TW202316779A - 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一種準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法。準諧振開關電源包括變壓器，變壓器包括一次繞組、二次繞組、第一輔助繞組、以及第二輔助繞組，控制晶片被配置為：基於第一輔助繞組上的感應電壓產生谷底取樣電壓，該谷底取樣電壓用於表徵當一次繞組連接的主開關從關斷狀態變為導通狀態時，主開關的汲極與源極之間的電壓差值；以及基於谷底取樣電壓產生第一控制電壓，該第一控制電壓用於控制主開關從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。

Description

準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法
本發明涉及積體電路領域，更具體地涉及一種準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的架構(例如，返馳式(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
通常，開關電源用於交流到直流(Alternate Current，AC/Direct Current，DC)或直流到直流(DC/DC)的轉換，並且主要包括以下電路部分：電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)濾波電路、整流濾波電路、功率變換電路、脈寬調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制電路、輸出整流濾波電路等，其中，PWM控制電路主要由PWM控制晶片實現。
根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制晶片，該準諧振開關電源包括變壓器，該變壓器包括一次繞組、二次繞組、第一輔助繞組、以及第二輔助繞組，該控制晶片被配置為：基於第一輔助繞組上的感應電壓產生谷底取樣電壓，該谷底取樣電壓用於表徵當一次繞組連接的主開關從關斷狀態變為導通狀態時，主開關的汲極與源極之間的電壓差值；以及基於谷底取樣電壓產生第一控制電壓，該第一控制電壓用於控制主開關從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。
根據本發明實施例的準諧振開關電源，包括上述用於準諧振開關電源的控制晶片。
根據本發明實施例的用於準諧振開關電源的控制方法，該準諧振開關電源包括變壓器，該變壓器包括一次繞組、二次繞組、第一輔助繞組、以 及第二輔助繞組，該控制方法包括：基於第一輔助繞組上的感應電壓產生谷底取樣電壓，該谷底取樣電壓用於表徵當一次繞組連接的主開關從關斷狀態變為導通狀態時，主開關的汲極與源極之間的電壓差值；以及基於谷底取樣電壓產生第一控制電壓，該第一控制電壓用於控制主開關從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。
根據本發明實施例的準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法，可以通過根據主開關從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值自動調整輔開關的導通時間，將主開關從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值控制在設定值，從而可以通過根據準諧振開關電源的系統參數靈活設置該設定值來提高準諧振開關電源的電源效率。
100:準諧振開關電源
300:準諧振開關電源
302:控制晶片
3022:退磁檢測模組
3024:谷底取樣模組
3024-2:鉗位元單元
3024-4:電流檢測單元
3024-6:減法器單元
3026:積分器模組
3028:比較器模組
AC:交流電
aux_comp:差值積分電壓
aux_gate:閘極驅動電壓
aux_on:第三控制電壓
C1:積分電容
Comp:運算放大器輸出
Coss:主開關寄生電容
Cr:諧振電容
FB:回饋電壓
gate:閘極驅動電壓
gate_off:第二控制電壓
gate_on/aux_off:第一控制電壓
gm:跨導
Ir,Ip,Is:電流
inv:分壓
K:比例
Naux1:第一輔助繞組
Naux2:第二輔助繞組
Np:一次繞組
Ns:二次繞組
R1,R2:電阻
R3:取樣電阻
ramp:斜坡電壓
S1:主開關
Sr:輔開關
sample1:第一取樣信號
sample2:第二取樣信號
T:變壓器
TL431:和光耦
V1:谷底取樣電壓
V2:感應表徵電壓
Vaux1:感應電壓
Vc:固定電壓
Vcr:電壓
Vcs:電流感測電壓
Vds:電壓差值
Vd_s:第一取樣電壓
Vin_s:第二取樣電壓
Vo:輸出電壓
Vref:參考電壓
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1示出了傳統的準諧振開關電源的電路示意圖。
圖2示出了圖1所示的準諧振開關電源中的關鍵點的工作波形圖。
圖3示出了根據本發明實施例的準諧振開關電源的電路示意圖。
圖4至圖6分別示出了圖3所示的準諧振開關電源中的關鍵點在主開關從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值高於、低於、以及等於設定值的情況下的工作波形圖。
圖7示出了圖3所示的谷底取樣模組的電路示意圖。
圖8示出了圖3所示的準諧振開關電源中與谷底取樣模組有關的關鍵點的工作波形圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置 和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了傳統的準諧振開關電源100的電路示意圖。在圖1所示的準諧振開關電源100中，TL431和光耦基於輸出電壓Vo產生的回饋電壓FB用於控制變壓器T的一次繞組Np連接的主開關S1從導通狀態變為關斷狀態；在主開關S1從導通狀態變為關斷狀態後，變壓器T的第二輔助繞組Naux2連接的諧振電容Cr充電，變壓器T的二次繞組Ns退磁；退磁檢測模組基於變壓器T的第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv檢測二次繞組Ns的退磁情況，並在二次繞組Ns退磁結束時控制第二輔助繞組Naux2連接的輔開關Sr從關斷狀態變為導通狀態，使得諧振電容Cr對第二輔助繞組Naux2放電，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir負向增大；計時模組在輔開關Sr處於導通狀態達固定時間後，控制輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態，使得流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的電流通路斷開；由於電感電流無法突變，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir耦合到一次繞組Np，在一次繞組Np上產生一個負向電流；一次繞組Np上的負向電流使主開關寄生電容Coss放電到其兩端的電壓接近0V(一般，在輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後大約1/4諧振週期的固定死區時間後，主開關寄生電容Coss放電到其兩端的電壓接近0V，即主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds接近0V)，此時控制主開關S1從關斷狀態變為導通狀態(即，實現主開關S1的零電壓開通)可以使主開關S1由於狀態切換產生的損耗最小。
圖2示出了圖1所示的準諧振開關電源100中的關鍵點的工作波形圖。在圖2中，gate表示用於驅動主開關S1的導通與關斷的閘極驅動電壓，Ip表示流過一次繞組Np的電流，Is表示流過二次繞組Ns的電流，Vds表示主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值，aux_gate表示用於驅動輔開關Sr的導通與關斷的閘極驅動電壓，Ir表示流過第二輔助繞組Naux2的電流，Vcr表示諧振電容Cr上的電壓。
結合圖1和圖2可以看出，在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態後，流過一次繞組Np的電流Ip正向增大；在主開關S1從導通狀態變為關斷狀 態時，流過一次繞組Np的電流Ip下降為0；流過一次繞組Np的電流Ip耦合到第二輔助繞組Naux2，並通過輔開關Sr的寄生二極體給諧振電容Cr充電；當諧振電容Cr上的電壓上升到
Figure 110142445-A0101-12-0004-12
時，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的電流通路斷開；流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir耦合到二次繞組Ns，使得二次繞組Ns開始退磁；當流過二次繞組Ns的電流Is下降到0時，一次繞組Np和主開關寄生電容Coss開始諧振，主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds下降，第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv也隨之下降；退磁檢測模組基於第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv檢測二次繞組Ns的退磁情況，並在二次繞組Ns退磁結束時控制輔開關Sr從關斷狀態變為導通狀態，使得諧振電容Cr對第二輔助繞組Naux2放電，諧振電容Cr上的電壓Vcr下降，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir負向增大；輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的電流通路斷開，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir下降至0並耦合到一次繞組Np，使得流過一次繞組Np的負向電流Ip給主開關寄生電容Coss放電，主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds逐漸下降至0V，此時控制主開關S1從關斷狀態變為導通狀態可以使主開關S1由於狀態切換導致的損耗最小。
在圖1所示的準諧振開關電源100中，輔開關Sr處於導通狀態的時長決定了流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的負向幅值，也就決定了輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後的諧振能量的大小，最終決定了主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之前汲極與源極之間的電壓差值Vds的最低值。但是，在二次繞組Ns退磁時，主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds隨著交流輸入電壓的變化而變化，因此主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds諧振到0V需要的輔開關Sr處於導通狀態的時長也就不同，輔開關Sr處於導通狀態的固定時長無法實現主開關S1在不同交流輸入電壓下的零電壓開通。如果輔開關Sr處於導通狀態的時長太短，則主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds還很高，主開關S1由於狀態切換導致的損耗仍然很大；如果輔開關Sr處於導通狀態的間長過長，則流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的負向幅值太大，輔開關Sr處於導通狀態下的損耗過大，而且流過一次繞組Np的電流Ip的工作週期會變小、有效值會變大很多，主開關S1處於導通狀態 下的損耗也會變大很多，諧振能量的浪費會導致電源整體效率降低。所以，輔開關Sr處於導通狀態的時長既不能太短也不能太長，主開關S1在其汲極與源極之間的電壓差值Vds處於50V左右時從關斷狀態變為導通狀態會得到最高的開關電源效率。但是，應該明白的是，根據不同的系統參數，對應於最高的開關電源效率的Vds會有差異。
為了解決無法在全電壓的條件下都實現主開關S1的零電壓開通且不造成諧振能量的浪費，提出了根據本發明實施例的準諧振開關電源。
圖3示出了根據本發明實施例的準諧振開關電源的示例電路圖。如圖3所示，準諧振開關電源300包括變壓器T和控制晶片302；變壓器T包括一次繞組Np、二次繞組Ns、第一輔助繞組Naux1、以及第二輔助繞組Naux2；控制晶片302被配置為：基於第一輔助繞組Naux1上的感應電壓產生谷底取樣電壓V1，該谷底取樣電壓V1用於表徵當一次繞組Np連接的主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時，主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds；以及基於谷底取樣電壓V1產生第一控制電壓gate_on/aux_off，該第一控制電壓用於控制主開關S1從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。
如圖3所示，在一些實施例中，控制晶片302進一步被配置為基於來自二次繞組Ns連接的回饋元件(例如，TL431和光耦)的、表徵準諧振開關電源300的輸出電壓Vo的回饋電壓FB產生第二控制電壓gate_off，該第二控制電壓用於控制主開關S1從導通狀態變為關斷狀態。例如，控制晶片302可以通過將回饋電壓FB與表徵流過一次繞組Np的電流Ip的電流感測電壓Vcs進行比較，產生第二控制電壓gate_off。
如圖3所示，在一些實施例中，控制晶片302進一步被配置為基於第一輔助繞組Naux1上的感應電壓產生第三控制電壓aux_on，該第三控制電壓用於控制輔開關Sr從關斷狀態變為導通狀態。例如，控制晶片302可以基於第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv，檢測二次繞組Ns的退磁情況，並基於二次繞組Ns的退磁情況產生第三控制電壓aux_on。
如圖3所示，在一些實施例中，控制晶片302進一步被配置為：通過對谷底取樣電壓V1和參考電壓Vref之間的電壓差值進行積分，產生差值 積分電壓aux_comp；以及通過對差值積分電壓aux_comp和斜坡電壓ramp進行比較，產生第一控制電壓aux_off/gate_on。
具體地，在圖3所示的準諧振開關電源300中，TL431和光耦基於輸出電壓Vo產生的回饋電壓FB用於控制主開關S1從導通狀態變為關斷狀態；當主開關S1從導通狀態變為關斷狀態後，諧振電容Cr充電，二次繞組Ns退磁；退磁檢測模組3022基於第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv檢測二次繞組Ns的退磁情況，並在二次繞組Ns退磁結束時控制輔開關Sr從關斷狀態變為導通狀態，使得諧振電容Cr對第二輔助繞組Naux2放電，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir負向增大；谷底取樣模組3024對第一輔助繞組Naux1上的感應電壓的分壓inv進行取樣以產生谷底取樣電壓V1，該谷底取樣電壓V1用於表徵主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds；積分器模組3026對谷底取樣電壓V1和參考電壓Vref之間的差值進行積分以產生差值積分電壓aux_comp；比較器模組3028對差值積分電壓aux_comp和斜坡電壓ramp進行比較，以產生用於控制輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態的第一控制電壓aux_off；輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir的電流通路斷開；由於電感電流無法突變，流過第二輔助繞組Naux2的電流Ir耦合到一次繞組Np，在一次繞組Np上產生負向電流；一次繞組Np和主開關寄生電容Coss發生諧振，一次繞組Np上的負向電流使主開關寄生電容Coss放電到其兩端的電壓接近設定值(一般，在輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後大約為1/4諧振週期的延時固定死區時間後，主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds下降至設定值)，此時控制主開關S1從關斷狀態變為導通狀態可以使電源效率最高。
圖4至圖6分別示出了圖3所示的準諧振開關電源中的關鍵點在主開關從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值高於、低於、以及等於設定值的情況下的工作波形圖。在圖4至圖6中，gate表示用於驅動主開關S1的導通與關斷的閘極驅動電壓，Ip表示流過一次繞組Np的電流，Vds表示主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值，aux_gate表示用於驅動輔開關Sr的導通與關斷的閘極驅動電壓，Ir表示流過第二輔助繞組Naux2的電流，aux_comp表示積分器模組3026產生的差值積分電壓。
如圖4所示，在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds高於設定值的情況下，積分器模組3026產生的差值積分電壓aux_comp會升高，輔開關Sr處於導通狀態的時長會變長，諧振能量變大，這使得主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds會變低。
如圖5所示，在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds低於設定值的情況下，積分器模組3026產生的差值積分電壓aux_comp會降低，輔開關Sr處於導通狀態的時長會變短，諧振能量變小，這使得主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds會變高。
如圖6所示，在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds等於設定值的情況下，積分器模組3026產生的差值積分電壓aux_comp保持不變，輔開關Sr處於導通狀態的時長保持不變，諧振能量也保持不變，這使得主開關S1從關斷狀態變為導通狀態時汲極與源極之間的電壓差值Vds維持在設定值。
圖7示出了圖3所示的谷底取樣模組3024的示例電路實現。如圖7所示，谷底取樣模組3024被配置為：利用鉗位電流對第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1的分壓inv進行鉗位；利用取樣電阻R3和電流檢測模組將鉗位元電流轉換為感應表徵電壓V2，該感應表徵電壓V2用於表徵第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1的負向電壓部分的絕對值；通過在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之前對感應表徵電壓V2進行取樣，產生第一取樣電壓Vd_s；通過在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之後對感應表徵電壓V2進行取樣，產生第二取樣電壓Vin_s；以及通過將第二取樣電壓Vin_s和第一取樣電壓Vd_s相減，產生谷底取樣電壓V1。
具體地，如圖7所示，第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1經過電阻R1和R2分壓產生感應電壓Vaux1的分壓inv；鉗位元單元3024-2利用鉗位元電流將感應電壓Vaux1的分壓inv的最低電壓鉗位元在固定電壓Vc(一般，Vc為接近0V的正電壓)；電流檢測單元3024-4檢測鉗位元單元3024-2的鉗位電流，產生一個與鉗位電流成比例的檢測電流(這裡，假設檢測電流 與鉗位電流之間的比例為K)；檢測電流流過取樣電阻R3產生感應表徵電壓V2；在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之前產生第一取樣信號sample1，對取樣電阻R3上的感應表徵電壓V2進行取樣得到第一取樣電壓Vd_s；在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之後產生第二取樣信號sample2，對取樣電阻R3上的感應表徵電壓V2進行取樣得到第二取樣電壓Vin_s；減法器單元3024-6將第二取樣電壓Vin_s和第一取樣電壓Vd_s相減，產生一個與主開關S1的導通電壓成比例的谷底取樣電壓V1(V1=Vin_s-Vd_s)。
這樣，可以將主開關S1的導通電壓控制在
Figure 110142445-A0101-12-0008-1
，R3、K、Vc、和Vref為內部參數，Np和Naux1需根據系統的輸出參數設計，所以可以通過改變電阻R1的大小來調整主開關S1的導通電壓。
圖8示出了圖3所示的準諧振開關電源中與谷底取樣模組有關的關鍵點的工作波形圖。在圖8中，gate表示用於驅動主開關S1的導通與關斷的閘極驅動電壓，Vds表示主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值，aux_gate表示用於驅動輔開關Sr的導通與關斷的閘極驅動電壓，sample1表示第一取樣信號，Sample2表示第二取樣信號，Vaux1表示第一輔助繞組Naux1上的感應電壓，鉗位元後inv電壓表示第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1的分壓inv經鉗位元後的電壓。
如圖8所示，第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1在輔開關Sr從導通狀態變為關斷狀態後會隨著主開關S1的汲極與源極之間的電壓差值Vds諧振到負值；一般晶片無法檢測負向電壓，所以將第一輔助繞組Naux1上的感應電壓Vaux1的分壓inv的最低電壓鉗位元在接近0V的正電壓值Vc；通過對鉗位元電流的檢測只能檢測感應電壓Vaux1的負向電壓的絕對值，不能直接檢測主開關S1的導通電壓；主開關S1的導通電壓可以通過將感應電壓Vaux1在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之前的負向電壓的絕對值和感應電壓Vaux1在主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之後的負向電壓的絕對值相減產生；第一取樣信號sample1和第二取樣信號sample2分別對應主開關S1從關斷狀態變為導通狀態之前和之後。
綜上所述，在根據本發明實施例的準諧振開關電源中，可以通過 調節分壓電阻R1的大小將主開關S1的導通電壓控制在目標值，因而可以通過根據準諧振開關電源的系統參數設置該目標值得到最高的開關電源效率。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
300:準諧振開關電源
302:控制晶片
3022:退磁檢測模組
3026:積分器模組
3028:比較器模組
AC:交流電
aux_comp:差值積分電壓
aux_gate:閘極驅動電壓
aux_off,gate_on:第一控制電壓
aux_on:第三控制電壓
C1:積分電容
Cr:諧振電容
Comp:運算放大器輸出
FB:回饋電壓
gate:閘極驅動電壓
gate_off:第二控制電壓
gm:跨導
Ir,Ip:電流
inv:分壓
Naux1:第一輔助繞組
Naux2:第二輔助繞組
Np:一次繞組
Ns:二次繞組
R1,R2:電阻
ramp:斜坡電壓
S1:主開關
Sr:輔開關
T:變壓器
V1:谷底取樣電壓
Vcs:電流感測電壓
Vds:電壓差值
Vo:輸出電壓
Vref:參考電壓

Claims (10)

  1. 一種用於準諧振開關電源的控制晶片，該準諧振開關電源包括變壓器，所述變壓器包括一次繞組、二次繞組、第一輔助繞組、以及第二輔助繞組，所述控制晶片被配置為：
    基於所述第一輔助繞組上的感應電壓產生谷底取樣電壓，該谷底取樣電壓用於表徵當所述一次繞組連接的主開關從關斷狀態變為導通狀態時，所述主開關的汲極與源極之間的電壓差值；以及
    基於所述谷底取樣電壓產生第一控制電壓，該第一控制電壓用於控制所述主開關從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制所述第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。
  2. 如請求項1所述的控制晶片，還被配置為：
    通過對所述谷底取樣電壓和參考電壓之間的電壓差值進行積分，產生差值積分電壓；以及
    通過對所述差值積分電壓和斜坡電壓進行比較，產生所述第一控制電壓。
  3. 如請求項1所述的控制晶片，還被配置為：
    利用鉗位電流對所述第一輔助繞組上的感應電壓的分壓進行鉗位；
    利用取樣電阻和電流檢測模組將所述鉗位元電流轉換為感應表徵電壓，該感應表徵電壓用於表徵所述第一輔助繞組上的感應電壓的負向電壓部分的絕對值；
    通過在所述主開關從關斷狀態變為導通狀態之前對所述感應表徵電壓進行取樣，產生第一取樣電壓；
    通過在所述主開關從關斷狀態變為導通狀態之後對所述感應表徵電壓進行取樣，產生第二取樣電壓；以及
    通過將所述第二取樣電壓和所述第一取樣電壓相減，產生所述谷底取樣電壓。
  4. 如請求項1所述的控制晶片，還被配置為：
    基於來自所述二次繞組連接的回饋元件的、表徵所述準諧振開關電源的輸出電壓的回饋電壓產生第二控制電壓，該第二控制電壓用於控制所述主開關從導通狀態變為關斷狀態。
  5. 如請求項4所述的控制晶片，還被配置為：
    通過將所述回饋電壓與表徵流過所述一次繞組的電流的電流感測電壓進行比較，產生所述第二控制電壓。
  6. 如請求項1所述的控制晶片，還被配置為：
    基於所述第一輔助繞組上的感應電壓產生第三控制電壓，該第三控制電壓用於控制所述輔開關從關斷狀態變為導通狀態。
  7. 如請求項6所述的控制晶片，還被配置為：
    基於所述第一輔助繞組上的感應電壓的分壓，檢測所述二次繞組的退磁情況；以及
    基於所述二次繞組的退磁情況，產生所述第三控制電壓。
  8. 一種準諧振開關電源，包括請求項1至7中任一項所述的用於準諧振開關電源的控制晶片。
  9. 一種用於準諧振開關電源的控制方法，該準諧振開關電源包括變壓器，所述變壓器包括一次繞組、二次繞組、第一輔助繞組、以及第二輔助繞組，所述控制方法包括：
    基於所述第一輔助繞組上的感應電壓產生谷底取樣電壓，該谷底取樣電壓用於表徵當所述一次繞組連接的主開關從關斷狀態變為導通狀態時，所述主開關的汲極與源極之間的電壓差值；以及
    基於所述谷底取樣電壓產生第一控制電壓，該第一控制電壓用於控制所述主開關從關斷狀態變為導通狀態並且用於控制所述第二輔助繞組連接的輔開關從導通狀態變為關斷狀態。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中，基於所述谷底取樣電壓產生第一控制電壓的處理包括：
    通過對所述谷底取樣電壓和參考電壓之間的電壓差值進行積分，產生差值積分電壓；以及
    通過對所述差值積分電壓和斜坡電壓進行比較，產生所述第一控制電壓。
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