TW201711359A - 開關電源裝置及包括該開關電源裝置的光照射裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種開關損耗非常少的開關電源裝置。開關電源裝置包括：對商用交流電壓進行整流的整流電路；包括第一至第四開關元件的全橋電路；包括1個一次繞組和N個二次繞組的變壓器；N個整流平滑電路；輸出檢測電路，對從各整流平滑電路輸出的電壓或電流中的至少任一個進行檢測；以及控制電路。各整流平滑電路包括：整流部；二次側開關元件，對整流電壓的輸出進行控制；以及平滑部，對整流電壓進行平滑化，控制電路在第一開關元件及第四開關元件接通的期間內、以及第二開關元件及第三開關元件接通的期間內，以使得從各整流平滑電路輸出的電壓或電流成為特定的目標電壓或目標電流的方式，將各二次側開關元件以特定時間接通。

Description

開關電源裝置及包括該開關電源裝置的光照射裝置
本發明涉及一種全橋型的開關電源裝置，特別地，涉及一種開關損耗少的開關電源裝置及包括該開關電源裝置的光照射裝置。
當前，為了使作為FPD（Flat Panel Display；平面顯示器）周圍的黏結劑而使用的紫外線硬化樹脂硬化、或使作為單張紙膠印印刷用墨水所使用的紫外線硬化型墨水硬化，會使用紫外線照射裝置。
作為紫外線照射裝置，當前，已知以高壓水銀燈或水銀氙氣燈等作為光源的燈型照射裝置，但近年來，基於降低耗電量、長壽命化、裝置尺寸的緊湊化的要求，取代現有的放電燈而開發了將LED（Light Emitting Diode；發光二極體）作為光源來利用的紫外線照射裝置（例如，專利文獻1）。
專利文獻1中記載的紫外線照射裝置，具有與照射物件物的紫外線硬化型墨水的附著面相對而配置的第1光照射設備、和與位於附著面的相反側的非附著面相對而配置的第2光照射設備，通過對於照射物件同時照射來自第1光照射設備的紫外線、和來自第2光照射設備的紫外線，從而提高照射物件和紫外線硬化型墨水的密著性。
為了使這種LED發光，必須施加大於或等於動作電壓VF的電壓，並流過特定的電流，因此在利用LED作為光源的紫外線照射裝置中，使用將從交流電源AC（商用電源）供給的交流電力變換為直流電力的所謂開關電源裝置（例如專利文獻2）。
現有技術文獻 專利文獻1：特開第2014-024264號公報 專利文獻2：特開第2011-217566號公報
在專利文獻2中記載的開關電源裝置，通過使全橋型開關元件的接通占空（on duty）及開關頻率變化，從而進行功率因數改善動作且進行輸出電壓控制，利用減少了部件個數的簡單的電路結構，從而降低開關損耗而實現高效化。
但是，在一次側的開關元件Q1～Q4進行導通（Turn on）／關斷（Turn off）的時序，在二次繞組中會流過電流，在一次側的開關元件Q1～Q4中也流過電流，因此在開關元件Q1～Q4中會產生開關損耗。一般地，對於開關元件Q1～Q4，使用高耐壓的N通道MOS型FET（N-channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor；N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體)，但高耐壓的N通道MOS型FET速度慢，並且一次側的電壓設定得非常高，因此開關元件Q1～Q4中的開關損耗非常大。
本發明就是鑒於上述情況而提出的，其目的在於，提供一種開關電源裝置及包括該開關電源裝置的光照射裝置，該開關電源裝置為全橋型，且開關損耗非常少。
為了實現上述目的，本發明的開關電源裝置，包括：整流電路，其對商用交流電壓進行整流而變換為直流電壓；全橋電路，其包括第一橋臂和第二橋臂，該第一橋臂包括相對於直流電壓而串聯連接的第一開關元件及第二開關元件，該第二橋臂包括相對於直流電壓而串聯連接的第三開關元件及第四開關元件；變壓器，其包括1個一次繞組和N 個（N為大於或等於1的整數）二次繞組，一次繞組的一端與第一橋臂的中點連接，一次繞組的另一端與第二橋臂的中點連接；N個整流平滑電路，其包括整流部、二次側開關元件、及平滑部，該整流部與各二次繞組連接並對在該二次繞組中產生的交流電壓進行整流，該二次側開關元件對由整流部整流後的整流電壓的輸出進行控制，該平滑部對整流電壓進行平滑化且生成直流的輸出電壓，並相對於負載而供給電力；輸出檢測電路，其檢測從各整流平滑電路的平滑部輸出的電壓或電流中的至少任一個；以及控制電路，其基於由輸出檢測電路檢測出的檢測電壓或檢測電流中的至少任一個，控制第一至第四開關元件及二次側開關元件的接通／斷開，控制電路在第一開關元件及第四開關元件接通的期間內、以及第二開關元件及第三開關元件接通的期間內，以使得從各整流平滑電路的平滑部輸出的電壓或電流成為預先設定的特定的目標電壓或目標電流的方式，將各二次側開關元件以特定時間接通。
根據這種結構，形成為在第一開關元件及第四開關元件接通的期間、以及第二開關元件及第三開關元件接通的期間，二次側開關元件以特定時間接通，因此在第一至第四開關元件導通（Turn on）或者關斷（Turn off）時，不會產生開關損耗。此外，可以利用1台開關電源裝置，相對於多個負載而供給與其對應的電源。
此外，控制電路可以構成為，求出目標電壓與檢測電壓之間的電壓差，或者目標電流與檢測電流之間的電流差中的至少任一個，基於電壓差及電流差中的至少任一個，控制第一至第四開關元件及二次側開關元件的接通／斷開。此外，該情況下，控制電路可以構成為，基於電壓差或電流差中的至少任一個，決定二次側開關元件的接通／斷開的時序（timing），基於該二次側開關元件的接通／斷開的時序，決定第一至第四開關元件的接通／斷開的時序。
此外，較佳地各整流部包括：第一二極體，其陰極端子與各二次繞組的一端連接；第二二極體，其陰極端子與各二次繞組的另一端連接，第一二極體的陽極端子及第二二極體的陽極端子與二次側的地線連接。
此外，各整流部可以包括：第一MOS型FET，其汲極（drain）與各二次繞組的一端連接；以及第二MOS型FET，其汲極與各二次繞組的另一端連接，第一MOS型FET的源極端子及第二MOS型FET的源極端子與二次側的地線連接，第一MOS型FET的柵極端子及第二MOS型FET的柵極端子分別與控制電路連接，第一MOS型FET及第二MOS型FET構成為，對在二次繞組中產生的交流電壓進行整流，並且作為二次側開關元件起作用。
此外，較佳地各二次繞組由串聯連接的第一繞組和第二繞組構成，整流部將第一繞組和第二繞組的中點的電壓作為整流電壓而輸出。
此外，根據其它的觀點，本發明的光照射裝置包括上述的開關電源裝置、和與各整流平滑電路連接而進行發光的N個LED模組。
如上所述，根據本發明，實現一種全橋型且開關損耗非常少的開關電源裝置、和具有該開關電源裝置的光照射裝置。
以下，參照附圖對本發明的實施例進行詳細說明。此外，圖中對相同或等同的部分標注相同的標號，不重複對其進行說明。
（第1實施例） 圖1是表示本發明的第1實施例涉及的開關電源裝置100的概略結構的電路圖。本實施例的開關電源裝置100例如是向紫外線照射裝置中搭載的LED模組等供給電力的裝置，將從交流電源AC（商用電源）供給的交流電力變換為直流電力，向LED模組等的負載LD1、LD2供給。
如圖1所示，本實施例的開關電源裝置100包括整流電路10、PFC（Power Factor Correction；功率因數校正）電路20、DC－DC變換器30。
整流電路10例如由二極體電橋電路構成，對從交流電源AC供給的交流電力進行整流。
PFC電路20對由整流電路10整流後的電力的功率因數進行改善後，向DC－DC變換器30供給。對於PFC電路20可以使用一般的升壓型PFC電路。
DC－DC變換器30是一次側電路和二次側電路絕緣的所謂絕緣型變換器，是採用全橋方式的變換器。本實施例的DC－DC變換器30包括：第一開關Q1和第二開關Q2串聯連接而成的第一橋臂32；第三開關Q3和第四開關Q4串聯連接而成的第二橋臂34；變壓器T；2個整流平滑電路40、50；以及微電腦控制單元60，該DC－DC變換器30構成為，分別相對於負載LD1、LD2供給不同的直流電力。
第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、第四開關Q4是構成全橋電路的高耐壓的N通道MOS型FET，作為對向DC－DC變換器30輸入的輸入電壓進行開關的開關元件起作用。第一開關Q1及第三開關Q3的汲極端子與PFC電路20的高電位側輸出端子連接，第二開關Q2及第四開關Q4的源極端子與PFC電路20的低電位側輸出端子連接。此外，第一開關Q1的源極端子與第二開關Q2的汲極端子連接，它們的連結點與變壓器T的一次繞組Vp的一個端子連接。此外，第三開關Q3的源極端子與第四開關Q4的汲極端子連接，它們的連結點與變壓器T的一次繞組Vp的另一個端子連接。
本實施例的變壓器T包括：一次繞組Vp；彼此串聯連接的二次繞組Vs1、Vs2；以及彼此串聯連接的二次繞組Vs3、Vs4，如上所述，一次繞組Vp與第一橋臂32（即，第一開關Q1和第二開關Q2）的中點和第二橋臂34（即，第三開關Q3和第四開關Q4）的中點之間連接。
從微電腦控制單元60向第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、及第四開關Q4的柵極端子輸入PWM（Pulse Width Modulation；脈衝寬度調製）信號（詳細內容如後所述）。並且構成為，如果第一開關Q1及第四開關Q4接通，第二開關Q2及第三開關Q3斷開，則在變壓器T的一次繞組Vp中產生正向的電動勢，如果第一開關Q1及第四開關Q4斷開，第二開關Q2及第三開關Q3接通，則在變壓器T的一次繞組Vp中產生逆向的電動勢。
本實施例的變壓器T是高頻變壓器，其包括：一次繞組Vp；彼此串聯連接的二次繞組Vs1、Vs2；以及彼此串聯連接的二次繞組Vs3、Vs4。一次繞組Vp、二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4，利用電磁感應而耦合，通過第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、及第四開關Q4進行接通／斷開，從而在二次繞組Vs1、Vs2的兩端，感應出與一次繞組Vp與二次繞組Vs1、Vs2的繞組比相對應的電動勢，此外，在二次繞組Vs3、Vs4的兩端，感應出與一次繞組Vp與二次繞組Vs3、Vs4的繞組比相對應的電動勢。
在二次繞組Vs1、Vs2上連接整流平滑電路40，其包括下述部分：整流部42，其對在二次繞組Vs1、Vs2中產生的交流電壓進行整流；開關部44，其對由整流部42整流後的電壓進行開關；以及平滑部46，其對從開關部44輸入的電壓進行平滑化。整流部42由二極體D1、D2構成，二極體D1的陰極端子與二次繞組Vs1的正極側連接，二極體D2的陰極端子與二次繞組Vs2的負極側連接，二極體D1及二極體D2的陽極端子同時與二次側的地線連接（接地）。通過這樣構成，整流部42對在二次繞組Vs1、Vs2中感應出的電壓進行整流，輸出整流電壓（詳細內容如後所述）。
開關部44由N通道MOS型FET的第五開關Q5（二次側開關元件）構成，是對向平滑部46的輸入進行開關的電路。平滑部46包括二極體D5、平滑電感器L1、平滑電容器C1，對經由開關部44輸入的整流部42的整流電壓進行平滑化而輸出特定的輸出電壓Vo1，相對於負載LD1供給輸出電壓Vo1和輸出電流IL1。此外，由於第五開關Q5是對與一次側的第一開關Q1至第四開關Q4相比較低的電壓進行開關，因此可以使用與第一開關Q1至第四開關Q4相比低耐壓而高速的開關元件。
第五開關Q5的汲極端子與二次繞組Vs1、Vs2的中點連接，源極端子與二極體D5的陰極端子及平滑電感器L1的輸入端連接。並且，構成為從微電腦控制單元60向第五開關Q5的柵極端子輸入PWM信號，在二次繞組Vs1、Vs2中產生電壓的期間內，第五開關Q5以特定時間接通。並且，通過調整第五開關Q5接通的時間，從而調整從整流平滑電路40輸出的輸出電壓Vo1（詳細內容如後所述）。此外，整流平滑電路40的電阻R1是用於對流過負載LD1的電流（即輸出電流IL1）進行檢測的電阻，電阻R1的負載LD1側的一端與微電腦控制單元60連接。
在二次繞組Vs3、Vs4上連接整流平滑電路50，該整流平滑電路50包括下述部分：整流部52，其對在二次繞組Vs3、Vs4中產生的交流電壓進行整流；開關部54，其對由整流部52整流後的電壓進行開關；以及平滑部56，其對從開關部54輸入的電壓進行平滑化。整流部52包括二極體D3、D4，二極體D3的陰極端子與二次繞組Vs3的正極側連接，二極體D4的陰極端子與二次繞組Vs4的負極側連接，二極體D3及二極體D4的陽極端子同時與二次側的地線連接（接地）。通過這樣構成，從而整流部52對在二次繞組Vs3、Vs4中感應出的電壓進行整流，並輸出整流電壓（詳細內容如後所述）。
開關部54由N通道MOS型FET的第六開關Q6（二次側開關元件）構成，是對向平滑部56的輸入進行開關的電路。平滑部56包括二極體D6、平滑電感器L2、平滑電容器C2，對經由開關部54輸入的整流部52的整流電壓進行平滑化而輸出特定的輸出電壓Vo2，相對於負載LD2供給輸出電壓Vo2和輸出電流IL2。此外，第六開關Q6與第五開關Q5同樣地，由於以與一次側的第一開關Q1至第四開關Q4相比較低的電壓進行開關，因此可以使用與第一開關Q1至第四開關Q4相比為低耐壓而高速的開關元件。
第六開關Q6的汲極端子與二次繞組Vs3、Vs4的中點連接，源極端子與二極體D6的陰極端子及平滑電感器L2的輸入端連接。並且，構成為從微電腦控制單元60向第六開關Q6的柵極端子輸入PWM信號，在二次繞組Vs3、Vs4中產生電壓的期間內，第六開關Q6以特定時間接通。並且，通過對第六開關Q6接通的時間進行調整，從而對從整流平滑電路50輸出的輸出電壓Vo2進行調整（詳細內容如後所述）。此外，整流平滑電路50的電阻R2是用於檢測流過負載LD2的電流（即輸出電流IL2）的電阻，電阻R2的負載LD2側的一端與微電腦控制單元60連接。
微電腦控制單元60是利用在內部存儲的程式而進行動作的所謂CPU（Central Processing Unit）電路，如圖1所示，與輸出電壓Vo1、Vo2、電阻R1的負載LD1側的一端、電阻R2的負載LD2側的一端、第一開關Q1～第六開關Q6的柵極端子連接。微電腦控制單元60內置AD（Analog-to-Digital）變換器，由此，對整流平滑電路40的輸出電壓Vo1和輸出電流IL1、及整流平滑電路50的輸出電壓Vo2和輸出電流IL2進行檢測，基於這些檢測結果，對第一開關Q1～第六開關Q6的接通／斷開進行控制（詳細內容如後所述）。
下面，使用圖2對開關電源裝置100的通常動作進行說明。圖2是表示開關電源裝置100的週期性動作的時序圖，T（n－1）表示第n－1個週期的動作，T（n）表示第n個週期的動作，T（n＋1）表示第n＋1個週期的動作。此外，n是大於或等於2的任意整數，如圖2所示，各週期由t1～t10的期間構成。此外，在圖2中，VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6分別是向第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3、第四開關Q4、第五開關Q5及第六開關Q6的柵極端子輸入的輸入波形（即PWM信號），Vp是一次繞組Vp的兩端子間的電壓波形，Ids5是第5開關Q5的汲極－源極間電流的波形，Ids6是第6開關Q6的汲極－源極間電流的波形。
圖2的t1是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中不產生電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也不會感應出電動勢。因此，該期間內被控制為VgsQ5及VgsQ6也斷開（低位準），二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通。因此，在該期間不會在平滑電容器C1、C2中積蓄電荷。
圖2的t2是VgsQ1及VgsQ4接通（高位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）、VgsQ5及VgsQ6斷開（低位準）的期間。在該期間在變壓器T的一次繞組Vp中產生正向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也正向地感應。但是，由於VgsQ5及VgsQ6斷開，因此二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會產生感應電動勢。這樣，在本實施例中，通過從VgsQ1及VgsQ4接通開始直至VgsQ5及VgsQ6接通為止（即直至t3、t4為止），延遲與t2對應的時間，從而改善第一開關Q1及第四開關Q4的導通時的開關損耗（損失）。換言之，在第一開關Q1及第四開關Q4導通時，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不流過電流，因此在一次繞組Vp中也幾乎不流過電流，在第一開關Q1及第四開關Q4中不會產生開關損耗。
圖2的t3是VgsQ1及VgsQ4接通（高位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）、VgsQ5接通（高位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生正向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2中也正向地感應。並且，由於VgsQ5接通，因此二極體D2導通，二極體D1及D5非導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2、第五開關Q5、平滑電感器L1、平滑電容器C1中流過電流，因此在二次繞組Vs1、Vs2中產生感應電動勢，在平滑電容器C1的兩端生成電壓。這樣，在本實施例中，構成為在t3和t8（後述）的期間，在二次繞組Vs1、Vs2中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C1的兩端生成特定的輸出電壓Vol。此外，如後所述，VgsQ5的接通時間（t3）基於輸出電壓Vo1及輸出電流IL1而由微電腦控制單元60決定。此外，在VgsQ5的上升時（即，第五開關Q5的導通時），會產生第五開關Q5的開關損耗，但如上所述，由於第五開關Q5是與第一開關Q1及第四開關Q4相比為高速的元件，因此第五開關Q5的開關損耗比由第一開關Q1及第四開關Q4產生的開關損耗小。這樣，根據本實施例的結構，第一開關Q1及第四開關Q4的開關損耗（即，與2個低速的N通道MOS型FET相應的開關損耗）被置換為第五開關Q5的開關損耗（即，與1個高速的N通道MOS型FET相應的開關損耗），從而可以使開關損耗極大地改善。
圖2的t4是VgsQ1及VgsQ4接通（高位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）、VgsQ6接通（高位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生正向的電動勢，在二次繞組Vs3、Vs4中也正向地感應。並且，由於VgsQ6接通，因此二極體D4導通，二極體D3及D6非導通。因此，在該期間，由於在二次繞組Vs3、Vs4、第六開關Q6、平滑電感器L2、平滑電容器C2中流過電流，因此在二次繞組Vs3、Vs4中產生感應電動勢，在平滑電容器C2的兩端生成電壓。這樣，在本實施例中構成為，在t4和t9（後述）的期間，在二次繞組Vs3、Vs4中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C2的兩端生成特定的輸出電壓Vo2。此外，如後所述，VgsQ6的接通時間（t4）基於輸出電壓Vo2及輸出電流IL2而由微電腦控制單元60決定。此外，在圖2中，記載為t4與t3相比較長，但如後所述，由於t3及t4分別獨立地設定，因此有時t4比t3短。此外，在VgsQ6的上升時（即，第六開關Q6的導通時），會產生第六開關Q6的開關損耗，但如上所述，第六開關Q6是與第一開關Q1及第四開關Q4相比為高速的元件，第六開關Q6的開關損耗與由第一開關Q1及第四開關Q4產生的開關損耗相比較小。這樣，根據本實施例的結構，由於將第一開關Q1及第四開關Q4的開關損耗（即，與2個低速的N通道MOS型FET相應的開關損耗）置換為第六開關Q6的開關損耗（即，與1個高速的N通道MOS型FET相應的開關損耗），從而可以使開關損耗極大地改善。
圖2的t5是VgsQ1及VgsQ4接通（高位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）、VgsQ5及VgsQ6斷開（低位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生正向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也正向地感應。但是，由於VgsQ5及VgsQ6斷開，因此二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會產生感應電動勢。這樣，在本實施例中，通過從VgsQ5及VgsQ6斷開開始直至VgsQ1及VgsQ4斷開為止，延遲與t5對應的時間，從而改善第一開關Q1及第四開關Q4的關斷時的開關損耗。換言之，在第一開關Q1及第四開關Q4的關斷時，由於在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會流過電流，因此在一次繞組Vp中也幾乎不會流過電流，在第一開關Q1及第四開關Q4中不會產生開關損耗。
圖2的t6與t1相同，是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）、VgsQ5及VgsQ6斷開（低位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中不會產生電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也不會感應電動勢。並且，由於VgsQ5及VgsQ6斷開，因此二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通，因此在平滑電容器C1、C2中不會積蓄電荷。
圖2的t7是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3接通（高位準）、VgsQ5及VgsQ6斷開（低位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生逆向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也逆向地感應。但是，由於VgsQ5及VgsQ6斷開，因此二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會產生感應電動勢。這樣，在本實施例中，通過從VgsQ2及VgsQ3接通開始直至VgsQ5及VgsQ6接通為止（即直至t8、t9為止），延遲與t7對應的時間，從而改善第二開關Q2及第三開關Q3導通時的開關損耗。換言之，在第二開關Q2及第三開關Q3導通時，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不流過電流，因此在一次繞組Vp中也幾乎不流過電流，在第二開關Q2及第三開關Q3中不會產生開關損耗。
圖2的t8是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3接通（高位準）、VgsQ5接通（高位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生逆向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2中也逆向地感應。並且，由於VgsQ5接通，因此二極體D1導通，二極體D2及D5非導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2、第五開關Q5、平滑電感器L1、平滑電容器C1中流過電流，因此在二次繞組Vs1、Vs2中產生感應電動勢，在平滑電容器C1的兩端生成電壓。這樣，在本實施例中，構成為在t8和t3（前述）的期間，在二次繞組Vs1、Vs2中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C1的兩端生成特定的輸出電壓Vol。此外，VgsQ5的接通時間（t8）是與t3相同的時間，基於輸出電壓Vo1及輸出電流IL1而由微電腦控制單元60決定。此外，與t3同樣地，在VgsQ5的上升時（即，第五開關Q5的導通時），會產生第五開關Q5的開關損耗，但如上所述，由於第五開關Q5是與第二開關Q2及第三開關Q3相比為高速的元件，因此第五開關Q5的開關損耗與由第二開關Q2及第三開關Q3產生的開關損耗相比較小。這樣，根據本實施例的結構，第二開關Q2及第三開關Q3的開關損耗（即，與2個低速的N通道MOS型FET相應的開關損耗）也被置換為第五開關Q5的開關損耗（即，與1個高速的N通道MOS型FET相應的開關損耗），從而可以使開關損耗極大地改善。
圖2的t9是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3接通（高位準）、VgsQ6接通（高位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生逆向的電動勢，在二次繞組Vs3、Vs4中也逆向地感應。並且，由於VgsQ6接通，因此二極體D3導通，二極體D4及D6非導通。因此，在該期間，由於在二次繞組Vs3、Vs4、第六開關Q6、平滑電感器L2、平滑電容器C2中流過電流，因此在二次繞組Vs3、Vs4中產生感應電動勢，在平滑電容器C2的兩端生成電壓。這樣，在本實施例中構成為，在t9和t4（前述）的期間，在二次繞組Vs3、Vs4中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C2的兩端生成特定的輸出電壓Vo2。此外，VgsQ6的接通時間（t9）是與t4相同的時間，基於輸出電壓Vo2及輸出電流IL2而由微電腦控制單元60決定。此外，與t3及t4同樣地，在圖2中，t9記載為與t8相比較長，但t8及t9分別獨立地設置，因此有時t9比t8更短。此外，與t4同樣地，在VgsQ6的上升時（即，第六開關Q6的導通時），會產生第六開關Q6的開關損耗，但如上所述，由於第六開關Q6是與第二開關Q2及第三開關Q3相比為高速的元件，因此第六開關Q6的開關損耗與由第二開關Q2及第三開關Q3產生的開關損耗相比較小。這樣，根據本實施例的結構，第二開關Q2及第三開關Q3的開關損耗（即，與2個低速的N通道MOS型FET相應的開關損耗）也被置換為第六開關Q6的開關損耗（即，與1個高速的N通道MOS型FET相應的的開關損耗），從而可以使開關損耗極大地改善。
圖2的t10是VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3接通（高位準）、VgsQ5及VgsQ6斷開（低位準）的期間。在該期間，在變壓器T的一次繞組Vp中產生逆向的電動勢，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中也逆向地感應。但是，由於VgsQ5及VgsQ6斷開，因此二極體D1、D2、D3及二極體D4非導通，二極體D5及二極體D6導通。因此，在該期間，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會產生感應電動勢。這樣，在本實施例中，通過從VgsQ5及VgsQ6斷開開始直至VgsQ2及VgsQ3斷開為止，延遲與t10對應的時間，從而改善第二開關Q2及第三開關Q3的關斷時的開關損耗。換言之，在第二開關Q2及第三開關Q3的關斷時，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中不會流過電流，因此在一次繞組Vp中幾乎不會流過電流，在第二開關Q2及第三開關Q3中不會產生開關損耗。
這樣，在本實施例中構成為，在VgsQ1及VgsQ4接通（高位準）、VgsQ2及VgsQ3斷開（低位準）的期間、以及VgsQ1及VgsQ4斷開（低位準）、VgsQ2及VgsQ3接通（高位準）的期間內，VgsQ5及VgsQ6進行接通／斷開，由此在第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4進行導通及關斷時，不會產生負載電流。因此，在第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4進行導通及關斷時不會產生開關損耗。
下面，對在開關電源裝置100的微電腦控制單元60中執行的輸出電壓調整處理（程式）進行說明，同時對於開關電源裝置100的通常動作更詳細地說明。圖3是在開關電源裝置100的微電腦控制單元60中執行的輸出電壓調整處理的流程圖，示出每隔圖2所示的1個週期而執行的處理。此外，由於輸出電壓調整處理是每隔1個週期重複執行的處理，因此在以下的說明中，著眼於圖2的T（n）（即，第n個週期）而進行詳述。
如圖3所示，如果開始輸出電壓調整處理，則微電腦控制單元60首先執行步驟S100。在步驟S100中，微電腦控制單元60將在1個週期前即（n－1）的週期的輸出電壓調整處理中求出的各設定值（即後述的VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形的PWM資料）保存在微電腦控制單元60內的寄存器（未圖示）中。微電腦控制單元60的硬體構成為，如果VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形的PWM資料保存在寄存器中，則根據該PWM資料，輸出VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5及VgsQ6的各波形（即PWM信號），第一開關Q1～第六開關Q6被進行接通／斷開控制。具體地說，如圖2所示，第一開關Q1及第四開關Q4利用特定的PWM信號而接通／斷開（圖2：VgsQ1、VgsQ4），第二開關Q2及第三開關Q3利用特定的PWM信號而接通／斷開（圖2：VgsQ2、VgsQ3）。並且，微電腦控制單元60從第一開關Q1及第四開關Q4的上升邊緣（rising edge）開始，經過時間t2後，將第五開關Q5及第六開關Q6接通，在將第五開關Q5接通而經過t3的時間後，將第五開關Q5斷開，在將第六開關Q6接通而經過t4的時間後，將第六開關Q6斷開（圖2：VgsQ5、VgsQ6）。此外，從將第六開關Q6斷開開始直至第一開關Q1及第四開關Q4的下降邊緣（falling edge）為止，設置時間t5。此外，微電腦控制單元60從第二開關Q2及第三開關Q3的上升邊緣開始經過時間t7後，將第五開關Q5及第六開關Q6接通，在將第五開關Q5接通而經過t8的時間後，將第五開關Q5斷開，在將第六開關Q6接通而經過t9的時間後，將第六開關Q6斷開（圖2：VgsQ5、VgsQ6）。此外，從將第六開關Q6斷開開始直至第二開關Q2及第三開關Q3的下降邊緣為止，設置時間t10。
這樣，在本實施例中構成為，在第一開關Q1及第四開關Q4接通的期間、以及第二開關Q2及第三開關Q3接通的期間內，第五開關Q5及第六開關Q6進行接通／斷開，構成為在變壓器T的一次繞組Vp中流過順向電流，在二次繞組Vs1、Vs2及二次繞組Vs3、Vs4中可靠地感應出電動勢時，第五開關Q5及第六開關Q6進行接通／斷開。即，在第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4進行導通／關斷時，第五開關Q5及第六開關Q6斷開，因此不會產生第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4的開關損耗。如果步驟S100結束（即，各波形的PWM資料保存在寄存器中），則處理進入步驟S120。
在步驟S120中，微電腦控制單元60對於從VgsQ1的上升開始經過特定時間後的從整流平滑電路40輸入的輸出電壓Vo1和輸出電流IL1（即，電阻R1的一端部的電壓）、及從整流平滑電路50輸入的輸出電壓Vo2和輸出電流IL2（即，電阻R2的一端部的電壓），使用內置的AD變換器進行AD（Analog-to-Digital：類比轉數位）變換，測定各電壓值及各電流值。如果步驟S120結束，則處理進入步驟S140。
在步驟S140中，微電腦控制單元60對於由步驟S120測定出的輸出電壓Vo1、輸出電流IL1、輸出電壓Vo2及輸出電流IL2，求出與預先設定的目標值之間的差（即ERROR值）。如果步驟S140結束，則處理進入步驟S160。
在步驟S160中，微電腦控制單元60基於在步驟S140中求出的輸出電壓Vo1的ERROR值、及輸出電流IL1的ERROR值，求出第五開關Q5的占空比（即，第五開關Q5的接通時間（t3及t8））。更具體地說，本實施例的開關電源裝置100構成為，以使輸出電壓Vo1為恆定的恆壓電源模式、和使輸出電流IL1為恆定的恆流電源模式起作用，在恆壓電源模式中，求出為了使輸出電壓Vo1的ERROR值為零而所需的（即，為了使輸出電壓Vo1與目標值一致而所需的）第五開關Q5的占空比（即，第五開關Q5的接通時間（t3及t8））。此外，在恆流電源模式中，求出為了使輸出電流IL1的ERROR值為零而所需的（即，為了使輸出電流IL1與目標值一致而所需的）第五開關Q5的占空比（即，第五開關Q5的接通時間（t3及t8））。
此外，同樣地，微電腦控制單元60基於在步驟S140中求出的輸出電壓Vo2的ERROR值、及輸出電流IL2的ERROR值，求出第六開關Q6的占空比（即，第六開關Q6的接通時間（t4及t9））。更具體地說，本實施例的開關電源裝置100構成為，以使輸出電壓Vo2為恆定的恆壓電源模式、和使輸出電流IL2為恆定的恆流電源模式起作用，在恆壓電源模式中，求出為了使輸出電壓Vo2的ERROR值為零而所需的（即，為了使輸出電壓Vo2與目標值一致而所需的）第六開關Q6的占空比（即，第六開關Q6的接通時間（t4及t9））。此外，在恆流電源模式中，求出為了使輸出電流IL2的ERROR值為零而所需的（即，為了使輸出電流IL2與目標值一致而所需的）第六開關Q6的占空比（即，第六開關Q6的接通時間（t4及t9））。如果步驟S160結束，則處理進入步驟S180。
在步驟S180中，微電腦控制單元60基於在步驟S160中求出的第五開關Q5的占空比及第六開關Q6的占空比，求出第一開關Q1～第四開關Q4的占空比。具體地說，以使得第五開關Q5的接通時間及第六開關Q6的接通時間包含在第一開關Q1及第四開關Q4的接通時間（即，t2＋t4＋t5）內的方式，設定第一開關Q1及第四開關Q4的占空比，與其對應（即，使其反轉）而設定第二開關Q2及第三開關Q3的占空比。這樣，在本實施例中構成為，基於二次側電路的控制量（即，第五開關Q5的接通時間及第六開關Q6的接通時間），設定一次側電路的控制量（即，第一開關Q1～第四開關Q4的接通時間），從而使第一開關Q1～第四開關Q4的接通時間為必要最低限度，由此抑制激磁功率，抑制不必要的電力消耗。此外，在設定第一開關Q1～第四開關Q4的占空比時，較佳地考慮一次繞組Vp的動作延遲時間、及第一開關Q1～第四開關Q4的動作延遲時間。如果步驟S180結束，則處理進入步驟S200。
在步驟S200中，微電腦控制單元60基於在步驟S180中求出的第一開關Q1～第四開關Q4的占空比，計算為了生成向第一開關Q1～第四開關Q4的柵極端子輸出的各波形（VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4）而所需的參數。更具體地說，微電腦控制單元60對於VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4的各波形，基於基準時鐘，計算進行接通／斷開（High／Low）的定時，並作為PWM資料而存儲於內部的記憶體中。此外，在計算VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4的各波形的接通／斷開的時序（即PWM資料）時，考慮第一開關Q1～第四開關Q4的導通時間、關斷時間、上升時間、下降時間等。如果步驟S200結束，則處理進入步驟S220。
在步驟S220中，微電腦控制單元60基於在步驟S160中求出的第五開關Q5的占空比及第六開關Q6的占空比，計算為了生成向第五開關Q5及第六開關Q6的柵極端子輸出的各波形（VgsQ5、VgsQ6）而所需的參數。更具體地說，微電腦控制單元60對於VgsQ5、VgsQ6的各波形，基於基準時鐘，計算進行接通／斷開（High／Low）的時序，並作為PWM資料而存儲在內部的記憶體中。此外，在計算VgsQ5、VgsQ6的各波形的接通／斷開的時序（即PWM資料）時，考慮第五開關Q5及第六開關Q6的導通時間、關斷時間、上升時間、下降時間等。如果步驟S220結束，則輸出電壓調整處理結束。
這樣，通過以固定的週期重複執行輸出電壓調整處理，從而以使得輸出電壓Vo1（或者輸出電流IL1）、及輸出電壓Vo2（或者輸出電流IL2）與目標值一致的方式，對第一開關Q1～第六開關Q6進行接通／斷開控制（即回饋控制）。因此，從本實施例的開關電源裝置100輸出的輸出電壓Vo1（或輸出電流IL1）、輸出電壓Vo2（或輸出電流IL2）精度極高且穩定。此外，在本實施例中，作為一次側電路而採用全橋電路，因此可以進行大電力的供給。
以上是本發明的實施例的說明，但本發明並不限定於上述實施例的結構，在其技術思想的範圍內可以進行各種變形。
例如，在本實施例中，作為對第一開關Q1～第六開關Q6進行接通／斷開控制的結構而使用微電腦控制單元60，但並不限定於該結構，也可以將公知的閘電路、延遲電路等組合而構成。
此外，本實施例的第一開關Q1～第六開關Q6是N通道MOS型FET，但並不限定於該結構，也可以使用類比開關等其它的開關元件。
此外，本實施例的開關電源裝置100，以包括2個整流平滑電路40、50，向2個負載LD1、LD2供給電力的結構進行了說明，但並不限定為一定是該結構，可以通過變更二次繞組的數量，從而構成為包括N個（N為大於或等於1的整數）整流平滑電路，向N個負載供給電力。
此外，在本實施例中，開關電源裝置100構成為，以使輸出電壓Vo1、Vo2為恆定的恆壓電源模式、和使輸出電流IL1、IL2為恆定的恆流電源模式起作用，但例如也可以構成為，以兼具兩者的恆壓恆流模式起作用。在該情況下可以構成為，微電腦控制單元60可以基於輸出電壓Vo1的ERROR值及輸出電流IL1的ERROR值中的任一個較大的值而求出第五開關Q5的占空比，並基於輸出電壓Vo2的ERROR值及輸出電流IL2的ERROR值中的任一個較大的值而求出第六開關Q6的占空比。此外，在恆壓電源模式中，不必一定要檢測輸出電流IL1、IL2，在恆流電源模式，不必一定要檢測輸出電壓Vo1、Vo2。
此外，本實施例的開關電源裝置100搭載於紫外線照射裝置中而向LED模組等供給電力，但並不限定於該用途。
（第2實施例） 圖4是表示本發明的第2實施例涉及的開關電源裝置200的概略結構的電路圖。此外，圖5是本發明的第2實施例涉及的開關電源裝置200的時序圖。如圖4所示，本實施例的開關電源裝置200與第1實施例涉及的開關電源裝置100的不同點在於，取代二極體D1、D2、第五開關Q5而包括第七開關Q7、第八開關Q8，取代二極體D3、D4、第六開關Q6而包括第九開關Q9、第十開關Q10，第七開關Q7、第八開關Q8、第九開關Q9及第十開關Q10通過上述輸出電壓調整處理而被進行接通／斷開控制。以下，對於與第1實施例涉及的開關電源裝置100的不同點進行詳述。此外，在圖5中，VgsQ7、VgsQ8、VgsQ9、VgsQ10分別是向第七開關Q7、第八開關Q8、第九開關Q9及第十開關Q10的柵極端子輸入的輸入波形（即PWM信號），Vp是一次繞組Vp的兩端子間的電壓波形，Ids7、Ids8、Ids9及Ids10分別是第七開關Q7、第八開關Q8、第九開關Q9及第十開關Q10的汲極－源極間電流的波形。
在本實施例的二次繞組Vs1、Vs2上連接整流平滑電路40，該整流平滑電路40包括下述部分：整流・開關部43，其對在二次繞組Vs1、Vs2中產生的交流電壓進行整流，並且進行開關；以及平滑部46，其對從整流・開關部43輸入的電壓進行平滑化。整流・開關部43由第七開關Q7、第八開關Q8構成，起到第1實施例的整流部42及開關部44的功能。
第七開關Q7及第八開關Q8是不具有內接二極體的N通道MOS型FET（二次側開關元件），是對向平滑部46的輸入進行開關的電路。第八開關Q8的汲極端子與二次繞組Vs1的正極側連接，第七開關Q7的汲極端子與二次繞組Vs2的負極側連接，二次繞組Vs1和二次繞組Vs2的中點，與二極體D5的陰極端子及平滑電感器L1的輸入端連接。並且構成為，向第七開關Q7及第八開關Q8的柵極端子輸入來自微電腦控制單元60的PWM信號（VgsQ7、VgsQ8），在二次繞組Vs1、Vs2中產生電壓的期間內，第七開關Q7及第八開關Q8以特定時間接通。具體地說，如圖5所示構成為，本實施例的第七開關Q7在t3的期間接通（高位準），第八開關Q8在t8的期間接通（高位準），與第1實施例同樣地，在t3和t8的期間，在二次繞組Vs1、Vs2中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C1的兩端生成特定的輸出電壓Vol。
此外，在本實施例的二次繞組Vs3、Vs4上連接整流平滑電路50，該整流平滑電路50包括下述部分：整流・開關部53，其對在二次繞組Vs3、Vs4中產生的交流電壓進行整流，並且進行開關；以及平滑部56，其對從整流・開關部53輸入的電壓進行平滑化。整流・開關部53由第九開關Q9、第十開關Q10構成，起到第1實施例的整流部52及開關部54的功能。
第九開關Q9及第十開關Q10與第七開關Q7及第八開關Q8同樣地，是不具有內接二極體的N通道MOS型FET（二次側開關元件），是對向平滑部56的輸入進行開關的電路。第十開關Q10的汲極端子與二次繞組Vs3的正極側連接，第九開關Q9的汲極端子與二次繞組Vs4的負極側連接，二次繞組Vs3和二次繞組Vs4的中點與二極體D6的陰極端子及平滑電感器L2的輸入端連接。並且，向第九開關Q9及第十開關Q10的柵極端子輸入來自微電腦控制單元60的PWM信號（VgsQ9、VgsQ10），構成為在二次繞組Vs3、Vs4中產生電壓的期間內，第九開關Q9及第十開關Q10以特定時間接通。具體地說，如圖5所示構成為，本實施例的第九開關Q9在t4的期間接通（高位準），第十開關Q10在t9的期間接通（高位準），與第1實施例同樣地，在t4和t9的期間，在二次繞組Vs3、Vs4中產生感應電動勢，其週期性地重複，其結果，在平滑電容器C2的兩端生成特定的輸出電壓Vo2。
在本實施例中，也與第1實施例同樣地，在第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4導通及關斷時，在二次繞組Vs3、Vs4中不流過電流，因此在一次繞組Vp中也幾乎不流過電流，在第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4中不會產生開關損耗。
此外，以上公開的實施例的各方面內容均是示例，並不應認為其是限制性的。本發明的範圍並不由上述說明示出，而是由申請專利範圍示出，其含義為，包含申請專利範圍和與其相當範圍內的全部變更。
10‧‧‧整流電路
20‧‧‧PFC電路
30‧‧‧DC－DC變換器
32‧‧‧第一橋臂
34‧‧‧第二橋臂
40、50‧‧‧整流平滑電路
42、52‧‧‧整流部
43、53‧‧‧整流・開關部
44、54‧‧‧開關部
46、56‧‧‧平滑部
60‧‧‧微電腦控制單元
100、200‧‧‧開關電源裝置
Q1‧‧‧第一開關
Q2‧‧‧第二開關
Q3‧‧‧第三開關
Q4‧‧‧第四開關
Q5‧‧‧第五開關
Q6‧‧‧第六開關
Q7‧‧‧第七開關
Q8‧‧‧第八開關
Q9‧‧‧第九開關
Q10‧‧‧第十開關
LD1、LD2‧‧‧負載
T‧‧‧變壓器
Vp‧‧‧一次繞組
Vs1、Vs2、Vs3、Vs4‧‧‧二次繞組
VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5、VgsQ6、VgsQ7、VgsQ8、VgsQ9、VgsQ10‧‧‧輸入波形
Vo1、Vo2‧‧‧輸出電壓
D1、D2、D3、D4、D5、D6‧‧‧二極體
L1、L2‧‧‧平滑電感器
C1、C2‧‧‧平滑電容器
R1、R2‧‧‧電阻
AC‧‧‧交流電源
IL1、IL2‧‧‧輸出電流
S100‧‧‧將PMW資料保存在寄存器中
S120‧‧‧輸出電壓Vo1、Vo2輸出電流IL1、IL2的測定
S140‧‧‧計算ERROR值
S160‧‧‧第五開關Q5及第六開關Q6的占空比的計算
S180‧‧‧第一開關Q1至第四開關Q4的占空比的計算
S200‧‧‧第一開關Q1至第四開關Q4的PMW資料的生成
S220‧‧‧第五開關Q5及第六開關Q6的PMW資料的生成
[圖1] 為本發明第1實施例涉及的開關電源裝置的電路圖。 [圖2] 為本發明第1實施例涉及的開關電源裝置的時序圖。 [圖3] 為本發明第1實施例涉及的開關電源裝置的微電腦控制單元中執行的輸出電壓調整處理的流程圖。 [圖4] 為本發明第2實施例涉及的開關電源裝置的電路圖。 [圖5] 為本發明第2實施例涉及的開關電源裝置的時序圖。
10‧‧‧整流電路
20‧‧‧PFC電路
30‧‧‧DC-DC變換器
32‧‧‧第一橋臂
34‧‧‧第二橋臂
40、50‧‧‧整流平滑電路
42、52‧‧‧整流部
44、54‧‧‧開關部
46、56‧‧‧平滑部
60‧‧‧微電腦控制單元
100‧‧‧開關電源裝置
Q1‧‧‧第一開關
Q2‧‧‧第二開關
Q3‧‧‧第三開關
Q4‧‧‧第四開關
Q5‧‧‧第五開關
Q6‧‧‧第六開關
LD1、LD2‧‧‧負載
T‧‧‧變壓器
Vp‧‧‧一次繞組
Vs1、Vs2、Vs3、Vs4‧‧‧二次繞組
VgsQ1、VgsQ2、VgsQ3、VgsQ4、VgsQ5、VgsQ6‧‧‧輸入波形
Vo1、Vo2‧‧‧輸出電壓
D1、D2、D3、D4、D5、D6‧‧‧二極體
L1、L2‧‧‧平滑電感器
C1、C2‧‧‧平滑電容器
R1、R2‧‧‧電阻
AC‧‧‧交流電源
IL1、IL2‧‧‧輸出電流

Claims (7)

  1. 一種開關電源裝置，包括： 整流電路，其對商用交流電壓進行整流而變換為直流電壓； 全橋電路，包括第一橋臂和第二橋臂，所述第一橋臂包括相對於所述直流電壓而串聯連接的第一開關元件及第二開關元件，所述第二橋臂包括相對於所述直流電壓而串聯連接的第三開關元件及第二開關元件； 變壓器，包括1個一次繞組和N個二次繞組，所述一次繞組的一端與所述第一橋臂的中點連接，所述一次繞組的另一端與所述第二橋臂的中點連接，N為大於或等於1的整數； N個整流平滑電路，包括整流部、二次側開關元件、及平滑部，所述整流部與所述各二次繞組連接，對在所述二次繞組中產生的交流電壓進行整流，所述二次側開關元件對由所述整流部整流後的整流電壓的輸出進行控制，所述平滑部對所述整流電壓進行平滑化而生成直流的輸出電壓，並相對於負載而供給電力； 輸出檢測電路，檢測從所述各整流平滑電路的所述平滑部輸出的電壓或電流中的至少任一個；以及 控制電路，基於由所述輸出檢測電路檢測出的檢測電壓或檢測電流中的至少任一個，控制所述第一至第四開關元件及所述二次側開關元件的接通／斷開； 其中，所述控制電路在所述第一開關元件及所述第四開關元件接通的期間內、以及所述第二開關元件及所述第三開關元件接通的期間內，以使得從所述各整流平滑電路的所述平滑部輸出的電壓或電流成為預先設定的特定的目標電壓或目標電流的方式，將所述各二次側開關元件以特定時間接通。
  2. 如請求項1所述之開關電源裝置，其中所述控制電路求出所述目標電壓與所述檢測電壓之間的電壓差、或所述目標電流與所述檢測電流之間的電流差中的至少任一個，基於所述電壓差或所述電流差中的至少任一個，控制所述第一至第四開關元件及所述二次側開關元件的接通／斷開。
  3. 如請求項2所述之開關電源裝置，其中所述控制電路基於所述電壓差或所述電流差中的至少任一個，決定所述二次側開關元件的接通／斷開的時序，基於所述二次側開關元件的接通／斷開的時序，決定所述第一至第四開關元件的接通／斷開的時序。
  4. 如請求項1至3中任意一項所述之開關電源裝置，其中所述各整流部包括：第一二極體，其陰極端子與所述各二次繞組的一端連接；以及第二二極體，其陰極端子與所述各二次繞組的另一端連接，所述第一二極體的陽極端子及所述第二二極體的陽極端子與二次側的地線連接。
  5. 如請求項1至3中任意一項所述之開關電源裝置，其中所述各整流部包括：第一MOS型FET，其汲極與所述各二次繞組的一端連接；以及第二MOS型FET，其汲極與所述各二次繞組的另一端連接，所述第一MOS型FET的源極端子及所述第二MOS型FET的源極端子與二次側的地線連接，所述第一MOS型FET的柵極端子及所述第二MOS型FET的柵極端子分別與所述控制電路連接，所述第一MOS型FET及所述第二MOS型FET對在所述二次繞組中產生的交流電壓進行整流，並且作為所述二次側開關元件起作用。
  6. 如請求項4或5所述之開關電源裝置，其中所述各二次繞組由串聯連接的第一繞組和第二繞組構成，所述整流部將所述第一繞組和第二繞組的中點的電壓作為所述整流電壓而輸出。
  7. 一種光照射裝置，包括： 請求項1至6中任意一項所述的開關電源裝置；以及 N個LED模組，與所述各整流平滑電路連接而進行發光。
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