,暫時符躭估計產生裝置可包含根嫌相關樣 本非相干解調已接收信號之裝置,以及將已非相干解調之 已接收信猇樣本形成硬決策做爲暫時符號估計之裝置。另 一方面,暫時符號估計產生裝置可包含解調已接收信號樣 本之裝置,解碼已解調信號樣本及形成資訊信號估計之裝 置,以及資訊信躭估計再編碼及根據再編碼估計形成暫時 符猇估計之裝置。另一方面,暫時符猇估計產生裝置會產 生相關樣本線性組合的加權,而頻道估計裝置則根據該種 線性組合産生估計的路徑加權。再另一方面,暫時符號估 ----------------?τ—---- (請先閲讀背面乏注意事項再填寫本頁) -12 - 本紙張尺度逋用中國國家標準(CNS ) A4規格(210X297公嫠) 經濟部中央裸準局貝工消费合作社印製 A7 B7 五、發明説明(12 ) 計產生裝置包含相干解調已接收信號之裝置以及將已相干 解調之已接收信號形成硬決策做爲暫時符號估計之裝置。 該暫時符猇估計産生裝置也可包含至少兩級解調已接收信 號之裝置以及將已解調之已接收信號形成硬決策做爲暫時 符號估計之裝置。 根據申請人發明之另一觀點,在一個由發射機傅送資 訊信猇給接收器而接收器產生接收信猇樣本與預先決定之 碼序列進行相干以産生相關樣本之通訊系統中,關於提供 接收器實施相干解調及決策導向頻道估計的一種方法。該 方法包含下列步驟:根嫌相關樣本估計路徑加權,以及在 接收器實施之數據解調程序中產生決策變數以決定資訊信 號。該估計步驟包含下列步驟:根據相關樣本從接收器之 數據解調程序分開產生暫時符號估計,根據暫時符號估計 選取相關樣本,以及根據遘取之相關樣本產生路徑加權。 決策變數的産生是根據估計的路徑加權求相關樣本之最大 比例組合。 根嫌申請人發明之另一觀點,在一個由發射機傳送資 訊信號給接收器而接收器在匹配濾波後産生接收信號樣本 之通訊系統中,關於提供接收器使用相干解調及決策導向 頻道估計的一種裝置。該裝置包含根據已接收信號樣本估 計路徑加權之裝置,以及在接收器實施之數據解調程序中 產生決策變數以決定資訊信號之裝置。該估計裝置包含根 嫌已接收信號樣本從接收器之數據解調程序分開產生暫時 符號估計之裝置,形成暫時符號估計與已接收信號樣本倒 -13 - 本紙張尺度適用中國國家梂準(CNS ) A4規格(210X297公釐) 岽------一訂------線 (請先聞讀背面之注$項再填寫本頁) 經濟部中央棵準局MC工消费合作社印« A7 B7 五、發明説明(13 ) 數乘積之裝置,以及根嫌選取之已接收信猇樣本産生路徑 加權之頻道估計裝置。決策變數的産生是根據估計的路徑 加權求已接收信號樣本之最大比例組合。 根據申請人發明之另一觀點,在一個由發射機傳送資 訊信號給接收器而接收器在匹配濾波後産生接收信號樣本 之通訊系統中,關於提供接收器使用相千解調及決策導向 頻道估計的一種方法。該方法包含下列步驟:根據已接收 信號樣本估計路徑加權,以及在接收器實施之數搛解調程 序中產生決策變數以決定資訊信號。該估計步驟包含下列 步嫌:根據已接收信猇樣本從接收器之數據解調程序分開 産生暂時符號估計,形成暫時符號估計與已接收信號樣本 之倒數乘積,以及根據選取之已接收信號樣本產生路徑加 權。決策變數的產生是根搛估計的路徑加權求已接收信號 樣本之最大比例組合。 根嫌申請人發明之另一觀點,關於在一個由發射機傳 送資訊信號給接收器而由接收器產生接收信號樣本之展頻 通訊系統的接收器,包含產生至少兩條已接收信號光線樣 本之裝置;爲一組樣本舆預先定義之碼序列進行相關以產 生多個相關樣本之裝置;根據相關樣本對每一光線估計各 自路徑加權之裝置;以及在接收器實施之數據解調程序中 産生決策變數以決定資訊信號之裝置。該估計裝置包含根 據相關樣本從接收器之數據解調程序分開産生暫時符號估 計之裝匱,根嫌暫時符號估計選取相關樣本之裝置,以及 根嫌選取之相關樣本產生路徑加權之頻道估計裝置。決策 -14 - ---------裝-------訂-------線 (請先鬩讀背面之注$項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS 規格(210X297公釐) 經濟部中央梯準局負工消费合作社印製 A7 B7 五、發明説明(14) 變數的產生是根嫌估計的路徑加槿求相關樣本之最大比例 組合。 除此之外,暫時符號估計産生裝置可包含以平方律組 合相關樣本之裝置,以及形成平方律已組合相關樣本之硬 決策之裝置。暫時符號估計產生裝置可進一步包含相關樣 本的延遲元素。 根嫌申請人發明之另一觀點,在一個由接收器產生已 接收資訊信躭樣本之展頻通訊系統中,關於解調資訊信號 的一種方法,包含下列步驟:產生至少兩條已接收資訊信 號之光線樣本;爲一組樣本與預先定義之碼序列進行相關 以產生多個相關樣本;根據相關樣本對每一光線估計各自 的路徑加權;以及産生決策變數以決定資訊信號。該估計 步驟包含下列步驟:根據相關樣本從接收器之數據解調程 序分開產生暫時符號估計,根嫌暫時符號估計選取相關樣 本,以及過濾選取之暫時符猇估計以產生路徑加權。決策 變數的產生是根據估計的路徑加權求選取之相關樣本之最 大比例組合。 產生暫時符號估計的步驟可包含下列步驟:以平方律 組合相關樣本,以及形成平方律已組合相關樣本之硬法策 〇産生暫時符部估計之楚麗可it二:座包含1延邐相縣樣本的 步01。 【圖式之簡式】 配合附图及下面之說明,可以了解申請人之發明,圈 中: -15 - 本紙張尺度適用中國國家揉準(CNS > A4规格(210X297公釐) ---------^------ίτ------0 <讀先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標率局負工消费合作社印裂 A7 B7 五、發明説明(15) 第一圖是傅統相干分離多徑接收器之方塊圖; 第二圖是根據正交調變及非相干之展頻通訊系統方塊 图; 第三圈是第二图之非相干接收器一部份之方塊图; 第四图是應用於第二图之通訊系統及符合申請人發明 之通訊系統之置度計算的對數似然比曲線圖; 第五圖是根嫌申請人發明利用決策導向頻道估計之相 干接收器一部份之方塊图; 第六圖是根據申請人發明利用無反饋決策導向頻道估 計之相干接收器一部份之示意圖; 第七圖是利用有反饋決策導向頻道估計實施祖干解調 之接收器一部份的示意图; 第八图是根據申請人發明利用多級解調之相干接收器 一部份的方塊圖; 第九圖是關於兩個模擬解調器之信號功率對雜訊功率 比的誤辗率曲線圖; 第十图是關於根據申請人之發明同時具有完美頻道估 計及決策導向頻道估計之模擬相千接收器的信猇功率對雜 訊功率比之誤碼率曲線; 第十一圖是關於在通訊頻道具有一條傅播路徑時,利 用第六圈與第七圖之決策導向頻道估計的兩個相干解調器 實施之信猇功率對雜訊功率比的誤碼率曲線圖; 第十二圖是關於在通訊頻道具有四條傅播路徑時,利 用第六圖與第七圖之決策導向頻道估計的兩個相干解調器 -16 - 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) A4^· ( 210X297公釐) (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) -* 經濟部中央標準局另工消费合作社印製 A7 ____B7 五、發明説明(16) 實施之信猇功率對雜訊功率比的誤碼率曲線图、
I 第十三圖是根據申請人之發明的非展頻接收器一部份 的方塊图。 【較佳實施例之詳細說明】 下列說明顯示相干解調比非相千解調更適於改善實施 正交調變設計之數位通訊系統的績效。實施相干解調及決 策導向(DD)頻道估計組合之接收器說明於下。該種接收 器能改善諸如IS-95標準指定之上行線路等SS通訊系統之 功率效率,而且由於此種接收器結構的使用可以不必導頻 信號,因此該接收器完全與IS-95標準相容。 然而,申請人之發明並不局限於此種環境,而相干解 調與DD頻道估計之組合可用於改善許多實施正交調變之傳 送設計的功率效率。例如賨施相干解調與DD頻道估計組合 之接收器可用於實施聯合解調或偵測、或是諸如前述美國 専利第5,151,919號及第5,218,619猇的連嫌消除技術之 CDMA系統。 使用申請人利用DD頻道估計之相干解調的通訊系統之 主要部份可能與第二圖的基頻表現所展示之設計相同。申 請人的相干分離多徑接收器與第二圖及第三圖展示之非相 干多徑分雕接收器相似,也包含有數個排列方式與第一圈 類似之Μ維相關器。然而,根嫌本發明之相千接收器並非 是使用如第二圖及第三图之非相干接收器的平方律組合, 而是包含裝置50以藉由在最大比例組合程序中使用路徑加 權估計來產生Μ個決策變數(供後續的數據估計程序使用) -17 - 本紙張尺度適用中國國家梂準(CNS ) Α4規格(210Χ297公釐) I II 絮 I ^ I 訂— 11 111 線 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標率局貞工消费合作社印製 A7 _B7 五、發明説明(17 ) 。該產生裝置50的範例展示於第五、六、及第十三ffl,其 中相似的元件將使用相似的參考字元棵示。 估計的路徑加權匕[.】之產生首先必須在組合後形成 相關樣本之硬決策或對已接收信猇解調、解碼、再編碼而 産生暫時符猇估計索引&Ί_]。例如第五圈所示,暫時符 猇估計索引&[.]與邁取的相關樣本是根據所有對應於多 徑兮離接收器所考廉之傅播路徑的Μ維相關器之樣本所產 生的。 根搛申請人之發明,裝置50係藉由獨立於數據解調程 序本身並且可參與相干或非相干解調之程序以産生暫時符 躭估計。如果應用非相干解調以產生暫時符號估計,則頻 道估計濾波器52之賨施可以加上延遲,而該延遲則透過在 裝置50加入延遲元件54而納入最大比例組合程序之考虑以 産生決策變數。 索引Α'[.]會使用在每一Μ維相關器的输出以從所有Μ 個樣本中選取對應的樣本(見第五、六、及七圖中的選取 器裝置SEL),而該被選取的相關樣本4α[·】則被饋入通 常是低通濾波器的頻道佔計濂波器52中。頻道估計濾波器 52之輪出就是用於最大比例組合程序之估計路徑加權§丄] 。該程序會對由分離多徑接收器所處理之所有傅播路徑執 行,其更嚴格的細節將說明於下。
如第二圖及第三ffl,解調可由產生相關樣本X,, λ [.] 之分離多徑接收器所進行,此處的i ,且;U {1,...,L}。根嫌申請人發明之一個覼點,對應於Μ個符號 -18 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS ) Α4規格(210Χ297公釐) ----------攀---^----t:------对 (請先閲讀背面之注$項再填寫本頁) ____„_·. _- 經濟部中央標準局貝工消费合作社印製 A7 ______ B7_ 五、發明説明(18 ) 其中每一個的決策變數y,[.]是根據下列運算式由最大比 例組合(MKC)程序所決定:
L ^<[μ] = ^ λ[μ]#λ'[μ]> V i = 1,. · .,Λί
Am * 此處調變間隔//的傅播路徑;ι之後數加權表示爲gx [# ]= (Ί)、而•表示共軛。相對的,gK [// ]代表 該路徑加權之估計。前述運算式被視爲是相關値X,, λ [;/ ] 的相干總和,而對;I的每一總和則相等於第三願中個別加 法器20-3所執行的程序。 決策變數y,[.]之産生及解碼程序的剩餘部份與前面 第二圖及第四圖的說明相同。只需如下列運算式所示,匹 配對數似然比Λ[μ]至申請人修正之解調設計即可: Α[μ] = In = *1))
1^|β(χ[μ]|β[ν] = -i)J 此處Pyia(yla)是對應於# =[ v /ld(M)]之給定二進位 符號a[v】的最大決策變數y[> ]的機率密度函數(pdf)。 因爲要推導出解析式解答相當困難,該對數似然比可以透 過測量該pdf加以估計。對不同數目傅播路徑的結果在第 四圈中以實線表示,顯示在申請人之接收器中可能包含之 維特比解碼器內的惫度計算對傅播路徑之數目並不敏感。 道與使用非相干解調之傅統接收器的行爲(見第四圖之虛 線)相當不同。 如同上述,如果要避免導頻信號時,必須要有能完全 -19 _ 本紙張尺度適用中國國家揉準(CNS ) A4規格(210X297公釐) ----------ΜI-;-----IT------0 (請先聞讀背面之注$項再填寫本頁) A7 B7 五、發明説明(19 ) 從資訊軸承信猇擷取路徑加槿必要資訊的頻道估計程序。 下面將說明該種程序,由一估計單元56、選擇器SEL、以 及頻道估計濾波器52所寳施。例如在第五圖及第六圖之分 離多徑接收器中,申請人產生決策變數之裝置50包含一個 暫時符猇估計單元56 ; L個選捍器SEL、每條傅播路徑又一 個;L個頻道估計瀘波器52、每條傅播路徑λ —個;L個共 轆器62、每條傅播路徑λ —個;Μ個最大比例組合器64、 毎個包含L個乘法器及一個加法器,以對L個共轭器62組合 該L個输出;以及一個童度處理器22。 估計單元56產生暫時符躭估計索引用 來爲毎一傅播路徑;I =1,.!. ,L選敢對應的相關樣本〜αΜ 。可以看出在第五图之具髑實施中,索引〜[.]]與暫時符號 估計是一致的。(在下面將有更詳細說明之另一具«實施 中,估計單元56爲相關樣本的線性組合産生加權。> 假如 一個暫時符號估計是正確的,亦即假使ώ'[μ] = ιη[μ],則下 列盡算式將給定選取之信號: = ΧΜ>χ[μ] = ^λ[μ] + nm χ[μ] 經濟部中央標準局员工消费合作社印掣 03. (請先閲讀背面之注意事項再填寫本霣) 此處之[.]代表相關器输出的雜訊,並且爲具有 平均値爲0的i數値、白色、高斯處理,通常大致與符躭 索引me{l,...,M汲路徑索引λε{ΐ,..·Λ}獨立。估計的路徑加 權的産生是透過將根嫌暫時符猇估計由每一路徑之估 計單元56及選擇器SEL所選取的相關樣本x^[.]饋入截止 頻率大約與最大多普勒頻率相等之頻道估計濾波器中。 -20 - 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) Α4規格(210Χ297公釐) 經濟部中央標準局負工消费合作社印掣 A7 ______B7___ 五、發明説明(2〇 ) 原則上,估計單元56產生暫時符猇估計有兩種不同的 方法。一種方法是透過上述形成已組合相關樣本之硬決策 的方式產生暫時符號估計。另一種方式是透過解調、解碼 、及再編碼產生暫時符猇估計。其次,頻道編碼也被用來 改春暫時符猇估計的可靠度。第一步,解調是使用傅統非 相千多徑分難接收器進行。接收器的输出樣本(決策變數) 如果需要,則被解交錯,並餹入頻道解碼器以估計資訊信 猇。與傅統接收器不词的是,道些資訊信號估計滅不是最 終結果,而是再度編碼及交錯,其結果被當作暫時符號估 計用來選取要饋入上述頻道估計濾波器52之柑關樣本。因 爲大置的延遲,特別是由费時的符號解交錯和再交錯步驟 所引入的延遲(見第二ffl),該法目前被認爲很難實施於 眞實通訊系統的時變頻道中。 關於暫時符躭估計單元56所使用之解調種類還有一個 不同之處。當具有多個信猇路徑時,可以使用相干調變如 MRC處理,在該種情形下,暫時符號估計單元56需要關於 路徑加權的資訊。該種資訊有數種方式可以取得。如第七 圖之範例所示,MRC組合器64被相干分離多徑接收器的處 理器22用來形成硬決策的输出樣本,以做爲饋入選擇器SEL 的暫時符猇估計索引。由遢擇器SEL遢取的相關樣本χ*·;!.] 被饋入頻道估計濾波器52以產生估計的路徑加權紅·]. » 在第七圖的安排中,頻道估計濾波器52必須完全使用在頻 道估計程序中符號間隔爲λ時具有v 2 1的樣本χ^,^μ-ν] 。因此,頻道估計濾波器52必須是預測濾波益,並且必須 -21 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS )八4規格(2丨ΟΧ297公釐) ----------I 裝---'---1 訂------絲 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 B7 經濟命中央標牟局系工消费合作社印製 五、發明説明(21) 使用適當的延遲單元55。具有預測濾波器的DD頻道估計的 設計說明見於美國専利5,305,349猇中,在此引述僅供參 考並說明於上。 可以瞭解第七圖中展示了接收器的一部份,其中暫時 符號估計是在數嫌解調程序(産生決策變數d[.](見第二 图))本身中形成,亦即使用最後調變的信號反饋。該種 產生決策變數的安排並非申請人之發明的一部份,本發明 中暫時符猇估計的形成乃自數據解調程序中分離,如索五 、六圖及第十三图所示。 另一可能性則是在暫時符號估計單元56中使甩非相干 解調。可知對正交調變而言,非相干解調包含了一個SLC 處理及形成硬決策的組f,而對DPSK及類似調變而言,在 一分離多徑或分集接收^中之非相午觯調則包含在每一分 離多徑指針或信躭路徑中的差分解調和接著的累加。在非 相千解調的情況下,暫時符躭估計單元中並不需要關於路 徑加權的資訊。因此,頻道估計濾波器52可以具有任意的 傅播(群)延遲。 必須注意的是一般來說,瀘波器並不會在施用输入信 號後立刻產生它的输出信猇。道段流逝的時間被稱爲該濾 波器的傅播延遲,也就是信號從濾波器的输入傳至濾波器 的輪出所需的時間週期。例如一種有限脈街響應(FIR)濾 波器具有固定的群延遲,亦即相對於頻率有限性的相移, 但是可以瞭解的是具有非線性相移之濾波器通常也具有大 於零的群延遲。一個低通濾波器之群延遲量視該濾波器之 -22 - 本紙張尺度逋用中國國家樣準(CNS ) A4規格(210X297公釐) (請先聞讀背面之注$項再填寫本頁) Γ 經濟部中失揉牟局貝工消费合作社印製 A7 __^_ B7 五、發明説明(22) 截止頻率而定。 另一方面,其他種類的FIR濾波器則是試圖使群延遲 逼近-1的預測濾波器。(可以瞭解,當然不可能取得固定 的群延遲爲-1。)設計預測濾波器的標準程序說明於S. Haykin的「匹配濾波器理論」第三版,第五、六章(1996) 中。從系統理論可知該種濾波器具有比設計爲群延遲大於 零之濂波器較高的相等雜訊頻宽。道項事實是相千解調器 .·... - 使甩以非相干解調爲基礎之暫時符號估計優於以相干解調 爲基礎的原因之一。下面將藉由兩個特定實施之模擬結果 展示該項優黏。 在具有以非相干解調爲基礎之暫時符號估計的相干接 收器中,可知無限脈衝謇應(1110滅波器可以取代FIR濾 波器使用。如果兩種濾波器都根據相同的截止頻率設計時 ,IIR濾波器的傅播延遲(相等於有興趣頻率之群延遲)大 約等於對應的線性相位FIR濾波器的群延遲。另一方面, 要設計一個是預測濾被器的IIR濾波器也許是不可能的, 因此IIR濂波器可能無法用於第七图所示具有反饋的相干 接收器中。 除了第六圖及第七圖所示對暫時符號估計之特定設計 外,亦即分別爲非相干及相干解調外,還可以有更複雜的 實施。例如暫時符號估計可以由一個如第七圖所示的接收 器之類、具有DD頻道估計之「額外」的相干分離多徑接收 器進行。,輸出樣本被饋入後面相當於第二解調器級之決 策變數産生裝置50之選擇器SEL中,而不是使用輸出樣本 -23 - 本紙珉尺度適用中國國家橾準(CNS ) A4規格(2!0X297公嫠) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) :---------------裝----:--^--? ,11I-------1------II11, 經濟部中夬#準局負工消费合作社印氧 A7 _________B7____ 五、發明説明(23 ) A[.]供後嫌的頻道解碼處理(第七圖未示)之用。該第二 級50將爲後鑛的頻道解碼產生決策變數。因此,第七固所 示的元件將取代第五图中的暫時符號估計單元56。可知在 整個解調處理中使用超過一級的這項原則可應用於不同的 地方,並且在本申請案中稱爲「多級解調」。 第八圈展示了使用多級調變的接收器。該暫時符號估 計單元56包含了連績的解調器級,但图中只明確展示兩級 (第一級及最後的前一級)。由某一級產生的結果被下一 個接績級用來做爲暫時符號估計。由最後解諝器前一級所 産生的結果則是餹入最後解調器級之暫時符號估計,如前 述之二級解調器,例如第五图及第六圈之連結。在第一個 解調器級中,可以進行非相干或相千解調,在第二至最後 的前一解調器級中,則只有需要頻道估計資訊的解調設計 才算合理。藉由該種多級解調,可以逐步改善暫時符號估 計的可靠度。更進一步,申請人的多級解調可以與前述之 解調、解碼、及再編碼之步騄相結合。 在前述說明中,暫時符號估計係根搛最大相關樣本。 ...... . . 可知在暫時符猇估計處理中的任意級中,可以使用其他( 較小的)相關樣本或最大樣本。例如在頻道解碼中可以使 用多個相關樣本,或是在毎個調變間隔餹入超過一個符號 的相闢撵本之線性組合至頻道估計濉波器52中。個別的加 植(在線性組合處理中用來加權該多個祖關樣本)可以由 暫時符號估計單元56產生。如此,可以改善暫時符猇估計 的可靠度。 -24 - 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) A4規格(210X297公釐) (請先閲讀背面之注$項再填寫本頁) .—I.~ J n 裝— 11J 1· ^ ^ . [I ^ I II ^--T---- - ----- 經濟部中央標準局負工消费合作社印策 A7 B7 五、發明説明(24 ) 在第五圖的範例中,暫時符躭估計單位56可針對數個 正交符號提供加權,而毎個選擇器SEL則包含數個複數乘 法器及一個加法器。每一個各別數目的乘法器會形成加權 及路徑λ之各自相關樣本的乘積。加法器會將來自根嫌路 徑λ之乘法器的乘積組合,其加總則供給頻道估計濾波器 52。如果使用了來自所有Μ個相關器之樣本,則選擇器SEL 將是Μ個相關器及一個加法器的組合。 可知申請人發明之使用並不僅限於利用相干解調器( 具有最大比例組合)以産生決策變數之接收器內,而也可 用於黉施其他解調設計之接收器中。在SS通訊系統中,此 種其他設計之重要範例有相等增益組合及具有功率加權組 合之非相干解調。一般來說,相等增益組合與最大比例組 合類似,但只使用了路徑加權之相移,而沒有使用振幅; 在功率加權組合中,則只有使用絕對振幅而沒有相移。相 等增益組合在諸如M.Schwartz等人之「通訊系統及技術」 (1996)等文獻中有相關說明,而使用功率加權姐合之非 - 相干解調則在前述P.Schramm的著作中有描述。 第六圖中展示的是根嫌前述考虑後,目前相信是最逋 當的解調器。暂時符猇估計索引&[μ]是由非相干解調産生 :以平方律組合相關樣本,該函數由SLC處理器58寶施; 並且根嫌決策規則形成組合的硬決策 ,該函數則是由限制器60進行。每一暫時符號估計被一選 擇器單元SEL用來選取將被餵入個別的頻道估計濾波器52 之相關樣本,在第六图中以脈街響應hc[.]表示。 -25 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS ) A4規格(210X297公釐) ----------裝----X-ί訂----------線 ... . -·. (請先閲讀.背面之注意事項再填寫本頁.)., A7 B7 五、發明説明(25) 由每一頻道估計濾波器52產生之輸出信號是各別傳播路徑 λ之估計加權良[.],其共轆複數是由共軛器62形成。估計 的路徑加權之共軛複數么*[.]被用於相干解調之最大比例 組合中(參見本節「較佳實施例之詳細說明」的第一條運 算式),由MRC組合器64負貴實施。當然,由頻道估計濾 波器52所導致的1c個符猇的延遲在解調處理中必須一併考 廉。據此,在第六图中以表示的延遲元素54被提供給 毎個Μ維相關器樣本流χα[μ]。由MRC組合器64産生的決 策變數流除即提供給前述的董度計算處理器22。 經濟部中央標隼局員工消费合作社印製 (請先聞讀背面之注$項再填寫本頁) 可知該裝置可以硬傾線路暹輯鬣路或是如特定應用積 髋電路(ASIC)等積體數位信號處理器加以實施。調變設 計是根搛IS-95標準的定義並以M=64級描述於前。相對於 IS-95 ,模擬中使用的循環碼則具有速率1/3及制約長度8 (產生器多項式367,331,225)。更進一步,假設交錯是 完美的。就具有完美頻道估計之相干解調的情況及非相干 解調情況而言,路徑加權是以白色、高斯處理産生。要模 擬申請人利用DD頻道估計之相干解調,交錯器大小的選擇 必須大到(252 X 252個二進位;符號)足夠寶抒跡近完美的 交錯。量度計算是由使用第四圔所示之對數似然比進行, 假設在每一模擬中的頻道情況下爲最佳。必須注意在前述 A.維特比的CDMA ( 1996)中所描述用於非相干解調之雙最 大董度也可用於根據申請人發明之解調中。 使用相干而不是非相干解調在BER上可獲得的最大改 .. ... . . 善是由假設完美頻道估計的模擬所決定。其結果顯示於第 -26 - 本紙張尺度逋用中國國家榡準(CNS > A4規格(210X297公釐) 經濟部中央樣芈局貝工消费合作社印製 A7 _____B7 _ 五、發明説明(26) 九图,其中虛線表示非相千解調的結果,而實線則是有完 美頻道估計之相干解調的結果。在第九圖(以及第十圖)中 ,毎一個二進位資訊符躭之相等能量表示爲E««。圖中展示 了一、二、四、及六條傳播'路徑的結果。就一頻率非選擇 Λ . ·... 性瑞利衰減頻道之傅输而言,第九圖顯示相于解調相對於 非相千解調,在誤碼律爲1〇-3時獏得1.6dB或更多的增益 (視傅播路徑數目而定)。 就相千解調而言,增加多徑分集導致功率效率增加, 直到無限大的傅播路徑數目的極限時,可取得在非時變、 非散頻AWGN頻道上的傳輸緝效(在第九图中以點狀線條80 表示)。反之,非相干解調當存在多徑分集時,則得到組 合損矢。耜時變、非敢_AWGN頻道傳输的非栢干解調之BH 則是以虛線的點狀線條82表示以供比較。在如同此處的多 徑傳播及强力頻道編碼情況下當頻道中有超過兩條傳播路 徑時,該組合損失將導致功率效率的重大減損。因此,相 干解賙的優點隨著多徑分集的成長而增加。同樣行爲也發 生在其他種類如天線分集等分集中。這項事實是相干解調 在現代行動無線《系統中的重要優點。 申請人之實施相干解調與DD頻道估計組合之接收器的 績效曾使用最大多普勒頻率0.024/Tb加以模擬。第六圖所 示之具體實施的結果顯示於第十圈,其中虛線是非相干解 調(與第九圈同)的結果,而實線則是利用DD頻道估計及 根據非相干解調之暫時符躭估計的相干解調之結果。圖中 展示一、二、四、及六條傳播路徑的結果。爲了専注於任 -27 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS )八4規格(210X 297公釐) -----------裝---------II --------線, . ..V. (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央搮準局員工消费合作社印裝 A7 B7 五、發明説明(27) 何由於估計路徑加權所導致的損失,假設頻道的延遲估計 爲完美的。頻道估計濾波器52是具有線性相位及角度20的 FIR嫌波器,透過使用前述S.Haykin著作所描述的最小平 均平方差(MMSE)標準爲所需的矩形頻率響應所設計。從 前面敘述可知使用具有超過21個分接頭(角度20)之FIR濾 被器或是使用IIR嫌波器,兩者可能都有較低的相等雜訊 頻宽,甚至可以獲得更好的系統緝效。 將第十圖的模擬結果與第九图的結果相比搌示由於使 用DD頻道估計造成的減低與完美頻道估計相比在誤碼律爲 仂4傲只有一條傅播路徑時只有0.8dB,而在六條傅播路 徑時增至2.3dB。第十图的結果顯示使用DD頻道估計之相 干解調的增益與非相干解調i比在feER爲10-*且只有一fe 傳播路徑時爲0.8dB,而在六條傳播路徑時爲1.4dB。 前述說明了第六图所示實施DD頻道怙計與非相千解調 之接收器的表現明地超越了第七图中實施DD頻道估計與 相午解調的接收器。這表現在第七圖所示的接收器之電腦 模擬所得的數量範例。該模擬參數與第十圖中的相同。爲 了公平的比較這些設計,濾波器角度都同樣選擇爲20。在 第七圖的設計中,其濾波器爲根據前述S.Haykin著作第6 章所設計的預測濾波器。對分別使用一及四條傅播路徑透 過頻道傳送的槙擬結果顯示於第十一圈及十二圈。 在洱兩個情況下,第七围設計的BER耩效比使用非相 干解調之接收器的BER績效要差。只有第六田的設計由於 相千_調的結果而得到相當大的增益。應該注意的是系統 -28 - 本紙張尺度逋用中國國家標準(CNS > A4規格(2丨OX297公藿) (請先.閲讀背面之注意事項再填寫本頁);, Α7 Β7 五、發明説明(28) 的績效强烈依賴最大多普勒頻率及根據最大多普勒頻率調 Λ 整的頻道濾波器之截止頻率所決定。如果最大多普勒頻率 很低,則第七田的設計在第十一圖及第十二图所顯示的缺 點可能較不顯著。然而,對諸如根嫌IS-95的通訊系統等 行勘應甩而言,用於模擬的情況相信是合理的。 第六斷的設計傻於第七围,特別在假如最大多普勒頻 率很高時,至少是因爲該頻道估計濾波器52的雜訊頻寬低 得多。(道項事實俞面已有討論。)另一個可能的理由在 於在第六圖的設計中,用於DD頻道估計的初步決策符號是 獨立於數據估計所産生的,因此可以避免誤差傅播。由於 該系統的非線性,因此很難提出較佳表現的具髏理由。第 . ... . 六_的設計因爲沒有反餿,因此可以視爲是二級的解調器 ~ 。對其他系統(如實施聯合偵測的CDMA系統)而言,已ώ 績效可以透過二級解調器改善。 經濟部中央橡準局員工消费合作社印簟 (請先閲讀背面之注意事項再碟寫本頁) 對兩種設計的BER之比較顯示相干解調的表現優於非 相干解調,而且接收器的複雜度只有邊際的增加。這在相 干解調器的DD頻道估計是根搛第六图之非相干解調的暫時 符號估計時更是如此。在行動無線應用中典型的最大多普 勒頻率爲〇. 024/Τ b時,獲得的增益約爲1(18。可知申諝人 的系統之功率效率視頻道特徴決定之最大多普勒頻率所定 β如果最大多普勒頻率已知爲低,諸如在無躱局部迴路的 應用中,則使用申請人之相干而不是非相千解調因爲可以 減低頻道估計濾波器52之枏等雜訊頻寬,可獲得之增益將 超過ldB左右。因此,申請人之接收器對諸如無線局部迴 29 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS ) A4規格(210Χ:297公釐) 經濟部中夹標準局貝工消费合作杜印製 A7 B7 五、發明説明(29) 路及無線區域網路之應用相當有吸引力。 申請人之發明提供使用正交調變之數位通訊系統增加 / 的功率效率。在CDMA系統中,改善的績效導致增加的頻譜 效率(用戶容董)。使用申請人之解調設計的接收器的另 . . —重要優點是與爲非相干解調設計的系統相容。 . . . 申請人的相干解調與DD頻道估計組合的一個重要應用 是一個IS-95通訊系統之上行線路。在該種行動無線環境 . . . . 中,申請人的組合提供比非相干系統約ldB的增益。對其 他如無線局部迴路環境中,申請人設計之增益甚至還會更 高。 申謂人之發明是以正交調變之情境描述,相當於正交 (如Walsh-Hadamard)序列之情境。目前相信申請人之暫 時符號估計在該情境下運作最佳。然而申請人之暫時符號 估計也可應用於雙正交及非正交序列情境,例如在美國專 利第5,237,586號所述,此處列入以供參考。 爲了展示申請人之發明在非SS通訊系統之使用,第十 三圖顯示對使用分集之脈幅調制(PAM)、正交調幅(QAJO 或PSK或DPSK調變之接收器的一部份50’。第十三圖的安排 類似第五顧的安排,僅是直接加以修改。可知申請人之暫 t 畤符號估計的原則運作在兩者中相當一致,雖然在非SS系 統中的匹配濾波及取樣取代了SS系統之相關器。除此之外 ,可知第十三闽只呈現了 一個信號或傳播路徑,而多徑或 分集接收器通常將包含多個選擇器SEL’、頻道估計嫌波器 52’、延遲元素54’、共轭器62’、以及組合器64’。 -30 - 本紙張尺度適用中國國家橾準(CNS ) A4規格(210X297公釐) I!------—裝 ίι—f ιί17----~~II 对 (請先閲,讀背面之注項再填寫本頁) A7 B7 五、發明説明(30) 、 在典型非SS接收器中,解調的進行是透過對分集接收 器每一路徑所接收之信號做匹配濾波及取樣。進行這些功 能的裝置沒有顯示於第十三圖中。結果所得的複數値樣本 全部饋入暫時符號估計單元56’中,由它產生暫時振幅係 數估計的倒數。這些估計是饋入發射機中的脈衝形成濾波 器、對應於特定調變設計(如PAM、QAM、PSK、1DPSK)2 振幅係數的估計。由於暫時振輻係數估計是多級信號(與 正交調變設計中只有零與一發生的憒況不同),第十三圖 所示之選擇器SEL’是一個複數乘法器或相等的裝置。這種 對應顯示所有在SS調變所述之運算都可應用於非SS數位通 訊系統。更進一步,該調變設計可爲雙正交或非正交。在 此情境下,申請人之發明目前看來因爲暫時符號估計可以 由非相干解調進行,因此對以DPSK爲基礎之通訊系統最有 吸引力。 經濟部中央揉準局貝工消费合作社印«. (請先閲婧背面之注意事項再I寫本頁) 可知第十三图之安排同樣可用於非分集通訊系統,只 需観察來自該種系統唯一匹配之濾波器的所有樣本都會被 餹入暂時符號估計單元56’,在此估計每一振幅係數(如 l+j;3+3j;等)可能被傅送的此種樣本並提供該估計給選 擇器SEL’。選擇器SEL,將包含一個複數乘法器,形成估計 以及它們所對應樣本的倒數之乘積,而這些乘積將提供給 頻道估計濾波器52’。由濾波器52’產生的估計徑加權將 提供給共軛器62’,而共轭的路徑加權估計則提供給同樣 也包含一個複數乘法器的組合器64’。 但拥熟於此技藝之人士可瞭解本發明在不脫離其精神 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS > A4規格(210X297公釐) A7 B7 五、發明説明(31) 及基本特性下可以其他特定形式予以實現。因此,在此所 揭示之實施例僅是爲相關之說明而不是爲限制之用,本發 明之範圍係由下面之申請専利範圍所指明,而非由前文之 說明限制。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央梯準局貞工消费合作社印製 32 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS >A4規格(210X297公釐)