TW201720038A - 功率變換器的控制電路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

揭示了功率變換器的控制電路及控制方法。所述功率變換器包括彼此連接的功率開關電晶體和電感，所述控制電路控制所述功率開關電晶體的工作，使得電感充電和放電產生電感電流，從而提供輸出電流，其特徵在於，所述控制電路在電感電流檢測信號為零之時或之後，控制所述功率開關電晶體導通，在所述電感電流檢測信號達到峰值參考信號和功率開關電晶體的導通時間達到最大導通時間之一時，控制所述功率開關電晶體斷開，以及根據所述電感電流檢測信號調節所述最大導通時間，使得所述功率變換器向負載提供恒定的輸出電流。該控制電路工作於峰值電流模式，無需獲得補償信號即可控制功率變換器的電流基本恒定，從而簡化電路結構和減少外圍元件。

Description

功率變換器的控制電路及控制方法
本發明關於電源技術，更具體地，關於功率變換器的控制電路及控制方法。
在許多應用領域需要使用提供恒定電流的功率變換器。例如，在LED照明中，採用恒定的電流驅動LED燈以維持穩定的發光強度。傳統的控制方法是將輸出電流的反饋信號與參考信號進行誤差計算後獲得補償信號，然後利用補償信號控制功率開關電晶體的導通時間或流過電感的電感電流峰值，以實現電流閉環控制，從而達到恒定電流控制的目的。
在上述控制方法中，由於電流的紋波較大，因此在反饋環路中必須採用補償電容才能獲得穩定的補償信號。然而，補償電容增加了功率變換器的體積和成本，並且不利於功率變換器的電路集成。在功率變換器的主要電路形成芯片時，補償電容仍然位於芯片外部，從而需要設置額外的接腳連接補償電容。
因此，期望進一步簡化功率變換器的控制電路，以減 小其芯片體積以及減少外圍元件。
有鑑於此，本發明提出了一種功率變換器的控制電路及控制方法，該控制電路工作於峰值電流模式，無需獲得補償信號即可控制功率變換器的電流基本恒定，從而簡化電路結構和減少外圍元件。
根據本發明的一方面，提供一種功率變換器的控制電路，所述功率變換器包括彼此連接的功率開關電晶體和電感，所述控制電路控制所述功率開關電晶體的工作，使得電感充電和放電產生電感電流，從而提供輸出電流，其特徵在於，所述控制電路在電感電流檢測信號為零之時或之後，控制所述功率開關電晶體導通，在所述電感電流檢測信號達到峰值參考信號和功率開關電晶體的導通時間達到最大導通時間之一時，控制所述功率開關電晶體斷開，以及根據所述電感電流檢測信號調節所述最大導通時間，使得所述功率變換器向負載提供恒定的輸出電流。
較佳地，所述功率變換器的輸入電壓為幅值按照第一週期變化的直流輸入電壓，所述輸出電流等效為具有等效占空比、按照所述第一週期變化的直流輸出電流，所述控制電路根據電感電流檢測信號調節最大導通時間，將所述等效占空比控制為大致等於參考占空比。
較佳地，所述控制電路包括：導通控制電路，用於產生導通信號以控制所述功率開關電晶體導通；比較器，用 於比較所述電感電流檢測信號和峰值電流參考信號，以產生第一控制信號；最大導通時間電路，用於根據所述電感電流檢測信號產生最大導通時間信號；或閘，所述或閘的兩個輸入端分別接收所述第一控制信號和所述最大導通時間信號，輸出端提供斷開信號以控制所述功率開關電晶體斷開；以及RS觸發器，所述RS觸發器的置位端和複位端分別接收所述導通信號和所述斷開信號，輸出端提供用於控制功率開關電晶體的開關控制信號。
較佳地，所述導通控制電路為過零檢測電路，用於在檢測到所述電感電流檢測信號過零時產生所述導通信號。
較佳地，所述開關控制信號具有第二週期，並且所述第二週期小於所述第一週期，所述導通控制電路在檢測到所述電感電流檢測信號過零之後，經過預定時間產生所述導通信號，並且使得所述電感電流流過負載的時間與所述第二週期的比值為固定值。
較佳地，所述導通控制電路包括：過零檢測電路，用於在檢測到所述電感電流檢測信號過零時產生第一導通信號；比率恒定電路，用於根據所述電感電流檢測信號獲得所述電感電流流過負載的時間，根據所述開關控制信號獲得所述第二週期，並且在所述電感電流流過負載的時間與所述第二週期的比值為固定值時產生第二導通信號；以及及閘，所述及閘的兩個輸入端分別接收所述第一導通信號和所述第二導通信號，輸出端提供所述功率開關電晶體的所述導通信號。
較佳地，所述最大導通時間電路包括：計數電路，用於在所述電感電流檢測信號升高至第一參考信號時開始遞減計數，以及在所述電感電流檢測信號減小至第二參考信號時開始增計數；數位類比轉換電路，用於將計數電路的計數值轉換成類比值作為最大導通時間；以及導通時間判斷電路，用於比較所述最大導通時間和所述功率開關電晶體的實際導通時間，並且產生最大導通時間信號。
較佳地，所述最大導通時間電路還包括：時脈信號產生電路，用於在遞減計數期間產生第一時脈信號，使得所述計數電路按照第一時脈信號計數，以及在遞增計數期間產生第二時脈信號，使得所述計數電路按照第二時脈信號計數。
較佳地，選擇所述第一時脈信號的頻率和所述第二時脈信號的頻率，從而設定所述參考占空比。
較佳地，所述參考占空比等於所述第二時脈信號的頻率除以所述第一時脈信號的頻率與所述第二時脈信號的頻率之和。
較佳地，所述最大導通時間電路還包括比較器，用於將所述電感電流檢測信號與所述第一參考信號和所述第二參考信號進行比較。
較佳地，所述第一參考信號和所述第二參考信號均等於所述峰值參考信號的二分之一。
較佳地，所述第一參考信號等於所述峰值參考信號，並且所述第二參考信號為零。
根據本發明的另一方面，提供一種功率變換器的控制方法，所述功率變換器包括彼此連接的功率開關電晶體和電感，所述控制電路控制所述功率開關電晶體的工作，使得電感充電和放電產生電感電流，從而提供輸出電流，其特徵在於，所述方法包括：在電感電流檢測信號為零之時或之後，控制所述功率開關電晶體導通，在所述電感電流檢測信號達到峰值參考信號和功率開關電晶體的導通時間達到最大導通時間之一時，控制所述功率開關電晶體斷開，以及根據所述電感電流檢測信號調節所述最大導通時間，使得所述功率變換器向負載提供恒定的輸出電流。
較佳地，所述功率變換器的輸入電壓為幅值按照第一週期變化的直流輸入電壓，所述輸出電流等效為具有等效占空比、按照所述第一週期變化的直流輸出電流，所述調節所述最大導通時間的步驟將所述等效占空比控制為大致等於參考占空比。
較佳地，控制所述功率開關電晶體導通的步驟包括：在檢測到所述電感電流檢測信號過零時產生導通信號。
較佳地，所述開關控制信號具有第二週期，並且所述第二週期小於所述第一週期，控制所述功率開關電晶體導通的步驟包括：在檢測到所述電感電流檢測信號過零之後，經過預定時間產生導通信號，並且使得所述電感電流流過負載的時間與所述第二週期的比值為固定值。
較佳地，所述調節所述最大導通時間的步驟包括：在所述電感電流檢測信號升高至第一參考信號時開始遞減計 數，以及在所述電感電流檢測信號減小至第二參考信號時開始增計數；將計數電路的計數值轉換成類比值作為最大導通時間；以及比較所述最大導通時間和所述功率開關電晶體的實際導通時間，並且產生最大導通時間信號。
較佳地，所述調節所述最大導通時間的步驟還包括：在遞減計數期間產生第一時脈信號，使得所述計數電路按照第一時脈信號計數，以及在遞增計數期間產生第二時脈信號，使得所述計數電路按照第二時脈信號計數。
較佳地，所述調節所述最大導通時間的步驟還包括：選擇所述第一時脈信號的頻率和所述第二時脈信號的頻率，從而設定所述參考占空比。
較佳地，所述參考占空比等於所述第二時脈信號的頻率除以所述第一時脈信號的頻率與所述第二時脈信號的頻率之和。
較佳地，所述第一參考信號和所述第二參考信號均等於所述峰值參考信號的二分之一。
較佳地，所述第一參考信號等於所述峰值參考信號，並且所述第二參考信號為零。
根據本發明的實施例的控制電路根據電感電流檢測信號產生開關控制信號，以控制功率開關電晶體的導通和斷開。該功率變換器工作於峰值電流控制的臨界導通模式(BCM)或不連續導通模式(DCM)，僅僅根據電感電流檢測信號調整或維持輸出電流為一恒定值。由於無需根據輸出電流獲得補償信號，因此，該控制電路在實現恒流控 制時不需要補償電容，既可減小功率變換器的體積，又能減少功率變換器的控制芯片的引腳數量。
10‧‧‧功率變換器
100‧‧‧整流橋
200‧‧‧控制電路
210‧‧‧跨導放大器
220、320‧‧‧比較器
230‧‧‧或閘
250‧‧‧RS觸發器
260‧‧‧導通控制電路
280‧‧‧最大導通時間電路
300‧‧‧控制電路
320‧‧‧比較器
330‧‧‧或閘
350‧‧‧RS觸發器
380‧‧‧最大導通時間電路
381‧‧‧等效占空比信號獲取電路
382‧‧‧時脈信號產生電路
383‧‧‧計數電路
384‧‧‧數位類比轉換電路
385‧‧‧導通時間判斷電路
3811‧‧‧比較器
3812‧‧‧第一比較器
3813‧‧‧第二比較器
3814‧‧‧RS觸發器
400‧‧‧控制電路
420‧‧‧比較器
430‧‧‧或閘
450‧‧‧RS觸發器
460‧‧‧導通控制電路
461‧‧‧過零檢測電路
462‧‧‧RS觸發器
464‧‧‧及閘
480‧‧‧最大導通時間電路
透過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其他目的、特徵和優點將更為清楚，在附圖中：圖1為根據現有技術的功率變換器的示意性方塊圖。
圖2為根據現有技術的用於功率變換器的控制電路的示意性方塊圖。
圖3為根據本發明的實施例的功率變換器的示意性方塊圖。
圖4為根據本發明的實施例的用於功率變換器的控制電路的示意性方塊圖。
圖5示出根據本發明的實施例的功率變換器的波形圖。
圖6示出圖4所示的功率變換器中的最大導通時間電路的實例的示意性方塊圖。
圖7示出圖6所示的最大導通時間電路中的等效占空比信號獲取電路的實例的示意性方塊圖。
圖8示出圖6所示的最大導通時間電路中的等效占空比信號獲取電路的實例的示意性方塊圖。
圖9為根據本發明的實施例的功率變換器的示意性方塊圖。
圖10為根據本發明的實施例的用於功率變換器的控 制電路的示意性方塊圖。
圖11示出根據本發明的實施例的功率變換器的波形圖。
圖12示出圖10所示的功率變換器中的導通控制電路的實例的示意性方塊圖。
以下將參照附圖更詳細地描述本發明的各種實施例。在各個附圖中，相同的元件採用相同或類似的附圖標記來表示。為了清楚起見，附圖中的各個部分沒有按比例繪製。
圖1為根據現有技術的功率變換器的示意性方塊圖。在圖1所示的實施例中，功率變換器10包括由二極體D1至D4組成的整流橋100、輸入電容Ci、輸出電容Co、功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、取樣電阻Rsa、以及控制電路200。
在功率變換器10的輸入端，輸入電容Ci並聯連接在整流橋100的兩個輸出端上。外部交流電壓Vac經整流橋100整流以及經輸入電容Ci濾波處理後，在輸入電容Ci的兩端產生正弦半波直流輸入電壓Vin。
功率變換器10中的功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、輸出電容Co組成BUCK型拓撲結構，在輸出電容Co的兩端提供恒定的輸出電流Iout。
在功率變換器10中，取樣電阻Rsa與功率開關電晶 體Qa串聯。在功率開關電晶體Qa的導通期間，取樣電阻Rsa提供電流檢測信號Vsa。在功率變換器的工作期間，功率開關電晶體Qa交替導通和斷開，電流IL流經電感La，經輸出電容Co濾波之後獲得輸出電流Iout，流經負載。
此外，功率變換器10利用取樣電路獲得輸出電流反饋信號Vfb。在一個實例中，取樣電路包括與負載串聯的附加取樣電阻或電流鏡。
控制電路200接收電流檢測信號Vsa和電流反饋信號Vfb，根據二者產生開關控制信號Vg，以控制功率開關電晶體Qa的導通和斷開。根據電流反饋信號Vfb控制輸出電流Iout為預定值，從而實現恒流輸出。
圖2為根據現有技術的用於功率變換器的控制電路的示意性方塊圖。控制電路200包括跨導放大器210、比較器220、或閘230、RS觸發器250、補償電容Cc、導通控制電路260和最大導通時間電路280。
跨導放大器210的同相輸入端和反相輸入端分別接收輸出參考電流信號Vref和電流反饋信號Vfb，進行誤差計算。補償電容Cc連接在跨導放大器210的輸出端和地之間，從而在補償電容Cc的兩端獲得穩定的補償信號Vc。該補償信號Vc表徵實際的輸出電流與參考電流之間的誤差。
比較器220的同相輸入端和反相輸入端分別接收電感電流檢測信號Vsa和補償信號Vc，輸出端提供第一控制 信號Vd。
最大導通時間電路280產生最大導通時間信號Von_max。在功率開關電晶體Qa導通時，最大導通時間電路280開始計時，並且在到達固定的最大導通時間Ton_max時，最大導通時間信號Von_max有效。
或閘230的兩個輸入端分別接收第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max，輸出端提供斷開信號Voff。當第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max中的任一個有效時，斷開信號Voff有效。
導通控制電路260用於產生導通信號Von。在一個實例中，該導通控制電路260為時脈信號發生電路，用於產生時脈信號CLK。該時脈信號CLK的週期等於功率開關電晶體Qa的開關週期。
RS觸發器250的置位端和複位端分別接收導通信號Von和斷開信號Voff，輸出端提供開關控制信號Vg。
在每個開關週期中，導通信號Von觸發功率開關電晶體Qa導通，斷開信號Voff觸發功率開關電晶體Qa斷開。
在上述現有技術的控制電路中，由於輸出電流的紋波較大，反饋信號的波動相應較大，因此必須採用補償電容Cc才能獲得穩定的補償信號。補償電容Cc只能作為芯片的外圍元件，並且需要芯片預留其電晶體腳。
圖3為根據本發明的實施例的功率變換器的示意性方塊圖。在圖3所示的實施例中，功率變換器10包括由二 極體D1至D4組成的整流橋100、輸入電容Ci、輸出電容Co、功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、取樣電阻Rsa、以及控制電路300。
功率變換器10中的功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、輸出電容Co組成BUCK型拓撲結構，在輸出電容Co的兩端提供恒定的輸出電流Iout。然而，本發明不僅限於BUCK型拓撲結構，而是可以應用於任意合適的拓撲類型，包括但不限於BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、FLYBACK。如下文所述，該功率變換器工作於峰值電流控制的臨界導通模式(BCM)。
在功率變換器10中，取樣電阻Rsa與功率開關電晶體Qa串聯。在功率開關電晶體Qa的導通期間，電流IL流經電感La，取樣電阻Rsa提供電感電流檢測信號Vsa。在功率變換器的工作期間，輸出電流Iout流經負載。
根據本發明的實施例的功率變換器與圖1所示的功率變換器不同之處在於，控制電路300根據電感電流檢測信號Vsa產生開關控制信號Vg，以控制功率開關電晶體Qa的導通和斷開。該功率變換器工作於峰值電流控制的臨界導通模式(BCM)，並僅根據電感電流檢測信號Vsa調整或維持輸出電流Iout為一恒定值。因此，該控制電路300在實現恒流控制時不需要補償電容，既可減小功率變換器10的體積，又能減少功率變換器的控制芯片的引腳數量。
圖4為根據本發明的實施例的用於功率變換器的控制 電路的示意性方塊圖。控制電路300包括比較器320、或閘330、RS觸發器350、導通控制電路360和最大導通時間電路380。
比較器320的同相輸入端和反相輸入端分別接收電感電流檢測信號Vsa和電感電流峰值參考信號Vpk-ref，輸出端提供第一控制信號Vd。
最大導通時間電路380根據電感電流檢測信號Vsa產生最大導通時間信號Von_max。在功率開關電晶體Qa導通時，最大導通時間電路380開始計時，並且在到達最大導通時間Ton_max時，最大導通時間信號Von_max有效。
或閘330的兩個輸入端分別接收第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max，輸出端提供斷開信號Voff。當第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max中的任一個有效時，斷開信號Voff有效。
導通控制電路360用於產生導通信號Von。
RS觸發器360的置位端和複位端分別接收導通信號Von和斷開信號Voff，輸出端提供開關控制信號Vg。
在每個開關週期中，導通信號Von觸發功率開關電晶體Qa導通，斷開信號Voff觸發功率開關電晶體Qa斷開。
在不同工作模式下以及不同的拓撲類型的電路中，導通控制電路360的結構不同。例如，在BCM工作模式的BUCK電路中，由於在整個開關週期中均有電感電流流過 負載，因此只要控制電感電流在過零時導通即可。因而，導通控制電路360可以為一個電感電流過零檢測電路。
在功率開關電晶體Qa斷開期間，當檢測到電感電流IL過零時，導通控制電路360產生的導通信號Von有效。相應地，開關控制信號Vg控制功率開關電晶體Qa導通，從而開始一個開關週期。
隨後，電感電流IL開始上升，比較器220根據電感電流檢測信號Vsa和預設的電感電流峰值信號Vpk-ref產生斷開信號Voff。相應地，開關控制信號Vg控制功率開關電晶體Qa斷開。
隨後，電感電流IL開始減小。當檢測到電感電流減小過零時，導通控制電路360產生的導通信號Von有效。相應地，開關控制信號Vg控制功率開關電晶體Qa再次導通，從而結束當前的開關週期且開始下一個開關週期。
在每個開關週期中，根據電感電流檢測信號Vsa控制功率開關電晶體Qa的導通時間。然而，與圖2所示的現有控制電路不同，根據該實施例的最大導通時間電路380的最大導通時間Ton_max不是恒定值，而是與電感電流檢測信號Vsa相關變化。控制電路300根據電流檢測信號Vsa獲得可調節的最大導通時間Ton_max，從而控制輸出電流Iout為預定值，實現恒流輸出。
與圖2所示的現有控制電路相比，該控制電路300不需要獲得輸出電流反饋信號Vfb即可實現恒流控制，因此可以省去輸出電流的取樣電路及相應的信號處理電路。例 如，該控制電路300不再需要圖2所示的跨導放大器210及補償電容Cc，從而可以減少外圍元件及其芯片接腳。
圖5示出根據本發明的實施例的功率變換器的波形圖。在下文中仍然以BUCK型拓撲結構的功率變換器作為示例說明，該功率變換器工作於峰值電流控制的臨界導通模式(BCM)，其中，電感電流峰值參考信號為Ipk_ref。
在功率變換器的工作期間，輸入電壓Vin為半波直流電壓信號，如圖5(a)所示。在半工頻週期Tin內，輸入電壓Vin的幅值按照近似正弦曲線變化。
在半工頻週期Tin期間，功率開關電晶體經歷多個開關週期Ts。在每個開關週期中，當電感電流檢測信號Vsa大於電感電流峰值參考信號Vpk-ref時，第一控制信號Vd有效。並且，當第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max任意一個有效時，開關控制信號Vg控制功率開關電晶體關斷。
在半工頻週期Tin的開始階段和結束階段，輸入電壓Vin的幅值較小，電感電流的變化率較小，電感電流的峰值受到最大導通時間Ton_max的限制。在半工頻週期Tin的中間階段，輸入電壓Vin的輻值較大，電感電流的變化率較大，電感電流的峰值受到電感電流峰值參考信號Ipk_ref的限制。因此，在半工頻週期Tin期間，電感電流IL的峰值包絡線近似為第一梯形，如圖5(b)所示。
電感電流IL經過輸出電容Co濾波後，形成輸出電流 Iout。通常，輸出電容的容值一般都會非常的大，每一個開關週期內的輸出電流Iout為電感電流在該開關週期內的平均值。由於工作於峰值電流控制的BCM工作模式中，因此，每一個開關週期Ts的輸出電流Iout為電感電流IL的峰值的一半。在半工頻週期Tin期間，輸出電流Iout可以等效近似為第二梯形，如圖5(b)所示。
在半工頻週期Tin期間，第二梯形與第一梯形的底邊長度相同，第二梯形的上邊與第二梯形的上邊也長度相同，但是第二梯形的高是第一梯形的一半。第一梯形的高為所設定的電感電流峰值參考信號Ipk_ref，而令第二梯形的高為Ipk，因此，Ipk=1/2Ipk_ref。在半工頻週期Tin期間，第二梯形的面積決定了該半個工頻週期內輸出電流Iout的大小。第二梯形可等效成一個高為Ipk的矩形，該矩形的面積與第二梯形的面積相等。
因此，輸出電流Iout可以等效為為一個幅值為Ipk且占空比為D的矩形波，如圖5(c)所示。輸出電流Iout=Ipk*D，由於有Ipk固定為1/2Ipk_ref，因而可以透過調整該矩形波的占空比D來調整輸出電流的大小。
在一個實例中，透過取樣電感電流的峰值，獲得輸出電流為Ipk的高位準持續時間TDon。在另一個實例中，由於取樣電感電流IL在半工頻週期Tin中的峰值包絡為等腰梯形，因此，可以測量電感電流峰值從1/2Ipk_ref上升後到再次下降變為1/2Ipk_ref的時間段，獲得輸出電流為Ipk的高位準持續時間TDon。此外，由於輸出電流的變化 週期與輸入電壓Vin的半工頻週期Tin相同，因此，在獲得高位準持續時間TDon之後，根據高電平持續時間TDon和半工頻週期Tin就可以計算出等效占空比D。
在峰值電流控制的BCM模式下，電感電流的電感電流峰值參考信號Ipk_ref為預定的恒定值，因此輸出電流的峰值Ipk也為固定的恒定值。因此，根據輸出電流波形與平均電流的關係：Iout=Ipk*D，只要每個半工頻週期中輸出電流Iout的等效占空比D均為常數Dref，就可以控制輸出電流Iout的平均值恒定。當等效占空比D小於Dref時，說明輸出電流Iout在Ipk狀態的時間太少了，需要調大最大導通時間Ton_max的值，使得輸出電流Iout處於Ipk狀態的時間增加，即等效占空比D增加，反之，需要調小最大導通時間Ton_max的值，使得輸出電流Iout處於Ipk狀態的時間減少，即等效占空比D減小。在半工頻週期Tin期間，最大導通時間Ton_max經歷三個線性變化階段，如圖5(d)所示。
由此可見，根據本發明的功率變換器工作在峰值電流模式，輸出電流Iout的平均值可以近似等效為，Iout=Ipk*D，D是在半工頻週期Tin中輸出電流工作在Ipk狀態的等效占空比。在不同輸入電壓Vin下，Ipk是一常數。本發明控制等效的占空比D為一常數Dref，實現輸出電流Iout的閉環，同時調整了線性調整率(Line Regulation)，而且實現了高功率因數(Power Factor)的性能。線性調整率是對於額定負載，輸入電壓在工作範圍 內變化時輸出電壓的變化。該功率變換器可以節省芯片的外置大電容和接腳資源，也簡化了取樣電路和閉環控制電路等。
圖6示出圖4所示的功率變換器中的最大導通時間電路的實例的示意性方塊圖。最大導通時間電路380包括等效占空比信號獲取電路381、時脈信號產生電路382、計數電路383、數位類比轉換電路384和導通時間判斷電路385。
等效占空比信號獲取電路381根據電流檢測信號Sa產生信號TD。信號TD的波形是等效占空比D的矩形波，如圖5(c)所示。在半工頻週期Tin內，等效占空比D是電感電流的峰值由1/2Ipk-ref到再次變為1/2Ipk-ref的時間段占半工頻週期Tin的比，或者電感電流的峰值從升高到Ipk-ref起到變為0的時間段占半工頻週期Tin的比。
時脈信號產生電路382根據TD產生時脈信號CLK。在TD為高位準期間，時脈信號CLK的頻率為第一頻率f1。在TD為低位準期間，時脈信號CLK的頻率為第二頻率f2。
計數電路383根據信號TD和時脈信號CLK進行加減計數，從而獲得計數值CT。計數電路383有一個預設值。在TD為高位準期間，計數電路383做遞減計數。在TD為低位準期間，計數電路383做遞增計數。
數位類比轉換電路384將計數值CT轉換成最大導通 時間Ton_max。由於計數電路383始終進行加減計數，因此，在每個半工頻週期Tin內，最大導通時間Ton_max始終在動態變化，如圖5(d)所示。
導通時間判斷電路385比較最大導通時間Ton_max和功率開關電晶體的實際導通時間Ton。一旦發現實際導通時間Ton達到較最大導通時間Ton_max，即輸出有效的最大導通時間信號Von_max，使得功率開關電晶體關斷。
由此可見，f1×D=(1-D)×f2，即等效占空比D=f2/(f1+f2)。在本實施例中，參考占空比Dref=f2/(f1+f2)。透過改變時脈信號的第一頻率f1和/或第二頻率f2，即可以設置參考占空比Dref的數值。
如果等效占空比D大於參考占空比Dref，則在一個半工頻週期內，計數電路做減計數的時間增大且做加計數的時間減少，該半工頻週期的計數值CT將小於預設值，從而表明輸出電流Iout偏高。如果等效占空比D小於參考占空比Dref，則在一個半工頻週期內，計數電路做減計數的時間減小且做加計數的時間增大，該半工頻週期的計數值CT將大於預設值，從而表明輸出電流Iout偏低。
在功率變換器的工作期間，前一個半工頻週期結束時的計數值CT作為下一半工頻週期開始時的計數初始值。由於每個半工頻週期的計數初始值相對於預設值的變化，因此，每個半工頻週期中的初始最大導通時間Ton_max也不再是固定的，而是根據前一個半工頻週期結束時的計數值動態調整，即根據前一個半工頻週期的等效占空比動 態調整。如果在前一個半工頻週期檢測到等效占空比大於參考占空比，則在下一個半工頻週期中，初始最大導通時間Ton_max將減小。如果在前一個半工頻週期檢測到等效占空比小於參考占空比，則在下一個半工頻週期中，初始最大導通時間Ton_max將增大。
最大導通時間電路380實際上提供最大導通時間Ton_max相對於等效占空比D的負反饋環路，使得最大導通時間Ton_max的動態調整將等效占空比D維持為大致等於參考占空比Dref，實現輸出電流Iout的閉環控制，從而維持輸出電流Iout恒定。
在該實施例中，最大導通時間電路380利用計數電路383在不同頻率時脈信號下的計數值，調整最大導通時間Ton_max的數值。如上所述，在每個半工頻週期Tin內，最大導通時間Ton_max始終在動態變化，如圖5(d)所示。
在替代的實施例中，最大導通時間電路可以包括兩個獨立的計數電路，分別獲得高位準持續時間TDon和低位準持續時間TDoff，在前一個半工頻週期結束時計算等效占空比D，並且根據前一個半工頻週期的等效占空比調整後一個半工頻週期的最大導通時間Ton_max。最大導通時間電路是最大導通時間Ton_max相對於等效占空比D的負反饋環路，使得最大導通時間Ton_max的動態調整將等效占空比D維持為大致等於參考占空比Dref，實現輸出電流Iout的閉環控制，從而維持輸出電流Iout恒定。 在該替代的實施例中，在每個半工頻週期Tin內，最大導通時間Ton_max可以維持不變。
圖7示出圖6所示的最大導通時間電路中的等效占空比信號獲取電路的實例的示意性方塊圖。在該實例中，等效占空比信號獲取電路381包括比較器3811。比較器3811的同相輸入端和反相輸入端分別接收電流檢測信號Sa和電流參考信號1/2Ipk_ref，輸出端提供信號TD。
當電流檢測信號Sa大於1/2Ipk_ref時，信號TD為高位準，否則為低位準。因此，信號TD的波形是等效占空比D的矩形波，如圖5(c)所示。在半工頻週期Tin內，等效占空比D是電感電流的峰值由1/2Ipk-ref到再次變為1/2Ipk-ref的時間段占半工頻週期Tin的比。
圖8示出圖6所示的最大導通時間電路中的等效占空比信號獲取電路的實例的示意性方塊圖。在該實例中，等效占空比信號獲取電路381包括第一比較器3812、第二比較器3813、RS觸發器3814。第一比較器3812的同相輸入端和反相輸入端分別接收電流檢測信號Sa和電流參考信號Ipk_ref，輸出端連接至RS觸發器3814的置位端。第二比較器3813的同相輸入端和反相輸入端分別連接至地和接收電流檢測信號Sa，輸出端連接至RS觸發器3814的複位端。RS觸發器3814的輸出端提供信號TD。
當電流檢測信號Sa大於Ipk_ref時，第一比較器3812產生高位準信號，使得RS觸發器3814從低位準轉換至高位準。當電流檢測信號Sa變為零時，第二比較器 3813產生高位準信號，使得RS觸發器3814從高位準轉換至低位準。因此，信號TD的波形是等效占空比D的矩形波，如圖5(c)所示。在半工頻週期Tin內，等效占空比D是電感電流的峰值從升高到Ipk-ref起到變為0的時間段占半工頻週期Tin的比。
圖9為根據本發明的實施例的功率變換器的示意性方塊圖。在圖9所示的實施例中，功率變換器10包括由二極體D1至D4組成的整流橋100、輸入電容Ci、輸出電容Co、功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、取樣電阻Rsa、以及控制電路400。
功率變換器10中的功率開關電晶體Qa、二極體Da、電感La、輸出電容Co組成BUCK型拓撲結構，在輸出電容Co的兩端提供恒定的輸出電流Iout。然而，本發明不僅限於BUCK型拓撲結構，而是可以應用於任意合適的拓撲類型，包括但不限於BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、FLYBACK。如下文所述，該功率變換器工作於峰值電流控制的不連續導通模式(DCM)。
在功率變換器10中，取樣電阻Rsa與功率開關電晶體Qa串聯。在功率開關電晶體Qa的導通期間，取樣電阻Rsa提供電流檢測信號Vsa。在功率變換器的工作期間，功率開關電晶體Qa交替導通和斷開，電流IL流經電感La，經輸出電容Co濾波之後獲得輸出電流Iout，流經負載。利用取樣電路獲得電流檢測信號Vsb。在一個實例中，取樣電路包括與電感串聯的附加取樣電阻或電流鏡。
根據本發明的實施例的功率變換器與圖1所示的功率變換器不同之處在於，控制電路400根據電流檢測信號Vsa和Vsb產生開關控制信號Vg，以控制功率開關電晶體Qa的導通和斷開，從而控制輸出電流Iout為預定值，實現恒流輸出。該功率變換器工作於峰值電流控制的不連續導通模式(DCM)，根據電流檢測信號Vsa和Vsb可以估計輸出電流Iout的大小。因此，該控制電路400不需要獲得輸出電流反饋信號Vfb即可實現恒流控制，從而可以省去輸出電流的取樣電路及相應的信號處理電路。
圖10為根據本發明的實施例的用於功率變換器的控制電路的示意性方塊圖。控制電路400包括比較器420、或閘430、RS觸發器450、導通控制電路460和最大導通時間電路480。
比較器420的同相輸入端和反相輸入端分別接收電流檢測信號Vsa和峰值電流參考信號Vpk-ref，輸出端提供第一控制信號Vd。
最大導通時間電路480根據電流檢測信號Vsa產生最大導通時間信號Von_max。在功率開關電晶體Qa導通時，最大導通時間電路480開始計時，並且在到達可調節的最大導通時間Ton_max時，最大導通時間信號Von_max有效。第一控制信號Vd和最大導通時間信號Von_max中的任一個有效時，或閘230的輸出端的斷開信號Voff有效。
該實施例中採用的最大導通時間電路480與圖6至8 所示的最大導通時間電路380相同，因此不再贅述。
RS觸發器460的置位端和複位端分別接收導通信號Von和斷開信號Voff，輸出端提供開關控制信號Vg。在每個開關週期中，導通信號Von觸發功率開關電晶體Qa導通，斷開信號Voff觸發功率開關電晶體Qa斷開。
導通控制電路460根據電流檢測信號Vsb和開關控制信號Vg產生導通信號Von。在不同工作模式下以及不同的拓撲類型的電路中，導通控制電路460的結構不同。
在DCM工作模式的BUCK電路中，由於在開關週期的僅一部分時間段中電感電流流過負載，因此，將電感電流流過負載的時間Txy與開關週期Ts的比率Txy/Ts設置為固定值。
如下文所述，導通控制電路460可以包括電感電流過零檢測電路及比率恒定電路。在檢測到電感電流過零之後延遲一段時間，使得比率Txy/Ts達到固定值，然後導通控制電路460產生的導通信號Von有效，開關控制信號Vg控制功率開關電晶體Qa導通。此後，電感電流開始上升，比較器220根據電感電流IL的取樣信號Vsa和設定的電感電流峰值信號Vpk-ref產生斷開信號Voff。當Vsa大於Vpk-ref時，Vd有效，當Vd和最大導通時間電路產生的最大導通時間信號Von_max任意一個有效時，RS觸發器460輸出的開關控制信號Vg控制開關電晶體關斷。在半工頻週期Tin內，令輸出電流峰值等於所述參考峰值乘以1/2*Txy/Ts狀態下的時間占所述半工頻週期Tin的比 為等效占空比D。最大導通時間電路480根據等效占空比D，並將其與設定的參考占空比信號進行比較。當所述等效占空比大於設定的參考占空比時，減小所述最大導通時間，當所述等效占比大於所述參考占空比時，增大所述最大導通時間，並將所述功率開關電晶體的導通時間與所述最大導通時間進行比較，當所述導通時間等於所述最大導通時間時，所述最大導通時間信號Von_max有效。
控制電路400根據電流檢測信號Vsa、電流檢測信號Vsb和開關控制信號Vg產生開關控制信號Vg，以控制功率開關電晶體Qa的導通和斷開。
控制電路400根據電流檢測信號Vsa獲得可調節的最大導通時間Ton_max，從而控制輸出電流Iout為預定值，實現恒流輸出。由於不需要獲得輸出電流反饋信號Vfb即可實現恒流控制，因此可以省去輸出電流的取樣電路及相應的信號處理電路。與圖2相比，該控制電路400省去了跨導放大器210及補償電容Cc，從而可以減少外圍元件及其芯片接腳。
圖11示出根據本發明的實施例的功率變換器的波形圖。在下文中仍然以BUCK型拓撲結構的功率變換器作為示例說明。在下文的描述中，該功率變換器工作於峰值電流控制的不連續導通模式(DCM)，其中，電感電流的電感電流峰值參考信號為Ipk_ref。
在功率變換器的工作期間，輸入電壓Vin為半波直流電壓信號，如圖11(a)所示。在半工頻週期Tin內輸入 電壓Vin的幅值按照近似正弦曲線變化，即開始逐漸升高然後逐漸減小。
當輸入電壓Vin較低時，電感電流的峰值受到最大導通時間Ton_max的限制。當輸入電壓Vin較大時，電感電流的峰值受到電感電流峰值參考信號Ipk_ref的限制。因此，在半工頻週期Tin內電感電流的峰值包絡線近似為一梯形，如圖11(b)所示。
功率變換器在輸入電壓Vin的半工頻週期Tin中經歷多個開關週期Ts。由於工作於峰值電流控制的DCM工作模式中，在每個開關週期Ts中，僅一部分時間段Tyx有電感電流流過負載。每一個開關週期Ts的輸出電流Iout的額定值(峰值)為電感電流IL乘以1/2*Txy/Ts。在半工頻週期Tin中，輸出電流Iout的波形近似為梯形，該梯形的高為輸出電流峰值Ipk，其中，Ipk=1/2*Txy/Ts *Ipk_ref。由於梯形的面積決定平均輸出電流Iout的大小，因此，在峰值電流控制的DCM工作模式下，輸出電流Iout的波形等效為峰值為Ipk、占空比為D的矩形，即輸出電流Iout的平均值：Iout=Ipk*D，如圖11(c)所示。
從圖11(b)可以看出，輸出電流Iout的占空比D為輸出電流在Ipk狀態下的等效占空比。在一個實例中，透過取樣電感電流的峰值，獲得輸出電流為Ipk的高位準持續時間TDon。在另一個實例中，由於取樣電感電流IL在半工頻週期Tin中的峰值包絡為等腰梯形，因此，可以測量電感電流峰值從1/2*Txy/Ts *Ipk_ref上升後到再次下降變 為1/2*Txy/Ts *Ipk_ref的時間段，獲得輸出電流為Ipk的高位準持續時間TDon。此外，由於輸出電流的變化週期與輸入電壓Vin的半工頻週期Tin，因此，在獲得高位準持續時間TDon之後，根據半工頻週期Tin和高位準持續時間TDon就可以計算出低位準持續時間TDoff。進一步地，可以根據高位準持續時間TDon和低位準持續時間TDoff，計算出等效占空比D。
在峰值電流控制的BCM模式下，電感電流的電感電流峰值參考信號Ipk_ref為預定的恒定值，因此輸出電流的峰值Ipk也為固定的恒定值。因此，根據輸出電流波形與平均電流的關係：Iout=Ipk*D，只要每個半工頻週期中輸出電流Iout的等效占空比D均為常數Dref，就可以控制輸出電流Iout的平均值恒定。當等效占空比D小於Dref時，說明輸出電流Iout在Ipk狀態的時間太少了，需要調大最大導通時間Ton_max的值，使得輸出電流Iout處於Ipk狀態的時間增加，即等效占空比D增加，反之，需要調小最大導通時間Ton_max的值，使得輸出電流Iout處於Ipk狀態的時間減少，即等效占空比D減小。在半工頻週期Tin期間，最大導通時間Ton_max經歷三個線性變化階段，如圖11(d)所示。
由此可見，根據本發明的功率變換器工作在峰值電流模式，輸出電流Iout的平均值可以近似等效為，Iout=Ipk*D，D是在半工頻週期Tin中輸出電流工作在Ipk狀態的等效占空比。在不同輸入電壓Vin下，Ipk是一常 數。本發明控制等效的占空比D為一常數Dref，實現輸出電流Iout的閉環，同時調整了線性調整率(Line Regulation)，而且實現了高功率因數(Power Factor)的性能。線性調整率是對於額定負載，輸入電壓在工作範圍內變化時輸出電壓的變化。該功率變換器可以節省芯片的外置大電容和接腳資源，也簡化了取樣電路和閉環控制電路等。
圖12示出圖10所示的功率變換器中的導通控制電路的實例的示意性方塊圖。導通控制電路460包括過零檢測電路461、RS觸發器462、比率恒定電路463、以及及閘464。
過零檢測電路461接收用於表徵電感電流IL的電流檢測信號Vsb，並且在輸出端提供過零信號Vcz。在電感電流IL減小至零時，過零信號Vcz有效。
RS觸發器462的置位端和複位端分別接收過零信號Vcz和開關控制信號Vg，在輸出端提供第一導通信號Von1。在每個開關週期Ts中，檢測到電感電流IL過零時，第一導通信號Von1有效。
過零檢測電路461和RS觸發器462確保所述開關週期Ts結束時刻重新啟動所述功率開關電晶體時，電感電流IL為零。
比率恒定電路463的輸出端分別接收電流檢測信號Vsb和開關控制信號Vg，在輸出端提供第二導通信號Von2。該比率恒定電路463將電感電流流過負載的時間 Txy與開關週期Ts的比率Txy/Ts維持為固定值。在每個開關週期Ts中，當檢測到電感電流過零之後延遲一段時間，直至電感電流流過負載的時間Txy與開關週期Ts的比率Txy/Ts達到固定值時，第二導通信號Von2有效。
比率恒定電路463確保所述開關週期Ts結束時刻重新啟動所述功率開關電晶體時，電感電流流過負載的時間Txy與開關週期Ts的比率Txy/Ts為固定值。
及閘464的兩個輸入端分別接收第一導通信號Von1和第二導通信號Von2，在輸出端提供導通信號Von。當第一導通信號Von1和第二導通信號Von2均有效時，表示一個開關週期結束，此時可以重新開啟功率開關電晶體。
以上對依據本發明的較佳實施例的功率變換器的控制電路及控制方法進行了詳盡描述，本領域普通技術人員據此可以推知其他技術或者結構以及電路佈局、元件等均可應用於所述實施例。
依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
300‧‧‧控制電路
320‧‧‧比較器
330‧‧‧或閘
350‧‧‧RS觸發器
360‧‧‧導通控制電路
380‧‧‧最大導通時間電路

Claims (23)

  1. 一種功率變換器的控制電路，該功率變換器包括彼此連接的功率開關電晶體和電感，該控制電路控制該功率開關電晶體的工作，使得電感充電和放電產生電感電流，從而提供輸出電流，該控制電路在電感電流檢測信號為零之時或之後，控制該功率開關電晶體導通，在該電感電流檢測信號達到峰值參考信號和功率開關電晶體的導通時間達到最大導通時間之一時，控制該功率開關電晶體斷開，其特徵在於，該控制電路根據該電感電流檢測信號調節該最大導通時間，使得該功率變換器向負載提供恒定的輸出電流。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中，該功率變換器的輸入電壓為幅值按照第一週期變化的直流輸入電壓，該輸出電流等效為具有等效占空比、按照該第一週期變化的直流輸出電流，該控制電路根據電感電流檢測信號調節最大導通時間，將該等效占空比控制為大致等於參考占空比。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述的控制電路，其中，該控制電路包括：導通控制電路，用於產生導通信號以控制該功率開關電晶體導通；比較器，用於比較該電感電流檢測信號和峰值電流參考信號，以產生第一控制信號；最大導通時間電路，用於根據該電感電流檢測信號產 生最大導通時間信號；或閘，該或閘的兩個輸入端分別接收該第一控制信號和該最大導通時間信號，輸出端提供斷開信號以控制該功率開關電晶體斷開；以及RS觸發器，該RS觸發器的置位端和複位端分別接收該導通信號和該斷開信號，輸出端提供用於控制功率開關電晶體的開關控制信號。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述的控制電路，其中，該導通控制電路為過零檢測電路，用於在檢測到該電感電流檢測信號過零時產生該導通信號。
  5. 根據申請專利範圍第3項所述的控制電路，其中，該開關控制信號具有第二週期，並且該第二週期小於該第一週期，該導通控制電路在檢測到該電感電流檢測信號過零之後，經過預定時間產生該導通信號，並且使得該電感電流流過負載的時間與該第二週期的比值為固定值。
  6. 根據申請專利範圍第5項所述的控制電路，其中，該導通控制電路包括：過零檢測電路，用於在檢測到該電感電流檢測信號過零時產生第一導通信號；比率恒定電路，用於根據該電感電流檢測信號獲得該電感電流流過負載的時間，根據該開關控制信號獲得該第二週期，並且在該電感電流流過負載的時間與該第二週期的比值為固定值時產生第二導通信號；以及 及閘，該及閘的兩個輸入端分別接收該第一導通信號和該第二導通信號，輸出端提供該功率開關電晶體的該導通信號。
  7. 根據申請專利範圍第2項所述的控制電路，其中，該最大導通時間電路包括：計數電路，用於在該電感電流檢測信號升高至第一參考信號時開始遞減計數，以及在該電感電流檢測信號減小至第二參考信號時開始增計數；數位類比轉換電路，用於將計數電路的計數值轉換成類比值作為最大導通時間；以及導通時間判斷電路，用於比較該最大導通時間和該功率開關電晶體的實際導通時間，並且產生最大導通時間信號。
  8. 根據申請專利範圍第7項所述的控制電路，其中，該最大導通時間電路還包括：時脈信號產生電路，用於在遞減計數期間產生第一時脈信號，使得該計數電路按照第一時脈信號計數，以及在遞增計數期間產生第二時脈信號，使得該計數電路按照第二時脈信號計數。
  9. 根據申請專利範圍第8項所述的控制電路，其中，選擇該第一時脈信號的頻率和該第二時脈信號的頻率，從而設定該參考占空比。
  10. 根據申請專利範圍第9項所述的控制電路，其中，該參考占空比等於該第二時脈信號的頻率除以該第一 時脈信號的頻率與該第二時脈信號的頻率之和。
  11. 根據申請專利範圍第7項所述的控制電路，其中，該最大導通時間電路還包括比較器，用於將該電感電流檢測信號與該第一參考信號和該第二參考信號進行比較。
  12. 根據申請專利範圍第11項所述的控制電路，其中，該第一參考信號和該第二參考信號均等於該峰值參考信號的二分之一。
  13. 根據申請專利範圍第11項所述的控制電路，其中，該第一參考信號等於該峰值參考信號，並且該第二參考信號為零。
  14. 一種功率變換器的控制方法，該功率變換器包括彼此連接的功率開關電晶體和電感，該控制電路控制該功率開關電晶體的工作，使得電感充電和放電產生電感電流，從而提供輸出電流，該方法包括：在電感電流檢測信號為零之時或之後，控制該功率開關電晶體導通，在該電感電流檢測信號達到峰值參考信號和功率開關電晶體的導通時間達到最大導通時間之一時，控制該功率開關電晶體斷開，其特徵在於，根據該電感電流檢測信號調節該最大導通時間，使得該功率變換器向負載提供恒定的輸出電流。
  15. 根據申請專利範圍第14項所述的方法，其中，該功率變換器的輸入電壓為幅值按照第一週期變化的直流輸入電壓，該輸出電流等效為具有等效占空比、按照該第一 週期變化的直流輸出電流，該調節該最大導通時間的步驟將該等效占空比控制為大致等於參考占空比。
  16. 根據申請專利範圍第15項所述的方法，其中，控制該功率開關電晶體導通的步驟包括：在檢測到該電感電流檢測信號過零時產生導通信號。
  17. 根據申請專利範圍第15項所述的方法，其中，該開關控制信號具有第二週期，並且該第二週期小於該第一週期，控制該功率開關電晶體導通的步驟包括：在檢測到該電感電流檢測信號過零之後，經過預定時間產生導通信號，並且使得該電感電流流過負載的時間與該第二週期的比值為固定值。
  18. 根據申請專利範圍第15項所述的方法，其中，該調節該最大導通時間的步驟包括：在該電感電流檢測信號升高至第一參考信號時開始遞減計數，以及在該電感電流檢測信號減小至第二參考信號時開始增計數；將計數電路的計數值轉換成類比值作為最大導通時間；以及比較該最大導通時間和該功率開關電晶體的實際導通時間，並且產生最大導通時間信號。
  19. 根據申請專利範圍第18項所述的方法，其中，該調節該最大導通時間的步驟還包括：在遞減計數期間產生第一時脈信號，使得該計數電路 按照第一時脈信號計數，以及在遞增計數期間產生第二時脈信號，使得該計數電路按照第二時脈信號計數。
  20. 根據申請專利範圍第19項所述的方法，其中，該調節該最大導通時間的步驟還包括：選擇該第一時脈信號的頻率和該第二時脈信號的頻率，從而設定該參考占空比。
  21. 根據申請專利範圍第20項所述的方法，其中，該參考占空比等於該第二時脈信號的頻率除以該第一時脈信號的頻率與該第二時脈信號的頻率之和。
  22. 根據申請專利範圍第18項所述的方法，其中，該第一參考信號和該第二參考信號均等於該峰值參考信號的二分之一。
  23. 根據申請專利範圍第18項所述的方法，其中，該第一參考信號等於該峰值參考信號，並且該第二參考信號為零。
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