TW201731229A - 射頻接收器 - Google Patents

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Abstract

一射頻接收器裝置包含：經配置以接收在一頻譜內部有一或多個頻率成分的信號之一接收器輸入；具有一濾波器輸出阻抗之一濾波器；及一放大器其包含：連結至該濾波器輸出的一放大器輸入；一放大器輸出；至少一個射頻輸入電晶體；及包括至少一個回授電阻器之一回授電路。該裝置係經配置以下列模式選擇性地操作：一第一模式其中該放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同；及一第二模式其具有第二回授電阻及跨導值使得當一預定外部阻抗匹配電路連結於該濾波器與該放大器間時，該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同。

Description

射頻接收器
本發明係有關於射頻接收器裝置，特別有關於射頻積體電路(RFIC)裝置。
射頻接收器裝置常見使用來接收由射頻發射器所發射的信號，其位置可距該接收器某個距離，因而所發射的信號通過空中無線發射。然後射頻接收器利用天線來接收信號。
給定於電磁頻譜之射頻範圍(於約3kHz至約300GHz之範圍)無線發射的多個信號以及雜訊來源，天線典型地將跨寬廣頻率範圍「拾取」信號。為了隔離期望的信號與其餘所接收的信號，天線通常連結至帶通濾波器，其只允許期望的頻率發送通過其中而去除其餘全部各者。然後，經濾波的信號在任何進一步信號處理，例如，於解調之前發送通過於RFIC內部實施的放大器-典型地低雜訊放大器(LNA)-以便放大該信號。
業界有明確文獻記載，為了確保優化帶通特 性，諸如自濾波器至放大器的最大功率轉移及於放大器的最小信號反射，濾波器的輸出阻抗須「匹配」放大器的輸入阻抗，亦即阻抗須相等或儘可能地接近相等。有些RFIC裝置，諸如由線性技術公司(Linear Technology® Inc.)生產的LTC6410-6，具有可組配輸入阻抗，使得其能匹配其輸入阻抗至一給定組件諸如濾波器的輸出。
一般而言，放大器與濾波器將具有不同阻抗。使用來選擇期望頻帶的濾波器典型地與天線阻抗匹配，及因而具有下述特性阻抗，例如若濾波器係設計用以針對不平衡信號產生單端(或「零參考」)輸出時為約50歐姆，或例如若濾波器係設計用以針對平衡信號產生差分輸出時為約100歐姆。放大器將具有由其設計要求規定的阻抗。
為了匹配放大器的輸入阻抗至濾波器的輸出阻抗，可施加阻抗匹配網路至放大器。此阻抗匹配網路可於晶片上實施，亦即可整合入RFIC內使得濾波器可無縫地直接連結至RFIC；或其可於非在晶片上實施，亦即分開的外部電路諸如被動電感器-電容器(LC)電路連結於濾波器與RFIC間。
晶片上實施例使用於阻抗匹配典型地要求比較非在晶片上實施例更少的組件。通常，應用本發明之接收器可設計用於多個頻帶，及因而在RFIC內部有多個LNA，其各自將要求與帶通濾波器的阻抗匹配。於此種情況下，非在晶片上實施例如此將要求更多個組件以便讓各 個濾波器匹配各個LNA。然而，申請人瞭解可以折衷，原因在於此等非在晶片上實施例可設計成具有比相當的晶片上實施例更低功耗要求。如此給期望實現此種射頻接收器的系統設計師呈現了使用更多個組件(因而提高了所得接收器成本)或有較低功耗間之選擇，有較低功耗經常對以電池供電的行動裝置諸如智慧型電話、平板、穿戴裝置等極其重要。
當自第一面向視之，本發明提出一種射頻接收器裝置包含：經配置以接收在一頻譜內部有一或多個頻率成分的信號之一接收器輸入；具有一濾波器輸出阻抗之一濾波器；及一放大器其包含：連結至該濾波器輸出的一放大器輸入；一放大器輸出；至少一個射頻輸入電晶體；及包括至少一個回授電阻器之一回授電路，該回授電路係連結於該放大器輸入與該放大器輸出間；其中該裝置係經配置以下列模式選擇性地操作：一第一模式其中該放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同；及一第二模式其中該放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值使得當該濾波器與該放大器間之一預 定外部阻抗匹配電路連結時，該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同。
如此，熟諳技藝人士將瞭解依據本發明提出一種射頻接收器裝置，其中其放大器的電阻及跨導可在對應的晶片上或非在晶片上阻抗匹配實施例的不同值間切換。如此允許客戶使用普通晶片，客戶期望藉由實施整合式阻抗匹配能力而最小化與其終產品相關聯的成本(材料帳單較少)，或藉由實施外部阻抗匹配電路而減低功耗。
申請人瞭解特別優異地係有關放大器的雜訊及線性度而言，以及延伸之，就無線電接收器整體而言，確保沒有與裝置的任一種模式相關聯的懲罰。據此，於若干實施例中，當裝置以第一模式操作時相關聯的雜訊係數係實質上等於當裝置以第二模式而連結有預定外部阻抗匹配電路操作時的雜訊係數。同理，於若干潛在重疊實施例中，當裝置以第一模式操作時相關聯的增益係實質上等於當裝置以第二模式而連結有預定外部阻抗匹配電路操作時的增益。於此等實施例中，客戶可決定減低裝置成本或減少裝置功耗而無需擔憂結果導致裝置的效能，原因在於其於兩種模式中具有接近相同的效能故。如此允許製造商提供名符其實的實施選項而不會危害效能。
申請人瞭解有多種可能配置適合用於組配或切換與放大器相關聯的跨導值，其通常係取決於電晶體的縱橫比(亦即電晶體的寬度與長度間之比)及流經其中的電流。於一特定實施例集合中，放大器進一步包含經配置以 與該至少一個射頻輸入電晶體形成一電流鏡配置的一鏡電晶體；及可操作以設定流經該電流鏡配置的該電流為於該第一模式中之一第一電流或於該第二模式中之一第二電流的一可變電流源。藉由變更流經鏡電晶體的電流，能夠流經該至少一個射頻輸入電晶體的電流量也改變，有效地變更具有固定縱橫比的射頻輸入電晶體的跨導。
然而，申請人瞭解除了或替代改變電流之外，也可能改變電晶體的縱橫比。據此，於一潛在重疊實施例集合中，放大器包含並聯的第一及第二射頻輸入電晶體，其中該第一射頻輸入電晶體具有一第一縱橫比且係與一第一選擇電晶體串聯，及該第二射頻輸入電晶體具有一第二縱橫比且係與一第二選擇電晶體串聯，其中該等第一及第二縱橫比為不同。於此等實施例中，藉由分別地啟用第一及第二選擇電晶體同時停用另一者，可能在使用第一及第二射頻輸入電晶體間切換。因兩者為並聯，故針對晶片上或非在晶片上匹配兩者的電路可相當容易選擇。
變更回授電阻器的電阻值有無數種方式，例如使用可變電阻器。然而，申請人瞭解，至少於若干實施例中，優異地回授電路包含並聯的第一及第二回授電阻器，其中該第一回授電阻器係與一第一開關串聯及其中該第二回授電阻器係與一第二開關串聯，及該等第一及第二開關係經配置使得當一個開關為關閉時，另一者為開啟。
由於通常期望匹配暫存器的阻抗與下一個放大器階段的阻抗，而與實際包含本發明之哪個放大器階段 可使用在多種情境無關。然而，於若干實施例中，放大器為低雜訊放大器。低雜訊放大器使用於射頻應用以放大相對弱的信號同時增加的雜訊儘可能地少。
本發明之射頻接收器裝置可使用本身為業界已知之任何電晶體技術實施，諸如兩極接面電晶體(BJT)、接合型場效電晶體(JFET)、或較佳地，金氧半場效電晶體(MOSFET)。
於若干實施例中，回授電路進一步包括至少一個回授電容器。將電容加至回授路徑作為阻擋直流(DC)信號的額外高通濾波階段。然後，回授電容器的電容可經選擇以針對射頻信號最小化其阻抗(亦即，作用為短路)。
於若干實施例中，該射頻接收器裝置進一步包含連結至該放大器的該輸出之一降頻轉換混合器。類比基頻濾波器可連結至該降頻轉換混合器的一輸出。類比基頻濾波器可使用低通濾波器實施。類比至數位轉換器可連結至類比基頻濾波器的輸出。然後，類比至數位轉換器(ADC)產生適合由其它電路組件使用的或配合進一步信號處理使用的數位信號輸出。
本發明之原理方便地施加至放大器，放大器具有單端或差分輸入及/或輸出。據此，於一集合之實施例中，放大器輸入為單端。於一替代集合之實施例中，放大器輸入為差分。於一重疊集合之實施例中，放大器輸出為單端。於一替代重疊集合之實施例中，放大器輸出為差分。
雖然單一濾波器及放大器用於接收單一頻帶 內部的射頻發射是有用的，但常見設計多頻帶接收器使得其可接收跨多個不同頻帶的發射。據此，於若干實施例中，射頻接收器裝置包含多個放大器及多個濾波器，其中各個放大器之輸入係連結至一對應濾波器的輸出，使得於該第一模式中各個放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值，使得各個放大器之該輸入阻抗與該放大器連結的該濾波器之該輸出阻抗為實質上相同；及於該第二模式中各個放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值，使得當該放大器與其對應濾波器間之預定外部阻抗匹配電路連結時，各個放大器之該輸入阻抗與該放大器連結的該濾波器之該輸出阻抗為實質上相同。
本發明延伸至一種射頻接收器裝置包含：經配置以接收在一頻譜內部有一或多個頻率成分的信號之一接收器輸入；具有一濾波器輸出阻抗之多個濾波器；及多個放大器其各自包含：連結至該等多個濾波器中之對應一者的該輸出之一放大器輸入；一放大器輸出；至少一個射頻輸入電晶體；及包括至少一個回授電阻器之一回授電路，該回授電路係連結於該放大器輸入與該放大器輸出間；其中該裝置係經配置以下列模式選擇性地操作：一第一模式其中各個放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得各個放大器輸入阻抗係與該對應濾波器之該輸出阻抗為實質上相同；及 一第二模式其中各個放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值使得當一預定外部阻抗匹配電路在該放大器與該對應濾波器間連結時，各個放大器輸入阻抗係與該對應濾波器之該輸出阻抗為實質上相同。
雖然濾波器例如可包含低通濾波器或高通濾波器，但於若干實施例中，濾波器為帶通濾波器。帶通濾波器用在選擇具有上限及下限的特定期望範圍之頻率的射頻應用是有用的。
於若干實施例中，射頻接收器裝置係於射頻積體電路(RFIC)內部實施。
2、2’‧‧‧射頻接收器、射頻接收器裝置
4‧‧‧射頻積體電路(RFIC)
6‧‧‧天線
8‧‧‧帶通濾波器
10、10a-c、110、210、510‧‧‧低雜訊放大器(LNA)
12a-b‧‧‧正交混合器
14a-b‧‧‧低通濾波器
16a-b‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
18‧‧‧相移器
20‧‧‧本地振盪器
22‧‧‧數位解調器
30‧‧‧「非在晶片上」側
32‧‧‧「晶片上」側
34‧‧‧輸入終端
36‧‧‧輸出終端
38‧‧‧閘極終端
40‧‧‧電源供應軌
42‧‧‧接地
44a、44b‧‧‧n-通道金氧半場效電晶體(nMOSFET)射頻(RF)輸入電晶體
46a-b‧‧‧回授電阻器
48‧‧‧nMOSFET疊接電晶體
50、150‧‧‧DC阻擋電容器
52‧‧‧回授電容器
54、154、162a-b‧‧‧電容器
56、156a-b、164a-b‧‧‧電感器
58‧‧‧諧振電阻器
60‧‧‧外部阻抗匹配電路
62‧‧‧阻抗匹配電容器、鏡電晶體
64、146a-b、147a-b、158a-b‧‧‧阻抗匹配電感器、偏壓電阻器
66‧‧‧電流源
68a-b、168a-b、169a-b‧‧‧選擇電晶體
70a-b‧‧‧選擇終端
80‧‧‧輸入阻抗、LNA輸入電阻
82‧‧‧阻抗
134a-b‧‧‧輸入終端
144a-b、145a-b‧‧‧RF輸入電晶體
152a-b、153a-b‧‧‧開關
160‧‧‧虛線框
1010、1110‧‧‧差分放大器配置
現在將參考附圖描述本發明之某些實施例，僅供舉例說明之用，附圖中：圖1顯示射頻接收器裝置之示意圖；圖2顯示多帶射頻接收器裝置；圖3顯示具有晶片上阻抗匹配的先前技術放大器配置；圖4顯示具有非在晶片上阻抗匹配的先前技術放大器配置；圖5顯示使用於依據本發明之射頻接收器裝置內部的放大器配置；圖6顯示依據本發明之一實施例具有電流源受控跨導的放大器配置；圖7顯示依據本發明之一實施例具有縱橫比受控跨導的放大器配置； 圖8A及8B顯示依據本發明之一實施例具有可組配回授電阻的放大器配置；圖9顯示依據本發明之一實施例具有可變電流源的差分放大器配置；圖10顯示連結有一外部阻抗匹配電路的圖9之差分放大器配置；圖11顯示依據本發明之一實施例具有固定電流源的放大器配置；及圖12顯示連結有一外部阻抗匹配電路的圖11之差分放大器配置。
圖1顯示包括射頻積體電路(RFIC)4的射頻接收器2。接收器2係經配置使得射頻信號可由天線6接收。接收的信號在輸入到RFIC 4之前，使用RFIC 4外部的帶通濾波器8過濾。
RFIC 4包含全差分低雜訊放大器(LNA)10，其取得自濾波器8(濾波器8包括平衡不平衡轉換器，其將得自天線6的不平衡信號轉換成平衡信號)的差分輸入及產生差分輸出，其輸入一對正交混合器12a、12b。此等混合器12a、12b中之各者被提供以由本地振盪器20產生的本地振盪器信號的同相位或正交版本，及由相移器18移位0度或90度。
此等混合器產生全差分同相位(或「I」)及正 交(或「Q」)信號，其在分別由類比至數位轉換器16a、16b轉換成數位信號之前由低通濾波器14a、14b過濾。然後所得數位I及Q信號使用數位解調器22進一步處理。
圖2顯示射頻收發器裝置2’的多頻帶版本，其係經配置以接收射頻頻譜內部跨多個頻率範圍的信號。如同圖1之接收器，天線6接收射頻信號，然後輸入至三個不同帶通濾波器8a、8b、8c，其各自配置以一不同通帶，因而選擇期望的頻率範圍，同時剔除在此等範圍外側的信號。各個濾波器8a、8b、8c連結至個別全差分LNA 10a、10b、10c，如先前參考圖1之討論，其在藉解調電路處理之前，放大了個別濾波信號。
濾波器8、8a、8b、8c中之各者須與其個別低雜訊放大器10、10a、10b、10c阻抗匹配，以便防止於濾波器的通帶中產生非期望的紋波，且最大化功率移轉(亦即，減少出現在濾波器8、8a、8b、8c與LNA 10、10a、10b、10c間之介面的信號反射量)。達成匹配阻抗之兩個方法將參照圖3及4描述如下。
除了匹配LNA輸入阻抗與濾波器阻抗之外，期望的LNA 10、10a、10b、10c須具有低雜訊係數(NF)及橫跨其操作頻率範圍須充分線性。此外，LNA 10、10a、10b、10c期望具有夠高增益(Av)以便維持高信號對雜訊比(SNR)。典型無線電接收器4的雜訊係數(NF)及第三階輸入參考攔截點(IIP3)-電路線性度之良好度量，分別參考方程式1及2給定如下：
其中：NFLNA為LNA NF，Av,LNA為LNA電壓增益，IIP3LNA為LNA IIP3，NF2為LNA之後的電路(混合器12a、12b；低通濾波器14a、14b；及ADC 16a、16b)的組合NF，及IIP32為LNA之後的電路的IIP3。
圖3顯示本身為業界已知之具有晶片上阻抗匹配的放大器配置(偏壓細節刪除以求清晰)。於本配置中，LNA 110包含：輸入終端34；輸出終端36；n-通道金氧半場效電晶體(nMOSFET)射頻(RF)輸入電晶體44a；具有閘極終端38的nMOSFET疊接電晶體48；回授電阻器46a；回授電容器52；DC阻擋電容器50；及包括電阻器58、電感器56及電容器54的電阻器-電感器-電容器(RLC)諧振配置。如從圖3可知，放大器110內部的全部組件係在LNA110的「晶片上」側32上，及沒有組件存在於「非在晶片上」側30上。放大器10連結於電源供應軌40與接地42間。
於射頻，假設回授電容器52及DC阻擋電容器50作用為短路。也假設電感器56及電容器54經選取因而遵 照如下方程式3，在LNA 110經設計的主要關注頻率f0例如接收的頻率範圍之中心頻率共振：
其中LL為電感器56的電感及CL為電容器54的電容。
由於負回授配置故，於f0的LNA輸入電阻Rin係由如下方程式4給定：
其中：RF1為回授電阻器46a的電阻；gm1為RF輸入電晶體44a的跨導；及RL為諧振電阻器58的電阻。
為了匹配阻抗，LNA輸入電阻Rin須等於來源電阻(Rs，亦即通常50Ω)或濾波器8經設計之欲終結的電阻。
帶有匹配阻抗(Rin=Rs)，圖3中顯示的LNA110之電壓增益(Av)及雜訊係數(NF)可遵照方程式5及6估算如下(其中γ為雜訊常數，典型地取為長通道MOSFET的2/3)：
方程式6：帶有匹配阻抗的雜訊係數NF
假設gm1Rs>>1，NF可根據方程式7寫成：
相反地，圖4顯示本身為業界已知之具有非在晶片上阻抗匹配的放大器配置。於此種情況下，LNA 210的晶片上側32上的組件泰半係與圖3中LNA 110的晶片上側32相同；然而，回授電阻器46b及RF輸入電晶體44b分別具有電阻值RF2及跨導值gm2。
與圖3相反，圖4中顯示的LNA 210具有連結於LNA 210的晶片上側與濾波器(未顯示於圖中)間的外部阻抗匹配電路60，亦即，來自濾波器的已濾波信號在輸入放大器210的晶片上側之前，自輸入終端34發送通過外部阻抗匹配電路60。外部阻抗匹配電路60本身包含阻抗匹配電容器62及阻抗匹配電感器64的梯式網路。然而，須瞭解此僅為阻抗匹配電路的一個實例，及任何此種阻抗匹配電路皆係落入本發明之範圍。
於此種情況下，「窺視」LNA 210的晶片上組件之阻抗82係經設計成大於窺視外部阻抗匹配電路60的輸入阻抗80。此等阻抗之比率於如下方程式8標示為N2：
其中：REQ為窺視LNA 210的晶片上部件之阻抗82，Rin為整個LNA 210之輸入阻抗80含外部阻抗匹配電路 60，及N>1。假設外部阻抗匹配電路60係經設計使得其輸入阻抗Rin係等於來源阻抗Rs(亦即濾波器8的阻抗)。
此外，於關注頻率f0，LNA 210負載阻抗形成並聯諧振電路，及於f0窺視LNA 210的晶片上部件之阻抗82係根據方程式9給定：
濾波器8的阻抗匹配LNA輸入阻抗80(亦即Rin=Rs)，圖4中顯示的LNA 210之電壓增益(AV)及雜訊係數(NF)可根據如下方程式10及11求取近似值：
其中：N為匹配電路中之電壓增益；為自LNA晶片上輸入至LNA輸出的增益；及RLOSS表示外部阻抗匹配電路60中之電阻損耗。
參考如上圖3及圖4描述的習知晶片上與非在晶片上阻抗匹配解決方案之效能的比較討論如下。假設於兩種配置中LNA諧振負載成分值(RL、LL、及CL)為相等。 也假設於兩種配置中，LNA輸入電阻(Rin)係匹配來源電阻(Rs=50Ω)。又復，假設兩個LNA係針對相等的電壓增益設計。
依據隱藏在本發明後方的原理，藉等化帶有晶片上及非在晶片上阻抗匹配(分別地參考方程式5及10)的LNA 110、210之電壓增益，可推導方程式12及13顯示如下：
自其中：RF2=NRF1方程式13：針對晶片上及非在晶片上阻抗匹配需要的回授電阻值間之關係
同理，分別地針對晶片上及非在晶片上阻抗匹配需要的RF輸入電晶體44a、44b之跨導間之關係係根據方程式14及15給定如下：
自其中若RF1>>RL： 電阻值間之關係
可知當設計用於相等電壓增益時，帶有非在晶片上阻抗匹配的電阻回授(RFB)LNA 210(其中該阻抗匹配電路60具有阻抗縮放因數N2)，比較帶有晶片上匹配的LNA 110中之回授電阻器46a，允許照比例放大回授電阻器46b的電阻達N。同理，比較帶有晶片上匹配的LNA 110中之RF輸入電晶體44a，帶有非在晶片上阻抗匹配的LNA 210中之RF輸入電晶體44b的跨導能按比例縮小達約N之因數。
於飽和模式中，RF輸入電晶體44a、44b的跨導能遵照方程式16寫成：
其中，參考RF輸入電晶體44a、44b：IDS為汲-源電流；VGS為閘-源電壓；Vt為臨界值電壓；Cox為氧化層電容；為縱橫比；及μ為電荷載子遷移率。
如此，舉例言之，當設計用於相等有效閘-源電壓(VGS-Vt)因而保證於兩種組態中相同的IIP3及電壓增益Av時，比較帶有晶片上匹配的LNA 110，帶有非在晶片上阻抗匹配的LNA 210中之汲-源電流能按比例縮小達約N之因數。
另外，當設計用於相等縱橫比()時，比較帶有晶片上匹配的LNA 110，帶有非在晶片上阻抗匹配的 LNA 210中之汲-源電流能按比例縮小達約N2之因數。
然而，典型地，在RF輸入電晶體44a、44b的電壓至電流轉換限制了LNA 110、210的IIP3。如此導致LNA 210中之IIP3比較帶有晶片上匹配的LNA 110更低。雖言如此，實際上，比較帶有完全晶片上輸入阻抗匹配的LNA 110，採用帶有非在晶片上阻抗匹配的LNA 210可導致功率消耗達數十個百分比的節約(典型地約40%)。當然，如先前討論，此項優點來自於外部匹配組件的成本。但須瞭解至少對有些可攜式裝置而言，低功耗可能比材料成本更重要，及因此運用非在晶片上外部阻抗匹配電路可以是較佳選項。
藉由使用方程式13及14及假設gm1Rs>>1，就帶有晶片上匹配的LNA 110的RF輸入電晶體44a之跨導gm1及回授電阻器46a之電阻RF1，帶有非在晶片上阻抗匹配的LNA 210之NF根據方程式17可寫成：
藉由使用方程式17，現在，使用非在晶片上匹配網路的LNA 210之NF容易與帶有晶片上匹配的LNA 110的NF作比較(參考方程式5)。故可知因外部阻抗匹配電路60中的電阻損耗故，帶有非在晶片上匹配的LNA 210之NF包括RLOSS項，其係不存在於帶有晶片上匹配的LNA 110。此項通常相當小，原因在於匹配網路可使用高品質 因數(或「Q因數」)組件(亦即電感器64及電容器62)實施故，其具有相關聯的相對低損耗。也可知因RF輸入電晶體44b所致之代表雜訊貢獻的第二項比較帶有晶片上匹配的LNA 110降低達因數N。然而，回授電阻器46b中之雜訊相關的最末項係比帶有晶片上匹配的LNA 110更大。
圖5顯示依據本發明之一實施例於射頻接收器裝置內部使用的放大器配置510。申請人瞭解裝置可經設計而有能力具有晶片上或非在晶片上阻抗匹配，同時於兩種組態中，針對整個無線電接收器具有相同電壓增益Av、雜訊係數NF、及線性度特性者將極其優異。實際上，如此表示具有可組配的輸入阻抗匹配的LNA 510，於兩種組態亦即具有晶片上及非在晶片上匹配兩者中，須具有約略相同的電壓增益Av、雜訊係數NF、及線性度(使用IIP3度量)。
類似參考圖3及4描述的LNA 110、210，圖5中概念式例示的LNA 510包含：輸入終端34；輸出終端36；帶有閘極終端38的nMOSFET疊接電晶體48；回授電容器52；DC阻擋電容器50；及包括電阻器58、電感器56及電容器54的電阻器-電感器-電容器(RLC)諧振配置。如從圖5可知，放大器510之全部組件係在「晶片上」側32上，及沒有組件存在於「非在晶片上」側30上。當然，以使用外部匹配網路為例，將有額外外部組件連結於非在晶片上側30上(其未顯示於本特定實例中)。放大器510連結於電源供應軌40與接地42間。
然而，與先前描述的LNA 110、210相反，具體實施本發明之LNA 510包含nMOSFET RF輸入電晶體44帶有可組配跨導，如由通過電晶體符號的箭頭指示。配置於LNA 510之回授路徑的回授電阻器46也可經組配。於本特定情況下，「可經組配」表示RF輸入電晶體44的跨導及回授電阻器46的電阻可被設定為第一成對值gm1及RF1，或被設定為第二成對值gm2及RF2，取決於其分別地用於晶片上或非在晶片上阻抗匹配而定。如前文討論，實際上，RF1<RF2及gm1>gm2。
當然，圖5中之LNA 510為簡化的概念性例示，因具有可組配跨導的電晶體並非典型地本身可得的組件。然而，申請人已創出用於變更RF輸入電晶體44的跨導之方法，如參考圖7及圖8容後詳述。申請人也已創出用於變更回授電阻器46的電阻之方法，如參考圖8A及圖8B容後詳述。
圖6顯示依據本發明之一實施例帶有電流源受控跨導的放大器配置。此處，電流源66係用來偏壓RF輸入電晶體44。鏡電晶體62形成帶有RF輸入電晶體44的單純電流鏡，其針對RF輸入電晶體44設定偏壓電流。偏壓電阻器64將偏壓電路(亦即電流源66及鏡電晶體62)與於RF頻率的LNA輸入終端34隔離。如先前描述，RF輸入電晶體44的跨導須經組配或經切換成視需要的晶片上或非在晶片上阻抗匹配的正確值。
於此配置中，電流源66為可變，使得其可提 供期望的電流自電源供應軌40通過鏡電晶體62至接地42。於此實施例中，雖然可變電流源典型地能取下限與上限間之任何值，但電流源66可設定為兩個分開電流值中之一者。
流經鏡電晶體62的電流量直接地決定流經RF輸入電晶體44的電流量，亦即，其控制通過RF輸入電晶體44的電流密度，轉而變更其跨導。因電流源66能提供兩個分開電流值，如此使得RF輸入電晶體44具有用於晶片上阻抗匹配的第一跨導值gm1；或用於非在晶片上阻抗匹配的第二跨導值gm2。
圖7顯示依據本發明之一實施例帶有縱橫比受控跨導的放大器配置。於此配置中，有兩個並聯配置的RF輸入電晶體44a、44b，分別地具有第一及第二縱橫比及，使得第一電晶體44a具有用於晶片上阻抗匹配的第一跨導值gm1，及第二電晶體44b具有用於非在晶片上阻抗匹配的第二跨導值gm2。
RF輸入電晶體44a、44b中之各者具有其汲極終端連結至nMOSFET選擇電晶體68a、68b之源極終端。選擇電晶體68a、68b中之各者的閘極終端連結至選擇終端70a、70b；雖然選擇電晶體68a、68b的汲極終端連結至RLC諧振電路，及如前述透過回授網路反向連結至輸入終端34。
然後，不同電壓(例如，+5V及0V)可被施加至選擇終端70a、70b，以便選擇性地使得選擇電晶體68a、 68b中之一者變啟用而另一者變停用。如此確保在任何給定時間，電流能只流經RF輸入電晶體44a、44b中之一者，而另一者大致與電路中斷連結。然後，於操作期間被啟用的選擇電晶體68a、68b單純作為疊接電晶體。
於此配置中，電流源66提供流經鏡電晶體62的恆定偏壓電流，其允許使用中的RF輸入電晶體44a、44b之恆定偏壓。同時，緃橫比、中之差提供可變跨導。
圖8A及8B顯示依據本發明之一實施例帶有可組配回授電阻的放大器配置。於圖8a中，藉單純使用可變電阻器46(例如，變阻器)而達成可變回授電阻。然而，此點用於積體電路不合實際。
取而代之，圖8B中之配置使用分別具有RF1及RF2的電阻值的兩個不同回授電阻器46a、46b。此等回授電阻器46a、46b中之各者彼此並聯，及與開關68a、68b串聯。此等開關可各自為實體開關，或可使用例如MOSFET於矽實施，其中，施加足夠閘-源電壓至其中，「完成」了包括適當電阻器46a、46b的回授路徑，而留下另一個電阻器中斷連結。視何者適當而定，如此允許適當電阻值RF1或RF2用於晶片上或非在晶片上阻抗匹配。
圖9顯示具有使用在運用於晶片上阻抗匹配的射頻接收器裝置中的一可變電流源66之差分放大器配置1010。此處，兩個相同的RF輸入電晶體144a、144b形成接地-源極成對配置，其放大了跨輸入終端134a、134b的差分信號輸入。圖9中(及同理，圖10中)所示配置顯示施 加偏壓電壓(例如，電源電壓42)的偏壓終端70。
可變電流源66可設定為第一偏壓電流Ib1或第二偏壓電流Ib2，其將RF輸入電晶體144a、144b的跨導值分別設定為gm1或gm2。
在放大器的各側上的回授電阻可使用開關152a、152b、153a、153b在第一及第二回授電阻值RF1及RF2間切換。藉關閉開關152a、152b及開啟開關153a、153b，若RF輸入電晶體144a、144b設定為其第一跨導值gm1，及回授設定為第一回授電阻值RF1，則LNA 1010準備用於晶片上阻抗匹配。
相反地，圖10顯示將外部阻抗匹配電路160運用於非在晶片上阻抗匹配的圖9之差分放大器配置1010。為了達成此項目的，藉開啟開關152a、152b及關閉開關153a、153b，RF輸入電晶體144a、144b設定為其第二跨導值gm2，及回授設定為第二回授電阻值RF2，將LNA 1010設定為其非在晶片上模式。
圖11顯示依據本發明之一實施例具有固定電流源66的差分放大器配置1110。類似參考圖9及圖10描述的LNA 1010，兩個相同RF輸入電晶體144a、144b形成接地-源極成對配置。
類似圖9及圖10的LNA 1010，回授電阻可使用開關152a、152b、153a、153b在第一及第二回授電阻值RF1及RF2間切換。藉關閉開關152a、152b及開啟開關153a、153b，若RF輸入電晶體144a、144b設定為其第一 跨導值gm1，及回授設定為第一回授電阻值RF1，則LNA1110準備用於晶片上阻抗匹配。
然而，與圖9及圖10的LNA 1010相反地，如先前參考圖7描述，有效跨導係藉施加高或低電壓至控制終端70a、70b加以控制。於此配置中，有兩對並聯RF輸入電晶體-第一對144a、145a為一個並聯配置，及第一對144b、145b為又一個並聯配置。於各對中，一個電晶體144a、144b具有第一縱橫比，而另一個電晶體145a、145b具有第二縱橫比。如此表示針對來自電流源66的一給定固定電流，於各對中的一個電晶體144a、144b具有第一跨導gm1以供用於晶片上阻抗匹配，而於各對中的另一個電晶體145a、145b具有第二跨導gm2以供用於非在晶片上阻抗匹配。
RF輸入電晶體144a、144b、145a、145b中之各者分別地具有連結至其個別nMOSFET選擇電晶體168a、168b、169a、169b的源極終端之其個別汲極終端。一對選擇電晶體168a、168b的閘極終端連結至選擇終端70a中之一者(用於晶片上模式)，而另一對選擇電晶體169a、169b的閘極終端連結至另一個選擇終端70b(用於非在晶片上模式)。選擇電晶體168a、168b、169a、169b中之各者的汲極終端連結至RLC諧振電路，及如前述透過回授網路反向連結至輸入終端134。
不同電壓(例如，+5V及0V)可施加至選擇終端70a及70b以便選擇性地啟用選擇電晶體對168a、168b 或169a、169b中之一對中之一者，同時停用另一者。如此確保在任何給定時間，電流可只流經RF輸入電晶體144a、144b或145a、145b中之一對，而另一對從電路移出。於操作期間，被啟用選擇電晶體對168a、168b或169a、169b單純地用作為疊接電晶體。
如此，藉由開啟開關152a、152b，關閉開關153a、153b，及施加高電壓至「晶片上」選擇終端70a及施加低電壓至「非在晶片上」選擇終端70b，回授電阻被設定於Rf1及有效跨導為gm1。
圖12顯示利用外部阻抗匹配電路160於非在晶片上阻抗匹配的圖11之差分放大器配置1110。於此配置中，開關152a、152b為關閉，開關153a、153b為開啟，低電壓施加至「晶片上」選擇終端70a，及高電壓施加至「非在晶片上」選擇終端70b。如此設定回授電阻於Rf2及有效跨導為gm2，如此，放大器配置1110準備妥用於其非在晶片上阻抗匹配模式。
如先前描述，申請人瞭解優異地放大器，及藉擴延整個無線電接收器，具有相同的增益及雜訊特性，而與是否使用晶片上或非在晶片上阻抗匹配無關，因而客戶只需在成本與功耗間作選擇。
自方程式7及11，若假設電阻回授LNA中之雜訊係由RF輸入電晶體44、144a、144b中之雜訊掌控，及雜訊係數NF設計成兩種組態中，亦即晶片上或非在晶片上阻抗匹配模式中為相等，則獲得如下方程式18及19：
g m1 R s =g m2 R EQ 方程式19：第一及跨導值、來源阻抗與窺視於非在晶片上匹配組態中LNA的晶片上輸入之阻抗間之關係
藉由使用於方程式9中方程式19之關係，獲得如下方程式20：R F2=(g m2 R EQ -1)R L =(g m1 R s -1)R L 方程式20：只以晶片上匹配變數表示針對非在晶片上匹配的第二回授電阻值
如此，一旦針對晶片上阻抗匹配從最初設計LNA 510、1010、1110已知成分值gm1及RL，針對非在晶片上阻抗匹配需要回授電阻器的初值(RF2)，同時使用方程式20可獲得於兩個組態中的相同LNA雜訊係數。又，藉由要求於兩個組態中的LNA電壓增益Av為相同且使用方程式13，外部阻抗匹配電路60、160中之阻抗變換比須滿足如下方程式21中給定的條件：
如此，一旦從帶有晶片上輸入阻抗匹配的LNA 510、1010、1110之設計可得gm1、RF1及RL，及N值經測定，用於非在晶片上阻抗匹配的外部匹配電路60、160可經適當地設計。
已經使用55nm CMOS技術於LTE頻帶I(2170MHz)進行模擬。針對晶片上或非在晶片上阻抗匹配兩個組態呈現LNA效能於下表1中。於兩個組態中，差分LNA輸入阻抗設計成約為100Ω。此點藉輸入反射係數s11獲得證實，其係遠低於-10dB(此乃業界使用來度量輸入匹配的品質之典型要求)。
從表1可知，於兩種LNA組態中，LNA具有約21dB電壓增益及1.6dB NF。當組配用於晶片上阻抗匹配時，LNA消耗約13.3mA；當組配用於外部阻抗匹配電路時，LNA汲取約7.9mA。因此，當用於非在晶片上阻抗匹配組態時，可達成LNA功率消耗之約40%節約。
如此，須瞭解所描述之本發明之實施例提出一種包含一或多個放大器的射頻接收器裝置，其可配置用於晶片上或非在晶片上阻抗匹配而不會遭致LNA或無線電接收器雜訊係數或其線性度的懲罰。雖然已經以細節描述特定實施例，但熟諳技藝人士將瞭解使用本文闡明之本發明之原理可作出許多變化及修改。
40‧‧‧電源供應軌
42‧‧‧接地
62‧‧‧阻抗匹配電容器
64a-b、146a-b、147a-b、158a-b‧‧‧阻抗匹配電感器
66‧‧‧電流源
70、72a-b‧‧‧選擇終端
130‧‧‧非在晶片上側
132‧‧‧晶片上側
134a-b‧‧‧輸入終端
144a-b‧‧‧RF輸入電晶體
150a-b‧‧‧DC阻擋電容器
152a-b、153a-b‧‧‧開關
154、162a-b‧‧‧電容器
156a-b、164‧‧‧電感器
160‧‧‧虛線框
1010‧‧‧LNA

Claims (22)

  1. 一種射頻接收器裝置，其包含：經配置以接收在一頻譜內部有一或多個頻率成分的信號之一接收器輸入；具有一濾波器輸出阻抗之一濾波器；及一放大器其包含：連結至該濾波器輸出的一放大器輸入；一放大器輸出；至少一個射頻輸入電晶體；及包括至少一個回授電阻器之一回授電路，該回授電路係連結於該放大器輸入與該放大器輸出間；其中該裝置係經配置以下列模式選擇性地操作：一第一模式其中該放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同；及一第二模式其中該放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值使得當一預定外部阻抗匹配電路連結於該濾波器與該放大器間時，該放大器輸入阻抗及該濾波器輸出阻抗為實質上相同。
  2. 如請求項1之裝置，其中當其以該第一模式操作時與該裝置相關聯的一雜訊係數係實質上等於有該預定外部阻抗匹配電路連結當其以該第二模式操作時的該雜訊係數。
  3. 如請求項1或2之裝置，其中當其以該第一模式操作時與該裝置相關聯的一增益係實質上等於有該預定外部阻抗匹配電路連結當其以該第二模式操作時的該增 益。
  4. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該放大器進一步包含：經配置以與該至少一個射頻輸入電晶體形成一電流鏡配置的一鏡電晶體；及可操作以設定流經該電流鏡配置的該電流為於該第一模式中之一第一電流或於該第二模式中之一第二電流的一可變電流源。
  5. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該放大器包含並聯的第一及第二射頻輸入電晶體，其中該第一射頻輸入電晶體具有一第一縱橫比且係與一第一選擇電晶體串聯，及該第二射頻輸入電晶體具有一第二縱橫比且係與一第二選擇電晶體串聯，及其中該等第一及第二縱橫比為不同。
  6. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該回授電路包含並聯的第一及第二回授電阻器，其中該第一回授電阻器係與一第一開關串聯及其中該第二回授電阻器係與一第二開關串聯，該等第一及第二開關係經配置使得當一個開關為關閉時，另一者為開啟。
  7. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該放大器為一低雜訊放大器。
  8. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該回授電路進一步包括至少一個回授電容器。
  9. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該射 頻接收器裝置進一步包含連結至該放大器的該輸出之一降頻轉換混合器。
  10. 如請求項9之裝置，其包含連結至該降頻轉換混合器的一輸出之一類比基頻濾波器。
  11. 如請求項10之裝置，其中該類比基頻濾波器包含一低通濾波器。
  12. 如請求項10或11之裝置，其包含連結至該類比基頻濾波器之一輸出的一類比至數位轉換器。
  13. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該放大器輸入為單端。
  14. 如請求項1至12中任一項之裝置，其中該放大器輸入為差分。
  15. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該放大器輸出為單端。
  16. 如請求項1至14中任一項之裝置，其中該放大器輸出為差分。
  17. 如先前請求項中任一項之裝置，其進一步包含多個放大器及多個濾波器，其中各個放大器之輸入係連結至一對應濾波器的該輸出使得於該第一模式中各個放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得各個放大器之該輸入阻抗與該放大器連結的該濾波器之該輸出阻抗為實質上相同；及於該第二模式中各個放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值使得當預定外部阻抗匹配電路連結於該放大器與其對應濾波器間時，各個放大器之該輸入阻抗與 該放大器連結的該濾波器之該輸出阻抗為實質上相同。
  18. 如先前請求項中任一項之裝置，其中該濾波器為一帶通濾波器。
  19. 如先前請求項中任一項之裝置，其包含一射頻積體電路。
  20. 一種射頻接收器裝置，其包含：經配置以接收在一頻譜內部有一或多個頻率成分的信號之一接收器輸入；具有一濾波器輸出阻抗之多個濾波器；及多個放大器其各自包含：連結至該等多個濾波器中之對應一者的該輸出之一放大器輸入；一放大器輸出；至少一個射頻輸入電晶體；及包括至少一個回授電阻器之一回授電路，該回授電路係連結於該放大器輸入與該放大器輸出間；其中該裝置係經配置以下列模式選擇性地操作：一第一模式其中各個放大器分別地具有第一回授電阻及跨導值使得各個放大器輸入阻抗係與該對應濾波器之該輸出阻抗為實質上相同；及一第二模式其中各個放大器分別地具有第二回授電阻及跨導值使得當一預定外部阻抗匹配電路連結於該放大器與該對應濾波器間時，各個放大器輸入阻抗係與該對應濾波器之該輸出阻抗為實質上相同。
  21. 如請求項20之裝置，其中當其以該第一模式操作時與該裝置相關聯的一雜訊係數係實質上等於有該 預定外部阻抗匹配電路連結於各個放大器與該對應濾波器間當其以該第二模式操作時的該雜訊係數。
  22. 如請求項20或21之裝置，其中當其以該第一模式操作時與該裝置相關聯的一增益係實質上等於有該預定外部阻抗匹配電路連結於各個放大器與該對應濾波器間當其以該第二模式操作時的該增益。
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