CN103490860B - 一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法 - Google Patents

Abstract

一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，包括接收信号通过匹配滤波器后以码片速率采样，采样数据与本地正交扩频序列做相关，利用相关值进行非相干解调输出比特软值；比特软值作为高性能编译码的输入，进行迭代译码；利用译码判决输出比特重构正交扩频调制信号，并实现路径的信道估计；由信道估计恢复路径相位信息，实现正交扩频的相干解调；依此过程进行迭代解调与译码，直至迭代停止，输出信息比特。本方法提出了正交扩频***的迭代解调与译码结构；提高了解调比特软值的可信度，充分发挥信道编译码的性能；同时，迭代过程进一步提高了信道估计的精度、正交扩频解调性能和译码性能，从而提升了现有短波通信***的传输性能。

Description

一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法

技术领域

本发明涉及一种短波数据通信可靠传输技术，具体说是一种高性能正交扩频的迭代解调与译码方法。

背景技术

短波信道呈现多径衰落特性，扩频技术能够有效对抗衰落的影响，具有一定的抗干扰能力。相对于直接序列扩频，多进制正交扩频能避免带宽对进制数的限制，可支持高进制数，不必额外***循环前缀或训练序列，提高传输效率，且根据数字通信理论，当多进制正交扩频调制的进制数趋于无穷大时，可以获得接近于Shannon极限信噪比的性能。因此，多进制正交扩频是实现短波数据可靠传输的关键技术之一。

为提高正交扩频***的传输性能，提出了联合信道估计的迭代译码解调方法，但多进制正交扩频由于没有类似移动通信CDMA体制的专用导频信道，且短波信道是典型的时变衰落信道，则传统解调方式常采用非相干解调，与相干解调相比，降低了比特软值的可信度；迭代解调与译码中，通过判决反馈重构调制正交扩频信号来进行信道估计，并考虑信道的时变性，分别利用前后两个正交扩频符号估计的信道，作为当前符号周期内的信道估计，提高了信道估计精度，为实现相干解调打下坚实基础。另外，软输入是高性能信道编译码的基本特征之一，硬判决解调使译码性能大大受限，为此，给出了正交扩频***相干解调的比特软值方法，进一步增强了比特软值的可信度，进一步充分发挥了高性能信道编译码技术的编码增益。

发明内容

本发明的目的在于进一步提高正交扩频***的传输性能，设计联合信道估计迭代解调与译码的结构，进一步提高信道估计精度和比特软值的可信度，充分发挥高性能信道编译码技术的编码增益，从而实现短波数据通信的可靠传输。

本发明的技术方案为：

一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，该方法采用联合信道估计部分、正交扩频解调部分和信道译码部分进行迭代处理，达到提升短波通信传输性能的目的，包括以下步骤：

步骤一，接收端接收扩频信号进行匹配滤波，并采样得到接收信号各符号周期的采样序列；

步骤二，将得到的采样序列与本地扩频序列做相关，得到相关值序列；

步骤三，采用相关值序列进行正交扩频非相干解调，得到各符号周期的正交扩频非相干解调比特软值；

步骤四，将得到的比特软值作为信道译码的输入，进行Turbo乘积码TPC或低密度奇偶校验码LDPC迭代译码，得到译码判决输出比特；

步骤五，译码判决输出比特再进行重构调制，生成各符号周期的正交扩频调制符号，将正交扩频调制符号与各符号周期的接收序列做相关，得到路径响应；并利用前后各M个符号的路径响应，估计当前符号的路径响应；

步骤六，根据估计路径响应结果中的相位进行正交扩频的相干解调，得到此次正交扩频非相干解调的比特软值；由于估计当前符号路径响应需要利用前后多个符号，则一帧符号中的前后各M个符号不能实现相干解调，那么利用两端2M个符号非相干解调比特软值与中间符号相干解调的比特软值作为信道译码输入；再转入步骤四进行信道译码，迭代至少一次，迭代停止后输出译码判决结果。

本发明的方法具体包括以下步骤：

步骤一，发送端，每K个比特从共L个正交扩频序列集合中选择一个扩频序列，其中L=2^K，然后成型滤波进行发送；接收端接收到该信号后进行匹配滤波，并以码片速率1/T_c进行采样抽取，得到第n个符号周期的采样序列R_n

R_n＝[r(nT)，r(nT+T_c)，…，r(nT+(N-1)T_c)]

其中：r(nT)表示第n符号周期内第1个采样点，r(nT+(N-1)T_c)表示第n符号周期内的第N个采样点；N为扩频码长度，扩频码符号周期为T=NT_c；

步骤二，将得到的采样序列R_n与本地扩频序列W_l做相关，得到相关值z_n，l，

$z_{n,l}=R_n{W}_l^H$

其中，l表示本地扩频序列号，1≤l≤L，表示本地扩频序列W_l的共轭转置；

采样序列R_n与L个本地扩频序列做相关得到相关值序列为Z_n=[z_n,1,z_n,2,…,z_n,L]；

步骤三，采用Z_n进行正交扩频非相干解调：将相关值根据发送相应扩频序列的第k比特数据为“1”，“0”分为两个子集得到非相干解调的扩频比特软值表示为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2,1\≤k\≤K$

其中，K为每个扩频符号对应调制的比特数，b_n,k为第n个符号周期解调的第k比特数据，表示子集中相关值模平方的最大值，表示子集中相关值模平方的最大值；

并由此计算方法，计算一帧数据中所有符号解调的比特软值，设一帧数据中包含F个正交扩频符号，则一帧数据的总比特数为F·K；

步骤四，将获得的一帧数据比特软值作为信道译码的输入，进行TPC/LDPC迭代译码，译码判决输出共F·K比特数据{b_n,k}，其中b_n,k表示第n个符号周期的第k比特数据；

步骤五，判决反馈输出所有的硬判决比特{b_n,k}，重构调制生成F个正交扩频调制符号为其中第n个符号周期的K比特数据{b_n,1,b_n,2,…,b_n,K}，重构调制生成的正交扩频符号为将与第n个符号周期的接收序列R_n做相关得到路径响应h_n；

$h_n=R_n{\hat{W}}_n^H/N;$

其中，R_n为第n个符号周期的采样序列，表示第n个符号周期中硬判决比特重构正交扩频符号的共轭转置；N为扩频码长度；

则第n-2个符号周期内路径响应为同理，可得前后2M个符号周期的路径响应为h_n-M,…,h_n-1,h_n+1,…,h_n+M，利用2M个路径响应估计第n个符号周期的路径响应为：

${\hat{h}}_n=(h_{n-M}+\·\·\·+h_{n-1}+h_{n+1}+\·\·\·+h_{n+M})/\left(2M\right)={\mathrm{\α}}_n\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_n\right)$

其中，M表示信道估计联合前后符号的数目；α_n为路径增益，φ_n为路径相位；

步骤六，采用信道估计恢复的相位信息φ_n实现正交扩频的相干解调，首先补偿信道的相位影响，再取实部表示为相干解调输出比特软值为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right)-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right),1\≤k\≤K$

相干解调当前符号需要前后多个符号进行信道估计，由此可知，一帧符号的前后各M个符号不能实现相干解调，则两端2M个符号非相干解调比特软值与中间符号相干解调共F·K比特软值作为信道译码输入；再转入第四步进行信道译码，直至迭代停止，最后输出判决数据比特b_n,k。

本发明中，根据传输业务对时延的需求，可以在信道编码和调制之间加入交织器，有效提高***抗突发错误能力，进一步发挥信道译码的性能，交织方式包括行列交织、螺旋交织、随机交织等。

当***加入交织器步骤后，

步骤四中，所述的将获得的一帧数据比特软值作为信道译码的输入，具体实现为，将获得的一帧数据比特软值进行解交织后，作为信道译码的输入。

步骤五中，所述的判决反馈输出所有的硬判决比特，重构调制生成F个正交扩频调制符号，具体实现为，判决反馈输出的所有硬判决比特经过交织后，才进行重构调制生成F个正交扩频调制符号。

步骤六中，所述的共F·K比特软值作为信道译码输入，具体实现为，共F·K比特软值也必须经过解交织后，才能作为信道译码输入。

本发明的步骤四实现方法如下：利用解调输出软值，进行TPC/LDPC迭代译码，其译码方法采用通用TPC或LDPC译码算法，迭代译码后比特软值进行判决，输出硬判决比特b_n,k。

本发明的有益效果是：

本发明针对正交扩频***，提出了联合信道估计的迭代译码解调方法，通过判决反馈重构调制正交扩频信号来进行信道估计，设计了对当前符号信道响应的精确估计方法，给出了正交扩频***相干解调的比特软值方法，增强了比特软值的可信度，充分发挥了高性能信道编译码技术的编码增益。同时，联合信道估计、解调和译码迭代，从而进一步提高了短波通信数据传输性能。

附图说明

图1为正交扩频***联合迭代解调与译码结构示意图。

图2为正交扩频***发送结构框图。

图3为正交扩频相干解调结构示意图。

图4为迭代解调与译码的性能示意图。

具体实施方式

本发明设计了联合信道估计迭代解调译码的结构，进一步提高信道估计精度和比特软值的可信度，充分发挥高性能信道编译码技术的编码增益，从而增强了短波数据传输的可靠性。本发明具体步骤如下：

步骤一，发送端，每K个比特从共L个正交扩频码集合中选择一个扩频序列，其中L=2^K，然后成型滤波进行发送；接收端，接收信号进行匹配滤波，并以码片速率1/T_c抽取，假设接收机已实现同步，第n个符号周期的采样序列为

R_n＝[r(nT)，r(nT+T_c)，…，r(nT+(N-1)T_c)]

其中：r(nT)表示第n符号周期内第1个采样点，r(nT+(N-1)T_c)表示第n符号周期内的第N个采样点；N为扩频码长度，扩频码符号周期为T=NT_c；

假设发送的扩频信号为W_u，下标u表示扩频序列序号；路径信道增益为α_n，相位偏转为φ_n，则第n个符号周期的采样序列可表示为R_n=α_nexp(jφ_n)W_u+n，n表示复高斯白噪声。

步骤二，将得到的采样序列R_n与本地扩频序列W_l做相关，得到相关值z_n,l，

$z_{n,l}=R_n{W}_l^H$

其中，l表示本地扩频序列号，1≤l≤L，表示本地扩频序列W_l的共轭转置；

采样序列R_n与L个本地扩频序列做相关得到相关值序列为Z_n=[z_n,1,z_n,2,…,z_n,L]，且可知相关值序列为复数；

步骤三，由于短波信道的时变特性，无法根据同步序列获得当前符号的精确信道估计，因此，首次正交扩频解调直接利用Z_n进行非相干解调；将相关值根据发送相应扩频序列的第k比特数据为“1”，“0”分为两个子集非相干解调的扩频比特软值表示为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2,1\≤k\≤K$

其中：K表示一个正交扩频符号解调的比特数；b_n,k为第n个符号周期解调的第k比特数据，表示子集中相关值模平方的最大值，表示子集中相关值模平方的最大值；

并由此计算方法，计算一帧数据中所有符号解调的比特软值，设一帧数据中包含F个正交扩频符号，则一帧数据的总比特数为F·K；

步骤四，将获得的一帧数据比特软值进行解交织，作为信道译码的输入，进行TPC/LDPC迭代译码，译码判决输出共F·K比特数据{b_n,k}，其中b_n,k表示第n个符号周期的第k比特数据；

步骤五，判决反馈输出所有的硬判决比特{b_n,k}经过交织后，重构调制生成F个正交扩频调制符号为其中第n个符号周期的K比特数据{b_n,1,b_n,2,…,b_n,K}，重构调制生成的正交扩频符号为将与第n个符号周期的采样序列R_n做相关得到路径响应表示第n个符号周期硬判决比特重构正交扩频符号的共轭转置；

当判决反馈输出正确时，重构正交扩频符号就是发送的扩频符号，不考虑噪声的影响，则h_n=α_nexp(jφ_n)，可见判决重构能够获得路径响应。

错误判决会导致路径响应错误估计，为提高路径响应估计精度，利用前后多个符号来估计路径响应，且根据信道的时变特性来选择合适的符号数。另外当前符号路径响应估计时，防止前次迭代的错误判决影响，不利用当前的路径响应估计h_n，则利用前后M个符号周期估计的路径响应h_n-M,…,h_n-1,h_n+1,…,h_n+M，估计第n个符号周期的路径响应为：

${\hat{h}}_n=(h_{n-M}+\·\·\·+h_{n-1}+h_{n+1}+\·\·\·+h_{n+M})/\left(2M\right)={\mathrm{\α}}_n\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_n\right)$

其中：M表示信道估计联合前后符号的数目；α_n为路径增益，φ_n为路径相位信息。

步骤六，利用信道估计恢复相位信息φ_n实现正交扩频的相干解调，首先补偿信道的相位影响，再取实部表示为相干解调输出比特软值为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right)-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right),1\≤k\≤K$

相干解调当前符号需要利用前后多个符号路径响应，由此可知，一帧符号的前后端各M个符号不能实现相干解调，则两端2M个符号非相干解调比特软值与中间符号相干解调的比特软值解交织后作为信道译码输入；再转入第四步进行信道译码，直至迭代停止，最后输出判决数据比特b_n,k。

本发明实施例

以短波24kHz信号带宽为例，码片宽度T_c=1/19200秒，正交扩频码采用长度为256的Hadamard序列，每一个扩频调制符号传输log₂(256)=8比特；信道编译码为Turbo乘积码(32,26)×(32,26)，实际应用中也可以采用其它高性能信道编译码；本实施例整帧信号就是一个TPC(32,26)×(32,26)阵，因此不采用交织器时，具体步骤如下：

步骤一，发送端共676比特信息，进行TPC编码后得到1024比特数据，每8比特调制生成1个正交扩频符号，则1024比特总共调制生成128个正交扩频符号，然后成型滤波进行发送；接收端，接收信号进行匹配滤波，并以码片速率1/T_c抽取，假设接收机已实现同步，第n个符号周期的采样序列为R_n=[r(nT),r(nT+T_c),…,r(nT+255·T_c)]，扩频码符号周期为T=256·T_c；

步骤二，采样序列与本地扩频序列做相关，得下标l表示本地扩频序列号，上标H表示共轭转置，所有本地扩频序列共256个，则得到相关值序列为Z_n=[z_n,1,z_n,2,…,z_n,256]；

步骤三，利用Z_n进行正交扩频非相干解调。将相关值根据发送相应扩频序列的第k比特数据为“1”，“0”分为两个大小为128的子集表中给出以第2比特为“1”或“0”的集合划分实例。

非相干解调的扩频比特软值表示为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }{\left|z_{n,i}\right|}^2,1\≤k\≤8$

b_n,k为第n个符号周期解调的第k比特数据。

步骤四，每128个正交扩频符号解调输出128*8=1024个比特软值，作为信道译码的输入，进行TPC(32,26)×(32,26)迭代译码，考虑运算量，TPC内部迭代译码8次，译码判决输出1024比特数据；

步骤五，利用判决反馈输出1024比特硬判决信息，重构调制生成128个正交扩频调制符号，符号从第1个开始算起，则一帧符号记为则对应接收序列为{R₁,R₂,…,R₁₂₈}，计算每个符号对应的路径响应，1≤n≤128；为提高信道估计精度，并考虑信道的时变特性，利用前后两个符号对应的路径响应来估计当前符号周期的路径响应为：

${\hat{h}}_n=(h_{n-2}+h_{n-1}+h_{n+1}+h_{n+2})/\mathrm{4,3}\≤n\≤126$

由上式可见，获得了124个符号的精确信道响应估计，符号1，2，127，128没有给出精确的估计。利用估计的信道响应，恢复出相位信息φ_n：

${\mathrm{\φ}}_n=\mathrm{angle}\left({\hat{h}}_n\right),3\≤n\≤126$

式中angle(·)为取复数相位的函数。

步骤六，利用信道估计恢复相位信息φ_n实现正交扩频的相干解调，首先补偿信道的相位影响，再取实部表示为3≤n≤126,1≤l≤256，相干解调输出比特软值为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right)-\underset{i\∈S_k^{-}}{\max }\left(z_{n,i}^R\right),1\≤k\≤8$

则一帧符号相干解调输出124*8=992个比特软值，符号1，2，127，128利用非相干解调的4*8=32个比特软值，作为信道译码输入；再转入第四步进行信道译码，直至迭代停止，最后输出判决数据比特。

图4给出了加性高斯白噪声条件下联合迭代解调与译码方法的性能曲线，TPC译码内部迭代8次，联合信道估计、正交扩频解调和信道译码进行整体迭代2次，可见本发明所提出的迭代解调与译码方法能有效提高***的传输性能，当误比特率为1E-5时，与传统非相干解调接收相比，能获得约0.4dB的信噪比增益。

Claims (4)

1.一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，其特征在于该方法采用联合信道估计部分、正交扩频解调部分和信道译码部分进行迭代处理，达到提升短波通信传输性能的目的，包括以下步骤：

步骤一，接收端接收扩频信号进行匹配滤波，并采样得到接收信号各符号周期的采样序列；

步骤二，将得到的采样序列与本地扩频序列做相关，得到相关值序列；

步骤三，采用相关值序列进行正交扩频非相干解调，得到各符号周期的正交扩频非相干解调比特软值；

步骤四，将得到的比特软值作为信道译码的输入，进行Turbo乘积码TPC或低密度奇偶校验码LDPC迭代译码，得到译码判决输出比特；

步骤五，译码判决输出比特再进行重构调制，生成各符号周期的正交扩频调制符号，将正交扩频调制符号与各符号周期的接收序列做相关，得到路径响应；并利用前后各M个符号的路径响应，估计当前符号的路径响应；

步骤六，根据估计路径响应结果中的相位进行正交扩频的相干解调，得到此次正交扩频非相干解调的比特软值；由于估计当前符号路径响应需要利用前后多个符号，则一帧符号中的前后各M个符号不能实现相干解调，那么利用两端2M个符号非相干解调比特软值与中间符号相干解调的比特软值作为信道译码输入；再转入步骤四进行信道译码，迭代至少一次，迭代停止后输出译码判决结果；

该方法具体包括以下步骤：

步骤一，发送端，每K个比特从共L个正交扩频序列集合中选择一个扩频序列，其中L＝2^K，然后成型滤波进行发送；接收端接收到该信号后进行匹配滤波，并以码片速率1/T_c进行采样抽取，得到第n个符号周期的采样序列R_n，R_n采用下述公式表达；

R_n＝[r(nT),r(nT+T_c),…,r(nT+(N-1)T_c)]

其中：r(nT)表示第n符号周期内第1个采样点，r(nT+(N-1)T_c)表示第n符号周期内的第N个采样点；N为扩频码长度，扩频码符号周期为T＝NT_c；

步骤二，将得到的采样序列R_n与本地扩频序列W_l做相关，得到相关值z_n,_l，

z_n,l＝R_nW_l ^H

其中，l表示本地扩频序列号，1≤l≤L，W_l ^H表示本地扩频序列W_l的共轭转置；

采样序列R_n与L个本地扩频序列做相关得到相关值序列为Z_n＝[z_n,1,z_n,2,…,z_n,L]；

步骤三，采用Z_n进行正交扩频非相干解调：将相关值根据发送相应扩频序列的第k比特数据为“1”，“0”分为两个子集得到非相干解调的扩频比特软值表示为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{max}{\left|z_{n,i}\right|}^2-\underset{i\∈S_k^{-}}{max}{\left|z_{n,i}\right|}^2,1\≤k\≤K$

其中，K为每个扩频符号对应调制的比特数，b_n,k为第n个符号周期解调的第k比特数据，表示子集中相关值模平方的最大值，表示子集中相关值模平方的最大值；

并由此计算方法，计算一帧数据中所有符号解调的比特软值，设一帧数据中包含F个正交扩频符号，则一帧数据的总比特数为F·K；

步骤四，将获得的一帧数据比特软值作为信道译码的输入，进行TPC/LDPC迭代译码，译码判决输出共F·K比特数据{b_n,k}，其中b_n,k表示第n个符号周期的第k比特数据；

步骤五，判决反馈输出所有的硬判决比特{b_n,k}，重构调制生成F个正交扩频调制符号为其中第n个符号周期的K比特数据{b_n,1,b_n,2,…,b_n,K}，重构调制生成的正交扩频符号为将与第n个符号周期的接收序列R_n做相关得到路径响应h_n；

$h_n=R_n{\hat{W}}_n^H/N;$

其中，R_n为第n个符号周期的采样序列，表示第n个符号周期中硬判决比特重构正交扩频符号的共轭转置；N为扩频码长度；

则第n-2个符号周期内路径响应为同理，可得前后2M个符号周期的路径响应为h_n-M,…,h_n-1,h_n+1,…,h_n+M，利用2M个路径响应估计第n个符号周期的路径响应为：

${\hat{h}}_n=(h_{n-M}+...+h_{n-1}+h_{n+1}+...+h_{n+M})/\left(2M\right)={\mathrm{\α}}_n\exp \left({\mathrm{j\φ}}_n\right)$

其中，M表示信道估计联合前后符号的数目；α_n为路径增益，φ_n为路径相位；

步骤六，采用信道估计恢复的相位信息φ_n实现正交扩频的相干解调，首先补偿信道的相位影响，再取实部表示为相干解调输出比特软值为：

$\mathrm{\Λ}\left(b_{n,k}\right)=\underset{i\∈S_k^{+}}{max}\left(z_{n,i}^R\right)-\underset{i\∈S_k^{-}}{max}\left(z_{n,i}^R\right),1\≤k\≤K$

相干解调当前符号需要前后多个符号进行信道估计，由此可知，一帧符号的前后各M个符号不能实现相干解调，则两端2M个符号非相干解调比特软值与中间符号相干解调共F·K比特软值作为信道译码输入；再转入第四步进行信道译码，直至迭代停止，最后输出判决数据比特b_n,k。

2.根据权利要求1所述的一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，其特征在于，步骤一中，首先对发送信息比特进行信道编码，之后对编码数据进行正交扩频调制，获取正交扩频序列集合。

3.根据权利要求2所述的一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，其特征在于，步骤一中，对发送信息比特进行信道编码和正交扩频调制之间，还包括对编码后的数据进行交织的步骤；

在发送端进行加入交织步骤后，

步骤四中，将获得的一帧数据比特软值进行解交织后，作为信道译码的输入；

同时，步骤五中，判决反馈输出的所有硬判决比特经过交织后，进行重构调制生成F个正交扩频调制符号；

另外，步骤六中，F·K比特软值经过解交织后，作为信道译码输入。

4.根据权利要求1所述的一种高性能的短波正交扩频迭代解调与译码方法，其特征在于，所述步骤四实现方法如下：利用解调输出软值，进行TPC/LDPC迭代译码，其译码方法采用通用TPC或LDPC译码算法，迭代译码后比特软值进行判决，输出硬判决比特b_n,k。