TW202420715A - 多模式功率因數校正電路及其控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 25
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 71
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 30
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 13
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 101100012902 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) FIG2 gene Proteins 0.000 description 5
- 101100233916 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) KAR5 gene Proteins 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 101000827703 Homo sapiens Polyphosphoinositide phosphatase Proteins 0.000 description 2
- 102100023591 Polyphosphoinositide phosphatase Human genes 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 208000003580 polydactyly Diseases 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Abstract
本揭露提供一種功率因數控制電路，用以控制功率因數校正電路。功率因數控制電路包括控制基準電路以及開關控制電路。控制基準電路基於第一電流基準、第二電流基準和輸入平均電流，輸出峰值電流訊號、谷值電流訊號和導通延時訊號。開關控制電路基於電流感測訊號、峰值電流訊號、谷值電流訊號和導通延時訊號輸出開關控制訊號控制功率因數校正電路的主功率開關。
Description
本揭露是關於一種電子電路，更具體地說，尤其是關於一種功率因數校正電路及其控制方法。
功率因數校正(Power Factor Correction，PFC)電路被廣泛應用於電源轉換系統中，用於校正電流的相位，提高電路的功率因數，減少系統損耗。
通常來說，正弦波形的交流電壓經過整流後得到直流電壓，作為電源電壓輸入至PFC電路。為了實現PFC控制，輸入電流Iin需跟隨整流電壓的波形，並且兩者的相位需要一致。如圖1所示，輸入電流Iin的輸入平均電流Iavg的波形被控制呈正弦波形，以跟隨整流電壓的波形和相位，從而提高電路的功率因數。
在現有技術中，為了提高電路效率，PFC電路通常有三種工作模式，連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、臨界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)和不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。PFC電路的工作模式取決於電路的負載狀態。通常來說，在重載情況下，PFC電路工作在連續導通模式下；在輕載狀態下，PFC電路工作在不連續導通模式下；在介於重載和輕載的某一負載狀態下，PFC電路工作在臨界導通模式。連續導通模式、臨界導通模式和不連續導通模式下的輸入電流波形如圖1所示。
根據本揭露的一實施例，提出了一種功率因數控制電路，用以控制功率因數校正電路。功率因數控制電路包括控制基準電路以及開關控制電路。控制基準電路用以接收第一電流基準、第二電流基準和輸入平均電流，並基於第一電流基準、第二電流基準和輸入平均電流，輸出峰值電流訊號、谷值電流訊號和導通延時訊號。開關控制電路用以接收電流感測訊號、峰值電流訊號、谷值電流訊號和導通延時訊號，並基於電流感測訊號、峰值電流訊號、谷值電流訊號和導通延時訊號輸出開關控制訊號控制功率因數校正電路的主功率開關。電流感測訊號代表流過功率因數校正電路的儲能元件的電流。輸入平均電流代表功率因數校正電路的輸入電流。當輸入平均電流大於第一電流基準時，功率因數校正電路工作於連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大到峰值電流訊號時關斷，且在電流感測訊號減小至谷值電流訊號時導通。當輸入平均電流小於第一電流基準，且大於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於臨界導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時關斷，且在電流感測訊號減小至零時導通。當輸入平均電流小於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於不連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時關斷，且在電流感測訊號減小至零後經過導通延時訊號所代表的時長後導通。
根據本揭露的一實施例，提出了一種功率因數校正電路。功率因數校正電路包括切換式轉換器以及功率因數控制電路。切換式轉換器包括主功率開關。切換式轉換器用以基於主功率開關所接收之開關控制訊號將輸入整流電壓轉換為輸出電壓。功率因數控制電路用以提供開關控制訊號。當輸入平均電流大於第一電流基準時，功率因數校正電路工作於連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大到峰值電流訊號時被關斷，且在電流感測訊號減小至谷值電流訊號時被導通。輸入平均電流代表功率因數校正電路的輸入電流，電流感測訊號代表流過切換式轉換器的儲能元件的電流。當輸入平均電流小於第一電流基準，且大於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於臨界導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時關斷，且在電流感測訊號減小至零時導通。第一電流基準大於第二電流基準。當輸入平均電流小於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於不連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時關斷，且在電流感測訊號減小至零後經過時長後導通。
根據本揭露的另一實施例，提出了一種功率因數控制方法，用於控制功率因數校正電路。功率因數控制方法包括：基於電流感測訊號和峰值電流訊號之比較結果控制功率因數校正電路的主功率開關關斷；以及基於電流感測訊號和谷值電流訊號之比較結果以及導通延時訊號導通功率因數校正電路的主功率開關。當輸入平均電流大於第一電流基準時，功率因數校正電路工作於連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大到峰值電流訊號時被關斷，並在電流感測訊號減小至谷值電流訊號時被導通。輸入平均電流代表功率因數校正電路的輸入電流。電流感測訊號代表流過功率因數校正電路的儲能元件的電流。當輸入平均電流小於第一電流基準，且大於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於臨界導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時被關斷，並在電流感測訊號減小至零時被導通。當輸入平均電流小於第二電流基準時，功率因數校正電路工作於不連續導通模式，主功率開關在電流感測訊號增大至峰值電流訊號時被關斷，並在電流感測訊號減小至零後經過導通延時訊號所代表的時長後被導通。
下面將詳細描述本揭露的具體實施例，應當注意，這裡描述的實施例只用於舉例說明，並不用於限制本揭露。在以下描述中，為了提供對本揭露的透徹理解，闡述了大量特定細節。然而，對於本領域具有通常知識者顯而易見的是：不必採用這些特定細節來實行本揭露。在其他實例中，為了避免混淆本揭露，未具體描述已知的電路、材料或方法。
在整個說明書中，對「一個實施例」、「實施例」、「一個示例」或「示例」的提及意味著：結合該實施例或示例描述的特定特徵、結構或特性被包含在本揭露至少一個實施例中。因此，在整個說明書的各個地方出現的短語「在一個實施例中」、「在實施例中」、「一個示例」或「示例」不一定都指同一實施例或示例。此外，可以以任何適當的組合和/或子組合將特定的特徵、結構或特性組合在一個或多個實施例或示例中。應當理解，當稱元件「連接到」或「耦接」到另一元件時，它可以是直接連接或耦接到另一元件或者可以存在中間元件。相反，當稱元件「直接連接到」或「直接耦接到」另一元件時，不存在中間元件。此外，本領域具有通常知識者應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製的。相同的附圖標記指示相同的元件。這裡使用的術語「和/或」包括一個或多個相關列出的專案的任何和所有組合。
圖2繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路20的電路圖。功率因數校正電路20包括整流電路201、切換式轉換器203和功率因數控制電路204。整流電路201將交流電源200提供的交流電壓Vac整流成直流電壓後，通過輸入電容Cin的濾波，得到輸入整流電壓Vin，並以輸入整流電壓Vin給切換式轉換器203供電。切換式轉換器203包括如圖2所示的電感L1、第一開關Q1和第二開關D1，以升壓轉換器(boost converter)的拓撲形式連接，用以將輸入整流電壓Vin轉換成符合負載(圖2未繪示)要求的輸出電壓Vout。功率因數控制電路204接收輸入整流電壓Vin、代表輸入電流Iin的電流感測訊號Vcs和輸出電壓Vout，並基於輸入整流電壓Vin、電流感測訊號Vcs和輸出電壓Vout，輸出開關控制訊號G1，用於控制切換式轉換器203。在一實施例中，功率因數控制電路204整合於一晶片上。在另一實施例中，功率因數控制電路204也可以與第一開關Q1、第二開關D1中的一個或全部整合於同一晶片上。
在圖2實施例中，交流電源200可以是包括各種交流電源，例如電力網。整流電路201可以包括各種整流電路，如全橋整流電路和半橋整流電路等。
在圖2實施例中，切換式轉換器203包括：耦接在輸入整流電壓Vin和開關端SW之間的電感L1、耦接在開關端SW和參考接地GND之間的第一開關Q1以及耦接在開關端SW和輸出電壓Vout之間的第二開關D1。第一開關Q1由開關控制訊號G1所控制，與第二開關D1交替地導通和關斷。切換式轉換器203的具體工作過程為：當第一開關Q1導通時，交流電源200、電感L1和第一開關Q1形成迴路，流過電感L1的電流(即輸入電流Iin)上升，同時輸出電容Cout給負載供電，並維持輸出電壓Vout。當第一開關Q1關斷時，交流電源200、電感L1、第二開關D1、輸出電容Cout和負載形成迴路，流過電感L1的電流下降，同時給輸出電容Cout充電，以維持輸出電壓Vout。利用電感L1、輸出電容Cout的儲能功能，以及通過控制第一開關Q1的導通及關斷之占空比，可以得到具有特定值的輸出電壓Vout。
在圖2實施例中，切換式轉換器203進一步包括電流感測電阻Rcs，耦接在第一開關Q1和輸入電容Cin之間，參與輸入電流Iin的迴路。輸入電流Iin流過電流感測電阻Rcs，在其上產生電流感測訊號Vcs。
本揭露圖2實施例中切換式轉換器203僅以升壓轉換器的拓撲作為舉例說明，其他拓撲，如降壓轉換器(buck converter)、降壓-升壓轉換器(buck-boost converter)、返馳式轉換器(flyback converter)等也可以用於本揭露的切換式轉換器。圖2實施例中的升壓轉換器拓撲中，第一開關Q1被稱作主功率開關，第二開關D1被稱作從功率開關，電感L1則為儲能元件。應當理解，當切換式轉換器的拓撲架構變化時，各功率開關和儲能元件的位置也會相應地改變。例如在返馳式轉換器拓撲中，通常初級側開關被稱作主功率開關，次級側開關為從功率開關，儲能元件則為變壓器。一般而言，主功率開關導通，且從功率開關關斷時，切換式轉換器的儲能元件開始儲能；主功率開關關斷，且從功率開關導通時，切換式轉換器的儲能元件開始釋能。
在圖2實施例中，功率因數控制電路204包括反饋電路2041、輸入電流基準電路2042、控制基準電路2043和開關控制電路2040。
反饋電路2041接收輸出電壓Vout，並基於輸出電壓Vout，輸出反饋控制訊號Vcomp。在一個實施例中，反饋電路2041包括誤差放大電路，誤差放大電路將輸出電壓Vout與一輸出電壓基準訊號相比較，並基於兩者間的差值，輸出反饋控制訊號Vcomp。本揭露可使用各種電路以產生與輸出電壓Vout相關的反饋控制訊號。應當理解在部分實施例中，當輸出電壓Vout大於反饋電路2041的輸入電壓範圍時，可通過分壓電路將輸出電壓Vout經過分壓後再提供至反饋電路2041。
在圖2實施例中，輸入電流基準電路2042接收輸入整流電壓Vin和反饋控制訊號Vcomp，並基於輸入整流電壓Vin和反饋控制訊號Vcomp，提供輸入平均電流Iavg。輸入平均電流Iavg跟隨輸入整流電壓Vin的波形，並由反饋控制訊號Vcomp和輸入整流電壓Vin同時控制其值大小，具體關係如公式(1)所示：
公式(1)
其中Iavg(t)代表輸入平均電流Iavg的即時值(real-time value)，Vin(t)代表輸入整流電壓Vin的即時值，Vinpk代表輸入整流電壓Vin的峰值。由公式(1)可知，在輸入整流電壓Vin固定時，即交流電壓Vac確定時，輸入平均電流Iavg的值與反饋控制訊號Vcomp相關。而反饋控制訊號Vcomp的值反應了負載的狀態(例如大小)，因此，輸入平均電流Iavg的值也會受到負載的影響。具體來說，當反饋控制訊號Vcomp顯示輸出電壓Vout的值增大時，輸入平均電流Iavg的值減小，當反饋控制訊號Vcomp顯示輸出電壓Vout的值減小時，輸入平均電流Iavg的值增大。電流基準電路2042可以採用本領域的各種電路來實現。
在圖2實施例中，控制基準電路2043接收輸入平均電流Iavg、第一電流基準Iref1和第二電流基準Iref2，並基於輸入平均電流Iavg和第一電流基準Iref1、第二電流基準Iref2的比較，輸出模式控制訊號MD、峰值電流訊號Ipeak、谷值電流訊號Ivalley和導通延時訊號Td。模式控制訊號MD用於指示功率因數校正電路20的工作模式，即連續導通模式(CCM)、臨界導通模式(BCM)或不連續導通模式(DCM)。
在圖2實施例中，開關控制電路2040包括導通控制電路2044、峰值比較器2045、谷值比較器2046和驅動電路2047。
峰值比較器2045接收電流感測訊號Vcs和峰值電流訊號Ipeak，並基於兩者的比較結果，輸出關斷控制訊號Coff。谷值比較器2046接收電流感測訊號Vcs和谷值電流訊號Ivalley，並基於兩者的比較結果，輸出谷值控制訊號Cva。導通控制電路2044接收谷值控制訊號Cva、模式控制訊號MD和導通延時訊號Td，並基於谷值控制訊號Cva、模式控制訊號MD和導通延時訊號Td，輸出導通控制訊號Con。在CCM和BCM，導通延時訊號Td的值為0。當電流感測訊號Vcs降至谷值電流訊號Ivalley時，導通控制訊號Con控制第一開關Q1導通。在DCM，在電流感測訊號Vcs降至谷值電流訊號Ivalley後，並且經過延時訊號Td代表的時長，導通控制訊號Con控制第一開關Q1導通。
驅動電路2047接收關斷控制訊號Coff和導通控制訊號Con，並基於關斷控制訊號Coff和導通控制訊號Con輸出開關控制訊號G1。在關斷控制訊號Coff顯示電流感測訊號Vcs達到峰值電流訊號Ipeak時，開關控制訊號G1控制第一開關Q1關斷。在CCM和BCM，當電流感測訊號Vcs降至谷值電流訊號Ivalley時，開關控制訊號G1控制第一開關Q1導通。在DCM，在電流感測訊號Vcs降至谷值電流訊號Ivalley後，並且經過延時訊號Td代表的時長，開關控制訊號G1控制第一開關Q1導通。在一個實施例中，驅動電路2047包括RS正反器和驅動放大電路。關斷控制訊號Coff控制RS正反器的重設端，導通控制訊號Con控制RS正反器的設定端，RS正反器輸出開關控制訊號G1。開關控制訊號G1經驅動放大電路增強其驅動能力後，控制第一開關Q1的導通及關斷。
在本揭露實施例中，功率因數校正電路20的工作模式、峰值電流訊號Ipeak、谷值電流訊號Ivalley和導通延時訊號Td的取值與功率因數校正電路20的負載大小相關。
圖3繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路20工作於重載條件下的輸入電流Iin的波形示意圖。在重載條件下，輸入平均電流Iavg的最大值大於第一電流基準Iref1。為使圖式清晰，圖3僅繪示了單個週期的輸入電流Iin的波形。在圖3中，當輸入平均電流Iavg的值大於第一電流基準Iref1時，模式控制訊號MD指示功率因數校正電路20工作於CCM。當輸入平均電流Iavg小於第二電流基準Iref2時，模式控制訊號MD指示功率因數校正電路20工作於DCM。當輸入平均電流Iavg介於第一電流基準Iref1和第二電流基準Iref2之間時，模式控制訊號MD指示功率因數校正電路20工作於BCM。第一電流基準Iref1和第二電流基準Iref2的取值可以由本領域具有通常知識者根據具體的應用電路的參數和需求來設置。
在圖3實施例中，當功率因數校正電路20工作於CCM時，輸入電流Iin的漣波固定。峰值電流訊號Ipeak的取值為：Ipeak=Iavg+Iref1。谷值電流訊號Ivalley的取值為：Ivalley=Iavg-Iref1。當第一開關Q1導通時，電源與電感L1相連，對電感L1充電，輸入電流Iin上升，當輸入電流Iin上升至峰值電流訊號Ipeak時，峰值比較器2045輸出關斷控制訊號Coff，重設驅動電路2047，使其輸出開關控制訊號G1關斷第一開關Q1。此時輸入電流Iin通過第二開關D1續流，同時對輸出電容Cout充電，輸入電流Iin下降。當輸入電流Iin下降至谷值電流訊號Ivalley時，谷值比較器2046輸出導通控制訊號Con導通第一開關Q1，輸入電流Iin再次上升，新的開關週期開始，重複前述過程。
在圖3實施例中，當功率因數校正電路20工作於BCM時，谷值電流訊號Ivalley為0，峰值電流訊號Ipeak的取值為輸入平均電流Iavg的兩倍，即：Ipeak= 2×Iavg。當第一開關Q1導通時，電源與電感相連，對電感L1充電，輸入電流Iin上升，當輸入電流Iin上升至峰值電流訊號Ipeak時，峰值比較器2045輸出關斷控制訊號Coff，重設驅動電路2047，使其輸出開關控制訊號G1關斷第一開關Q1。此時輸入電流Iin通過第二開關D1續流，同時對輸出電容Cout充電，輸入電流Iin下降。當輸入電流Iin下降至0時，谷值比較器2046輸出導通控制訊號Con導通第一開關Q1，輸入電流Iin再次上升，新的開關週期開始，重複前述過程。
在圖3實施例中，DCM包括兩個模式，分別是變頻不連續導通模式VF-DCM和定頻不連續導通模式CF-DCM。
當功率因數校正電路20工作在VF-DCM時，谷值電流訊號Ivalley為0，峰值電流訊號Ipeak的值為第二電流基準Iref2的兩倍，即：Ipeak=2×Iref2，並且導通延時訊號Td的取值為：
公式(2)
其中，導通時長Ton為第一開關Q1導通而第二開關D1關斷的時長，關斷時長Toff為第一開關Q1關斷而第二開關D1導通的時長。在一個實施例中，功率因數控制電路204分別計時第一開關Q1和第二開關D1在每一開關週期中的導通時長，並將其儲存於暫存器中，得到導通時長Ton和關斷時長Toff。在一個實施例中，功率因數控制電路204包括計時電路，分別計時導通控制訊號Con和關斷控制訊號Coff與第一開關Q1和第二開關D1的開關狀態相對應的邏輯電位的時長。
當第一開關Q1導通時，電源與電感L1相連，對電感L1充電，輸入電流Iin上升，當輸入電流Iin上升至峰值電流訊號Ipeak時，峰值比較器2045輸出關斷控制訊號Coff，重設驅動電路2047，使其輸出開關控制訊號G1關斷第一開關Q1。此時輸入電流Iin通過第二開關D1續流，同時對輸出電容Cout充電，輸入電流Iin下降。當輸入電流Iin下降至0時，經過導通延時訊號Td的時長，導通控制電路2044輸出導通控制訊號Con導通第一開關Q1，輸入電流Iin再次上升，新的開關週期開始，重複前述過程。
在VF-DCM下，當功率因數校正電路20的負載減小時，其工作頻率相應減小。當其工作頻率減小至最小切換頻率fmin時，功率因數校正電路20進入CF-DCM，功率因數校正電路20的工作頻率固定在最小切換頻率fmin，即第一開關Q1的切換頻率固定在最小切換頻率fmin。在CF-DCM，峰值電流訊號Ipeak的取值為：
公式(3)
導通延時訊號Td的取值為：
公式(4)
最小切換頻率fmin的值可以根據應用的需求來設定。例如可以設定最小切換頻率fmin高於人耳可聽見的頻率訊頻率的最大值，以免功率因數校正電路20的工作頻率落入人耳可聽見的頻率範圍，產生噪音。也可以根據具體應用的需要來設置該最小切換頻率fmin。
與VF-DCM相比，CF-DCM下的峰值電流訊號Ipeak的值和導通延時訊號Td與最小切換頻率fmin相關。CF-DCM的具體工作過程與VF-DCM類似，即當第一開關Q1導通時，輸入電流Iin上升，當輸入電流Iin上升至峰值電流訊號Ipeak時，峰值比較器2045輸出關斷控制訊號Coff，重設驅動電路2047，使其輸出開關控制訊號G1關斷第一開關Q1。此時輸入電流Iin通過第二開關D1續流，同時對輸出電容Cout充電，輸入電流Iin下降。當輸入電流Iin下降至0時，經過導通延時訊號Td的時長，導通控制電路2044輸出導通控制訊號Con導通第一開關Q1，輸入電流Iin再次上升，新的開關週期開始。
應當理解，峰值電流訊號Ipeak和谷值電流訊號Ivalley的取值僅作示意性說明。在本揭露其他實施例中，峰值電流訊號Ipeak和谷值電流訊號Ivalley的取值可以有所不同。例如在部分實施例中，主功率開關的切換頻率固定，峰值電流訊號Ipeak和谷值電流訊號Ivalley的取值可以根據固定的切換頻率和輸入平均電流來決定。
圖4繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路20工作於中等負載條件下的輸入電流Iin的波形示意圖。在中等負載條件下，輸入平均電流Iavg的最大值小於第一電流基準Iref1且大於第二電流基準Iref2。在圖4中，當輸入平均電流Iavg的值小於第一電流基準Iref1且大於第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路20工作於BCM。當輸入平均電流Iavg的值小於第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路20工作於DCM。
在圖4實施例中，功率因數校正電路20工作於BCM和DCM時，其谷值電流訊號Ivalley、峰值電流訊號Ipeak和導通延時訊號Td的取值，及其工作過程均與圖3實施例中的情況一致，為敘述簡潔之故，此處不再贅述。
圖5繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路20工作於輕載條件下的輸入電流Iin的波形示意圖。在輕載條件下，輸入平均電流Iavg的最大值小於第二電流基準Iref2，功率因數校正電路20工作於DCM。
在圖5實施例中，DCM同樣包括兩個模式，即變頻不連續導通模式VF-DCM和定頻不連續導通模式CF-DCM。功率因數校正電路20工作於VF-DCM和CF-DCM時，其谷值電流訊號Ivalley、峰值電流訊號Ipeak和導通延時訊號Td的取值，及其工作過程均與圖3實施例中的情況一致，為敘述簡潔之故，此處不再贅述。
在本揭露實施例中，用以提供谷值電流訊號Ivalley、峰值電流訊號Ipeak和導通延時訊號Td的控制基準電路2043可通過數位電路來實現。例如採用硬體描述語言描述谷值電流訊號Ivalley、峰值電流訊號Ipeak和導通延時訊號Td與第一電流基準Iref1、第二電流基準Iref2、輸入平均電流Iavg及設定的最小切換頻率fmin的關係，自動產生數位電路來實現控制基準電路2043。
在本揭露實施例中，導通控制電路2044接收谷值控制訊號Cva、模式控制訊號MD和導通延時訊號Td。當模式控制訊號MD顯示功率因數校正電路20工作於CCM或BCM時，導通控制電路2044將谷值控制訊號Cva提供至其輸出端，作為導通控制訊號Con。當模式控制訊號MD顯示功率因數校正電路20工作於DCM時，導通控制電路2044在谷值控制訊號Cva顯示電流感測訊號Vcs降至谷值電流訊號Ivalley(即0V)時，開始計時。當計時時長達到導通延時訊號Td代表的時長時，導通控制電路2044輸出導通控制訊號Con，用於導通第一開關Q1。在一個實施例中，導通控制電路2044可採用數位電路實現。也就是說，可以採用硬體描述語言描述導通控制電路2044的功能和工作過程，自動產生數位電路。
由圖3、圖4和圖5實施例可知，在輸入整流電壓Vin的單個週期內，功率因數校正電路20的工作模式與輸入平均電流Iavg的大小相關。當輸入平均電流Iavg的最大值大於第一電流基準Iref1時，功率因數校正電路20的工作模式包括CCM、BCM和DCM。當輸入平均電流Iavg的最大值介於第一電流基準Iref1和第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路20的工作模式包括BCM和DCM。當輸入平均電流Iavg的最大值小於第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路20的工作模式包括DCM。在圖3、圖4、圖5的實施例中，DCM進一步包括變頻不連續導通模式VF-DCM和定頻不連續導通模式CF-DCM。在本揭露的其他實施例中，DCM也可以僅包括VF-DCM或僅包括CF-DCM。
在一個實施例中，模式控制訊號MD可以不同的電位形式來代表不同的工作模式，例如，模式控制訊號MD可以高電位來代表CCM，以低電位來代表DCM，以高阻抗狀態來代表BCM。在其他實施例中，模式控制訊號MD可以是具有多位數的數位訊號，例如可以「00」來代表CCM，「11」來代表DCM，「01」來代表BCM等。應當理解，模式控制訊號MD可以採用任何適當的訊號形式來代表不同的工作模式。
在本揭露圖2實施例中，第一開關Q1為可控開關，第二開關D1為二極體。應當理解，第一開關Q1可以包括如金屬氧化物半導體場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)在內的各種合適的可控開關，第二開關除了二極體外，也可以包括如MOSFET在內的適用的可控開關。當第二開關採用可控開關後，開關控制訊號G1也可以用於控制第二開關。
在一個實施例中，第一電流基準Iref1、第二電流基準Iref2和最小切換頻率fmin的值可通過寫入暫存器的方式來設置。在部分實施例中，第一電流基準Iref1、第二電流基準Iref2和最小切換頻率fmin的值也可以通過晶片外之元件(例如電阻、電容等)來設置。
圖6繪示了根據本揭露一實施例的用於控制功率因數校正電路的功率因數控制方法60的流程示意圖。功率因數校正電路包括如圖2所示的具有升壓轉換器拓撲的切換式轉換器203，也包括其他拓撲形式的切換式轉換器。功率因數控制方法60包括步驟601及步驟602。
在步驟601，基於輸入平均電流Iavg、第一電流基準Iref1和第二電流基準Iref2的比較結果控制功率因數校正電路的工作模式。其中，當輸入平均電流Iavg大於第一電流基準Iref1時，功率因數校正電路工作於連續導通模式。當輸入平均電流Iavg小於第一電流基準Iref1，且大於第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路工作於臨界導通模式。當輸入平均電流Iavg小於第二電流基準Iref2時，功率因數校正電路工作於不連續導通模式。
在步驟602，基於電流感測訊號Vcs和峰值電流訊號Ipeak、谷值電流訊號Ivalley的比較結果和導通延時訊號Td，控制功率因數校正電路的主功率開關。其中，在電流感測訊號Vcs增大到峰值電流訊號Ipeak時，主功率開關關斷。在電流感測訊號Vcs減小至谷值電流訊號Ivalley時，若功率因數校正電路工作於連續導通模式和臨界導通模式，則主功率開關導通。在電流感測訊號Vcs減小至谷值電流訊號Ivalley時，若功率因數校正電路工作於不連續導通模式，則經過導通延時訊號Td所代表的時長後，主功率開關導通。其中電流感測訊號Vcs代表功率因數校正電路的輸入電流。
在一個實施例中，在連續導通模式下，峰值電流訊號和谷值電流訊號之間的差值為定值。
在一個實施例中，在連續導通模式下，峰值電流訊號的值為第一電流基準和輸入平均電流之和，谷值電流訊號的值為第一電流基準和輸入平均電流之差。
在一個實施例中，在臨界導通模式下，峰值電流訊號的值為輸入平均電流的兩倍。
在一個實施例中，在臨界導通模式下，谷值電流訊號為零，峰值電流訊號為輸入平均電流的兩倍。
在一個實施例中，在不連續導通模式下，峰值電流訊號和谷值電流訊號之間的差值為定值。
在一個實施例中，在不連續導通模式下，谷值電流訊號為零，峰值電流訊號為第二電流基準的兩倍，導通延時訊號Td的取值如公式(2)所示。
在一個實施例中，在不連續導通模式下，主功率開關的切換頻率保持為恆定的最小切換頻率，谷值電流訊號為零，峰值電流訊號的取值如公式(3)所示，導通延時訊號的取值如公式(4)所示。
在一個實施例中，不連續導通模式包括變頻不連續導通模式以及定頻不連續導通模式。在變頻不連續導通模式下，峰值電流訊號為第二電流基準的兩倍，導通延時訊號Td的取值如公式(2)所示。在定頻不連續導通模式下，主功率開關的切換頻率保持為恆定的最小切換頻率，谷值電流訊號為零，峰值電流訊號的取值如公式(3)所示，導通延時訊號的取值如公式(4)所示。
在一個實施例中，功率因數校正方法進一步包括：基於功率因數校正電路的輸出電壓輸出反饋控制訊號，其中反饋控制訊號代表功率因數控制電路的負載；以及基於反饋控制訊號和輸入整流電壓，提供輸入平均電流。其中，輸入整流電壓為交流電壓經過整流電路整流後的電壓。輸入平均電流與反饋控制訊號和輸入整流電壓的即時值之乘積成正比，與輸入整流電壓峰值的平方成反比。
應當理解，本揭露所給出的電路及工作流程僅作示意性說明。任何可以實現本揭露電路的功能及工作過程的電路均不脫離本揭露的精神或實質。
雖然已參照幾個典型實施例描述了本揭露，但應當理解，所用的術語是說明和示例性的、而非限制性的術語。由於本揭露能夠以多種形式具體實施而不脫離本揭露的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋，因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和變形都應為隨附申請專利範圍所涵蓋。
20:功率因數校正電路
200:交流電源
201:整流電路
203:切換式轉換器
204:功率因數控制電路
2040:開關控制電路
2041:反饋電路
2042:輸入電流基準電路
2043:控制基準電路
2044:導通控制電路
2045:峰值比較器
2046:谷值比較器
2047:驅動電路
Cin:輸入電容
Cout:輸出電容
Coff:關斷控制訊號
Con:導通控制訊號
Cva:谷值控制訊號
D1:開關
Q1:開關
L1:電感
Iin:輸入電流
Iout:電流
Ipeak:峰值電流訊號
Ivalley:谷值電流訊號
Iref1:電流基準
Iref2:電流基準
Iavg:輸入平均電流
GND:參考接地
G1:開關控制訊號
Vin:輸入整流電壓
Vac:交流電壓
Vout:輸出電壓
Vcs:電流感測訊號
Vcomp:反饋控制訊號
SW:開關端
Rcs:電流感測電阻
Td:導通延時訊號
MD:模式控制訊號
60:功率因數控制方法
601,602:步驟
為了更好的理解本揭露之實施例，將根據以下附圖對本揭露進行詳細描述。其中相同的元件具有相同的附圖標誌。以下附圖僅用於說明，因此可能僅繪示裝置的一部份，並且不一定按實際比例繪製。
[圖1]繪示了PFC電路工作在不同的導通模式下的輸入電流的波形。
[圖2]繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路的電路圖。
[圖3]繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路工作於重載條件下的輸入電流的波形示意圖。
[圖4]繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路工作於中等負載條件下的輸入電流的波形示意圖。
[圖5]繪示了根據本揭露一實施例的功率因數校正電路工作於輕載條件下的輸入電流的波形示意圖。
[圖6]繪示了根據本揭露一實施例的用於控制功率因數校正電路的功率因數控制方法的流程示意圖。
20:功率因數校正電路
200:交流電源
201:整流電路
203:切換式轉換器
204:功率因數控制電路
2040:開關控制電路
2041:反饋電路
2042:輸入電流基準電路
2043:控制基準電路
2044:導通控制電路
2045:峰值比較器
2046:谷值比較器
2047:驅動電路
Cin:輸入電容
Cout:輸出電容
Coff:關斷控制訊號
Con:導通控制訊號
Cva:谷值控制訊號
D1:開關
Q1:開關
L1:電感
Iin:輸入電流
Iout:電流
Ipeak:峰值電流訊號
Ivalley:谷值電流訊號
Iref1:電流基準
Iref2:電流基準
Iavg:輸入平均電流
GND:參考接地
G1:開關控制訊號
Vin:輸入整流電壓
Vac:交流電壓
Vout:輸出電壓
Vcs:電流感測訊號
Vcomp:反饋控制訊號
SW:開關端
Rcs:電流感測電阻
Td:導通延時訊號
MD:模式控制訊號
Claims (20)
- 一種功率因數控制電路，用以控制一功率因數校正電路，該功率因數控制電路包括： 一控制基準電路，用以接收一第一電流基準、一第二電流基準和一輸入平均電流，並基於該第一電流基準、該第二電流基準和該輸入平均電流，輸出一峰值電流訊號、一谷值電流訊號和一導通延時訊號；以及 一開關控制電路，用以接收一電流感測訊號、該峰值電流訊號、該谷值電流訊號和該導通延時訊號，並基於該電流感測訊號、該峰值電流訊號、該谷值電流訊號和該導通延時訊號輸出一開關控制訊號以控制該功率因數校正電路的一主功率開關，其中該電流感測訊號代表流過該功率因數校正電路的一儲能元件的一電流； 其中，該輸入平均電流代表該功率因數校正電路的一輸入電流： 當該輸入平均電流大於該第一電流基準時，該功率因數校正電路工作於一連續導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大到該峰值電流訊號時關斷，且在該電流感測訊號減小至該谷值電流訊號時導通； 當該輸入平均電流小於該第一電流基準，且大於該第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一臨界導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時關斷，且在該電流感測訊號減小至零時導通；以及 當該輸入平均電流小於該第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一不連續導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時關斷，且在該電流感測訊號減小至零後經過該導通延時訊號所代表的一時長後導通。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，其中，該控制基準電路更用以輸出代表該功率因數校正電路的一工作模式的一模式控制訊號，該開關控制電路包括： 一峰值比較器，用以接收該電流感測訊號和該峰值電流訊號，並基於該電流感測訊號和該峰值電流訊號之比較，輸出一關斷控制訊號以關斷該主功率開關； 一谷值比較器，用以接收該電流感測訊號和該谷值電流訊號，並基於該電流感測訊號和該谷值電流訊號之比較，輸出一谷值控制訊號；以及 一導通控制電路，用以接收該谷值控制訊號、該模式控制訊號和該導通延時訊號，並基於該谷值控制訊號、該模式控制訊號和該導通延時訊號，輸出一導通控制訊號以導通該功率因數校正電路的該主功率開關。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，其中在該連續導通模式下，該峰值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之和，該谷值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之差。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，其中在該臨界導通模式下，該峰值電流訊號的值為該輸入平均電流的兩倍，該谷值電流訊號的值為零。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，其中在該不連續導通模式下，該峰值電流訊號和該谷值電流訊號之間的一差值為一定值。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，其中，該不連續導通模式包括： 一變頻不連續導通模式，其中在該變頻不連續導通模式下，該谷值電流訊號的值為零，該峰值電流訊號的值為該第二電流基準的兩倍；以及 一定頻不連續導通模式，其中在該定頻不連續導通模式下，該主功率開關的一切換頻率保持為恆定的一最小切換頻率，該谷值電流訊號的值為零。
- 如請求項1所述的功率因數控制電路，進一步包括： 一反饋電路，用以接收該功率因數校正電路的一輸出電壓，並基於該輸出電壓，輸出一反饋控制訊號，其中該反饋控制訊號代表該功率因數控制電路的一負載狀態。
- 如請求項7所述的功率因數控制電路，進一步包括： 一輸入電流基準電路，用以接收該反饋控制訊號和一輸入整流電壓，並基於該反饋控制訊號和該輸入整流電壓，提供該輸入平均電流； 其中，該輸入整流電壓為一交流電壓經過一整流電路整流後之電壓； 該輸入平均電流與該反饋控制訊號和該輸入整流電壓之即時值之一乘積成正比，並與該輸入整流電壓之一峰值之平方成反比。
- 一種功率因數校正電路，包括： 一切換式轉換器，包括一主功率開關，其中該切換式轉換器用以基於該主功率開關所接收之一開關控制訊號將一輸入整流電壓轉換為一輸出電壓；以及 一功率因數控制電路，用以提供該開關控制訊號； 其中，當一輸入平均電流大於一第一電流基準時，該功率因數校正電路工作於一連續導通模式，該主功率開關在一電流感測訊號增大到一峰值電流訊號時被關斷，且在該電流感測訊號減小至一谷值電流訊號時被導通，其中該輸入平均電流代表該功率因數校正電路的一輸入電流，該電流感測訊號代表流過該切換式轉換器的一儲能元件的一電流； 當該輸入平均電流小於該第一電流基準，且大於一第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一臨界導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時被關斷，且在該電流感測訊號減小至零時被導通，其中該第一電流基準大於該第二電流基準；以及 當該輸入平均電流小於該第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一不連續導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時被關斷，且在該電流感測訊號減小至零後經過一時長後被導通。
- 如請求項9所述的功率因數校正電路，其中該功率因數控制電路進一步包括： 一控制基準電路，用以接收該第一電流基準、該第二電流基準和該輸入平均電流，並基於該第一電流基準、該第二電流基準和該輸入平均電流，輸出該峰值電流訊號、該谷值電流訊號和一導通延時訊號；以及 一開關控制電路，用以接收該電流感測訊號、該峰值電流訊號、該谷值電流訊號和該導通延時訊號，並基於該電流感測訊號、該峰值電流訊號、該谷值電流訊號和該導通延時訊號輸出該開關控制訊號以控制該功率因數校正電路的該主功率開關。
- 如請求項10所述的功率因數校正電路，其中該控制基準電路更用以輸出代表該功率因數校正電路的一工作模式的一模式控制訊號，且該開關控制電路包括： 一峰值比較器，用以接收該電流感測訊號和該峰值電流訊號，並基於該電流感測訊號和該峰值電流訊號之比較，輸出一關斷控制訊號以關斷該主功率開關； 一谷值比較器，用以接收該電流感測訊號和該谷值電流訊號，並基於該電流感測訊號和該谷值電流訊號之比較，輸出一谷值控制訊號；以及 一導通控制電路，用以接收該谷值控制訊號、該模式控制訊號和該導通延時訊號，並基於該谷值控制訊號、該模式控制訊號和該導通延時訊號，輸出一導通控制訊號以導通該功率因數校正電路的該主功率開關。
- 如請求項9所述的功率因數校正電路，其中： 在該連續導通模式下，該峰值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之和，該谷值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之差； 在該臨界導通模式下，該峰值電流訊號的值為該輸入平均電流的兩倍，該谷值電流訊號的值為零；以及 在該不連續導通模式下，該峰值電流訊號和該谷值電流訊號之間的一差值為一定值。
- 如請求項9所述的功率因數校正電路，其中，該不連續導通模式包括： 一變頻不連續導通模式，其中在該變頻不連續導通模式下，該峰值電流訊號的值為該第二電流基準的兩倍，該谷值電流訊號的值為零；以及 一定頻不連續導通模式，其中在該定頻不連續導通模式下，該主功率開關的一切換頻率保持為恆定的一最小切換頻率，該谷值電流訊號的值為零。
- 如請求項9所述的功率因數校正電路，其中該切換式轉換器的該主功率開關耦接在該切換式轉換器的一開關端和一接地端之間，該切換式轉換器的該儲能元件耦接在該切換式轉換器的一輸入端和該切換式轉換器的該開關端之間，該切換式轉換器進一步包括： 一從功率開關，耦接在該切換式轉換器的該開關端和該切換式轉換器的一輸出端之間。
- 一種功率因數控制方法，用於控制一功率因數校正電路，該功率因數控制方法包括： 基於一電流感測訊號和一峰值電流訊號之比較結果控制該功率因數校正電路的一主功率開關關斷；以及 基於該電流感測訊號和該谷值電流訊號之比較結果以及一導通延時訊號導通該功率因數校正電路的該主功率開關； 其中，當一輸入平均電流大於一第一電流基準時，該功率因數校正電路工作於一連續導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大到該峰值電流訊號時被關斷，並在該電流感測訊號減小至該谷值電流訊號時被導通，其中該輸入平均電流代表該功率因數校正電路的一輸入電流，該電流感測訊號代表流過該功率因數校正電路的一儲能元件的一電流； 當該輸入平均電流小於該第一電流基準，且大於一第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一臨界導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時被關斷，並在該電流感測訊號減小至零時被導通；以及 當該輸入平均電流小於該第二電流基準時，該功率因數校正電路工作於一不連續導通模式，該主功率開關在該電流感測訊號增大至該峰值電流訊號時被關斷，並在該電流感測訊號減小至零後經過該導通延時訊號所代表的一時長後被導通。
- 如請求項15所述的功率因數控制方法，其中在該連續導通模式下，該峰值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之和，該谷值電流訊號的值為該第一電流基準與該輸入平均電流之差。
- 如請求項15所述的功率因數控制方法，其中在該臨界導通模式下，該峰值電流訊號的值為該輸入平均電流的兩倍，該谷值電流訊號的值為零。
- 如請求項15所述的功率因數控制方法，其中在該不連續導通模式下，該峰值電流訊號和該谷值電流訊號之間的一差值為一定值。
- 如請求項18所述的功率因數控制方法，其中，該不連續導通模式包括： 一變頻不連續導通模式，其中在該變頻不連續導通模式下，該谷值電流訊號的值為零，該峰值電流訊號的值為該第二電流基準的兩倍；以及 一定頻不連續導通模式，其中在該定頻不連續導通模式下，該主功率開關的一切換頻率保持為恆定的一最小切換頻率，該谷值電流訊號的值為零。
- 如請求項15所述的功率因數控制方法，進一步包括： 基於該功率因數校正電路的一輸出電壓輸出一反饋控制訊號，該反饋控制訊號代表該功率因數控制電路的一負載狀態；以及 基於該反饋控制訊號和該輸入整流電壓，提供該輸入平均電流； 其中，該輸入整流電壓為一交流電壓經過一整流電路整流後之電壓； 該輸入平均電流與該反饋控制訊號和該輸入整流電壓之即時值之一乘積成正比，並與該輸入整流電壓之一峰值之平方成反比。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN2022113662974 | 2022-11-02 | ||
| CN202211366297.4A CN115940622A (zh) | 2022-11-02 | 2022-11-02 | 一种多模式功率因数校正电路及其控制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW202420715A true TW202420715A (zh) | 2024-05-16 |
Family
ID=86552970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW112141543A TW202420715A (zh) | 2022-11-02 | 2023-10-30 | 多模式功率因數校正電路及其控制方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20240055983A1 (zh) |
| CN (1) | CN115940622A (zh) |
| TW (1) | TW202420715A (zh) |
-
2022
- 2022-11-02 CN CN202211366297.4A patent/CN115940622A/zh active Pending
-
2023
- 2023-10-16 US US18/487,362 patent/US20240055983A1/en active Pending
- 2023-10-30 TW TW112141543A patent/TW202420715A/zh unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20240055983A1 (en) | 2024-02-15 |
| CN115940622A (zh) | 2023-04-07 |
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