TW202420719A - 基於原邊回饋的返馳式電源變換器 - Google Patents

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張秀紅
夏正蘭
林武平
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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提供了基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括變壓器、功率開關管、雙極性接面電晶體、類比電路供電電源、電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、以及開關控制電路，其中：第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，第一開關管的第二電極連接到類比電路供電電源、第三電極連接到第二開關管的第二電極和功率開關管的閘極，第二開關管的第三電極連接到雙極性接面電晶體的基極或接地，第四開關管的第二電極連接到雙極性接面電晶體的基極、第三電極接地，電流源在第三開關管的控制下連接到雙極性接面電晶體的基極，功率開關管的汲極連接到變壓器的一次繞組、源極連接到雙極性接面電晶體的基極。

Description

基於原邊回饋的返馳式電源變換器
本發明涉及電路領域，尤其涉及一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器。
在中小功率電源變換器領域，基於原邊回饋的返馳式電源變換器以其電路簡單、空間體積小、系統成本低、轉換效率高等優勢佔據應用市場的絕對主導地位。近年來，節能環保成為共識，低待機功耗、高系統效率受到消費者重視，雙極性接面電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)因其良好的開關特性和低廉的價格優勢被廣泛應用於10W以下的小功率市場。
隨著手機、平板電腦等移動設備的功能越來越多，為移動設備供電的電池的容量爆發式增加，並且為移動設備供電的充電器或適配器的輸出功率不斷提高，已經從原來的5W~10W發展到20W、30W、45W、65W甚至更高。如何在低成本、低待機功耗的基礎上提高電源變換器的系統整體效率和功率密度，使得電源變換器既滿足充電器或適配器小型化的發展需求也滿足越來越嚴苛的電源能效標準，成為當今研究的重點。
根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括變壓器、功率開關管、雙極性接面電晶體、類比電路供電電源、電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、以及開關控制電路，其中：第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，第一開關管的第二電極連接到類比電路供電電源、第三電極連接到第二開關管的第二電極和功率開關管的閘極，第二開 關管的第三電極連接到雙極性接面電晶體的基極或接地，第四開關管的第二電極連接到雙極性接面電晶體的基極、第三電極接地，電流源在第三開關管的控制下連接到雙極性接面電晶體的基極，功率開關管的汲極連接到變壓器的一次繞組、源極連接到雙極性接面電晶體的基極，雙極性接面電晶體的集極連接到變壓器的一次繞組、發射極經由電流感測電阻接地。
1,2,3,4,5,6,7,8,CS,FB,VDD:引腳
100A,100B:返馳式電源變換器
102:開關控制電路
104:晶片供電電路
106:回饋控制電路
108:恆壓(CV)控制電路
110:恆流(CC)控制電路
112:電流感測控制電路
114:振盪器(OSC)電路
116:邏輯控制電路
118:保護電路
AVDD:類比電路供電電源
Base:基極
Cvdd:供電電容
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
D4:第四開關管
GND:一次側地
IB1:第一驅動電流
IB2:第二驅動電流
Ic,IQ1:電流
Iref:參考電流
Is:一次側電流
ISB1:電流源
LEB:前沿消隱
NAUX:輔助繞組
OCP:過流保護
OVP:過壓保護
Ploss:損耗
Q1:功率開關管
Q2:雙極性接面電晶體
RQ1_dson:導通電阻
Rs:電流感測電阻
Rst:啟動電阻
T:變壓器
U1,U1A,U1B:控制晶片
UVLO:欠壓鎖定
UVP:欠壓保護
Vbulk:輸入電壓
VBUS:輸出電壓
Vcs:電壓
Vcsmax:最大電壓值
Vg1:驅動信號
Vref:參考電壓
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1A和1B分別示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖2示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的多個信號的工作波形圖。
圖3A和3B分別示出了圖1A和1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的控制晶片的示例框圖。
圖4A和4B分別示出了圖1A和1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中與電流源和第三開關管有關的電路部分的示例實現方式的示意圖。
圖5A和5B分別示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的功率開關管和雙極性接面電晶體的示例封裝示意圖。
圖6示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的功率開關管和雙極性接面電晶體以及控制晶片的示例封裝示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下 覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。另外，需要說明的是，這裡使用的用語“A與B連接”可以表示“A與B直接連接”也可以表示“A與B經由一個或多個其他元件間接連接”。
目前，雙極性接面電晶體作為主功率器件只能應用於小功率市場的主要原因在於，雙極性接面電晶體的導通是電流驅動的，必須有足夠的驅動電流才可以使雙極性接面電晶體導通。另外，雙極性接面電晶體的驅動損耗大、導通損耗大、且關斷速度慢，輸出功率的提升必然導致選取更大的雙極性接面電晶體，而更大的雙極性接面電晶體需要的驅動電流明顯增加，驅動電流增加又會導致雙極性接面電晶體的關斷損耗增加，這些因素限制了雙極性接面電晶體在更高輸出功率市場上的應用。
鑒於上述情況，提出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，採用多個開關管和功率開關管的組合來驅動雙極性接面電晶體，以降低雙極性接面電晶體的驅動電流損耗、提高雙極性接面電晶體的開通速度和/或關斷速度、和/或降低雙極性接面電晶體的關斷損耗。
圖1A示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A的示例電路圖。如圖1A所示，基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A包括變壓器T、功率開關管Q1、雙極性接面電晶體Q2、類比電路供電電源AVDD、電流源ISB1、第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4、以及開關控制電路102，其中：第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4的第一電極分別連接到開關控制電路102的第一、第二、第三、和第四輸出端，第一開關管D1的第二電極連接到類比電路供電電源AVDD、第三電極連接到第二開關管D2的第二電極和功率開關管Q1的閘極，第二開關管D2的第三電極連接到雙極性接面電晶體Q2的基極，第四開關管D4的第二電極連接到雙極性接面電晶體Q2的基極、第三電極接地，電流源ISB1在第三開關管D3的控制下連接到雙極性接面電晶體Q2的基極， 功率開關管Q1的汲極連接到變壓器T的一次繞組、源極連接到雙極性接面電晶體Q2的基極，雙極性接面電晶體Q2的集極連接到變壓器T的一次繞組、發射極經由電流感測電阻Rs接地。這裡，類比電路供電電源AVDD、電流源ISB1、第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4、以及開關控制電路102可以包括在控制晶片U1A中。
圖1B示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B的示例電路圖。圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B與圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極接地而不是連接到雙極性接面電晶體Q2的基極，其他部分的連接關係與圖1A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
在圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中，當第一開關管D1和功率開關管Q1處於導通狀態且第二、第三、和第四開關管D2至D4處於關斷狀態時，類比電路供電電源AVDD經由第一開關管D1和功率開關管Q1提供用於雙極性接面電晶體Q2的第一驅動電流IB1；當功率開關管Q1、第一開關管D1、和第四開關管D4處於關斷狀態且第二開關管D2和第三開關管D3處於導通狀態時，電流源ISB1經由第三開關管D3提供用於雙極性接面電晶體Q2的第二驅動電流IB2。
圖2示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的多個信號的工作波形圖，其中，D1至D4分別表示用於驅動第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4的導通與關斷的驅動信號，Vg1表示用於控制功率開關管Q1的導通與關斷的驅動信號，IB1表示用於雙極性接面電晶體Q2的第一驅動電流，IB2表示用於雙極性接面電晶體Q2的第二驅動電流，Is表示流過電流感測電阻Rs的一次側電流，Vcs是電流感測電阻Rs上的電壓。這裡，假設功率開關管Q1以及第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4中的每一者在其驅動信號為高電平時處於導通狀態並且在其驅動信號為低電平時處於關斷狀態。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B剛上電時，輸入電壓Vbulk經由啟動電阻Rst給供電電容Cvdd充電，隨後控制晶片U1A/U1B啟動；在一個脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)週期剛開始時，第一開關管D1從關斷狀態變為導通狀態，功率開關管Q1處於導通狀態，第二、第三、和第四開關管D2至D4處於關斷狀態，類比電路供電電源AVDD經由第一開關管D1和功率開關管Q1提供用於雙極性接面電晶體Q2的第一驅動電流IB1，使得雙極性接面電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態，從而使得流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is增大；當流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is達到第一預定水準時，第一開關管D1和功率開關管Q1從導通狀態變為關斷狀態，第二和第三開關管D2和D3從關斷狀態變為導通狀態，第四開關管D4保持處於關斷狀態不變，電流源ISB1經由第三開關管D3提供用於雙極性接面電晶體Q2的第二驅動電流IB2，使得雙極性接面電晶體Q2保持在導通狀態；當流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is達到第二預定水準時，第一開關管D1和功率開關管Q1保持處於關斷狀態不變，第二開關管D2保持處於導通狀態不變，第三開關管D3從導通狀態變為關斷狀態，第四開關管D4從關斷狀態變為導通狀態，使得雙極性接面電晶體Q2的基極接地，從而使得雙極性接面電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態，直到下一個PWM週期開始為止。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定閾值之前(即，流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is達到第一預定水準之前)，第一開關管D1和功率開關管Q1處於導通狀態，第二、第三、和第四開關管D2至D4處於關斷狀態，雙極性接面電晶體Q2的基極電流由類比電路供電電源AVDD經由第一開關管D1和功率開關管Q1提供(即，使用第一驅動電流IB1作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流)。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在雙極性接面電 晶體Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定閾值之後(即，流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is達到第一預定水準之後)，第一開關管D1、功率開關管Q1、和第四開關管D4處於關斷狀態，第二和第三開關管D2和D3處於導通狀態，雙極性接面電晶體Q2的基極電流由電流源ISB1經由第三開關管D3提供(即，使用第二驅動電流IB2作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流)。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，當第一和第三開關管D1和D3以及功率開關管Q1處於關斷狀態且第二和第四開關管D4處於導通狀態時，雙極性接面電晶體Q2處於關斷狀態。
在圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中，功率開關管Q1用於控制第一驅動電流IB1是否被用作雙極性接面電晶體Q2的驅動電流，第一和第四開關管D1和D4用於控制功率開關管Q1的導通與關斷。在雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態期間，分時段使用第一和第二驅動電流IB1和IB2作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流。在雙極性接面電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，使用第一驅動電流IB1作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流，此時第一驅動電流IB1要足夠大，以使得雙極性接面電晶體Q2能夠迅速進入飽和區，以最大限度地降低雙極性接面電晶體Q2的開通損耗，提高雙極性接面電晶體Q2的開關速度。但是，雙極性接面電晶體Q2的驅動電流過大會降低雙極性接面電晶體Q2的關斷速度，增加雙極性接面電晶體Q2的關斷損耗，因此在雙極性接面電晶體Q2從導通狀態變為關斷狀態的過程開始之前，將雙極性接面電晶體Q2的驅動電流從第一驅動電流IB1切換到第二驅動電流IB2(也稱為預關斷驅動電流)，可以使功雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態期間存儲在基極區的少數載流子迅速複合，以減小雙極性接面電晶體Q2的關斷時間，降低雙極性接面電晶體Q2的關斷損耗，提高基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的系統效率和輸出功率。
具體地，在雙極性接面電晶體Q2從關斷狀態變為導通狀態 的過程中，使用第一驅動電流IB1作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流，功率開關管Q1處於導通狀態，第一驅動電流IB1由流過功率開關管Q1的電流IQ1產生，電流IQ1產生的損耗Ploss=IQ1 2*RQ1_dson，由於RQ1_dson為功率開關管Q1的導通電阻且比較小，所以很小的驅動損耗Ploss就可以產生較大的第一驅動電流IB1，促使雙極性接面電晶體Q2迅速進入飽和區，降低了雙極性接面電晶體Q2的開通損耗。在雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定閾值(例如，電流感測電阻Rs上的最大電壓值Vcsmax的90%)之前，使用第一驅動電流IB1作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流，流過電流感測電阻Rs的一次側電流Is=Ic+hfe* IB1(Ic是流過雙極性接面電晶體Q2的集極的電流，Hfe是雙極性接面電晶體Q2的放大倍數)；在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定閾值(例如，電流感測電阻Rs上的最大電壓值Vcsmax的90%)之後，使用第二驅動電流IB2作為雙極性接面電晶體Q2的驅動電流，由於IB2<<IB1，所以在使用第二驅動電流IB2維持雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態期間，雙極性接面電晶體Q2存儲在基極區的載流子較少，雙極性接面電晶體Q2關斷時其基極區較少的載流子能迅速複合，從而可以減小雙極性接面電晶體Q2的關斷時間，降低雙極性接面電晶體Q2的關斷損耗。
圖3A示出了圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A中的控制晶片U1A的示例框圖。圖3B示出了圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B中的控制晶片U1B的示例框圖。如圖3A和3B所示，控制晶片U1A和控制晶片U1B的區別在於，在控制晶片U1A中第二開關管D2的第三電極連接到雙極性接面電晶體Q2的基極，在控制晶片U1B中第二開關管D2的第三電極接地。除了第二開關管D2的第三電極的連接機制不同外，控制晶片U1A和U1B的其他部分的連接關係和功能基本類似。下面為了簡單，將控制晶片U1A和U1B統稱為控制晶片U1。
如圖3A和3B所示，控制晶片U1除了包括第一至第四開關管D1至D4以及開關控制電路102以外，還可以包括：
晶片供電電路104：連接到控制晶片U1的VDD引腳，包括欠壓鎖定(Under Voltage Lock Out,UVLO)、過壓保護(Over Voltage Protection,OVP)、以及參考電壓與參考電流(Vref&Iref)等部分，用於為晶片內部電路提供工作電壓、參考電壓Vref、以及參考電流Iref。在VDD引腳處的電壓超過UVLO閾值後，晶片內部電路開始工作。當VDD引腳處的電壓超過OVP閾值時，晶片內部電路進入自動恢復保護狀態，以防止控制晶片U1損壞。
回饋控制電路106：連接到控制晶片U1的FB引腳、恆壓(Constant Voltage,CV)控制電路108、以及邏輯控制電路116，包括取樣器、誤差放大器(Error Amplifier,EA)、壓降補償、以及輸出過壓/欠壓保護(OVP/UVP)等部分。取樣器根據從變壓器T的輔助繞組接收到的、表徵變壓器T的二次繞組上的系統輸出電壓的輸出電壓回饋信號，生成輸出電壓取樣信號並將輸出電壓取樣信號提供給運算放大器。運算放大器根據輸出電壓取樣信號和參考電壓Vref生成誤差放大信號，並將誤差放大信號提供給CV控制電路108和壓降補償部分。壓降補償部分基於誤差放大信號生成壓降補償信號(此環路為正回饋)。輸出OVP/UVP部分根據輸出電壓回饋信號生成OVP信號和UVP信號，並將OVP信號和UVP信號提供給邏輯控制電路116。
CV控制電路108：連接到控制晶片U1的CS引腳、回饋控制電路106、以及邏輯控制電路116，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電壓恆定。
恆流(Constant Current,CC)控制電路110：連接到控制晶片U1的FB引腳和邏輯控制電路116，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電流恆定。這裡，可以通過變更電流感測電阻Rs的阻值來調整基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電流的大小。
電流感測控制電路112：連接到控制晶片U1的CS引腳和邏 輯控制電路116，包括前沿消隱(Leading Edge Blanking,LEB)和過流保護(Over Current Protection,OCP)等部分，用於實現基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的過流保護。
振盪器(Oscillation,OSC)電路114：用於產生高頻鋸齒波信號並將其提供給邏輯控制電路116，供邏輯控制電路116用以生成占空比可調的方波信號。
邏輯控制電路116：用於將來自各電路模組的輸入信號進行邏輯分析，輸出邏輯控制信號給開關控制電路102。
保護電路118：用於在檢測到異常故障資訊時，使控制晶片U1進入自動恢復保護狀態，避免控制晶片U1損壞。
需要說明的是，開關控制電路102可以根據邏輯控制電路116提供的邏輯控制信號產生分別用於控制第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4的導通與關斷的四個控制信號，第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4在開關控制電路102的控制下導通和關斷，從而形成第一和第二驅動電流IB1和IB2。第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4可以採用N型金屬氧化物半導體場效應電晶體(N-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,N-MOSFET)或雙極型電晶體(BJT)來實現。第一和第三開關管D1和D3也可以採用P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,P-MOSFET)來實現。
這裡，需要進一步說明的是，在圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中，雖然電流源ISB1和第三開關管D3被示出為直接連接在一起，但是電流源ISB1並不是一定要直接連接一個開關管，只要電流源ISB1能夠在雙極性接面電晶體Q2處於導通狀態時提供第二驅動電流IB2、在雙極性接面電晶體Q2處於關斷狀態時不提供第二驅動電流IB2即可。
圖4A示出了與電流源ISB1和第三開關管D3有關的電路部分 的示例實現方式的示意圖。在圖4A所示的示例實現中，第三開關管D3的第二電極連接到電流源ISB1，、第三電極連接到雙極性接面電晶體Q2的基極。在這種情況下，用於雙極性接面電晶體Q2的第二驅動電流IB2由電流源ISB1的電流提供，電流源ISB1的電流全部流經第三開關管D3，這導致第三開關管D3的面積相對較大。
圖4B示出了與電流源ISB1和第三開關管D3有關的電路部分的另一示例實現方式的示意圖。在圖4B所示的示例實現中，電流源ISB1被用作鏡像電流源中的基準電流源，第三開關管D3用於控制電流源ISB1是否被包括在鏡像電流源中或者用於實現鏡像電流源的開關控制。在這種情況下，用於雙極性接面電晶體Q2的第二驅動電流IB2由鏡像電流源提供，電流源ISB1的電流僅為第二驅動電流IB2的1/n，流經第三開關管D3的電流源ISB1比較小，從而第三開關管D3的面積大大減小(相比圖4A的示例實現)。
在一些實施例中，功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2可以是兩個獨立的開關管，也可以形成在一個晶片封裝中；或者控制晶片U1可以與功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2形成在一個三晶片封裝中。
圖5A示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2的示例封裝示意圖。如圖5A所示，功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2可以被包括在同一個單基島晶片封裝中(其中，功率開關管Q1的汲極和雙極性接面電晶體Q2的集極相連)，並且該單基島晶片封裝的詳細引腳資訊如下：
引腳1為閘極驅動引腳，連接到功率開關管Q1的閘極區；
引腳2為源極引腳，連接到功率開關管Q1的源極區；
引腳3為基極引腳，連接到雙極性接面電晶體Q2的基極區；
引腳4為發射極引腳，連接到雙極性接面電晶體Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線、多引腳封裝，例如通過兩根打線連接一個引腳，打線的具體根數可以根據雙極性接面電晶體Q2的 發射極區的面積確定；
引腳5~8為集極/汲極引腳，連接到功率開關管Q1的汲極區和雙極性接面電晶體Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，功率開關管Q1的汲極區和雙極性接面電晶體Q2的集極區位於電晶體背面，所以功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2可以採用導電膠和晶片基島連接，無需打線，阻抗最小。
圖5B示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2的另一示例封裝示意圖。圖5B所示的示例封裝與圖5A所示的示例封裝的區別在於，功率開關管Q1的源極和雙極性接面電晶體Q2的基極直接連接後再連接到輸出引腳，這樣多出一個輸出引腳，可以用於雙極性接面電晶體Q2的發射極引腳實現多引腳封裝，其他引腳和圖5A所示相同，此處不再贅述。
圖6示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2以及控制晶片U1A/U1B的示例封裝示意圖。如圖6所示，功率開關管Q1和雙極性接面電晶體Q2採用平鋪形式封裝，控制晶片U1A/U1B和雙極性接面開關管Q2採用疊代形式封裝。具體的封裝形式可以根據基島個數和形狀進行調整，不局限於8引腳封裝形式。圖6所示的示例封裝的詳細引腳資訊如下：
引腳1、2、3為用於控制晶片U1A/U1B的控制引腳，連接到控制晶片U1A/U1B的內部焊墊；
引腳4為發射極引腳，連接到雙極性接面電晶體Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線方式降低打線阻抗，打線的具體根數可以根據雙極性接面電晶體Q2的發射極區的面積確定；
引腳5~8為集極引腳，連接到功率開關管Q1的汲極區和雙極性接面電晶體Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，功率開關管Q1的汲極區和雙極性接面電晶體Q2的集極區位於電晶體背面，採用導電膠和基島連接，無需打線，阻抗最小。
綜上所述，在根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中，採用多個開關管和功率開關管的組合來驅動雙極性接面電晶體，降低了雙極性接面電晶體的驅動電流損耗，提高了雙極性接面電晶體的開通速度。另外，通過在雙極性接面電晶體從導通狀態變為關斷狀態的過程開始之前設置預關斷驅動電流，減少了雙極性接面電晶體處於導通狀態期間基極區的載流子，使得關斷時能迅速抽取雙極性接面電晶體的基極區中剩餘的少數載流子，提高關斷速度，降低關斷損耗，從而可以擴展雙極性接面電晶體的應用範圍。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
1,2,3,4,CS,FB,VDD:引腳
100A:返馳式電源變換器
102:開關控制電路
AVDD:類比電路供電電源
Base:基極
Cvdd:供電電容
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
D4:第四開關管
GND:一次側地
IB1:第一驅動電流
IB2:第二驅動電流
Ic,IQ1:電流
Is:一次側電流
ISB1:電流源
NAUX:輔助繞組
Q1:功率開關管
Q2:雙極性接面電晶體
Rs:電流感測電阻
Rst:啟動電阻
T:變壓器
U1A:控制晶片
Vbulk:輸入電壓
VBUS:輸出電壓
Vg1:驅動信號

Claims (14)

  1. 一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其特徵在於，包括變壓器、功率開關管、雙極性接面電晶體、類比電路供電電源、電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、以及開關控制電路，其中：
    所述第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到所述開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，所述第一開關管的第二電極連接到所述類比電路供電電源、第三電極連接到所述第二開關管的第二電極和所述功率開關管的閘極，所述第二開關管的第三電極連接到所述雙極性接面電晶體的基極或接地，所述第四開關管的第二電極連接到所述雙極性接面電晶體的基極、第三電極接地，所述電流源在所述第三開關管的控制下連接到所述雙極性接面電晶體的基極，
    所述功率開關管的汲極連接到所述變壓器的一次繞組、源極連接到所述雙極結性電晶體的基極，
    所述雙極性接面電晶體的集極連接到所述變壓器的一次繞組、發射極經由電流感測電阻接地。
  2. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，當所述第一開關管和所述功率開關管處於導通狀態且所述第二、第三、和第四開關管處於關斷狀態時，所述類比電路供電電源經由所述第一開關管和所述功率開關管提供用於所述雙極性接面電晶體的第一驅動電流。
  3. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，當所述第一開關管、所述功率開關管、和所述第四開關管處於關斷狀態且所述第二和第三開關管處於導通狀態時，所述電流源經由所述第三開關管提供用於所述雙極性接面電晶體的第二驅動電流。
  4. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述雙極性接面電晶體管處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上的電壓達到第一預定閾值之前，所述第一開關管和所述功率開關管處 於導通狀態且所述第二、第三、和第四開關管處於關斷狀態，所述雙極性接面電晶體的基極電流由所述類比電路供電電源經由所述第一開關管和所述功率開關管提供。
  5. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述雙極性接面電晶體處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上的電壓達到第一預定閾值之後，所述第一開關管、所述功率開關管、和所述第四開關管處於關斷狀態且所述第二和第三開關管處於導通狀態，所述雙極性接面電晶體的基極電流由所述電流源經由所述第三開關管提供。
  6. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，當所述第一和第三開關管以及所述功率開關管處於關斷狀態且所述第二和第四開關管處於導通狀態時，所述雙極性接面電晶體處於關斷狀態。
  7. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一、第二、第三、和第四開關管採用N型金屬氧化物半導體場效應電晶體(N-MOSFET)或雙極性接面電晶體(BJT)來實現。
  8. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第三開關管採用P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-MOSFET)來實現。
  9. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，還包括控制晶片，所述第一、第二、第三、和第四開關管以及所述開關控制電路被包括在所述控制晶片中。
  10. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述功率開關管和所述雙極性接面電晶體被包括在同一個單基島晶片封裝中。
  11. 如請求項9所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述功率開關管、所述雙極性接面電晶體、以及所述控制晶片被包括在同一個晶片封裝中。
  12. 如請求項11所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器， 其中，所書功率開關管和所述雙極性接面電晶體採用平鋪形式封裝，並且所述控制晶片和所述雙極性接面電晶體採用疊代形式封裝。
  13. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第三開關管的第二電極連接到所述電流源、第三電極連接到所述雙極性接面電晶體的基極。
  14. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述電流源被用作鏡像電流源中的基準電流源，所述第三開關管用於控制所述電流源是否被包括在所述鏡像電流源中或者用於實現所述鏡像電流源的開關控制。
TW112114123A 2022-11-08 2023-04-14 基於原邊回饋的返馳式電源變換器 TW202420719A (zh)

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