TW201644169A - 加強的峰値電流模式脈波寬度調變切換調節器 - Google Patents

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Abstract

一種系統、切換調節器及控制加強的峰值電流模式PWM切換調節器之方法。舉例而言，揭示一種切換調節器，其包括一主控控制器電路及耦接至該主控控制器電路之一受控控制器電路，其中該受控控制器電路經組態以在一第一漣波節點處產生一漣波電流，且一感測器電路經組態以感測在該第一漣波節點處之該漣波電流且將該感測到之漣波電流傳送至該主控控制器電路中之一第二漣波節點。在一些實施中，該切換調節器為形成於一或多個半導體IC、晶圓、晶片或晶粒上的一電力子系統之一部分。

Description

加強的峰值電流模式脈波寬度調變切換調節器 【對相關申請案之交叉參考】
本申請案係關於2015年3月18日申請且以引用的方式併入本文中之題為「ENHANCED PEAK CURRENT MODE MULTI-PHASE PULSE-WIDTH-MODULATED(PWM)CONTROLLERS」的美國臨時專利申請案第62/135,054號，及2015年5月30日申請且亦以引用的方式併入本文中之題為「加強的峰值電流模式脈波寬度調變切換調節器(ENHANCED PEAK CURRENT-MODE PULSE-WIDTH-MODULATED(PWM)SWITCHING REGULATORS)」的美國臨時專利申請案第62/168,764號。本申請案特此主張美國臨時專利申請案第62/135,054及第62/168,764號的權利。
本發明大體上係關於脈波寬度調變(pulse-width-modulated；PWM)切換調節器，且詳言之，係關於半導體積體電路、晶圓、晶片或晶粒中的峰值電流模式PWM切換調節器。
現有主控/受控單相及多相峰值電流模式PWM切換調節器中之架構缺陷引起三個問題：1)負載暫態事件之次諧波恢復；2)動態輸出電壓轉換(slewing)期間的輸出電壓擾動；及3)由正被利用的主控控制 器電路與受控控制器電路之間的失配導致的大信號異常。在解決此等問題時，某些終端使用者需要產品開發人員利用與小電感值耦接的全陶瓷輸出電容器濾波器。因此，此等高度相位滯後濾波器將現有PW調變器之執行推送至曝露缺陷所在的點。現有解決方法為將大容量電解電容添加至輸出濾波器。然而，此方法並非有成本效益的且因此使產品開發人員在競爭中處於劣勢。
一個具體實例係有關於一種切換調節器。該切換調節器包括：一主控控制器電路；及一受控控制器電路，其耦接至該主控控制器電路。該受控控制器電路經組態以在一第一漣波節點處產生一漣波電流，且一感測器電路經組態以感測在該第一節點處之該漣波電流且將該感測到之漣波電流傳送至該主控控制器電路中之一第二漣波節點。一第二具體實例係有關於一種多相切換調節器。該多相切換調節器包括具有複數個相網路之一主控控制器電路，其中該複數個相網路中之每一相網路經組態以生成該多相切換調節器中之一對應相電流。該多相切換調節器亦包括複數個受控控制器電路，其中該複數個受控控制器電路中之每一受控控制器電路經組態以生成一對應漣波電流且將該對應漣波電流傳送至該主控控制器電路，且其中該主控控制器電路經組態以自該複數個對應漣波電流生成一經按比例調整之總和漣波電流值，且與該複數個相網路中之每一相網路共用該經按比例調整之總和漣波電流值以生成該對應相電流。
100‧‧‧切換調節器
102‧‧‧主控控制器電路
104‧‧‧受控控制器電路
105‧‧‧主控時脈電路
106‧‧‧誤差放大器電路
107‧‧‧補償電壓
108‧‧‧漣波電阻器
110‧‧‧線路
111‧‧‧電流感測器電路
112‧‧‧漣波節點
113‧‧‧比較器
114‧‧‧誤差放大器
115‧‧‧電流槽
116‧‧‧電阻器
117‧‧‧漣波電容器
118‧‧‧補償節點
120‧‧‧第一電流源
122‧‧‧第一窗電阻器
124‧‧‧正窗節點
125‧‧‧PW調變器開關SW2
126‧‧‧第二窗電阻器
128‧‧‧負窗節點
130‧‧‧電流槽
132‧‧‧漣波節點
134‧‧‧漣波電容器
136‧‧‧電流源
137‧‧‧開關SW1
138‧‧‧電流槽
140‧‧‧比較器
142‧‧‧RS正反器
143‧‧‧相位輸出電路
144‧‧‧開關驅動器模組
146‧‧‧電子開關
148‧‧‧電子開關
150‧‧‧相位節點
250‧‧‧主控漣波電壓
252‧‧‧受控漣波電壓
302‧‧‧主控漣波電壓
304‧‧‧受控漣波電壓
306‧‧‧滯後窗電壓
308‧‧‧穩態操作點開始
400‧‧‧多相切換調節器
402‧‧‧主控控制器電路
403‧‧‧滯後窗產生器電路
404‧‧‧受控控制器電路
405‧‧‧主控時脈產生器
406‧‧‧誤差放大器
407‧‧‧補償電壓
408‧‧‧第一相網路
409‧‧‧線路
410‧‧‧第二相網路
412‧‧‧第N相網路
414‧‧‧輸出節點
415‧‧‧電流感測器電路
417‧‧‧電流感測器電路
419‧‧‧電流感測器電路
420‧‧‧相1電流值單元
422‧‧‧相2電流值單元
424‧‧‧相N電流值單元
426‧‧‧組合器
428‧‧‧除法器
430‧‧‧濾波器
432‧‧‧組合器
434‧‧‧組合器
436‧‧‧組合器
438‧‧‧比較器
440‧‧‧比較器
442‧‧‧比較器
444‧‧‧跨導放大器
446‧‧‧漣波節點
448‧‧‧電流感測器電路
450‧‧‧節點
452‧‧‧比較器
454‧‧‧比較器
456‧‧‧邊緣偵測模組
458‧‧‧邊緣偵測模組
460‧‧‧R-S正反器
462‧‧‧R-S正反器
464‧‧‧開關驅動器模組
466‧‧‧開關驅動器模組
900‧‧‧模擬行為模型
902‧‧‧次諧波恢復週期(之前)
904‧‧‧次諧波恢復週期(之後)
1000‧‧‧模擬行為模型
1002‧‧‧實質輸出電壓突增(之前)
1004‧‧‧不顯著輸出電壓突增(之後)
1100‧‧‧電子系統
1102‧‧‧電力子系統
1104‧‧‧切換調節器
1106‧‧‧調變器
1108‧‧‧線路
1110‧‧‧數位處理器單元
1112‧‧‧周邊裝置子系統
1114‧‧‧記憶體單元
1116‧‧‧輸入/輸出單元
在理解圖式僅描繪例示性具體實例且因此不應被視為限制 範圍的情況下，將經由附圖之使用額外具體且詳細地描述例示性具體實例。
圖1描繪可用以實施本發明之一個例示性具體實例的峰值電流模式PWM切換調節器之示意性電路圖。
圖2描繪說明圖1中所展示之主控控制器電路中的漣波電壓波形之曲率如何非常緊密接近所展示之受控控制器電路中的漣波電壓波形之曲率的波形圖。
圖3描繪說明由一些現有主控/受控峰值電流模式PWM切換調節器中之設計缺陷所引起的主要問題之波形圖。
圖4描繪多相切換調節器之示意性電路圖，該多相切換調節器可用以實施本發明之第二例示性具體實例。
圖5描繪說明根據本發明之一個例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節器之加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節器中，受控控制器中之漣波電阻器電流的經按比例調整之總和經鏡像複製至主控時脈產生器電路中。
圖6描繪說明根據本發明之第二例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節器之加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節器中，受控控制器中之漣波電阻器電流的經按比例調整之總和經鏡像複製於主控時脈產生器電路中。
圖7A及圖7B描繪可用以實施圖5中所展示之第一加強多相實施的例示性主控控制器電路系統之示意性電路圖。
圖8A及圖8B描繪可用以實施圖6中所展示之第二加強多相實施的例示性主控時脈產生器電路系統之示意性電路圖。
圖9描繪說明根據本發明之例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節器之負載暫態事件的加強次諧波恢復效能的模擬行為模型。
圖10描繪說明根據本發明之例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節器之動態輸出電壓轉換期間的加強輸出電壓突增效能的模擬行為模型。
圖11描繪可用以實施本發明之一個例示性具體實例的電子系統之方塊圖。
在以下詳細描述中，參看形成本文之部分且借助於特定說明性具體實例而展示的隨附圖式。然而，應理解，可利用其他具體實例且可進行邏輯、機械及電改變。此外，不應將圖式諸圖及本說明書中所呈現之方法理解為限制可執行個別動作之次序。因此，不應將以下詳細描述理解為限制意義。每當可能時，遍及圖式使用相同或類似參考數字以參考相同或類似結構性組件或部分。
現有主控/受控單相及多相峰值電流模式脈波寬度調變(PWM)切換調節器中之架構缺陷引起三個問題：1)負載暫態事件之次諧波恢復；2)動態輸出電壓轉換(例如，利用動態電壓識別或DVID)期間的輸出電壓擾動；及3)由正被利用的主控控制器電路與受控控制器電路之間的失配導致的大信號異常。在解決此等問題時，某些終端使用者需要產品開發人員利用與小電感值耦接的全陶瓷輸出電容器濾波器。因此，此等高度相位滯後濾波器將現有PW調變器之執行推送至曝露缺陷所在的點。現有解決方法為將大容量電解電容添加至輸出濾波器。然而，此方法並非 有成本效益的且因此使產品開發人員在競爭中處於劣勢。
圖1描繪可用以實施本發明之一個例示性具體實例的峰值電流模式PWM切換調節器100之示意性電路圖。舉例而言，圖1中所描繪之電路圖可用以實施利用(例如)由Intersil Americas LLC開發的R3合成電流架構的步降(例如，降壓)單相主控/受控峰值電流模式切換調節器。圖1中所描繪的電路圖亦可經調適以用於谷值電流模式切換調節器操作。在圖1中所描繪的具體實例中，整個漣波交流電(AC)及直流電(DC)資訊係在受控控制器電路中感測到且與主控控制器電路共用，其引起在主控控制器電路中之漣波電壓波形VR及受控控制器電路中之VR1的曲率在寬動態操作範圍內實質上彼此類似。漣波電壓(例如，VR1)為漣波電容器Cr上生成的電壓，漣波電容器Cr藉由漣波電阻器Rr以適當速率放電以防止電荷累積且藉此加強切換調節器之頻率回應。
在圖1中所展示之例示性具體實例中，切換調節器100包括主控控制器電路102、受控控制器電路104、誤差放大器電路106及相位輸出電路143。應注意，在所展示之例示性具體實例中，相位輸出電路143之電路組件形成於與受控控制器電路104之電路組件分離的積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。在第二具體實例中，相位輸出電路143之電路組件可連同受控控制器電路104之電路組件一起形成於同一積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。又，在所展示之例示性具體實例中，主控控制器電路102之電路組件形成於與誤差放大器電路106之電路組件分離的積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。在第二具體實例中，主控控制器電路102及誤差放大器電路106之電路組件可形成於同一積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。在任何情況 下，主控控制器電路102及受控控制器電路104之時序信號係藉由主控時脈105產生。誤差放大器電路106輸出補償電壓VCOMP 107，其耦接至主控控制器電路102之輸入端。因此，主控控制器電路102及受控控制器電路104回應於輸入補償電壓VCOMP 107而控制輸出電壓VOUT。輸出電壓VOUT用作回饋信號且耦接回至誤差放大器電路106之輸入端VOUT。
具體言之，在圖1中所展示之例示性具體實例中，誤差放大器電路106的輸入端VOUT處之回饋電壓經由電阻器116耦接至誤差放大器114之反相輸入端。耦接至誤差放大器114之非反相輸入端的電壓VDAC具有指示切換調節器100的輸出電壓VOUT之目標電壓位準的電壓位準。回應於輸入電壓VOUT與VDAC的比較而在誤差放大器114之輸出端處產生的補償電壓VCOMP 107耦接至補償節點118。第一電流源120將窗電流IW提供至第一窗電阻器122之在生成正窗電壓VW+之正窗節點124處的一端。第一窗電阻器122之另一端連接至補償節點118。補償節點118亦連接至第二窗電阻器126之一端，且第二窗電阻器126之另一端連接至負窗節點128，其生成負窗電壓VW-。電流槽130汲入來自負窗節點128之窗電流IW。第一窗電阻器122及第二窗電阻器126中的每一者具有實質上相同的電阻，使得窗電壓VW+及VW-在(例如)平衡窗電壓組態中與補償節點118上之電壓偏移實質上相同的量。
正窗節點124連接至開關SW2 125之第一開關端子，且開關SW2 125之第二開關端子連接至節點112、漣波電容器CR 117的一端，及比較器113之非反相輸入端。在此具體實例中，SW2 125可藉由電晶體開關(諸如，MOSFET開關)或可形成於半導體積體電路、晶圓、晶片或晶粒上的 任何其他合適電子開關實施。漣波電容器CR 117之另一端連接至參考電壓(例如，接地)。電流槽115汲入自漣波節點112至參考電壓(例如，接地)的電流gm*VDAC。如所展示，電流槽115產生跨導增益gm乘以電壓VDAC以生成與電壓VDAC成比例的電流。負窗節點128連接至比較器113之反相輸入端，且比較器113之輸出端連接至在其輸出端上產生主控時脈105的單穩電路(1-SHOT)之輸入端。主控時脈105連接至開關SW2之控制端子，且亦連接至受控控制器電路104中之RS正反器142的設定(S)輸入端。
受控控制器電路104包括漣波電阻器Rr 108。參考電壓VREF耦接至漣波電阻器Rr 108的一端。漣波電阻器Rr 108之另一端連接至漣波節點132，其生成連接於漣波節點132與接地之間的漣波電容器Cr 134上的漣波電壓VR1。電流源136將電流gm1*VIN提供至開關SW1 137之第一開關端子，且開關SW1 137之第二開關端子連接至漣波節點132。在此具體實例中，SW1 137可藉由電晶體開關(諸如，MOSFET開關)或可形成於半導體積體電路、晶圓、晶片或晶粒上的任何其他合適電子開關實施。如所展示，藉由電流源136產生的電流值對應於跨導增益gm1乘以輸入電壓VIN以生成與輸入電壓VIN成比例的源電流。信號PWM1用以控制開關SW1 137。電流槽138汲入自漣波節點132至接地的電流gm1*VOUT。如所展示，藉由電流槽138產生的電流值對應於跨導增益gm1乘以輸出電壓VOUT以生成與輸出電壓VOUT成比例的汲入電流。漣波節點132連接至比較器140之非反相輸入端。在主控控制器電路102中產生的正窗電壓VW+耦接至比較器140之反相輸入端。比較器140之輸出端連接至RS正反器142的重設R輸入端。RS正反器142之Q輸出端連接至相位輸出電路143中的開關驅動器模組144之輸入端。 開關驅動器模組144控制電子開關(例如，開關電晶體)146及148之操作。電子開關146之汲極連接至輸入電壓VIN，電子開關148之源極連接至電路參考電壓(例如，電路接地)，電子開關146之源極及電子開關148之汲極連接至相位節點150，且電子開關146、148之閘極連接至開關驅動器模組144之各別輸出端。相位節點150連接至輸出電感器L之一端，且輸出電感器L之另一端連接至濾波電容器C，其亦連接至參考電壓(例如，接地)。因此，輸出電壓VOUT係回應於開關驅動器模組144及電子開關146、148之操作而在輸出電感器L與濾波電容器C之間的節點處產生。
在操作中，PWM1信號雙態觸變為高及低以控制相位之切換操作。當RS正反器142確證PWM1信號為高時，開關驅動器模組144接通電子開關146(有時稱為高側開關)且斷開電子開關148(有時稱為低側開關)，使得電壓VIN有效地耦接至相位節點150。當PWM1信號變為低時，開關驅動器模組144斷開電子開關146且接通電子開關148，使得相位節點150有效地耦接至接地。當PWM1信號在多個切換循環期間雙態觸變為高及低時，開關驅動器模組144及電子開關146、148雙態觸變相位節點150在VIN與接地之間的耦接以經由輸出電感器L及輸出電容器C將輸入電壓VIN轉換成輸出電壓VOUT。在所展示之例示性具體實例中，切換調節器100操作為輸入電壓VIN大於輸出電壓VOUT的降壓調節器。然而，在第二具體實例中，切換調節器100可經實施以操作為輸出電壓VOUT大於輸入電壓VIN的升壓調節器。
電流槽138自漣波節點132汲取實質上恆定的電流gm1*VOUT，且自漣波電容器Cr 134汲取電荷。當漣波電壓VR1大於參考電壓 VREF時，額外電流自漣波節點132流經漣波電阻器Rr 108。當漣波電壓VR1小於參考電壓VREF時，額外電荷電流自參考電壓端子VREF流經漣波電阻器Rr 108。當RS正反器142確證PWM1信號為高時，相網路將電流至驅動輸出端子VOUT。又，當PWM1信號為高時，開關SW1 137閉合使得來自電流源136之電流gm1*VIN流動至漣波節點132以對漣波電容器Cr 134充電。在開關SW1 137閉合時，漣波電壓VR1上升至正窗電壓VW+之位準。當漣波電壓VR1上升至高於正窗電壓VW+之位準時，比較器140輸出重設RS正反器142且將PWM1信號雙態觸變至低的信號。當PWM1信號為低時，開關SW1 137斷開使得漣波電壓VR1開始以大致恆定速率斜降。RS正反器142係藉由下一主控時脈105脈波設定，因此閉合開關SW1 137且開始VR1漣波電壓的斜升。圖1中所展示的切換調節器控制器之類型在此項技術中常常稱作合成漣波電流控制器，此係因為漣波電壓VR1經合成以對應於電感器L之漣波電流。
受控控制器電路104中之漣波電阻器Rr 108用以使得補償電壓VCOMP 107之DC值能夠調變受控控制器電路104中的PW調變器開關SW1 137之工作循環。在如所展示的例示性受控控制器電路104中不具有漣波電阻器Rr 108的情況下，補償電壓VCOMP 107之DC值將不影響此受控控制器電路中的PW調變信號之工作循環。換言之，即使補償電壓VCOMP 107之值在DC方式中將變得大於或小於參考電壓VREF，受控控制器電路104中的電壓波形VR1之斜率(或工作循環)仍將不改變。
在圖1中所展示之例示性具體實例中，流經漣波電阻器Rr 108的電流係藉由合適電流感測器電路111感測且經由線路110耦接至連接 至主控控制器電路102中的PW調變器開關SW2 125的漣波節點112。可利用如此項技術中已知的合適電流感測電路系統(諸如，與漣波電阻器Rr 108串聯連接以生成表示流經漣波電阻器Rr 108之電流之電壓的電阻器、耦接至漣波節點112的濾波器電路，或可用以感測流經漣波電阻器Rr 108之電流的任何其他合適技術)而實施電流感測器電路111。在任何情況下，耦接流經漣波電阻器Rr 108之電流至主控控制器電路102中的漣波節點112將彼電流加至在漣波節點112處存在的電流(gm*VDAC)，且藉此確保受控控制器電路104中之漣波電壓VR1的波形之曲率非常緊密接近主控控制器電路102中的漣波電壓VR的波形之曲率。舉例而言，參看圖2中所描繪的例示性波形圖，主控電壓VR波形250在其斜降時之曲率非常緊密接近受控電壓VR1波形252在其斜降時之曲率。因此，切換調節器100之負載暫態事件的次諧波恢復效能相對於現有切換調節器之負載暫態事件的次諧波恢復效能而顯著加強。又，在暫態負載條件下，與現有切換調節器相比，切換調節器100具有較高切換頻率，減小之漣波，及實質上較好的總暫態回應。
在操作中，主控控制器電路102中的電流槽115自漣波節點112汲取實質上恆定的電流gm*VDAC，且自漣波電容器Cr 117汲取電荷。將在線路110上的感測到之漣波電流加至在漣波節點112處之電流gm*VDAC。當開關SW2 125斷開時，在漣波節點112處的電壓VR實質上以恆定速率斜降。當在漣波節點112處的電壓VR下降至負窗電壓VW-之位準時，比較器113輸出觸發單穩電路以產生主控時脈105的信號。又，主控時脈105脈波(圖2中之主控CLK)閉合開關SW2 125，且亦設定RS正反器142。在開關SW2 125閉合時，漣波電容器Cr 117上之電壓VR快速上升(相對於主控 CLK脈波之前邊緣)至正窗電壓VW+之位準。在主控時脈脈波(主控CLK)結束之後，開關SW2 125斷開且在漣波節點112處的電壓VR如圖2中所指示以實質上恆定的速率(除微小曲率以外)斜降。然而，如由圖2中所描繪之波形圖所說明，應注意，由於將來自受控控制器電路104之感測到之漣波電流加至主控控制器電路102中的漣波節點112處之電流，因此主控器之漣波電壓VR 250及受控器之電壓VR1 252的波形之曲率在該等電壓斜降時彼此非常緊密接近。
圖3描繪說明一些現有主控/受控峰值電流模式PWM切換調節器中之問題的波形圖。更精確地，圖3描繪在現有切換調節器中之負載***(負載自低快速增加至高)期間出現的問題之實例。在不利用圖1中所展示之受控至主控漣波電流耦接的情況下，主控漣波電壓VR_MSTR 302及受控漣波電壓VR_SLV 304在滯後窗(VW)306移動遠離其穩態操作點(例如，在308處開始)時變得分離。當受控漣波電壓VR(虛線)304遠離主控漣波電壓VR 302時，PW調變開啟及關閉時間增加，此導致較低切換頻率，增加之漣波，及在所涉及的切換調節器中之較不良總暫態回應。應注意，此切換調節器中之受控器之漣波電壓304已下降至遠低於滯後窗306之下限(VW-)(例如，有效VW爆裂)。
具體言之，儘管現有峰值(或谷值)電流模式PWM切換調節器常常將漣波電阻器包括在受控控制器電路中，但此等切換調節器中之每一者中固有的設計缺陷為主控器之漣波電壓及受控器之漣波電壓之曲率在切換調節器之動態操作範圍內顯著不同。結果，現有峰值(或谷值)電流模式PWM切換調節器經歷大信號異常、負載暫態事件之次諧波恢復及動 態輸出電壓轉換期間的輸出電壓突增(例如，在利用動態DVID之情況下)。然而，如下文詳細地描述，本發明提供將受控控制器電路中之漣波電阻器電流耦接至主控控制器電路的加強的切換調節器，其解決現有切換調節器中固有的上文所描述之設計缺陷。
舉例而言，參看圖3，應注意，當負載在308處***時，受控VR電壓波形304之斜率在負向上絕對值逐漸增加，而主控VR電壓波形302之斜率保持相同。舉例而言，漣波電壓波形VR_MSTR 302及VR_SLV 304之斜率大致相同直至負載在308處增加。此時，受控VR電壓波形304之曲率開始增加。受控VR電壓波形304之曲率的此增加係由跨越受控器中之漣波電阻器生成的電壓所引起。因此，受控VR電壓304下降至遠低於滯後窗VW 306(例如，有效VW爆裂)，且受控器中之PW調變器的開啟時間因此顯著增加。
圖4描繪多相切換調節器400之示意性電路圖，該多相切換調節器可用以實施本發明之第二例示性具體實例。舉例而言，多相切換調節器400可用以實施一或多個多相峰值電流模式(或谷值電流模式)PWM切換調節器。在圖4中所描繪之例示性具體實例中，多相峰值電流模式切換調節器包括複數個交叉耦接式漣波電阻器電路。換言之，「交叉耦接式」可解釋為意謂多相切換調節器400生成來自受控控制器電路的多個相之漣波電阻器(Rr)電流之經按比例調整之總和，且與該等相中的每一者及亦與主控時脈產生器共用漣波電阻器(Rr)電流之經按比例調整之總和。在一個具體實例中，生成「經按比例調整之總和」或「按比例調整…之總和」意謂「平均」。因而，例如，圖4中所展示之交叉耦接式漣波電阻器電路可 用以將來自複數個受控控制器電路之相電流耦接至主控控制器電路而不必將漣波電阻器包括在所涉及的主控控制器電路中。
在圖4中所展示之例示性具體實例中，多相切換調節器400為相電流在任何數目(「N」)個相之間共用的多相峰值電流模式PWM切換調節器，其中N為大於一之任何正整數。在第二具體實例中，多相切換調節器400可經實施為相電流在N個相之間共用的多相谷值電流模式切換調節器。在圖4中所描繪之具體實例中，多相切換調節器400包括主控控制器電路402、用於每一相的受控控制器電路404(例如，對於在此具體實例中描繪的受控控制器電路404，N等於2)，及誤差放大器406。在此具體實例中，主控控制器電路402包括虛線框408、410及412左邊描繪的所有電路系統(如由垂直虛線指示)。主控控制器電路402之臨限信號VTRIG係在主控時脈產生器405之第一輸出端處產生，且正窗電壓VW+係在主控時脈產生器405之第二輸出端處提供。共同誤差放大器406輸出補償電壓VCOMP407，其耦接至主控時脈產生器405之輸入端。滯後窗產生器電路403之輸出端耦接至主控時脈產生器405之第二輸入端。主控控制器電路402及多個受控控制器電路(例如，針對一個例示性相的404)針對所涉及的複數個相回應於輸入補償電壓VCOMP407而產生輸出電壓VOUT。
共同誤差放大器406接收VOUT及VSET電壓且輸出補償電壓VCOMP，其用作兩個相之觸發電壓VTRIG。然而，對於大於2之N，不同觸發電壓VTRIG係回應於補償電壓VCOMP407及相之數目N而藉由滯後窗產生器403及主控時脈產生器405產生，如下文將論述。此觸發電壓VTRIG經分佈至N個相網路中的每一者，該等相網路在此具體實例中經描繪(虛線)為第一 相網路408、第二相網路410等，直至最後或第N相網路412。相網路408至412耦接至生成輸出電壓VOUT之共同輸出節點414。輸出(濾波)電容器C連接於輸出節點414與電路接地之間。
在第一例示性具體實例中，分別利用合適電流感測器電路415、417、…419來感測實際(「真實」)相電流IL1、IL2、…ILN，且藉此量測該等相電流以分別提供對應電流感測電壓VIL1、VIL2、…VILN。電流感測電壓VIL1為與相電流IL1成比例的電壓值，電流感測電壓VIL2為與相電流VIL2成比例的電壓值，且電流感測電壓VILN為與相電流ILN成比例的電壓值。在此具體實例中，電流感測電壓VIL1耦接至用於第一相網路408之相1電流值單元420，電流感測電壓VIL2耦接至用於第二相網路410之相2電流值單元422，且電流感測電壓VILN耦接至用於第N相網路412之相N電流值單元424。相電流值單元420、422、…424中的每一者針對藉由用於所涉及的各別相網路之電流感測器直接或間接量測的每一「真實」電流值VIL1至VILN而生成對應相電流值。來自相電流值單元420、422、…424之相電流值耦接至組合器426(例如，加法器)之各別輸入端，組合器將相電流值加在一起且輸出相電流總和值VSUM。相電流總和值VSUM耦接至除法器428之輸入端，該除法器將相電流總和值VSUM除以相之數目(N)，且將對應或經按比例調整之總和相電流值輸出至濾波器430，諸如低通濾波器或其類似者。濾波器430將經按比例調整之總和相電流值分別提供至用於相網路408、410、…412的複數個組合器432、434、…436中之每一者之反相輸入端。來自相電流值單元420、422、…424之每一相電流值分別耦接至輸出電壓值VR1至VRN的組合器432、434、…436中之對 應者的非反相輸入端。電壓值VR1至VRN耦接至用於所涉及的相網路408、410、…412中之每一者的對應比較器438、440、…442之非反相輸入端。
在第二例示性具體實例中，指示漣波電流信號的以合成方式產生之漣波電壓係在受控控制器電路中的每一者中生成且耦接至各別相電流值單元420、422、…424。應注意，在此具體實例中，術語「合成電流」、「合成電壓」、「合成漣波電流」、「合成漣波電壓」、「以合成方式產生之漣波電流」或「以合成方式產生之漣波電壓」指漣波電容器之電壓(例如，VR2)合成該等相之電感器(例如，L2)之漣波電流的事實。此外，當其在第二相受控控制器404中展示時，每一受控控制器電路中耦接於每一漣波電壓節點與參考電壓之間的漣波電阻器可用在其他具體實例中經調諧以實質上模擬或匹配經由或跨越漣波電阻器以其他方式生成的相同電流或電壓的跨導放大器替換。因此，藉由跨導放大器(444)生成的電流取代由所涉及的受控控制器電路中之漣波電阻器產生的電流。
具體言之，參看圖4中所描繪的例示性受控控制器電路404，用跨導放大器444替換漣波電阻器(例如，圖1中之Rr 108)。參考電壓VREF耦接至放大器444之非反相輸入端，且在漣波節點446處的相2漣波電壓VR2耦接至放大器344之反相輸入端。跨導放大器444之輸出端耦接至漣波節點446。跨導放大器444將輸入電壓轉換成輸出電流。具體言之，跨導放大器444具有跨導增益gm2且因此將輸入電壓VREF與VR2之間的差放大gm2倍以提供輸出電流I2(例如，對於相2)。輸出電流I2耦接至漣波節點446。因而，電流I2係根據等式I2=gm2*(VREF-VR2)而生成且施加至漣波節點446。跨導放大器444之輸出阻抗實際上係恆定且高的。在圖4中所描繪 的例示性具體實例中，跨導放大器444之增益gm2藉由選擇gm2=1/Rr2而調諧以追蹤所替換漣波電阻器之值。因此，跨導放大器444有效地模擬典型地耦接於電壓VREF與漣波電壓VR2之間的所替換漣波電阻器(例如，圖1中所展示之漣波電阻器Rr 108)之功能。
在此第二例示性具體實例中，跨導放大器444之輸出電流I2係藉由合適電流感測器電路448感測。可利用如此項技術中已知的合適電流感測電路系統(諸如，與電流I2串聯連接以生成與I2成比例之電壓的電阻器)而實施電流感測器電路448。感測到之電流I2係自相2合成電流信號區塊422饋入至組合器426，在該組合器中，將感測到之電流I2加至其他相的以類似方式感測之跨導放大器輸出電流。用於相2之合成漣波電壓VR2自相2合成電流信號區塊422耦接至組合器434，且類似地，其他相之適當合成漣波電壓耦接至彼等其他相之其他組合器(例如，432、436)。
總之，在圖4中所描繪的例示性具體實例中，N個受控控制器電路中的每一者(例如，針對相2之404)經組態以利用「交叉耦接式Rr」或漣波電阻器電路來將彼受控器中之經按比例調整之總和漣波電阻器電流鏡像複製至主控時脈產生器電路405。將經按比例調整之總和漣波電阻器電流鏡像複製至主控時脈產生器電路405的此功能係藉由虛線409指示，該虛線將濾波器430之輸出端處的經按比例調整之總和漣波電阻器電流值自節點450有效地耦接至主控時脈產生器405中之漣波節點。
應注意，上文關於圖1所描述的誤差放大器106及主控控制器電路102可用於圖4中所描繪之具體實例以執行所展示的滯後窗電路403、主控時脈產生器405及誤差放大器406之功能。舉例而言，圖4中所 展示之虛線409可經描繪為耦接至圖1中所展示之漣波節點115。誤差放大器406可藉由圖1中之誤差放大器106實施以利用圖1中所展示之補償電壓VCOMP 107產生補償信號VCOMP 407。又，滯後窗電路403及主控時脈產生器電路405可藉由圖1中所展示之主控控制器電路102實施。根據本申請案之教示內容，可執行誤差放大器406、滯後窗電路403及主控時脈產生器405之上文所描述功能的任何合適電路系統可用以自節點450接收經按比例調整之總和漣波電阻器電流值(或對應於經按比例調整之總和漣波電阻器電流值之電壓)，且輸出圖4中所展示之正窗電壓VW+及臨限電壓VTRIG。
觸發電壓VTRIG自主控時脈產生器405耦接至一對比較器452、454中之每一者的非反相輸入端。比較器452之反相輸入端接收漣波電壓VRN(例如，自組合器436輸出)，且比較器454之反相輸入端接收漣波電壓VR1(例如，自組合器432輸出)。比較器452之輸出端耦接至邊緣偵測模組456(對應於圖1中之單穩電路)之輸入端，且比較器454之輸出端耦接至第二邊緣偵測模組458之輸入端。邊緣偵測模組456之輸出端耦接至RS正反器460之設定(S)輸入端，且邊緣偵測模組458之輸出端耦接至RS正反器462之設定(S)輸入端。RS正反器460之Q輸出端提供第一PWM信號(PWM1)，且RS正反器462之Q輸出端提供第二PWM信號(PWM2)。PWM1信號耦接至開關驅動器模組464之輸入端，且PWM2信號耦接至第二開關驅動器模組466之輸入端。回應於PWM1信號，開關驅動器模組464控制其電子開關對之切換以產生相電流IL1。回應於PWM2信號，開關驅動器模組466控制其電子開關對之切換以產生相電流IL2。應注意，相2受控控制器電路404之比較器440亦為耦接於組合器434與RS正反器462之間 的比較器440。因而，假定N個相控制器電路在結構上及功能性上類似，比較器438為相1受控控制器電路中之比較器且比較器442為相N受控控制器電路中之比較器。
總之，在圖4中所描繪的例示性具體實例中，N個相網路(例如，408、410、412)在啟動中交替以同等地共用至輸出節點的電流負載以用於驅動負載。在具體實例之一個態樣中，將N個受控控制器中之每一者的實際或「真實」輸出相電流平均(亦即，生成經按比例調整之總和)，且與每一相共用輸出相電流的經按比例調整之總和。在具體實例之第二態樣中，將N個受控控制器中之每一者的實際或「真實」漣波電阻器電流平均(亦即，生成經按比例調整之總和)，且與每一相共用漣波電流的經按比例調整之總和。在具體實例之第三態樣中，將N個受控控制器中之每一者的以合成方式產生(「合成」)之漣波電阻器電流平均(亦即，生成經按比例調整之總和)，且與每一相共用「合成」漣波電阻器電流的經按比例調整之總和。因此，根據本申請案之教示內容，受控控制器電路之漣波電阻器電流的經按比例調整之總和用於主控控制器電路中以藉由使主控器之漣波電壓及受控器之漣波電壓的波形之曲率大致相同而加強切換調節器之效能。
圖5描繪說明根據本發明之一個例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節器之加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節器中，受控控制器中之漣波電阻器電流的經按比例調整之總和經鏡像複製至主控時脈產生器電路中。更精確地，圖5描繪一個具體實例(下文關於圖7A及圖7B所描述)之例示性波形，其中主控控制器之滯後窗的大小根據以下等式減小為所涉及的受控控制器之作用中相的數目分之一： Vw_master=Vw_slave/N，其中N等於作用中受控相之數目。
此關係實現以下之適當主控切換頻率(Fsw)：Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等於作用中相之數目。
在此狀況下，主控控制器之漣波電容器值Cr_master可等於受控控制器之漣波電容器值Cr_slave，同時仍維持適當切換頻率。藉由在主控控制器及受控控制器兩者中利用相同值漣波電容器Cr，可將漣波電阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器之時間常數，且藉此將整個AC及DC受控漣波資訊提供至所涉及的主控控制器。
具體言之，在圖5中所展示之實例中，主控控制器電路及受控控制器電路中之漣波電容器Cr的值經選擇為相等的。又，主控控制器電路中之滯後窗電壓VW的值等於受控控制器電路中之滯後窗電壓的值除以所涉及相之數目(參見下部波形集合)。將窗大小改變為1/N使主控器之頻率等於受控器之頻率乘以N，其中N為作用中受控相之數目。應注意，如圖5中之下部波形中所指示，在將受控器之交叉耦接式漣波電阻器電流加至主控控制器電路之後，主控器及受控器中的電壓VR之時間常數(例如，VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2)與未加有交叉耦接式漣波電阻器電流的上部波形中相比更緊密匹配。因此，下部波形圖中表示的主控控制器電路及受控控制器電路的暫態效能得以顯著加強。
圖6描繪說明根據本發明之第二例示性具體實例的多相峰值電流模式切換調節器之加強效能的兩個波形圖，在該多相峰值電流模式切換調節器中，受控控制器中之漣波電阻器電流的經按比例調整之總和經鏡像複製於主控時脈產生器電路中。更精確地，圖6描繪一個具體實例(下 文關於圖8A及圖8B所描述)之例示性波形，其中主控控制器之合成電流的斜率根據以下等式減小為所涉及受控控制器之作用中相的數目分之一：gm_master=gm_slave*N，其中N等於作用中受控相之數目。
此關係實現以下之適當主控切換頻率：Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等於作用中相之數目。
在此狀況下，主控控制器之漣波電容器的值Cr_master可等於受控控制器之漣波電容器的值Cr_slave，同時仍維持適當頻率。藉由在主控控制器及受控控制器兩者中利用相同值漣波電容器Cr，可將漣波電阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器之時間常數，且藉此將整個AC及DC受控漣波資訊提供至主控控制器。
具體言之，在圖6中所展示之實例中，主控控制器電路及受控控制器電路中之漣波電容器Cr的值經選擇為相等的。然而，在此具體實例中且不同於圖5中所描繪之具體實例，主控控制器電路中的電流源之跨導的值(GM_MSTR)等於受控控制器電路中的電流源之跨導的值(GM_SLV)乘以所涉及相之數目(N)。應注意，如下部波形中所指示，在將受控器之交叉耦接式漣波電阻器電流加至主控控制器電路之後，主控器及受控器中的電壓之時間常數VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2與未加有交叉耦接式漣波電阻器電流的上部波形中相比更緊密匹配。因此，由圖6中之下部波形表示的主控控制器電路及受控控制器電路的暫態效能相對於現有切換調節器中之主控控制器電路及受控控制器電路得到顯著加強。又，應注意，使跨導值加倍(在此實例中，相之數目N=2)維持滯後窗之大小且因此用於維持信雜比(SNR)。舉例而言，圖5中所描繪的例示性具體實例將主控控 制器之滯後窗減小為1/N。然而，主控控制器之滯後窗變得愈小，SNR變得愈差。因而，在圖5中所描繪的具體實例中，若主控器之滯後窗(VW)增加以抑制SNR，則受控器之滯後窗(VW)變得較大，其導致潛在空餘空間問題。然而，在圖6中所描繪之具體實例中，維持滯後窗的大小。因此，與圖5中所描繪之具體實例相比，不添加額外空餘空間約束。
圖7A及圖7B描繪可用以實施圖5中所展示之第一加強多相實施的例示性主控控制器電路系統之示意性電路圖。在此例示性具體實例中，主控控制器之滯後窗大小減小為所涉及作用中相的數目分之一。一個可能實施為將電阻器區段/分支添加至窗產生器電路，且依據作用中受控相而在其間切換。在此狀況下，電阻器必須經適當地設定大小以達成以下所要功能：Vw_master=Vw_slave/N，其中N等於作用中受控相之數目。
又，在此例示性具體實例中，提供具有交叉耦接式漣波電阻器(Rr)電流之簡化主控VR電路以產生所涉及的受控控制器之適當時間常數匹配。
具體言之，在圖7A中所描繪的實例具體實例中，展示三相系統之主控控制器電路系統。所展示之窗產生器電路系統可用以自補償電壓VCOMP產生滯後窗電壓VW+及VW-。在其他具體實例中，額外電阻器區段/分支可經提供用於三個以上相。在圖7A中所展示之具體實例中，在誤差放大器之輸出端處產生的補償電壓VCOMP耦接至補償節點。電流源將窗電流IW提供至第一窗電阻器之在生成正窗電壓VW+之正窗節點處的一端。第一窗電阻器之另一端連接至第二窗電阻器，且第二窗電阻器之另一端連接至第二相的生成正窗電壓VW+之第二正窗節點。第二窗電阻器之另一端連接至第三 窗電阻器，其連接至第三相的生成正窗電壓VW+之第三正窗節點。第三窗電阻器之另一端連接至補償節點。
補償節點亦連接至第四窗電阻器之一端，且第四窗電阻器之另一端連接至第三相的生成負窗電壓VW-之負窗節點。第三相之負窗節點連接至第五窗電阻器之一端，且第五窗電阻器之另一端連接至第二相的生成負窗電壓VW-之第二負窗節點。第二負窗節點連接至第六窗電阻器之一端，且第六窗電阻器之另一端連接至第一相的生成負窗電壓VW-之第三負窗節點。電流槽汲入來自第一相的負窗節點之窗電流IW。第一窗電阻器至第六窗電阻器中之每一者具有實質上相同的電阻，使得窗電壓VW+及VW-在(例如)平衡窗電壓組態中與補償節點上之電壓偏移實質上相同的量。第一開關組件選擇用於所要數目個相之正窗節點，且第二開關組件選擇用於所要數目個相之對應負窗節點。
在圖7B中所描繪的實例具體實例中，所展示之電路系統可用以將受控控制器電路之交叉耦接式漣波電阻器電流加至所涉及的主控控制器電路。在此具體實例中，主控控制器中之漣波電容器及受控控制器中之漣波電容器的值經選擇為實質上相同的。因而，圖7B中所展示之電路系統可用以藉由將受控控制器的漣波電流之總和(例如，ir_SLV1+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器之數目(例如，3)而生成待加至主控控制器的漣波電阻器電流irr的交叉耦接式經按比例調整之總和。
圖8A及圖8B描繪可用以實施圖6中所描繪之第二加強多相具體實例的例示性主控時脈產生器電路系統之示意性電路圖。在此例示 性具體實例中，主控控制器的漣波電壓VR之斜率根據所利用作用中相之數目而增加。一個可能實施為將電流鏡區段/分支添加至主控器之Cr下拉電流，該等電流鏡區段/分支依據所涉及的作用中相之數目而接通。在彼狀況下，電流鏡將必須經適當地設定大小以達成以下所要功能：gm_master=gm_slave*N，其中N等於作用中受控相之數目。
在此具體實例中，主控控制器及所有受控控制器之滯後窗VW實質上係相同大小。
具體言之，在圖8A中所描繪的實例中，展示三相切換調節器系統之主控控制器電路系統。由於主控控制器及受控控制器之滯後窗實質上係相同大小，因此圖8A中所展示之窗產生器電路系統可用以針對任何數目(例如，3)個相產生滯後窗電壓VW+及VW-。在圖8A中所展示之具體實例中，在誤差放大器之輸出端處產生的補償電壓VCOMP耦接至補償節點。電流源將窗電流IW提供至第一窗電阻器之在生成正窗電壓VW+之正窗節點處的一端。第一窗電阻器之另一端連接至補償節點。補償節點亦連接至第二窗電阻器之一端，且第二窗電阻器之另一端連接至生成負窗電壓VW-的負窗節點。電流槽汲入來自負窗節點之窗電流IW。
圖8B中所描繪之電路系統可用以將受控控制器電路之交叉耦接式漣波電阻器電流加至所涉及的主控控制器電路。在此具體實例中，主控控制器中之漣波電容器及受控控制器中之漣波電容器的值經選擇為實質上相同的。因此，用於主控控制器中的電流源之跨導值實質上等於用於受控控制器中的電流源之跨導值乘以所涉及的受控控制器之數目。因而，圖8B中所展示之電路系統可用以藉由將受控控制器的漣波電阻器電流之總 和(例如，ir_SLV1+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器之數目(例如，3)來生成待加至主控控制器的漣波電阻器電流irr之交叉耦接式經按比例調整之總和，而不將任何額外空餘空間約束添加至設計。
圖9描繪說明根據本發明之例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節器之負載暫態事件的加強次諧波恢復效能的模擬行為模型900。更精確地，圖9A及圖9B描繪在單相主控/受控控制器根據本發明之例示性具體實例而實施之前及之後的負載***波形(例如，自低負載至高負載之快速轉變)。一組波形(之前)展示在例示性具體實例之模擬實施之前的受控調變器信號VWP(滯後窗之頂部)、VWM(滯後窗之底部)，及受控器之漣波電壓VR_slave(例如，以合成方式產生之漣波電流)。低頻操作在受控器之漣波電壓與主控器之漣波電壓分離(例如，如圖3中所說明)時清晰地可見。另一組波形展示在例示性具體實例之模擬實施之後(之後)的輸出電壓回應。在不實施具體實例之情況下，總輸出電壓負向尖峰及漣波增加。因此，輸出濾波器電容必須增加以考慮效能之所得降級。又一組波形展示在實施具體實例之後的受控調變器信號VWP(滯後窗之頂部)、VWM(滯後窗之底部)，及VR_slave(受控合成電流)。此等波形展示受控器之漣波電壓VR大致匹配主控器之預期漣波電壓VR之波形(例如，如圖2中所說明)。
具體言之，如902處所指示，應注意，在不將受控漣波電阻器電流加至主控器的情況下(之前)，在負載暫態事件之後的次諧波恢復週期為大約15μsec。相比而言，如904(其模型化本發明之一個具體實例的行為(之後))處所指示，在相同負載暫態事件之後的次諧波恢復週期顯著減 少。因此，模擬展示根據本發明之例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節器的負載暫態事件的次諧波恢復效能相對於現有多相峰值電流模式PWM切換調節器之負載暫態事件的次諧波恢復效能顯著加強。
圖10描繪說明根據本發明之一個例示性具體實例實施的多相峰值電流模式PWM切換調節器之在動態輸出電壓轉換(例如，DVID)期間的加強輸出電壓突增效能的模擬行為模型1000。更精確地，圖10描繪在3相主控/受控系統中的例示性具體實例之實施之前及之後的高速向下輸出電壓轉換波形。一組波形展示在例示性具體實例實施之後的受控相電流(VR1至VR 3，指示為加粗、未加粗及虛線)中的每一者。應注意，此等受控相電流經良好平衡且恰當地維持在合適位準。此效能實現光滑輸出電壓衰減。第二組波形展示在例示性具體實例實施之前及之後的輸出電壓回應。在例示性具體實例實施之前，輸出漣波經不良控制且較低頻率受控切換導致輸出電壓突增。對比而言，輸出端在例示性具體實例實施之後維持低雜訊線性轉換。又一組波形展示在例示性具體實例實施之前的受控器之漣波電壓(VR)。此等波形展示延長切換時段及在動態輸出電壓轉換期間導致輸出電壓突增的不良定相對準。
具體言之，如1002處所指示，應注意實質輸出電壓突增在受控器之漣波電阻器電流未加至主控器之情況下出現(之前的VOUT)。相比而言，如1004處所指示，對於根據本發明之例示性具體實例實施的模型化多相峰值電流模式PWM切換調節器，存在極少或無輸出電壓突增(之後的VOUT)。亦應注意，根據本發明之一或多個例示性具體實例實施的受控器中的電壓VR之時間常數(頂部圖-之後的受控VR)與現有受控器中(底 部圖-之前的受控VR)相比更緊密匹配。因而，圖10說明根據本發明之一或多個例示性具體實例實施的峰值電流模式PWM切換調節器之頻率效能相對於現有峰值電流模式PWM切換調節器之頻率效能顯著加強。
圖11描繪電子系統1100之方塊圖，該電子系統可用以實施本發明的一個例示性具體實例。在所展示之例示性具體實例中，電子系統1100包括電力子系統1102、數位處理器單元1110及周邊裝置子系統1112。舉例而言，數位處理器單元1110可為微處理器或微控制器及其類似者。周邊裝置子系統1112包括用於儲存藉由數位處理器單元1110處理之資料的記憶體單元1114，及用於將資料傳輸至記憶體單元1114及數位處理器單元1110及自記憶體單元1114及數位處理器單元1110接收資料的輸入/輸出(I/O)單元1116。在圖11中所描繪之例示性具體實例中，電力子系統1102包括切換調節器1104，及用於控制切換調節器1104之調變及切換頻率的調變器1106。切換調節器1104經由線路1108提供調節電壓以向數位處理器單元1110及周邊裝置子系統1112中之電子組件供電。在所展示之例示性具體實例中，可(例如)利用圖4中所描繪的多相峰值電流模式PWM切換調節器400而實施切換調節器1104。在一或多個具體實例中，電子系統1100之組件可實施於一或多個積體電路、晶圓、晶片或晶粒中。
儘管本文中已說明並描述特定具體實例，但一般熟習此項技術者將瞭解，經計算以達成相同目的之任何配置可取代所展示之特定具體實例。因此，明顯預期本申請案僅由申請專利範圍及其等效物限制。
100‧‧‧切換調節器
102‧‧‧主控控制器電路
104‧‧‧受控控制器電路
105‧‧‧主控時脈電路
106‧‧‧誤差放大器電路
107‧‧‧補償電壓
108‧‧‧漣波電阻器
110‧‧‧線路
111‧‧‧電流感測器電路
112‧‧‧漣波節點
113‧‧‧比較器
114‧‧‧誤差放大器
115‧‧‧電流槽
116‧‧‧電阻器
117‧‧‧漣波電容器
118‧‧‧補償節點
120‧‧‧第一電流源
122‧‧‧第一窗電阻器
124‧‧‧正窗節點
125‧‧‧PW調變器開關SW2
126‧‧‧第二窗電阻器
128‧‧‧負窗節點
130‧‧‧電流槽
132‧‧‧漣波節點
134‧‧‧漣波電容器
136‧‧‧電流源
137‧‧‧開關SW1
138‧‧‧電流槽
140‧‧‧比較器
142‧‧‧RS正反器
143‧‧‧相位輸出電路
144‧‧‧開關驅動器模組
146‧‧‧電子開關
148‧‧‧電子開關
150‧‧‧相位節點

Claims (25)

  1. 一種控制一電流模式PWM切換調節器之方法，其包含：在該切換調節器中產生一第一漣波電壓；用該第一漣波電壓控制該切換調節器中之一第一PWM開關的一切換頻率；將該第一漣波電壓耦接至該切換調節器中之一第二漣波節點；在該第二漣波節點處回應於該第一漣波電壓而產生一第二漣波電壓；及用該第二漣波電壓控制該切換調節器中之一第二開關的一切換頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該產生該第一漣波電壓包含在該切換調節器中之一受控控制器電路中產生該第一漣波電壓，且該產生該第二漣波電壓包含在該切換調節器中之一主控控制器電路中產生該第二漣波電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該產生該第二漣波電壓包含將該第一漣波電壓加至在該切換調節器中的一主控控制器電路中之一漣波電容器上生成的一電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該方法係在一多相峰值電流模式PWM切換調節器或一多相谷值電流模式PWM切換調節器中執行。
  5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該產生該第一漣波電壓包含在一第一半導體積體電路、晶圓、晶片或晶粒上的一受控控制器電路中產生該第一漣波電壓，且該產生該第二漣波電壓包含在一第二半導體電路、晶圓、晶片或晶粒上的一主控控制器電路中產生該第二漣波電壓。
  6. 一種控制一電流模式漣波調節器的方法，該電流模式漣波調節器包括 一或多個相、對應於該一或多個相之一或多個相控制器及一主控控制器，該方法包含：回應於一誤差放大器之一輸出信號而產生兩個臨限電壓；回應於一主控漣波電壓及該兩個臨限電壓而產生一主控時脈信號；產生對應於該每一或多個相之一或多個漣波電壓；產生與該一或多個漣波電壓相關聯的一或多個漣波電流；產生該一或多個漣波電流之一經按比例調整之總和漣波電流；將該經按比例調整之總和漣波電流耦接至該主控漣波電壓；將該經按比例調整之總和漣波電流耦接至該一或多個漣波電壓；及回應於該對應漣波電壓及該兩個臨限電壓而產生對應於該一或多個相中之每一者的一PWM控制信號。
  7. 如申請專利範圍第6項之方法，其中該電流模式漣波調節器包含一合成電流模式漣波調節器，且該產生一或多個漣波電壓包含產生一或多個合成漣波電壓。
  8. 如申請專利範圍第6項之方法，其中該產生該兩個臨限電壓包含回應於一補償信號而產生該兩個臨限電壓。
  9. 如申請專利範圍第6項之方法，其中該產生該主控時脈信號包含該主控控制器中的一主控時脈電路產生該主控時脈信號。
  10. 如申請專利範圍第6項之方法，其中該產生該經按比例調整之總和漣波電流包含一加總及平均電路產生一平均漣波電流。
  11. 一種切換調節器，其包含：一主控控制器電路；及 一受控控制器電路，其耦接至該主控控制器電路，其中該受控控制器電路經組態以在一第一漣波節點處產生一漣波電流，且一感測器電路經組態以感測該第一漣波節點處之該漣波電流且將該感測到之漣波電流傳送至該主控控制器電路中之一第二漣波節點。
  12. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其中該漣波電流包含流經該受控控制器電路中之一漣波電阻器的一電流。
  13. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其中該漣波電流包含一以合成方式產生之漣波電流。
  14. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其中該切換調節器包含一峰值電流模式脈波寬度調變(PWM)切換調節器或一谷值電流模式PWM切換調節器。
  15. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其中該感測器電路經組態以感測該漣波電流，生成與該感測到之漣波電流相關聯的一漣波電壓，且將該漣波電壓傳送至該第二漣波節點。
  16. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其中該第一漣波節點連接至該受控控制器電路中的一第一PWM開關及一第一漣波電容器，且該第二漣波節點連接至該主控控制器電路中之一第二開關及一第二漣波電容器。
  17. 如申請專利範圍第11項之切換調節器，其進一步包含耦接至該主控控制器電路之一誤差放大器電路，及耦接至該受控控制器電路之一相位輸出電路，其中該相位輸出電路經組態以生成該切換調節器之一輸出電壓，且該誤差放大器電路經組態以生成一補償信號以將該輸出電壓 維持在一實質上恆定的值。
  18. 一種多相切換調節器，其包含：一主控控制器電路，其包括複數個相網路，其中該複數個相網路中之每一相網路經組態以生成該多相切換調節器中之一對應相電流；及複數個受控控制器電路，其中該複數個受控控制器電路中之每一受控控制器電路經組態以生成一對應漣波電流且將該對應漣波電流傳送至該主控控制器電路，且其中該主控控制器電路經組態以自該複數個對應漣波電流生成一經按比例調整之總和漣波電流值，且與該複數個相網路中之每一相網路共用該經按比例調整之總和漣波電流值以生成該對應相電流。
  19. 如申請專利範圍第18項之多相切換調節器，其中該複數個受控控制器電路中之該每一受控控制器電路經組態以生成一基於漣波電阻器之對應漣波電流或一對應合成漣波電流中的一者。
  20. 如申請專利範圍第18項之多相切換調節器，其中該主控控制器電路包括一主控時脈產生器電路，該主控時脈產生器電路經組態以接收該經按比例調整之總和漣波電流值且產生一正窗電壓及一觸發電壓以控制該每一相網路中之該相電流。
  21. 如申請專利範圍第18項之多相切換調節器，其中該每一受控控制器電路包括經組態以感測該對應漣波電流且將其傳送至該主控控制器電路的一對應感測器電路。
  22. 如申請專利範圍第20項之多相切換調節器，其進一步包含耦接至該主控時脈產生器電路之一誤差放大器電路及一滯後窗產生器電路。
  23. 如申請專利範圍第18項之多相切換調節器，其中該多相切換調節器包含一多相峰值電流模式PWM切換調節器或一多相谷值電流模式PWM切換調節器。
  24. 一種電子系統，其包含：一數位處理器；一周邊裝置子系統，其耦接至該數位處理器；及一電力子系統，其耦接至該數位處理器及該周邊裝置子系統之電路組件且經組態以產生一輸出電壓以向該數位處理器及該周邊裝置子系統之該等電路組件供電，其中該電力子系統包括經組態以調節該電力子系統之一輸出電壓的一切換調節器，該切換調節器包含一主控控制器電路及耦接至該主控控制器電路之至少一個受控控制器電路，且該至少一個受控控制器電路包括經組態以生成一漣波電流之一第一漣波節點，及經組態以感測該漣波電流且將該感測到之漣波電流傳送至該主控控制器電路中之一第二漣波節點的一感測器電路。
  25. 如申請專利範圍第24項之電子系統，其中該切換調節器包含一多相峰值電流模式或谷值電流模式PWM切換調節器。
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