TW201926879A - 具軟切換且能降低輸入或輸出電流漣波之逆變或整流電路 - Google Patents

具軟切換且能降低輸入或輸出電流漣波之逆變或整流電路 Download PDF

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Abstract

本發明係一種具軟切換之逆變(inversion)電路，該逆變電路之基本架構係與一直流電壓並聯，包括一中層網路(middle network)、一嵌位電容(clamping capacitor)及至少一變壓器(transformer)，該中層網路包含一變壓器之第一初級繞組串接第一電感，一第一開關對方塊(switch-pair block)，一中層方塊(middl block)，一第二開關對方塊(switch-pair block)，及一變壓器之第二初級繞組串接第二電感，上下串接組成，其中之第一開關對方塊及第二開關對方塊均包含至少一開關對，以期藉由揭露之中層網路的三種電路組合，令該逆變電路能獲得所需之等效諧振電感或等效諧振電容，進而在一開關工作切換週期(switching cycle)內，能讓該逆變電路上之該等半導體開關操作於軟切換，以降低交換損失，同時該逆變電路得擴充架構，可再同時增加更多之第一開關對方塊及第二開關對方塊的開關對數量，因此可以降低逆變電路之半導體開關之電壓應力(voltage stress)，得因使用低電壓規格具有較小的導通阻值，降低導通損耗而提升轉換效率，相似的電路架構，為本發明之一種具軟切換之整流電路(soft-switching rectifier circuit)。

Description

具軟切換之逆變或整流電路
本發明係關於一種電力逆變(inversion)或整流(rectification)電路，尤指一種具軟切換之電力逆變或整流電路，以期在工作切換週期中，因具有軟切換性能，而減少其半導體開關(semiconductor switch)的導通瞬間或斷開瞬間的交換損失，以有效提高電力轉換的效率。
按，現今許多電力裝置(electrical device)上廣泛使用之直流-直流的轉換電路中，均有一逆變電路(inversion circuit)及一整流電路(rectifier circuit)，其中，該逆變電路係將一直流電壓逆變成一交流電壓，該交流電壓再經該整流電路及一濾波電路(filter circuit)，轉換成一直流電壓，以提供該電力裝置所需之不同直流位準。
一般言，諸多習知之直流-直流轉換電路包括半橋式(half-bridge)、推挽式(push-pull)及全橋式(full-bridge)等拓樸之電路，且該等習知轉換電路均具備前述逆變功能，其中，最被廣泛使用者乃全橋轉換電路(Full-Bridge Converter，以下簡稱FBC)，其為一種降壓型衍生轉換電路(Buck-derived)，其逆變電路之輸入電流具有脈動波形的缺點，常會因瞬間電流變化(di/dt)，產生相當高的雜訊，且會伴隨著因瞬間電壓變化(dv/dt)所產生之另一種雜訊，進而發生電磁幹擾(EMI)的問題。因此，在該等習知轉換電路中，必需加裝一防制電磁幹擾濾波器(EMI filter)，才能符合電磁幹擾規範之要求，此舉不僅增加了該等習知轉換電路的成本，亦增加了該等習知轉換電路所需的空間。有鑒於此，為了降低電流漣波及瞬間電流變動率所產生之雜訊，已有業者廣泛地將兩組相同之逆變電路予以交錯(interleaved)分時工作，然而，採取此一交錯分時工作架構者，除了會增加電路的複雜度與製作成本之外，因電流漣波是否降低或消除，完全需視該等逆變電路 上各開關之工作週期而定，若該各開關之工作週期小於50%，仍然無法有效減輕前述電磁幹擾(EMI)的問題。
針對前述問題，本發明的發明人曾陸續提出數件相關之能減少電流漣波的逆變電路，且先後獲准專利在案，如：2009年4月7日獲准的美國第7,515,439號專利權、2011年6月7日獲准的美國第7,957,161號專利權、2012年9月4日獲准的美國第8,259,469號專利權、2014年3月4日公獲准的美國第8,665,616號專利權、2016年10月18日獲准的美國第9,473,045號專利權、其中，美國第7,515,439號專利權圖2(c)及圖3(a)所主張保護者，為一低輸入電流漣波的全橋逆變電路(以下簡稱FBC-CRR)，該全橋逆變電路因能有效降低輸入電流的漣波，故僅需使用一較小的防制電磁幹擾濾波器，即能滿足規範的要求。
然而，因前述FBC-CRR係採用對稱式的脈波寬度調變機制，以調節輸出電壓，其雖能在不同的輸入電壓及工作負載之條件下，獲得穩定的輸出電壓，但是，仍將產生不同的死區時間(dead time)，導致半導體開關因工作於硬切換(hard switching)狀態，而有較高之導通瞬間切換損耗(turn on switching losses)，此一損耗與工作頻率成正比增加，因此，限制了該全橋逆變電路之操作頻率，致無法有效降低該逆變電路中的感抗元件值(如：電感值或電容值等)，進而導致該全橋逆變電路所欲提高的功率密度性能也無法被有效達成。
為了使前述全橋逆變電路能操作在較高的工作頻率，發明人經過諸多實驗及測試後認為，採用軟切換技術的零電壓切換(zero voltage switch，ZVS)應是唯一且必須的解決之道，如此，始能在不犧牲逆變電路的效率之前提下，有效實現逆變電路的高功率密度性能，此亦為本發明在此欲探討之一重要課題。
有鑑於前述習知逆變電路之問題與缺點，發明人根據多年實務經驗及研究實驗，終於開發設計出本發明具軟切換之逆變電路或整流電路，以期該電路在電力逆變(或整流)過程中，能有效降低其中切換損失(switching losses)，並據以有效改善整體效能。
本發明之另一目的，係該電路能在電力逆變(或整流)過程中，使漏電感(leakage inductance)及雜散電容(parasitic capacitor)成為一無耗損緩衝器(lossless snubber)，進而使漏電感的能量得被有效回收(recycling)，並據以有效改善整體效能。
本發明之又另一目的，係因該電路能降低電壓應力(low voltage rating)，得以使用具低導通阻值(Rdson)之低電壓規格之半導體開關(semiconductor switches)，或得以使用低順向壓降(forward voltage drop)低電壓規格之整流二極體(rectifier diodes)，以有效降低其中導通損失(conduction losses)，並據以有效提升效率。
據此，如何透過簡單之電路設計，使所製成之電路，能有效提昇該電路之效率，即成為本發明在此欲揭露的技術重點。
為便 貴審查委員能對本發明之目的、結構及其功效，做更進一步之認識與瞭解，茲舉實施例配合圖式，詳細說明如下：
〔習知〕
無
〔本發明〕
Z1‧‧‧上層方塊
Z2‧‧‧中層方塊
Z3‧‧‧下層方塊
Z4n‧‧‧嵌位網路
Vin‧‧‧輸入電壓
C1、Cr、Co1、Co2‧‧‧電容
switch-pair 1...switch-pair n‧‧‧開關對方塊
switch-cell 1...switch-cell n‧‧‧開關對單元
Q11、Q12、Q21、Q22、Q31、Q32、Qn1、Qn2、Qn3、Qn4‧‧‧開關
Lr、Lr1、Lr2‧‧‧電感
T1、T2‧‧‧變壓器
P1、P2‧‧‧初級繞組
S1、S2‧‧‧次級繞組
Ro‧‧‧負載
第1(a)~1(b)圖所示，係本發明第一個實施例，具單變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路及其中層方塊電路之示意圖；第2(a)~2(b)圖所示，係本發明第一個實施例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路及其中層方塊電路之示意圖；第3圖所示，係第1(a)圖所示實施例中之中層方塊電路以短路來實現之逆變電路圖；第4圖所示，係第3圖所示實施例中之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第5(a)~5(d)圖所示，係第4圖所示逆變電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第6圖所示，係第4圖所示逆變電路以相移調變(phase shift modulation)控制，藉助電腦模擬軟體Simplis產生之數組工作波形圖；第7(a)~7(b)圖所示，係傳統全橋電路與第3圖所示逆變電路之輸入電流Iin波形比較圖； 第8圖所示，係中層方塊電路以使用一諧振電感串接一諧振電容來實現第1圖之逆變電路；第9圖所示，係中層方塊電路以使用一諧振電容來實現第1圖之逆變電路；第10圖係第9圖所示逆變電路之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第11(a)~11(d)圖所示，係第10圖所示逆變電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第12圖所示，係第10圖所示逆變電路以變頻調變(variable frequency)控制藉助電腦模擬軟體Simplis產生之數組工作波形圖；第13圖所示，係具嵌位網路之第1圖逆變電路示意圖；第14圖所示，係具嵌位網路之第2圖逆變電路示意圖；第15圖所示，係以飛越電容嵌位技術(flying capacitor technique)實現第13圖逆變電路之嵌位網路示意圖；第16圖所示，係以二極體嵌位技術(diode clamping technique)實現第13圖逆變電路之嵌位網路示意圖；第17圖所示，係使用一諧振電容與使用飛越電容嵌位技術實現第13圖逆變電路圖之一實施應用例；第18圖所示，係第17圖所示逆變電路之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第19圖所示，係本發明第二個實施例，具單變壓器、軟切換、多開關之交流-直流(AC-DC)整流電路之示意圖；第20圖所示，係本發明第二個實施例，具雙變壓器、軟切換、多開關之交流-直流(AC-DC)整流電路之示意圖；第21圖所示，係使用飛越電容嵌位技術實現第19圖之交流-直流(AC-DC)整流電路之示意圖；第22圖所示，係使用飛越電容嵌位技術實現第20圖之交流-直流(AC-DC)整流電路之示意圖；第23(a)~23(c)圖所示，係本發明第二個實施例之第21圖及第22圖之 整流電路圖所示，其中之中層網路之一上層方塊Z1，一中層方塊Z2，一下層方塊Z3，及嵌位網路Z4n之三種實施系列；第24圖所示，係第19圖之整流電路圖所示中層網路之一之上層方塊Z1，一中層方塊Z2，及一下層方塊Z3之第一系列之一實施應用例；第25圖所示，係第24圖所示整流電路之開關對之開關，使用整流二極體實現之逆變電路圖；第26圖所示，係第24圖所示整流電路之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第27圖所示，係第19圖之整流電路圖所示中層網路之上層方塊Z1，一中層方塊Z2，及一下層方塊Z3之第二系列之一實施應用例；第28圖所示，係第27圖所示整流電路之開關對之開關，使用整流二極體實現之逆變電路圖；第29圖所示，係第27圖所示整流電路之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第30圖所示，係第19圖之整流電路圖所示中層網路之之上層方塊Z1，一中層方塊Z2，及一下層方塊Z3之第三系列之一實施應用例；第31圖所示，係第30圖所示整流電路之開關對之開關，使用整流二極體實現之逆變電路圖；第32圖所示，係第30圖所示整流電路之開關對之開關，使用MOSFET實現之逆變電路圖；第33(a)~(d)圖所示，係第31圖所示整流電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第34圖所示，係第31圖所示整流電路以相移調變(phase shift modulation)控制，藉助電腦模擬軟體Simplis產生之數組工作波形圖；第35圖所示，係本發明第三個實施例，具單變壓器、軟切換、多開關之交流-直流(AC-DC)兩倍壓整流電路示意圖；第36圖所示，係本發明第三個實施例，具雙變壓器、軟切換、多開關之交流-直流(AC-DC)兩倍壓整流電路示意圖；第37圖所示，係使用飛越電容嵌位技術實現第35圖之交流-直流(AC- DC)兩倍壓整流電路示意圖；第38圖所示，係使用飛越電容嵌位技術實現第36圖之交流-直流(AC-DC)兩倍壓整流電路示意圖；第39(a)~39(c)圖所示，係第35圖及第37圖之兩倍壓整流電路圖所示之中層網路之上層方塊Z1，中層方塊Z2，下層方塊Z3，及嵌位網路Z4n之三種實施系列；第40圖所示，係第35圖之兩倍壓整流電路圖所示中層網路之上層方塊Z1，中層方塊Z2，及下層方塊Z3之第一系列之一實施應用例；第41圖所示，係第40圖之開關對之開關，使用整流二極體實現之兩倍壓整流電路圖；第42圖係第40圖之開關對之開關，使用MOSFET實現之兩倍壓整流電路圖；第43(a)~43(d)圖所示，係第41圖所示之兩倍壓整流電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第44圖所示，係第41圖所示之兩倍壓整流電路以相移調變(phase shift)控制，藉助電腦模擬軟體Simplis產生之數組工作波形圖；
發明人在諸多實驗及測試中發現，若欲在逆變電路達成零電壓操作的性能，必須符合下列兩項必要條件：1、兩組控制驅動信號之間，需要有一個固定的死區間隔(dead time interval)；及2、在漏感(或激磁電感)和半導體開關的輸出電容之間，需要有足夠大的能量轉移。
另，發明人在諸多控制方案中發現，使用非對稱的脈衝寬度調變(Asymmetrical Pulse-Width Modulation，以下簡稱APWM)的控制方案，或使用接近50%工作週期之相移調變(Phase Shift Modulation，以下簡稱PS)的控制方案，或使用接近50%工作週期之變頻(Variable Frequency，以下簡稱VF)的控制方案，能獲得所需要的固定死區時間。因此，若在前述電路中，採用上述控制方案，將能實現零電壓開關的操作條件。
除了降低開關的切換損失，發明人為了能更進一步地提昇前述電路之轉換效率，如何減低該等半導體開關的導通損失，亦為本發明之另一個動機，針對此，本發明係利用串接兩個低電壓規格的MOSFET的技術，以期能有效降低等效的導通電阻值RDSon，進而有效降低該等半導體開關的導通損耗，以提高該電路的轉換效率，同時，發明人利用串接多個低電壓規格MOSFET的技術，尚能克服高達數千伏的輸入電壓，而在欠缺可資使用的半導體開關的電壓規格技術瓶頸下，達成本發明欲解決之前述問題，且滿足業界對電力轉換的嚴格要求。
為達成前述的目標，發明人思及利用最少之元件，製作出本發明之第一實施例，單變壓器之直流-交流(DC-AC)逆變電路之示意圖，如第1圖所示，為一具軟切換(soft-switching)之逆變電路，該逆變電路初級側之基本架構係與一直流電壓相並聯(paralleled-connect)，將輸入端之直流輸入電壓Vin逆變成一交流電壓，且透過變壓器T1之磁耦合，輸出至包括至少一第一次級繞組S1之輸出端產生所需之交流電壓，該第一變壓器T1係由一第一初級繞組P1、一第二初級繞組P2及至少一次級繞組S1所組成，其中，該第一初級繞組P1及第二初級繞組P2具有相同的繞線匝數，該逆變電路包括一中層網路(middle network)、一嵌位電容(clamping capacitor)及至少一變壓器(transformer)，所有的開關將依據其操作分為四個群組：Q11-Q21-...-Qn1,Q12-Q22-...-Qn2,Q13-Q23-...-Qn3,and Q14-Q24-...-Qn4，屬於同一組群的開關，將同時被導通與關斷。
請參閱第2(a)圖所示，為本發明具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第1(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第一初級繞組P1與一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第二初級繞組P2與至少一第二次級繞組S2，該第一次級繞組S1及該第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓，若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未顯示)，該第一電感Lr1及該第二電感Lr2將分別代表該第一個變壓器T1之初級繞組P1和該第二個變壓器T2之初級繞組P2的漏感，或兩個獨立外加的電感，或一耦合電 感。
雖然，第1(a)及2(a)圖所揭露者係為提供不同的輸出功率，分別使用單變壓器或雙變壓器之兩個系列各應用例之電路，但應具有相同的工作原理，據此，茲僅以該第1(a)圖之第一個應用例說明其工作原理。
復請參閱第1(a)圖所示，該中層網路包含一變壓器之第一初級繞組P1與第一電感Lr1串接之上層方塊(top block)，一第一開關對方塊(switch-pair block)，一中層方塊Z2(middl block)，一第二開關對方塊(switch-pair block)，及一變壓器之第二初級繞組P2與第二電感Lr2串接之下層方塊(bottom block)，上下串接組成，其中之第一開關對方塊及第二開關對方塊得包含相等數量並至少一開關對，若為降低半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，可同時增加更多之第一開關對方塊及第二開關對方塊之開關對數量。
復請參閱第1(a)圖所示，該上層方塊係由變壓器之第一初級繞組P1與第一電感Lr1串接組成，Lr1可以是變壓器第一初級繞組P1的漏感或是一外加第一諧振電感，或是漏感與一外加電感組合，成為一第一諧振電感，P1的打點端子與Lr1電感的右邊端子分別與輸入電壓及嵌位電容的正端子連接。
復請參閱第1(a)圖所示，該第一開關對方塊(switch-pair block)係由至少包含一開關對Q11-Q13或n個開關對上下串接，其中每個開關對包含兩個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關對之相對應開關分別連結，如Q21-Q23的兩個下端子與下方串接的兩個開關對之Q11-Q13兩個上端子分別連結，同時Q21-Q23的兩個上端子與上方串接的兩個開關對之Q31-Q33兩個下端子分別連結，依此類推，但第n開關對之Qn1-Qn3的兩個上端子與輸入電壓及嵌位電容的正端子分別連接。
復請參閱第1(a)圖所示，該中層方塊Z2(middl block)具有第一個端子與第二個端子。
復請參閱第1(a)圖所示，該第二開關對方塊(switch-pair block)，係由至少包含一開關對Q12-Q14之n個開關對上下串接，其中每個開關有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關對之相對應開關分別連 結，如Q22-Q24的兩個下端子與下方串接的開關對之Q32-Q34兩個上端子分別連結，同時Q22-Q24的兩個上端子與上方串接的兩個開關對之Q12-Q14兩個下端子連結，依此類推，直到第n開關對之Qn2-Qn4的兩個上端子分別與輸入電壓及嵌位電容的負端子連接。
復請參閱第1(a)圖所示，該下層方塊係由變壓器之第二初級繞組P2與第二電感Lr2串接組成，Lr2可以是變壓器第二初級繞組P2的漏感或是一外加第二諧振電感，或是漏感與一外加電感的組合，成為一第二諧振電感，P2的打點端子與Lr2電感的右邊端子分別與輸入電壓及嵌位電容的負端子連接。
復請參閱第1(a)圖所示，中層方塊的第一端子，Q11的下端子，Q12的上端子連接在一起，中層方塊的第二端子，Q13的下端子，Q14的上端子連接在一起。
請參閱第1(b)圖所示，該中層方塊Z2(middl block)有三種不同的電路組成；1短路，2.一諧振電感及串接一諧振電容，3.諧振電容，連接於其第一個端子1與第二個端子2之間，因此本發明電路的第一實施例可以衍生如下的三個實施系列。
復請參閱第1(b)圖所示，該中層方塊Z2(middl block)使用短路連接於第一個端子1與第二個端子2之間，成為本發明電路之第一個實施例之第一系列，如第3圖所示，其中Lr1和Lr2分別為變壓器第一初級繞組P1與第二初級繞組P2的漏感。
復請參閱第1(a)圖所示，由第一開關對方塊與第二開關對方塊所串接之多個開關對，可應用於高電壓輸入的電力轉換，以降低各開關的電壓應力，所有的開關將因此分為四組：Q11-Q21-...-Qn1,Q12-Q22-...-Qn2,Q13-Q23-...-Qn3,and Q14-Q24-...-Qn4，為實現零電壓操作，屬於同一組群的開關，將由一控制器(圖中未顯示)所產生之非對稱的脈衝寬度調變(Asymmetrical Pulse Width Modulation,APWM)，或使用接近50%工作週期之相移調變(Phase Shift Modulation，PS)，或接近50%工作週期之變頻(Variable Frequency,VF)等控制方案，產生固定死區間隔(dead time interval)的四組驅動信號，分別導通或斷開各組群的開關，以使該逆變 電路之次級繞組S1產生一交流輸出電壓，惟，若在設計上，該逆變電路需對一負載Ro提供一直流電壓，則所對應之該次級繞組S1輸出端，需增設一整流電路及濾波電路(圖中未顯示)。
復請參閱第1(a)及1(b)圖所示，由第一開關對方塊與第二開關對方塊所串接之不同數量的開關對，得以衍生許多不同開關應力的電路，唯其工作原理都是一致，因此將透過第3圖電路之一逆變電路，揭露本發明第一實施例之第一系列之工作原理。
請參閱第4圖與第5圖，分別為以MOSFET實現第3圖的逆變電路圖，及其在穩態工作不同時區間的等效電路。
請參閱第5(a)-(d)圖所示，係本發明第一實施例的第一系列第4圖電路所示逆變電路，使用全橋相移控制方式，在一工作週期之四個工作階段之等效電路。
請參閱第5(a)圖所示，控制器所提供的驅動信號導通Q11和Q14，經由Vin(+)-Q11-Q14-P2-Lr2-Vin(-)的回路，輸入電壓Vin提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓，同時嵌位電容C1上的電壓，經由C1(+)-P1-Lr1-Q11-Q14-C1(-)的回路，提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓，此一時區間，嵌位電容C1處於放電狀態。
請參閱第5(b)圖所示，控制器所提供的驅動信號關斷Q11和Q14，此一時區間，輸入電壓Vin及儲存於漏感的能量，經由Vin(+)-Lr1-P1-C1-P2-Lr2-Vin(-)的回路，對嵌位電容C1進行充電，由於跨在變壓器的第一初級繞組P1的電壓與跨在變壓器的第二初級繞組P2的電壓，極性相反而互相抵消，因此嵌位電容C1上的電壓等於輸入電壓。
請參閱第5(c)圖所示，控制器所提供的驅動信號導通Q12和Q13，經由Vin(+)-Lr1-P1-Q13-Q12-Vin(-)的回路，輸入電壓Vin提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓，同時嵌位電容C1上的電壓，經由C1(+)-Q13-Q12-Lr2-P2-C1(-)的回路提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓，此一時區間，嵌位電容C1處於放電狀態。
請參閱第5(d)圖所示，控制器所提供的驅動信號關斷Q12和Q13，此一時區間，輸入電壓Vin及儲存於漏感的能量，經由 Vin(+)-Lr1-P1-C1-P2-Lr2-Vin(-)的回路，對嵌位電容C1進行充電，由於跨在變壓器的第一初級繞組P1的電壓與跨在變壓器的第二初級繞組P2的電壓，極性相反而互相抵消，因此嵌位電容C1上的電壓等於輸入電壓。
請參閱第6圖所示，為本發明第一實施例第一系列第5圖逆變電路的主要工作波形，包括控制器所提供的驅動信號及各MOSFET的電壓波形，如圖所示，各MOSFET操作於零電壓導通狀態，因交換損失的降低，有高效率性能。
請參閱第7(a)-7(b)圖所示，分別為傳統全橋逆變電路與第5圖之逆變電路，工作於相同規格下之輸入電流波形比較，顯示後者因有較低的輸入電流漣波，得以使用較小之元件，滿足電磁干擾規範的需求。
復請參閱第1(b)圖所示，該中層方塊Z2(middl block)使用一諧振電感Lr及一諧振電容Cr串接，連接於第一個端子1與第二個端子2之間，成為本發明電路之第一個實施例之第二系列，如第8圖所示，其中Lr1和Lr2分別為變壓器第一初級繞組P1與第二初級繞組P2的漏感。
復請參閱第1(b)圖所示，該中層方塊Z2(middl block)使用一諧振電容，連接於第一個端子1與第二個端子2，成為本發明電路之第一個實施例之第三系列，如第9圖所示，其中Lr1和Lr2分別為變壓器第一初級繞組P1漏感與一第一諧振電感串接，第二初級繞組P2漏感與一第二諧振電感串接。
請參閱第8圖與第9圖所示，雖然諧振電感放置的位置，有所差異，唯其工作原理都是一致，因此本發明第一實施例之第二系列及第三系列，將透過第9圖之逆變電路，揭露其工作原理。
請參閱第10圖與第11圖，分別為以MOSFET實現第9圖的逆變電路圖，及其在穩態工作不同時區間的等效電路。
請參閱第11(a)-11(d)圖所示，係本發明第一實施例的第二系列第10圖所示逆變電路，使用變頻控制方式，在一工作週期之四個工作階段之等效電路。
復請參閱第11(a)圖所示，控制器所提供的驅動信號導通Q11和Q14，透過Q11-Q14的回路，輸入電壓Vin經由Lr2-Cr諧振方式提供變壓 器的第二初級繞組的電壓，同時嵌位電容C1上的電壓經由Lr1-Cr諧振方式提供變壓器的第一初級繞組的電壓，此一時區間，嵌位電容C1處於放電狀態。
請參閱第11(a)圖所示，控制器所提供的驅動信號導通Q11和Q14，經由Vin(+)-Q11-Cr-Q14-P2-Lr2-Vin(-)的回路，輸入電壓Vin以Cr-Lr2諧振方式，提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓，同時嵌位電容C1上的電壓，以Cr-Lr2諧振方式，經由C1(+)-P1-Lr1-Q11-Cr-Q14-C1(-)的回路，提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓，此一時區間，嵌位電容C1處於放電狀態。
請參閱第11(b)圖所示，控制器所提供的驅動信號關斷Q11和Q14，此一時區間，輸入電壓Vin及儲存於漏感的能量，經由Vin(+)-Lr1-P1-C1-P2-Lr2-Vin(-)的回路，對嵌位電容C1進行充電，由於跨在變壓器的第一初級繞組P1的電壓與跨在變壓器的第二初級繞組P2的電壓，極性相反而互相抵消，因此嵌位電容C1上的電壓等於輸入電壓。
請參閱第11(c)圖所示，控制器所提供的驅動信號導通Q12和Q13，經由Vin(+)-Lr1-P1-Q13-Cr-Q12-Vin(-)的回路，輸入電壓Vin，以Cr-Lr1諧振方式，提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓，同時嵌位電容C1上的電壓，以Cr-Lr2諧振方式，經由C1(+)-Q13-Cr-Q12-Lr2-P2-C1(-)的回路，提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓，此一時區間，嵌位電容C1處於放電狀態。
請參閱第11(d)圖所示，控制器所提供的驅動信號關斷Q12和Q13，此一時區間，輸入電壓Vin及儲存於漏感的能量，經由Vin(+)-Lr1-P1-C1-P2-Lr2-Vin(-)的回路，對嵌位電容C1進行充電，由於跨在變壓器的第一初級繞組P1的電壓與跨在變壓器的第二初級繞組P2的電壓，極性相反而互相抵消，因此嵌位電容C1上的電壓等於輸入電壓。
請參閱第12圖所示，為本發明第一實施例的第二及第三系列逆變電路的主要電路工作工作波形，包括控制器所提供的驅動信號及各MOSFET的電壓波形，如圖所示，一次側之各MOSFET操作於零電壓導通狀態，一次側之各整流二極體操作於零電流關斷狀態，因交換損失的降低，有高效率性能。
復請參閱第1(a)圖與第2(b)圖之逆變電路示意圖，對於高電壓輸入的應用，必須使用較高電壓規格的元件或串接更多第一開關對方 塊及第二開關對方塊的開關對數量，以降低各半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，唯，多開關串聯，因元件及電路參數的變異，各元件的電壓應力，無法平均分攤，因此必須使用如第13(a)圖與第14(a)圖所示之外加嵌位電路之逆變電路。
請參閱第15圖與第16圖所示，為第13(a)圖與第14(a)圖所示之外加嵌位電路，分別使用飛越容嵌位技術(flying capacitor clamping technique)或二極體嵌位技術(diode clamping technique)實現之嵌位電路，據此，開關的電壓應力得以平均分擔。
請參閱第17圖與第18圖所示，為使用飛越容嵌位技術實現第1(a)圖之逆變電路之一應用例示意圖，及其以MOSFET來實現開關元件之逆變電路圖。
請參閱第19圖所示，係本發明之第二實施例，單變壓器之軟切換交流-直流(AC-DC)整流電路(rectifier circuit)之示意圖，該電路之初級側之基本架構係由具至少一雙開關電路，如推挽式，半橋式，全橋式之逆變電路(圖中未顯示)，及至少一對接近50%工作週期的控制信號或互補的控制信號(圖中未顯示)，該電路之次級之基本架構係由一中層網路(middle network)，一第一輸出電容Co，與一負載Ro並聯組成，該第一變壓器T1至少包括一第一初級繞組P1與第一次級繞組S1(包含於該中層網路中)，前述之逆變電路之開關對，因接受前述之控制信號，分別交替的導通或關斷，據此本整流電路之初級繞組將產生交流的電壓，並以電磁耦合，在次級繞組產生的交流電壓，對次級側四個群組開關，Q11-Q21-...-Qn1,Q12-Q22-...-Qn2,Q13-Q23-...-Qn3，及Q14-Q24-...-Qn4，之同一群組之開關，同時施以導通或關斷的控制，而分別對一負載Ro輸出一直流電壓。由於逆變電路，得採用二次側元件諧振頻率為工作頻率，二次側開關的電流，將以諧振方式歸零，因此，本整流電路的初次側與二次側的開關元件，都操作於軟切換的最佳工作狀況。
復請參閱第19圖所示，該中層網路(middle network)係由一上層方塊Z1(top block)，一第一開關對方塊(switch-pair block)，一中層方塊Z2(middle block)，一第二開關對方塊(switch-pair block)，及一下層方塊 Z3(bottom block)，上下串接組成，其中之第一開關對方塊及第二開關對方塊，得包含相等數量之開關對，若為降低半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，可同時增加更多之第一開關對方塊及第二開關對方塊之開關對數量。
復請參閱第19圖所示，該上層方塊Z1具有第一個端子與第二個端子，該第一個端子，該輸出電容的正端子，與該負載的正端子連接在一起。
復請參閱第19圖所示，該第一開關對方塊(switch-pair block)係由至少包含第一開關對(Q11-Q13)，直到n個開關對(Qn1-Qn3)上下串接，其中之每個開關對包括兩個開關，其中之每個開關具有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關對之相對應開關連結，如Q21-Q23的兩個下端子與下方串接的兩個開關對之Q11-Q13兩個上端子分別連結，同時Q21-Q23的兩個上端子與上方串接的兩個開關對之Q31-Q33兩個下端子分別連結，依此類推，直到n開關對之Qn1-Qn3的兩個上端子分別與上層方塊之第一端子與第二端子分別連接。
復請參閱第19圖所示，該中層方塊Z2(middl block)有第一個端子與第二個端子。
復請參閱第19圖所示，該第二開關對方塊(switch-pair block)係由至少包含一開關對(Q12-Q14)，直到n個開關對(Qn2-Qn4)上下串接，其中之每個開關對包括兩個開關，其中之每個開關具有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關對之相對應開關連結，如Q12-Q14的兩個下端子與下方串接的兩個開關對之Q22-Q24兩個上端子分別連結，同時Q22-Q24的兩個下端子與下方串接的兩個開關對之Q31-Q33兩個上端子分別連結，依此類推，直到n開關對之Qn1-Qn3的兩個下端子分別與下層方塊之第一端子與第二端子分別連接。
復請參閱第19圖所示，該下層方塊具有第一個端子與第二個端子，該第一端子，該輸出電容的負端子，與該負載的負端子連接在一起。
復請參閱第19圖所示，中層方塊的第一端子，Q11的下端 子，Q12的上端子連接在一起，中層方塊的第二端子，Q13的下端子，Q14的上端子連接在一起。
請參閱第20圖所示，為本發明具雙變壓器之軟切換交流-直流(AC-DC)整流電路示意圖，為將第19圖整流電路之單變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第一初級繞組P1與一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第二初級繞組P2與至少一第二次級繞組S2，該第一初級繞組P1及該第二初級繞組P2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸入電壓。
請參閱第21圖與第22圖所示，係針對高電壓輸出之應用，改良本發明第二實施例第19圖與第20圖之整流電路，除了使用較高電壓規格的元件或必須同時增加更多之第一開關對方塊及第二開關對方塊的開關對數量，以降低各半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，唯多開關串聯，因元件及電路參數的變異，各半導體開關元件承受的電壓應力無法平均分攤，第21圖與第22圖中之Z41，Z42---Z4n1方塊，因此分別以CF1，CF2---CFn等飛越電容嵌位技術，達成平均電壓應力的需求。
雖然，第19及20圖所揭露者係為提供不同的輸出功率，分別使用單變壓器或雙變壓器之兩個系列各應用例之電路，同時，第21圖與第22圖所揭露者係為不同輸出電壓的應用，第一開關對方塊與第二開關對方塊，必須串接更多數量的開關對，因而衍生許多不同的整流電路，但所述的電路，應具有相同的工作特性。
復請參閱第19圖所示，連接於上層方塊Z1(top block)，中層方塊Z2(middle block)，及下層方塊Z3(bottom block)等各方塊之第一端子與第二端子之間，分別有三種不同的電路組合，如第23(a)圖，第23(b)圖，與第23(c)圖所示，因此本發明電路的第二實施例可以衍生三個系列， 請參閱第24圖，為將第19圖中之Z1-Z2-Z3，採用第23(a)圖所示，分別為(短路)-(S1-Cr-Lr)-(短路)之電路組合連接於各方塊之第一端子與第二端子之間，成為本發明電路的第二實施例之第一個系列，其中Lr和Cr分別為諧振電感與諧振電容。
請參閱第25圖與第26圖，為分別以整流二極體與MOSFET 實現第24圖中之開關元件。
請參閱第27圖，為將第19圖中之Z1-Z2-Z3，採用第23(b)圖所示，分別為(Lr1)-(S1-Cr)-(Lr2)之電路組合連接於各方塊之第一端子與第二端子之間，成為本發明電路的第二實施例之第二個系列，其中Lr1及Lr2分別為第一初級繞組P1與第二初級繞組P2之漏感，Lr和Cr分別為諧振電感與諧振電容。
請參閱第28圖與第29圖，為分別以整流二極體與MOSFET實現第27圖中之開關元件。
請參閱第30圖，為將第19圖中之Z1-Z2-Z3，採用第23(b)圖所示，分別為(S1-Lr1)-(Cr)-(S2-Lr2)之電路組合連接於各方塊之第一端子與第二端子之間，成為本發明電路的第二實施例之第三個系列，其中Lr1，Lr2和Cr分別為第一諧振電感，第二諧振電感與諧振電容。
請參閱第31圖與第32圖，為分別以整流二極體與MOSFET實現第30圖中之開關元件。
復請參閱第19圖所示，依連接於上層方塊分別有三種不同的電路組合，本發明電路的第二實施例，得以衍生三個系列，但所述的電路，應具有相同的工作特性，據此，將以第31圖之整流電路，揭露本發明第二實施例之工作原理。
請參閱第33(a)-33(d)圖所示，本發明第二實施例的第三系列第31圖之整流電路，其一次側使用採用相移控制方式之全橋逆變電路(圖中未顯示)，在一工作週期之四個工作階段之等效電路。
復請參閱第33(a)圖所示，控制器所提供的驅動信號，導通一次側之全橋逆變電路第一組開關(圖中未顯示)，變壓器一次側的繞組P1，將產生的交流電壓，透過變壓器之電磁耦合，跨在變壓器二次側之第一繞組S1的電壓，經由S1(non-dot)-C1-Q14-Cr-Q11-Lr1-S1(dot)及第二繞組S2的電壓，經由S2(non-dot)-Q14-Cr-Q11-Ro-Lr2-S2(dot)，提供整流二極體的順向偏壓，因而Q11和Q14被導通，其中之電流依Cr-Lr1/Lr2之諧振方式工作，此一時區間，嵌位電容C1處於充電狀態。
復請參閱第33(b)圖所示，前述之諧振電流歸零，因此Q11和 Q14自然關斷，此一時區間，嵌位電容C1的電壓，C1(+)-S1-Lr1-Ro-Lr2-S2-C1(-)，提供負載電流。
復請參閱第33(c)圖所示，控制器所提供的驅動信號，導通一次側之全橋逆變電路第二組開關開關(圖中未顯示)，變壓器一次側的繞組P1，將產生的交流電壓，透過變壓器之電磁耦合，跨在變壓器二次側之第一繞組S1的電壓，經由S1(dot)-Lr1-Ro-Q12-Cr-Q13-S1(non-dot)及第二繞組S2的電壓，經由S2(dot)-Lr2-Q12-Cr-Q13-C1-S2(non-dot)，提供整流二極體的順向偏壓，因而Q12和Q13被導通，其中之電流依Cr-Lr1/Lr2之諧振方式工作，此一時區間，嵌位電容C1處於充電狀態。
復請參閱第33(d)圖所示，前述之諧振電流歸零，因此Q12和Q13自然關斷，此一時區間，嵌位電容C1處於放狀態。
請參閱第34圖所示，為本發明第二實施例第三系列一應用例第31圖整流電路的工作波形，包括控制器所提供的驅動信號及各MOSFET的電壓波形，各MOSFET操作於零電壓導通狀態，同時，各整流二極體操作於零電流關斷狀態，因交換損失的降低，提高效率性能。
請參閱第35圖所示，係本發明之第三個實施例，具單變壓器、軟切換之交流-直流(AC-DC)之兩倍壓整流電路(voltage doubler rectifier circuit)之示意圖，該電路之初級側之基本架構係由具至少一雙開關電路，如推挽式，半橋式，全橋式之逆變電路(圖中未顯示)，及至少一對接近50%工作週期的控制信號或互補的控制信號(圖中未顯示)，該電路之次級之基本架構係由一中層網路(middle network)，係由一中層網路(middle network)，一第一輸出電容Co1與一第二輸出電容Co2串聯電路，與一負載Ro並聯組成，該第一變壓器T1至少包括一第一初級繞組P1與一第一次級繞組S1(包含於該中層網路中)，前述之逆變電路之開關對，因接受前述之控制信號，分別交替的導通或關斷，據此本整流電路之初級繞組將產生交流的電壓，並以電磁耦合，在次級繞組產生的交流電壓，對次級側兩個群組開關，Q11-Q21-...-Qn1，與Q12-Q22-...-Qn2之同一群組之開關，同時施以導通或關斷的控制，而分別對一負載Ro輸出一直流電壓。由於逆變電路，得採用二次側元件諧振頻率為工作頻率，二次側開關的電流，將 以諧振方式歸零，因此，本整流電路的初次側與二次側的開關元件，都操作於軟切換的最佳工作狀況。
復請參閱第35圖所示，該中層網路(middle network)係由一上層方塊Z1(top block)，一第一開關單元方塊(switch-cell block)，一中層方塊Z2(middle block)，一第二開關單元方塊(switch-cell block)，及一下層方塊Z3(bottom block)，串接組成，其中之第一開關單元方塊及第二開關單元方塊，得包含相等數量開關單元，每一開關單元包含一開關，若為降低半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，可同時增加更多之第一開關單元方塊及第二開關單元方塊之開關單元數量。
復請參閱第35圖所示，該上層方塊Z1具有一第一個端子與一第二端子，該第一個端子，該第一輸出電容的正端子，與該負載的正端子連接在一起。
復請參閱第35圖所示，該第一開關單元方塊(switch-cell block)係由至少包含一開關單元Q11，直到n個開關單元Qn1上下串接，其中之開關單元包括一個開關，其中之每個開關有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關單元之開關連結，如Q21的下端子與下方串接的開關單元之Q11上端子連結，同時Q21上端子與上方串接的開關單元之Q31下端子連結，依此類推，直到n開關單元之Qn1上端子與上層方塊之第二端子連接。
復請參閱第35圖所示，該中層方塊Z2(middl block)有第一個端子與第二個端子。
復請參閱第35圖所示，該第二開關單元方塊(switch-cell block)，係由至少包含一開關單元Q12，直到n個開關單元Qn2上下串接，其中之開關單元包括一個開關，其中之每個開關有上下兩個端子，可與其上下串接的兩個開關單元之開關連結，如Q22的下端子與下方串接的開關單元之Q32上端子連結，同時Q22上端子與上方串接的開關單元之Q12下端子連結，依此類推，直到n開關單元之Qn2下端子與下層方塊之第二端子連接。
復請參閱第35圖所示，該下層方塊Z3具有第一個端子與 第二個端子，該第一端子，第二輸出電容的負端子，與負載的負端子連接在一起。
復請參閱第35圖所示，中層方塊的第二端子與Q11的下端子及Q12的上端子連接在一起，中層方塊的第一端子與第一輸出電容的夏端子及第二輸出電容的上端子連接在一起。
請參閱第36圖所示，為本發明具雙變壓器之軟切換交流-直流(AC-DC)整流電路示意圖，為將第35圖整流電路之單變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第一初級繞組P1與一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第二初級繞組P2與至少一第二次級繞組S2，該第一初級繞組P1及該第二初級繞組P2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸入電壓。
請參閱第37圖與第38圖所示，係針對高電壓輸出之應用，改良本發明第二實施例第35圖與第36圖之整流電路，除了使用較高電壓規格的元件或必須同時增加更多之第一開關對方塊及第二開關對方塊的開關對數量，以降低各半導體開關上之電壓應力(voltage stress)，唯多開關串聯，因元件及電路參數的變異，各半導體開關元件承受的電壓應力無法平均分攤，第35圖與第36圖中之Z41，Z42---Z4n方塊，因此分別以CF1，CF2---CFn等飛越電容嵌位技術，達成平均電壓應力的需求。
雖然，第35及36圖所揭露者係為提供不同的輸出功率，分別使用單變壓器或雙變壓器之兩個系列各應用例之電路，同時，第37圖與第38圖所揭露者係為不同輸出電壓的應用，第一開關對方塊與第二開關對方塊，必須串接更多數量的開關對，因而衍生許多不同的整流電路，但所述的電路，應具有相同的工作特性。
復請參閱第35圖所示，連接於上層方塊Z1(top block)，中層方塊Z2(middle block)，及下層方塊Z3(bottom block)等各方塊之第一端子與第二端子之間，分別有三種不同的電路組合，如第39(a)圖，第39(b)圖，與第39(c)圖所示，因此本發明電路的第三實施例可以衍生不同的三個系列，但三者應具有相同的工作特性，據此，將以第35圖之一應用例，揭露本發明第三實施例之工作原理。
請參閱第40圖，為將第35圖中之Z1-Z2-Z3，採用第39(a)圖所示，分別為(短路)-(S1-Cr-Lr)-(短路)之元件組合連接於各方塊之第一端子與第二端子之間，成為本發明電路的第三實施例之第一個系列，其中Lr和Cr分別為諧振電感與諧振電容。
請參閱第41圖與第42圖，為分別以整流二極體與MOSFET實現第40圖中之開關元件。
請參閱第43(a)-43(d)圖所示，為本發明第三實施例的第一系列第41圖之整流電路，其一次側使用採用相移控制方式之全橋逆變電路(圖中未顯示)，在一工作週期之四個工作階段之等效電路。
復請參閱第43(a)圖所示，控制器所提供的驅動信號，導通一次側之全橋逆變電路第一組開關(圖中未顯示)，變壓器一次側的繞組P1，將產生的交流電壓，透過變壓器之電磁耦合，跨在變壓器二次側之第一繞組S1的電壓，經由S1(dot)-Q11-Co1-Cr-Lr-S1(non-dot)，提供整流二極體的順向偏壓，因而Q11被導通，其中之電流依Cr-Lr之諧振方式工作，同時第二輸出電容Co2，經由Co2(+)-Cr-Lr-S1-Q11-Ro-Co2(-)提供負載電流。
復請參閱第43(b)圖所示，前述之諧振電流歸零，因此Q11自然關斷，此一時區間，負載電流由第一輸出電容Co1及第二輸出電容Co2提供。
復請參閱第43(c)圖所示，控制器所提供的驅動信號，導通一次側之全橋逆變電路第二組開關(圖中未顯示)，變壓器一次側的繞組P1，將產生的交流電壓，透過變壓器之電磁耦合，跨在變壓器二次側之第一繞組S1的電壓，經由S1(non-dot)-Lr-Cr-Co2-Q12-S1(dot)，提供整流二極體的順向偏壓，因而Q12被導通，其中之電流依Cr-Lr之諧振方式工作，同時第一輸出電容Co1，經由Co1(+)-Ro-Q12-S1-Lr-Cr-Co1(-)提供負載電流。
復請參閱第43(d)圖所示，前述之諧振電流歸零，因此Q12自然關斷，此一時區間，負載電流由第一輸出電容Co1及第二輸出電容Co2提供。
請參閱第44圖所示，為本發明第三實施例第一系列一應用例第41圖之兩倍壓整流電路的工作波形，包括控制器所提供的驅動信號及各MOSFET的電壓波形，各MOSFET操作於零電壓導通狀態，同時，各整流二極體操作於零電流關斷狀態，因交換損失的降低，提高效率性能。
但需特別一提者，乃在前述本發明之前述實施例中，該等開關，並不侷限於使用二極體，亦可依實際需要(如欲提高效率)，而改採用其它類型之主動半導體開關(如：MOSFET)，提供同步整流，或以二者之組合取代。
以上所述，僅係本發明之若干實施例，惟，在實施本發明時，並不侷限於此，亦可依據實際需要，以其它等效元件取代該各電路中之對應元件，故任何熟悉該項技藝者在本發明領域內，可輕易思及之前述等效 變化或修飾，皆應被涵蓋在以下本案之申請專利範圍中。

Claims (12)

  1. 一種具軟切換之逆變電路，該電路係並聯至一輸入電壓，用以將該輸入電壓提供之一直流電壓轉換成一交流電壓，包括：一輸入電壓、一中層網路、一嵌位電容、及至少一變壓器，該輸入電壓具有一正端子與負端子，該嵌位電容具有一正端子與負端子，該變壓器至少包括一第一初級繞組與一第一次級繞組；該中層網路、包含一上層方塊、一第一開關對方塊、一中層方塊、一第二開關對方塊及下層方塊，上下串聯組成；該上層方塊，包含該變壓器之第一初級繞組及一第一電感，該第一電感具有一右端子與左端子，可以是變壓器第一初級繞組的漏感，或是一外加電感，或是漏感與一外加電感組合；該第一初級繞組之非打點端子與該第一電感左端子連接在一起，該第一初級繞組之打點端子與該電感的右端子分別與輸入電壓及嵌位電容的正端子連接；該第一開關對方塊，包含至少一或多個開關對上下串聯，其中每個開關對包含兩個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關對之相對應開關分別連結，但最上面之開關對之的兩個上端子與輸入電壓及嵌位電容的正端子分別連接；該中層方塊具有第一個端子與第二個端子； 該第二開關對方塊，包含至少一或多個開關對上下串聯，其中每個開關對包含兩個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關對之相對應開關分別連結，但最下面之開關對之的兩個下端子與輸入電壓及嵌位電容的負端子分別連接；該下層方塊，包含一變壓器之第二初級繞組與一第二電感串聯，該第二電感具有一右端子與左端子，可以是變壓器第二初級繞組的漏感，或是一外加電感，或是漏感與一外加電感組合；該第二初級繞組之非打點端子與該第二電感左端子連接在一起，該第二初級繞組之打點端子與該電感的右端子分別與輸入電壓及嵌位電容的負端子連接；該第一開關對方塊及該第二開關對方塊得包含相等數量並至少一開關對；該中層方塊的第一端子與第二端子，與第一開關對方塊之第一開關對之兩下端子及第二開關對方塊之第一開關對之兩上端子，分別連接在一起，及該變壓器包含至少一次級繞組，各該次級繞組係與該中層網路內對應之初級繞組磁耦合，而成為至少一具磁耦合之變壓器，以提供該交流電壓；如此，在一開關工作週期內，該逆變電路即能藉 軟切換的機制，交替導通或斷開該等開關，以將該輸入端提供之直流電壓轉換成交流電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，其中，所述中層方塊之第一個端子與第二個端子為一短路的電路。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，其中，所述中層方塊之第一個端子與第二個端子為一諧振電感串聯一諧振電容的電路。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，其中，所述中層方塊之第一個端子與第二個端子為一諧振電容的電路。
  5. 一種具軟切換之整流電路，該電路係由一中層網路，一第一輸出電容，與一負載，在一變壓器之二次側並聯組成，用以將該輸入交流電壓，轉換成一直流電壓，包括：一中層網路、一輸出電容、及至少一變壓器，該輸出電容具有一正端子與負端子，該變壓器至少包括一第一初級繞組與一第一次級繞組；該中層網路、包含一上層方塊、一第一開關對方塊、一中層方塊、一第二開關對方塊及下層方塊，上下串聯組成；該上層方塊，具有第一個端子與第二個端子，該上層方塊第一個端子，該輸出電容的正端子，與該負載的正端子連接在一起；該第一開關對方塊，包含至少一或多個開關對上下串聯，其中每 個開關對包含兩個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關對之相對應開關分別連結，但最上面之開關對之的兩個上端子與上層方塊之第一個端子與第二個端子分別連接；該中層方塊具有第一個端子與第二個端子；該第二開關對方塊，包含至少一或多個開關對上下串聯，其中每個開關對包含兩個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關對之相對應開關分別連結，但最下面之開關對之的兩個下端子與下層方塊之第一個端子與第二個端子分別連接；該下層方塊，具有第一個端子與第二個端子，該下層方塊第一個端子，該輸出電容的負端子，與該負載的負端子連接在一起；該第一開關對方塊及該第二開關對方塊得包含相等數量並至少一開關對；該中層方塊的第一端子與第二端子，與第一開關對方塊之第一開關對之兩下端子及第二開關對方塊之第一開關對之兩上端子，分別連接在一起，及該變壓器包含至少一次級繞組，各該次級繞組係與該中層網路內對應之初級繞組磁耦合，而成為至少一具磁耦合之變壓器，以提供該直流電壓；如此，在一開關工作週期內，該整流電路即能藉軟切換的機制，以將該輸入端提供之交流電壓轉換成直流電壓。。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊與下層方塊之第一個端子與第二端子為一短路的電路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一變壓器之第一次級繞組，一諧振電感及一諧振電容串聯的電路。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊之第一個端子與第二端子為一第一諧振電感的電路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一變壓器之第一次級繞組，及一諧振電容串聯的電路，所述該下層方塊之第一個端子與第二端子為一第二諧振電感的電路。
  8. 如申請專利範圍第5項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊為一變壓器之第一次級繞組與一第一諧振電感串聯的電路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一諧振電容的電路，所述該下層方塊之第一個端子與第二端子為一變壓器之第二次級繞組與一第二諧振電感串聯的電路。
  9. 一種具軟切換之整流電路，該電路係由一中層網路，一第一輸出電容，一第二輸出電容，與一負載，在一變壓器之二次側並聯組成，用以將該輸入交流電壓，轉換成一直流電壓，包括：一中層網路、一第一輸出電容與一第二輸出電容上下串聯電路、及至少一變壓器，該第一輸出電容與第二輸出電容，均具有一正 端子與負端子，該變壓器至少包括一第一初級繞組與一第一次級繞組；該中層網路、包含一上層方塊、一第一開關單元方塊、一中層方塊、一第二開關單元方塊及下層方塊，上下串聯組成；該上層方塊，具有第一個端子與第二個端子，該上層方塊第一個端子，該第一輸出電容的正端子，與該負載的正端子連接在一起；該第一開關單元方塊，包含至少一或多個開關單元上下串聯，其中每個開關單元包含一個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關單元之相對應開關分別連結，但最上面之開關單元之上端子與上層方塊之第二個端子連接；該中層方塊具有第一個端子與第二個端子；該第二開關單元方塊，包含至少一或多個開關單元上下串聯，其中每個開關單元包含一個開關，每個開關有上下兩個端子，可與其上下串聯的兩個開關單元之相對應開關分別連結，但最下面之開關單元之下端子與下層方塊之第二個端子連接；該下層方塊，具有第一個端子與第二個端子，該下層方塊第一個端子，該第二輸出電容的負端子，與該負載的負端子連接在一起；該第一開關單元方塊及該第二開關單元方塊得包含相等數量並至少一開關單元； 該中層方塊的第一端子與第一輸出電容的負端子及第二輸出電容的正端子連接在一起，該中層方塊的第二端子，第一開關單元方塊之第一開關單元之下端子及第二開關單元方塊之第一開關單元之上端子，連接在一起，及該變壓器包含至少一次級繞組，各該次級繞組係與該中層網路內對應之初級繞組磁耦合，而成為至少一具磁耦合之變壓器，以提供該直流電壓；如此，在一開關工作週期內，該整流電路即能藉軟切換的機制，將該輸入端提供之交流電壓轉換成直流電壓。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊與下層方塊之第一個端子與第二端子為一短路的電路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一變壓器之第一次級繞組，一諧振電感及一諧振電容串聯的電路。
  11. 如申請專利範圍第9項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊之第一個端子與第二端子為一第一諧振電感的電路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一變壓器之第一次級繞組，及一諧振電容串聯的電路，所述該下層方塊之第一個端子與第二端子為一第二諧振電感的電路。
  12. 如申請專利範圍第9項所述的整流電路，其中，所述該上層方塊為一變壓器之第一次級繞組與一第一諧振電感串聯的電 路，所述該中層方塊之第一個端子與第二個端子為一諧振電容的電路，所述該下層方塊之第一個端子與第二端子為一變壓器之第二次級繞組與一第二諧振電感串聯的電路。
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