TW201516614A - 切換式調節器電路及方法 - Google Patents

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Nicolas Stephane Monier
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Abstract

本發明包含切換式調節器電路及方法。在一實施例中，多個切換式調節器級耦合至一輸出。一第一切換式調節器級以不同於一第二切換式調節器級之一頻率操作。在另一實施例中，一切換式調節器級以一不同工作循環操作。本發明之實施例可包含消除一輸出節點處之漣波之多個切換式調節器級。

Description

切換式調節器電路及方法 [相關申請案之交叉參考]
本申請案主張2013年7月25日申請之美國臨時專利申請案第61/858,503號之優先權，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。本申請案主張2013年11月21日申請之美國臨時專利申請案第61/907,285號之優先權，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。本申請案主張2014年6月26日申請之美國專利申請案第14/315,682號之優先權，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。
本發明係關於切換式調節器電路及方法。
在廣泛多種應用中，調節器電路用於提供電壓及電流。一種類型之調節器電路係一切換式調節器。切換式調節器通常包含將電壓及電流選擇性地耦合至一電感器之切換電路。能量儲存於電感器中且接著根據系統需要轉化為不同電壓及電流位準。舉例而言，一例示性切換式調節器(例如，一「降壓」調節器或「降頻轉換器」)可自一電源供應器接收10伏特及1安培(「amp」)之電流且在約10安培下產生1伏特。
系統單晶片(SoC)、處理器(例如，CPU及GPU)、記憶體及其他複雜數位資訊處理系統有時係由若干電壓域(諸如V_Core(s)、V_DDR、V_Serdes、V_Memory等)組成。由於此等系統之嚴格要求，舉例而言 諸如對電壓變動及電流負載之限制及負載步階(load step)要求，將電力提供至此等不同電壓域可具挑戰性。使用以一高迴轉能力為特徵之獨立電壓調節器開啟此等電壓域電力呈現若干優點。首先，其允許根據一特定電力域在任何給定時間點之電力需求最佳化每一電力域之電壓。具有具備快速迴轉能力之電壓調節器呈現以下優點：即時或準即時追蹤每一電力域之工作負荷，藉此將供應電壓始終保持於接近一最小值且顯著減小電力消耗。其亦允許電力域獨立地完全斷電而不依靠SoC、CPU或GPU中之低效集線器或電力開關。
在一些應用中，將一或多個電壓調節器整合於一數位積體電路(IC)封裝內以降低在板級之系統整合複雜性、輸入及輸出(IO)之數目及/或一數位IC之輸入電流亦可為有利的。然而，由於封裝內部之有限空間，電壓調節器在封裝內部之封裝整合係具挑戰性的。構建可配裝於一封裝內部且滿足通常與複雜數位IC相關聯之嚴格要求之一高效且有效之調節器仍係一挑戰。業界需要可整合於現代SoC、CPU、GPU及其他數位IC之封裝中之快速、高效及非常小的佔據面積之電壓調節器。
因此，克服現有切換式調節器技術之限制將為有利的。
本發明包含用於滿足各種工業需求之切換式調節器之電路及方法。本發明包含切換式調節器電路及方法。在一實施例中，多個切換式調節器級耦合至一輸出。一第一切換式調節器級以不同於一第二切換式調節器級之一頻率操作。在另一實施例中，一切換式調節器級以一不同工作循環操作。本發明之實施例可包含消除一輸出節點處之漣波之多個切換式調節器級。
以下實施方式及隨附圖式提供對本發明之特性及優點之一更佳理解。
102‧‧‧第一切換式調節器級/級/第一部分
104‧‧‧第二切換式調節器級/級/第二部分
110‧‧‧輸出節點
120‧‧‧電容器
121‧‧‧輸出電容器
202‧‧‧控制電路
204‧‧‧終端
206‧‧‧終端
208‧‧‧輸出開關
210‧‧‧切換節點
212‧‧‧輸出開關
214‧‧‧輸出開關
216‧‧‧切換節點
218‧‧‧輸出開關
220‧‧‧電感器
220‧‧‧電感器
224‧‧‧第一切換式調節器級/AC級/切換級
226‧‧‧第二切換式調節器級/DC級/切換級
230‧‧‧輸出電容器
234‧‧‧輸出節點
502‧‧‧控制電路
504‧‧‧終端
506‧‧‧終端
508‧‧‧輸出開關
510‧‧‧切換節點
512‧‧‧輸出開關
514‧‧‧輸出開關
516‧‧‧切換節點
518‧‧‧輸出開關
520‧‧‧電感器
522‧‧‧電感器
524‧‧‧第一切換式調節器級/AC級
526‧‧‧第二切換式調節器級/DC級
528‧‧‧耦合電容器/CAC電容器
530‧‧‧輸出電容器
532‧‧‧節點
534‧‧‧輸出節點
536‧‧‧開關
801‧‧‧曲線
802‧‧‧曲線
803‧‧‧曲線
804‧‧‧曲線
805‧‧‧曲線
806‧‧‧曲線
807‧‧‧曲線
808‧‧‧曲線
809‧‧‧曲線
901‧‧‧低頻率三角波
902‧‧‧高頻率三角波
903‧‧‧經調變三角波
904‧‧‧調變臨限值
905‧‧‧脈寬調變(PWM)信號
1001‧‧‧電流波形
1002‧‧‧電流波形
1003‧‧‧波形
1101‧‧‧第一電流源
1102‧‧‧第二電流源
1103‧‧‧電容器
1201‧‧‧可程式化電流源
1202‧‧‧可程式化電流源
1204‧‧‧電容器
1210‧‧‧可程式化參考產生器/可程式化電壓參考
1211‧‧‧比較器
1212‧‧‧比較器
1213‧‧‧邏輯
1220‧‧‧電流源
1221‧‧‧電流源
1222‧‧‧電流源
1223‧‧‧電流源
1224‧‧‧電容器
1227‧‧‧轉導放大器
1290‧‧‧三角波/三角波形
1298‧‧‧除法器
1299‧‧‧時序及對準電路
1301‧‧‧補償網路
1302‧‧‧補償網路
1303‧‧‧放大器
1304‧‧‧比較器
1305‧‧‧開關控制電路
1306‧‧‧DC控制迴路電路
1307‧‧‧開關控制電路
1308‧‧‧三角波產生器及組合器電路
1402‧‧‧切換式調節器級/級
1404‧‧‧切換式調節器級/級
1410‧‧‧節點
1412‧‧‧節點
1431‧‧‧控制電路
1432‧‧‧控制電路
1490‧‧‧控制電路
1501‧‧‧補償網路
1502‧‧‧補償網路
1503‧‧‧放大器
1504‧‧‧比較器
1505‧‧‧開關控制件
1506‧‧‧DC迴路控制電路/DC控制迴路電路
1507‧‧‧開關控制電路
1508‧‧‧三角波產生器及組合器電路
1601‧‧‧切換電晶體/MOS電晶體
1602‧‧‧切換電晶體/MOS電晶體
1603‧‧‧電感器
1604‧‧‧切換電晶體/MOS電晶體
1605‧‧‧切換電晶體/MOS電晶體
1606‧‧‧電感器
1631‧‧‧控制及驅動器電路/第一阻抗電路
1632‧‧‧控制及驅動器電路/第二阻抗電路
1633‧‧‧控制及驅動器電路/放大器
1634‧‧‧控制及驅動器電路/參考產生器
1635‧‧‧控制及驅動器電路/比較器
1636‧‧‧控制及驅動器電路/時序產生器
1637‧‧‧控制及驅動器電路/驅動器電路/驅動器
1640‧‧‧控制及驅動器電路/轉導放大器
1641‧‧‧控制及驅動器電路/參考產生器
1642‧‧‧控制及驅動器電路/電流回饋電路
1643‧‧‧控制及驅動器電路/驅動器電路/驅動器
1660‧‧‧切換節點
166‧‧‧1切換節點
1662‧‧‧輸出節點
1663‧‧‧輸出節點
AC_RAMP‧‧‧信號
CLK_DC‧‧‧D級時脈
HF_CLK‧‧‧高頻率時脈
I_DESIRED‧‧‧電流
ILAC‧‧‧電流/電感電流/電感器電流
ILDC‧‧‧電感電流
IOUT‧‧‧電流
Is‧‧‧感測輸出電流
LF_CLK‧‧‧低頻率時脈
LF_CLK_M‧‧‧經修改低頻率時脈信號
OUT‧‧‧輸出終端
SW1‧‧‧開關
SW2‧‧‧開關
SW3‧‧‧開關
SW4‧‧‧開關
SW5‧‧‧開關
SW6‧‧‧開關
VAC‧‧‧第一電壓/電壓
VIN1‧‧‧輸入電壓/第一電力供應電壓
VIN2‧‧‧輸入電壓/第二電力供應電壓
VOUT‧‧‧經調節輸出電壓/電力供應電壓/輸出節點
VREF‧‧‧參考電壓
VREF1‧‧‧參考電壓
VREF2‧‧‧參考電壓
VSWAC‧‧‧電壓
圖1繪示根據一實施例之一切換式調節器拓撲。
圖2繪示根據一實施例之一切換式調節器。
圖3繪示使用在圖2中展示之切換式調節器拓撲之漣波消除。
圖4繪示使用在圖2中展示之切換式調節器拓撲之一例示性電壓調節器之一電流步階。
圖5繪示根據另一實施例之一切換式調節器。
圖6繪示使用在圖5中展示之切換式調節器拓撲之漣波消除。
圖7繪示使用在圖5中展示之切換式調節器拓撲之一例示性電壓調節器之一電流步階。
圖8展示根據一實施例之一電壓調節器之改良效率。
圖9繪示根據一實施例加總三角波以消除漣波。
圖10繪示根據一實施例之由加總的三角波產生之切換式調節器輸出電流。
圖11繪示根據一實施例之用於產生加總的三角波之一例示性電路。
圖12繪示根據一實施例之用於產生一調變三角波之一例示性電路。
圖13繪示根據一實施例之包含加總的三角波之一電路。
圖14繪示根據一實施例之另一例示性切換式調節器組態。
圖15繪示根據另一實施例之一例示性電路。
圖16繪示根據一實施例之一切換式調節器電路之另一實例。
本發明係關於切換式調節器電路及方法。在以下描述中，出於解釋之目的，陳述數種實例及特定細節以便提供對本發明之一透徹理解。然而，熟習此項技術者將明白，如在申請專利範圍中表達之本發 明可包含此等實例中單獨或與下文描述之其他特徵組合之一些或所有特徵，且可進一步包含在本文中描述之特徵及概念之修改及等效物。
圖1繪示根據一實施例之一切換式調節器拓撲。本發明之實施例包含切換式調節器電路及方法，包含以不同頻率操作之第一部分(級)102及第二部分(級)104。切換式調節器級102可接收一輸入電壓VIN1且切換式調節器級104可接收一輸入電壓VIN2，且該等級共同工作以在輸出節點110上產生一經調節輸出電壓VOUT。舉例而言，輸出電容器121(COUT)可儲存VOUT。VIN1及VIN2可為相同電壓，諸如一供應電壓Vdd，但在其他實施例中，VIN1及VIN2可耦合至不同供應電壓。舉例而言，在一些實施例中，VIN1可小於VIN2，此允許在高頻率AC級中使用較低崩潰裝置(例如，FET)以改良效率。切換式調節器級102可以一第一頻率f1操作，且切換式調節器級104可以一第二頻率f2操作。如藉由下文進一步實例及實施例所繪示，一第一切換式調節器級102可包含複數個開關及一電感器，且一第二切換式調節器級104可包含另外複數個開關及另一電感器。一輸出節點110耦合至切換式調節器級102之一輸出及切換式調節器級104之一輸出。例示性實施例可包含在級102中之開關(例如，電晶體)，其等具有高於在級104中之開關之切換頻率，其中(舉例而言)VIN1及接地可以高於VIN2及接地交替耦合至級104中之一電感器之一頻率交替耦合至級102中之一電感器。當第一切換式調節器級102以不同於第二切換式調節器級104之一頻率操作時獲得多種優點。如在圖1中展示，在一些實施例中，切換式調節器拓撲亦可包含在切換式調節器級102之輸出與切換式調節器級104之輸出之間的一電容器，使得兩個切換式調節器級之輸出可有利地以不同電壓及工作循環操作。
本發明之特徵及優點包含具有亦可產生不同電流及(在一些實施例中)不同工作循環之多個級之切換式調節器架構。舉例而言，電路 之一級可(至少部分)額外消除電路之一第二級之漣波。在下文進一步描述之一些實施例中，在高電流負載期間，兩個級接通，且在輕電流負載期間，關閉一級。在下文描述之一例示性實施方案中，使用加總的三角波以在一級中產生一經調變三角波以消除另一級中之漣波。下文之實例展示切換式調節器級之不同實施例如何在具有及不具有一電容器120之情況下操作。
圖2繪示根據一實施例之一切換式調節器。圖2展示用於將以不同切換頻率操作之兩個切換式調節器級(相位)耦合在一起以形成一電壓調節器之一方法。在下文更詳細描述之一些實施例中，舉例而言，切換式調節器級可經設計以用於不同電感值及電力開關大小。舉例而言，一級(或相位)可指代一調節器具有一切換區段及一輸出電感器之一部分。在本文中可互換地使用術語切換式調節器相位及切換式調節器級。
在此例示性實施例中，舉例而言，一第一切換式調節器級224可具有兩個輸出開關(例如，電晶體，諸如MOSFET)208及212以將一切換節點210選擇性地耦合至在終端204接收之一輸入電壓VIN1或接地。舉例而言，一第二切換式調節器級226同樣可具有兩個輸出開關(例如，電晶體，諸如MOSFET)214及218以將一切換節點216選擇性地耦合至在終端206接收之一輸入電壓VIN2或接地。在一些實施例中，VIN1及VIN2可為相同電壓。在其他實施例中，如上文提及，VIN1及VIN2可為不同電壓。切換式調節器級亦可包含驅動器電路(未展示)以產生信號以使開關開啟(即，開關閉合)或關閉(即，開關斷開)。隨著開關208及212開啟及關閉，在具有耦合至切換節點210之一終端及耦合至切換式調節器級224之輸出之一終端之電感器220(LAC)中建立一電流ILAC。類似地，隨著開關214及218開啟及關閉，在具有耦合至切換節點216之一終端及耦合至切換式調節器級226之輸出之 一終端之電感器222(LDC)中建立一電流ILDC。
在此實例中，切換式調節器級224(稱為AC級或AC相位)之輸出及切換式調節器級226(稱為DC級或DC相位)之輸出耦合至輸出節點234以提供一切換式調節器輸出電壓VOUT。調節器可包含一控制電路202，控制電路202將VOUT感測為一回饋信號輸入且產生信號以用於開啟及關閉每一級中之開關以將VOUT維持在一經調節值。舉例而言，控制電路202可接收設定VOUT之一參考電壓VREF。在一些例示性實施例中，VOUT可等於VREF或與VREF相關(例如，VREF之一分率或倍數)。一輸出電容器230(COUT)耦合於輸出節點234與接地之間。舉例而言，一負載(未展示)可耦合至輸出節點234，該負載可自調節器接收一電力供應電壓VOUT且汲取一電流IOUT。
當VIN1=VIN2時，圖2中之一例示性調節器之工作循環如下般與輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT相關：DC=VOUT/VIN。
因此，在此實例中，由於AC級224及DC級226具有相同VIN及VOUT，故其等具有相同工作循環。
本發明之例示性實施例包含一切換式調節器，該切換式調節器具有可以不同切換頻率操作且減少輸出漣波之多個切換級。圖3繪示使用在圖2中展示之切換式調節器拓撲之漣波消除。在此實例中，圖2之切換式調節器級224可以大於切換式調節器226之操作頻率之一第一頻率操作。圖2中之級224可進一步具有小於級226中之電感電流ILDC之一電感電流ILDC。
在圖3中之310展示級226之電感器電流ILDC。在每一循環期間，電流在開關214閉合且開關218斷開時斜升，且ILDC在開關218閉合且開關214斷開時斜降。通常，電感器電流之斜升及斜降引起輸出節點VOUT上之一漣波電流及漣波電壓。如在310展示，藉由工作循環DC 設定在一循環期間開關214及218改變狀態且電流斜坡改變方向之一點。循環之持續時間(或週期T1)對應於頻率。因此，級226具有長於級224之一週期，級224具有一更高頻率。
在320展示級224之電感器電流ILAC。如在320所繪示，本發明之特徵及優點包含可經組態以消除電感器電流ILDC之漣波之一電感器電流ILAC。ILAC包含具有類似於ILDC中之電流斜坡斜升及斜降之一週期T2之一高切換頻率分量。然而，除高頻率斜坡以外，ILAC經調變具有具備週期T1之一第二低頻率分量(其實質上相同於ILDC之頻率但具有一相反極性)。舉例而言，當DC級使ILDC斜升時，AC級之低頻率分量使ILAC斜降，且當DC級使ILDC斜降時，AC級之低頻率分量使ILAC斜升。在輸出節點234組合來自切換式調節器級之電流。因此，隨著ILDC斜降，ILAC電流之一低頻率分量斜升以消除ILDC。類似地，隨著ILDC斜升，ILAC之低頻率分量斜降以消除ILDC。在330繪示切換式調節器級之組合電流漣波(ILDC+ILAC)之一實例。在此實例中，以約低頻率級226之切換頻率(但具有一相反極性)調變高頻率級224輸出電流，導致低頻率電流波形之消除及漣波電流之減少。漣波電流之減少繼而降低VOUT上之漣波電壓。
圖4繪示使用在圖2中展示之切換式調節器拓撲之一例示性電壓調節器之一電流步階。在此實例中，在410，一電壓調節器從一重負載(高負載)轉變至一輕負載。如在420及430展示，當負載為高時，DC級支援DC電流且AC級消除DC級之電流漣波。在一些例示性應用中，本發明之實施例可在一負載電流低於一臨限值時關閉一級。舉例而言，在負載為輕(小於某一臨限值)時可停用DC級，且AC可支援輕負載電流，如在450所繪示。在此週期期間，關閉AC電流之低頻率分量，且使用來自AC級之電流以僅使用一高切換頻率分量調節輸出電壓，如在451所繪示。在440針對高負載電流及輕負載電流繪示輸出處 之組合電流。
圖5繪示根據另一實施例之一切換式調節器。圖5展示用於將以不同切換頻率操作之兩個切換式調節器級(相位)耦合在一起以形成一電壓調節器之另一方法。在此實例中，切換式調節器級之輸出透過一耦合電容器528(CAC)耦合在一起。在此實例中，CAC電容器允許一切換式調節器級524在不同於另一切換式調節器級526之一輸出電壓下操作。因此，級524可具有不同於級526之一工作循環。
在此例示性實施例中，舉例而言，一第一切換式調節器級524可具有兩個輸出開關(例如，電晶體，諸如MOSFET)508及512以將一切換節點510選擇性地耦合至在終端504接收之一輸入電壓VIN1或接地。舉例而言，一第二切換式調節器級526同樣可具有兩個輸出開關(例如，電晶體，諸如MOSFET)514及518以將一切換節點516選擇性地耦合至在終端506接收之一輸入電壓VIN2或接地。在一些實施例中，VIN1及VIN2可為相同電壓。在其他實施例中，如上文提及，VIN1及VIN2可為不同電壓。切換式調節器級亦可包含驅動器電路(未展示)以產生信號以使開關開啟(即，開關閉合)或關閉(即，開關斷開)。隨著開關508及512開啟及關閉，在具有耦合至切換節點510之一終端及耦合至切換式調節器級524之輸出之一終端之電感器520(LAC)中建立一電流ILAC。類似地，隨著開關514及518開啟及關閉，在具有耦合至切換節點516之一終端及耦合至切換式調節器級526之輸出之一終端之電感器522(LDC)中建立一電流ILDC。
在此實例中，切換式調節器級524(稱為AC級或AC相位)之輸出及切換式調節器級526(稱為DC級或DC相位)之輸出透過CAC電容器528耦合在一起。因此，AC級524在節點532之輸出具有一第一電壓VAC，且DC級526在輸出節點534之輸出提供一切換式調節器輸出電壓VOUT。調節器可包含一控制電路502，控制電路502將VOUT及 VAC感測為(例如)單獨回饋信號輸入且產生信號以用於開啟及關閉每一級中之開關以將VOUT及VAC維持在特定經調節值。舉例而言，控制電路502可接收設定VOUT之一參考電壓VREF。VAC可設定在多種電壓位準。舉例而言，VAC可與VOUT相關(例如，VAC=K*VREF+J)或獨立於VOUT而設定。如在下文實例中所繪示，特定實施例可包含不同參考電壓(VREF1及VREF2)以用於調節在不同位準之VOUT及VAC。一輸出電容器530(COUT)耦合於輸出節點534與接地之間。舉例而言，一負載(未展示)可耦合至輸出節點534，該負載可自調節器接收一電力供應電壓VOUT且汲取一電流IOUT。
當VIN1=VIN2=VIN時，圖5中之例示性調節器可包含兩個不同工作循環，包含AC級524之一工作循環DC1及DC級526之一工作循環DC2。DC級工作循環DC2如下般與輸入電壓VIN及輸出電壓VOUT相關：DC2=VOUT/VIN。
AC級工作循環DC1如下般與輸入電壓及節點532上之電壓VAC相關：DC1=VAC/VIN。
因此，在此實例中，由於AC級524及DC級526可具有不同輸出電壓VAC及VOUT，故其等可以不同頻率操作且具有不同工作循環。在以David Christian Gerard Tournatory及Kevin Kennedy Johnstone作為發明者之標題為「SWITCHING REGULATOR CIRCUITS AND METHODS」之共同擁有之美國專利申請案第14/144,169號中描述具有AC級及DC級之一切換式調節器之操作，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。
圖5進一步繪示可包含於一些例示性實施例中之一特徵。可包含具有耦合至AC級524之輸出之一第一終端及耦合至輸出節點534之一 第二終端之開關536。當負載電流下降至低於一特定電流臨限值時，舉例而言可藉由一數位控制信號關閉DC級526且閉合開關536，以使用AC級直接驅動調節器之輸出節點534。開關508、512、514及518可實施為MOS電晶體(即，FET)。與DC級相比，AC級可具有較小FET，從而導致在輕負載使用AC級時之更高頻率。在一實施例中，當負載電流下降至低於一臨限值且停用DC級時，AC級之切換頻率從一第一頻率減小至一第二頻率(例如，30MHz至15MHz)以改良調節器之輕負載效率。
本發明之例示性實施例包含具有可以不同頻率及不同工作循環操作且減少輸出漣波之多個切換級之一切換式調節器。圖6繪示使用在圖5中展示之切換式調節器拓撲之漣波消除。在此實例中，圖5之切換式調節器級524可以大於切換式調節器526之操作頻率之一第一頻率操作。圖5中之級524可進一步具有小於級526中之電感電流ILDC之一電感電流ILAC。
在圖6中之610展示級526之電感器電流ILDC。在每一循環期間，電流在開關514閉合且開關518斷開時斜升，且ILDC在開關518閉合且開關514斷開時斜降。通常，電感器電流之斜升及斜降引起輸出節點VOUT上之一漣波電流及漣波電壓。如在610展示，藉由工作循環DC2設定在一循環期間開關514及518改變狀態且電流斜坡改變方向之點。循環之持續時間(或週期T2)設定頻率。
在620展示級624之電感器電流ILAC。如在620所繪示，本發明之特徵及優點包含可經組態以消除電感器電流ILDC之一電感器電流ILAC。ILAC包含類似於ILDC中之電流斜坡斜升及斜降之一高頻率分量。高頻率斜坡具有一持續時間(或週期)T1，其中週期T=1/頻率。AC級524輸出電流之高頻率分量大於DC級526輸出電流之頻率。因此，級526中之電流循環具有長於級524中之電流循環之一週期，級 524以一更高切換頻率操作。然而，除高頻率斜坡以外，ILAC亦經調變而具有實質上相同於ILDC之頻率但具有一相反極性之一第二低頻率分量。舉例而言，當DC級使ILDC斜升時，AC級之低頻率分量使ILAC斜降，且當DC級使ILDC斜降時，AC級之低頻率分量使ILAC斜升。在輸出節點534處組合來自切換式調節器級之電流。因此，隨著ILDC斜降，ILAC電流之一低頻率分量斜升以消除ILDC。類似地，隨著ILDC斜升，ILAC之低頻率分量斜降以消除ILDC。特定言之，ILAC透過CAC電容器528與AC耦合且與ILAC電流組合。在630展示切換式調節器級之組合電流漣波(ILDC+ILAC)。如所繪示，在此實例中，以約低頻率級526之頻率(但具有一相反極性)調變高頻率級524輸出電流，導致低頻率電流波形之消除及漣波電流之減少。漣波電流之減少繼而降低VOUT上之漣波電壓。在下文更詳細描述之一實施例中，AC級524之切換頻率可有利地係DC級526之切換頻率之整數倍數以對準多個級之切換循環且進一步改良漣波消除。
圖7繪示使用在圖5中展示之切換式調節器拓撲之一例示性電壓調節器之一電流步階。在此實例中，如在710展示，一電壓調節器從一重負載(高負載)轉變至一輕負載。當負載為高時，DC級支援DC電流(如在720展示)且AC級消除DC級之電流漣波(如在730及740展示)。在一些例示性應用中，本發明之實施例可在一負載電流低於一臨限值時關閉一級。舉例而言，在負載為輕(小於某一臨限值)時，可停用DC級(如在曲線圖720中之790展示)，且AC可支援輕負載電流(如在曲線圖730中之791展示)。然而，在停用DC級時，AC級透過CAC電容器提供電流至負載。此具有對跨CAC電容器之電壓充電使之遠離一標稱值之效應，如在750所繪示。DC級有時可經啟用以允許AC級在不干擾輸出電壓之情況下對CAC電容器放電，如在761及762展示。在此放電期間，DC級流出電流至CAC電容器之底板中，而AC級從CAC電容器 之頂板汲入電流。由於流出電流及汲入電流彼此消除，故輸出電壓並不受此再充電動作干擾。
再次參考圖5，電感器520及522可為耦合電感器以進一步減少漣波。舉例而言，耦合電感器可包括配置成圍繞重疊區域之迴路之導體使得元件電感地耦合，使得每一電感器之磁場相互作用。變壓器係耦合電感器之一形式。舉例而言，一些耦合電感器可具有圍繞一核心(例如，一磁性核心，諸如鐵氧體)之多個繞組，且其他耦合電感器可不具有核心(例如，空心電感器)。當二相降壓調節器使用耦合電感器時，電感器繞組及開關中之漣波電流隨著降壓調節器之工作循環傾向於50%而傾向於一最小值。在工作循環處於50%時，跨一電感器之壓降可與跨其他電感器之壓降相反，從而導致一最大電流漣波減少。舉例而言，在使用圖5中展示之架構實施時，耦合電感器可針對不同於50%之工作循環(Vout/Vin)進一步減少電感器及開關中之漣波。作為一例示性實施例，若DC級及AC級兩者藉由主動調節VIN-VOUT處之VAC節點且將適當定相施加於DC級與AC級之間而具有相同切換頻率，則IL_AC及IL_DC電流可以恰相反的速率迴轉(例如，當調節器在穩定狀態中時)。由於該原因及兩個電感器耦合之事實，無關於電感器及開關中之(諸)VIN及VOUT電壓，觀察到一最大電流漣波減少。若以高於DC級之一切換頻率操作AC級，則一低頻率調變(匹配DC級之切換頻率)可引入AC級電流中使得在DC級之切換頻率下，IL_DC及IL_AC始終以恰相反之速率迴轉。由於該原因及兩個電感器耦合之事實，無關於電感器及開關中之(諸)VIN及VOUT電壓，觀察到一最大電流漣波減少。
出於比較之目的，可如下般在其中一實施方案使用較大分量且不使用電感耦合且另一實施方案使用電感耦合及較小分量之兩種情況中獲得實質上相同之漣波： 無電感耦合：LAC=20nH，LDC=20nH
具有電感耦合：LAC=12nH，LDC=12nH
另外，在電感器透過空氣耦合時，一大電流偏移可存在於IL_DC電流與IL_AC電流之間。在(例如)使用一核心鐵氧體材料以耦合電感器時，情況並非如此：若IL_DC電流與IL_AC電流之間的差變得太大，則此核心可飽和。故在電感器透過空氣耦合時，AC級可經設計以依一高切換頻率切換且不攜載DC電流，而DC級可經設計以依一低切換頻率切換且攜載所有或幾乎所有DC負載電流。此呈現在本文中解釋之穩定性、迴路頻寬及濾波組件大小減小之優點。
圖8展示根據一實施例之一電壓調節器之改良效率。對於4個不同電力開關之一特定最佳化，可藉由在負載電流下降至低於一特定臨限值時關閉DC級而增大圖2及圖5之電壓調節器之輕負載效率。舉例而言，藉由曲線中之間斷性展示關閉DC級之點。曲線801至809對應於Vin及Vout之以下值：
使用加總的鋸齒波形之實例
在一例示性實施方案中，使用加總的鋸齒波以在一級中產生一經調變鋸齒波以消除另一級中之漣波。一些例示性實施例之特徵及優點可包含操作一切換式調節器之一AC級以至少部分消除切換式調節器之一DC級中之漣波。在以下描述中，針對闡釋性目的使用三角波形，但在其他實施例中可使用其他鋸齒波形(例如，斜坡)及等效物。如上文所提及，一切換式調節器之一AC級可使用一經調變三角波以消除切換式調節器之DC級中之漣波。在圖9中展示可使用之一例示性技術。圖9繪示根據一實施例加總三角波以消除漣波。在此實例中， 可用於切換式調節器之一DC級中之一低頻率三角波(例如，Vsaw_slow)901與一較高頻率三角波(例如，Vsaw_fast)902組合。低頻率三角波901與高頻率三角波902之總和係一經調變三角波903(Vsaw_slow+Vsaw_fast)。舉例而言，可比較經調變三角波903與一參考(諸如調變臨限值(Vmod_th)904)以產生用於驅動一切換式調節器之一AC級之一脈寬調變(PWM)信號(例如，Vpwm_mod)905。
圖10繪示根據一實施例之由加總的三角波產生之切換式調節器輸出電流。如在圖10中所繪示，舉例而言，一DC級可產生具有藉由電流波形1001展示之一漣波之一輸出電感器電流ILDC。在此實例中，舉例而言，可使用PWM信號905驅動一AC級以產生具有藉由電流波形1002展示之一漣波之一輸出電感器電流ILAC。波形1003展示在一AC級之一切換節點上用以產生ILAC之一例示性電壓(VSWAC)。
圖11繪示根據一實施例之用於產生加總的三角波之一例示性電路。在此實例中，一第一電流源1101以一第一頻率切換，舉例而言，第一頻率可為一切換式調節器之一DC級之操作頻率(例如，5MHz)。舉例而言，至一電容器1103中之一正電流可產生一正斜坡且一負電流可引起一負斜坡。舉例而言，一第二電流源1102可以一第二較高頻率(例如，30MHz)(諸如切換式調節器之一AC級之操作頻率)切換。電容器之輸出終端OUT具有例如具備如在圖9中之903展示之一經調變三角波形之一電壓。
圖12繪示根據一實施例之用於產生一經調變三角波之一例示性電路。可程式化電流源1201及1202可替代性地驅使一電容器1204上之一電壓升高及降低。從電流源1201至電容器1204中之一恆定電流產生一電壓斜升，且至電流源1202中之一恆定電流產生一電壓斜降。所得三角波1290耦合至比較器1211及1212之輸入。可程式化參考產生器1210可產生參考電壓V+及V-。在三角波形1290增大至V+時，藉由比 較器1211觸發一第一比較器輸出，且在三角波形1290減小至V-時，藉由比較器1212觸發一第二比較器輸出。舉例而言，可藉由邏輯1213使用可程式化電流源1201及1202及可程式化電壓參考1210以產生一高頻率時脈(HF_CLK)，高頻率時脈繼而驅動開關SW1及SW2以鎖定於一特定HF_CLK頻率上。在一例示性實施例中，HF_CLK可為一30MHz時脈。
邏輯1213可進一步產生一低頻率時脈(LF_CLK)，舉例而言，低頻率時脈可用於產生一經調變三角波形。在一實施例中，LF_CLK可為HF_CLK之一分割版本。在一實施例中，邏輯1213包含用以接收HF_CLK且產生LF_CLK之一除法器1298。在一實施例中，藉由將HF_CLK除以一整數而產生LF_CLK，使得HF_CLK之頻率係LF_CLK之整數倍數。LF_CLK可用作一DC級之一時脈(CLK_DC)，如在下文之一實例中所繪示。邏輯1213可進一步包含用於調整LF_CLK信號之相位及時序以控制LF_CLK之對準且產生一經修改LF_CLK信號LF_CLK_M之時序及對準電路1299。
可藉由一經調變鋸齒產生器電路接收HF_CLK及LF_CLK_M。藉由電流源1220及1221在使用HF_CLK驅動之開關SW3及SW4之控制下交替地流出及汲入電流至電容器1224中而產生一高頻率鋸齒波形。藉由憑藉電流源1222及1223在使用經修改低頻率時脈LF_CLK_M驅動之開關SW5及SW6之控制下交替地流出及汲入電流至電容器1224中而產生之一低頻率鋸齒波形調變高頻率鋸齒波形。在邏輯1213中之時序電路允許LF_CLK_M經調整以與HF_CLK對準，使得每一鋸齒波形之峰值及谷值大約同時發生以改良系統之效率。轉導放大器1227感測電容器1224上之電壓且將電壓維持在一特定共模值。
例示性電路實施方案
圖13繪示根據一實施例之一電路。在此實例中，來自圖2之切換 級224及切換級226如上文針對圖2描述般操作且具有相同輸出電壓及工作循環。舉例而言，由經耦合以接收切換式調節器輸出電壓VOUT及一參考電壓VREF之DC控制迴路電路1306控制DC級226。DC迴路控制電路1306可產生至開關控制電路1307之一低頻率PWM信號，開關控制電路1307可包含用於開啟及關閉開關214及218以在DC電感器(LDC)222中產生一電流ILDC之驅動器電路。舉例而言，用於AC級之控制電路可包含具有耦合至一切換式調節器輸出電壓VOUT之一輸入之一補償網路1301及1302及放大器1303。放大器1303亦具有耦合至一參考電壓VREF之一輸入且可產生一誤差信號。一比較器1304之一輸入經耦合以自放大器1303接收誤差信號。舉例而言，比較器1304之另一輸入經耦合以接收藉由三角波產生器及組合器電路1308產生之一經調變三角波。舉例而言，AC級可使用來自電路1308之具有等於DC級之頻率之一高頻率分量及一低頻率分量之加總的三角波以控制開關208及212。舉例而言，比較器1304可產生類似於PWM信號905之一PWM信號。來自比較器1304之一PWM信號可耦合至開關控制電路1305，開關控制電路1305可包含用於開啟及關閉開關208及212之驅動器電路且產生切換節點210處之一VSWAC信號及AC級224之電感器LAC 220中之電流ILAC以例如消除DC級226中之漣波。
圖14繪示根據一實施例之另一例示性切換式調節器組態。在此實例中，控制電路1490包含具有耦合至節點1410之一輸入及耦合至切換式調節器級1404之一輸出以修改切換式調節器級1404之操作之一控制電路1431。此外，控制電路1490包含具有耦合至節點1412之一輸入及耦合至切換式調節器級1402之一輸出以修改切換式調節器級1402之操作之一控制電路1432。在一實施例中，舉例而言，控制電路1431具有一第一頻寬以回應於節點1410上之一暫態且控制電路1432具有一第二頻寬以重設節點1412上之一電壓，且第一頻寬大於第二頻寬。級 1404可進一步以高於級1402之一切換頻率操作。在一實施例中，控制電路1432可在節點1410中產生一電流以使節點1410中來自切換式調節器級1404之一對應電流偏移以重設節點1412上之電壓VAC。如在圖14中所繪示，來自VOUT及VAC之回饋輸入經交叉耦合，使得級1402回應於VAC之改變且級1404回應於VOUT之改變。在以David Christian Gerard Tournatory作為發明者之標題為「Circuits and Methods for Providing Current to a Load」之共同擁有之同時申請之美國專利申請案第＿＿＿號(代理人檔案號碼000139-000700US)中揭示關於圖14中之交叉耦合級之進一步實例及揭示內容，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。
圖15繪示根據另一實施例之一例示性電路。在此實例中，舉例而言，AC級524及DC級526如上文針對圖5描述般操作且可歸因於電容器528而具有不同輸出電壓及不同工作循環。在此實例中，AC級控制電路經耦合以接收DC級輸出電壓VOUT以產生一電感器電流ILAC。DC級控制電路經耦合以接收AC級輸出電壓VAC以產生一電感器電流ILDC。級524以高於級526之一切換頻率操作。
舉例而言，由經耦合以接收級524輸出電壓VAC及一參考電壓VREF2之DC控制迴路電路1506控制DC級526。DC迴路控制電路1506可產生至開關控制電路1507之一低頻率PWM信號，開關控制電路1507可包含用於開啟及關閉開關514及518以在DC電感器(LDC)522中產生一電流ILDC之驅動器電路。舉例而言，用於AC級之控制電路可包含具有耦合至一切換式調節器輸出電壓VOUT之一輸入之一補償網路1501及1502及放大器1503。放大器1503亦具有耦合至一參考電壓VREF1之一輸入且可產生一誤差信號。一比較器1504之一輸入經耦合以自放大器1503接收誤差信號。舉例而言，比較器1504之另一輸入經耦合以接收藉由三角波產生器及組合器電路1508產生之一經調變三角 波。舉例而言，AC級可使用來自電路1508之具有等於DC級之頻率之一高頻率分量及一低頻率分量之加總的三角波以控制開關508及512。舉例而言，比較器1504可產生類似於PWM信號905之一PWM信號。來自比較器1504之一PWM信號可耦合至開關控制件1505，開關控制件1505可包含用於開啟及關閉開關508及512之驅動器電路且產生切換節點510處之一VSWAC信號及AC級524之電感器LAC 520中之電流ILAC(例如)以消除DC級526中之漣波。
圖16繪示根據一實施例之一切換式調節器電路之另一實例。一第一調節器級(AC級)包含切換電晶體1601至1602、電感器1603及相關聯控制及驅動器電路1631至1637。MOS電晶體1601(充當一高側開關)具有耦合至一第一電力供應電壓VIN1之一汲極、耦合至一切換節點1660之一源極及耦合至驅動器電路1637以接收信號以開啟及關閉電晶體1601之一閘極。類似地，MOS電晶體1602(充當一低側開關)具有耦合至切換節點1660之一汲極、耦合至一參考電壓(例如，接地)之一源極及耦合至驅動器電路1637以接收信號以開啟及關閉電晶體1602之一閘極。電感器1603LAC之一第一終端耦合至切換節點1660且一第二終端耦合至切換式調節器級之具有一電壓VAC之一輸出節點1662。
一第二調節器級(DC級)包含切換電晶體1604至1605、電感器1606及相關聯控制及驅動器電路1640至1643。MOS電晶體1604(充當一高側開關)具有耦合至一第二電力供應電壓VIN2之一汲極、耦合至一切換節點1661之一源極及耦合至驅動器電路1643以接收信號以開啟及關閉電晶體1604之一閘極。類似地，MOS電晶體1605(充當一低側開關)具有耦合至切換節點1661之一汲極、耦合至一參考電壓(例如，接地)之一源極及耦合至驅動器電路1643以接收信號以開啟及關閉電晶體1605之一閘極。電感器1606 LDC之一第一終端耦合至切換節點1661且一第二終端耦合至切換式調節器級之具有一電壓VOUT之一輸 出節點1663。
在此實例中，輸出節點1663上之輸出電壓VOUT耦合至與AC級相關聯之控制電路之輸入。在此實例中，AC級控制電路包含一第一阻抗電路1631，該第一阻抗電路1631具有耦合至VOUT之一輸入及耦合至放大器1633之一終端之一輸出。一第二阻抗電路1632具有耦合至放大器1633之一輸出之一輸入及耦合至放大器1633之輸入之一輸出。放大器1633之一第二輸入自參考產生器1634接收一參考電壓(例如，VREF1)。在一實施例中，舉例而言，參考產生器1634可經程式化以根據命令改變VREF1且藉此改變VOUT。放大器1633之一輸出耦合至比較器1635之一輸入。比較器1635之一第二輸入耦合至一時序產生器1636以接收具有高頻率分量及低頻率分量之一經調變鋸齒AC_RAMP。舉例而言，可如圖12中所繪示般實施時序產生器1636。比較器1635之輸出係一PWM信號。PWM信號耦合至驅動器1637以控制開關1601及1602。藉由迴路之操作，開關1601及1602將調整VOUT成等於VREF1。
輸出節點1662處之輸出電壓VAC耦合至與DC級相關聯之控制電路之輸入。DC級控制電路包含自參考產生器1641接收一參考電壓VREF2之一轉導放大器(「gm」)1640。放大器1640比較VAC與VREF2且輸出一電流I_DESIRED，電流I_DESIRED對應於DC級輸出處之一所要電流以導致VAC等於VREF2。I_DESIRED係與一感測輸出電流Is及來自時序產生器1636之一DC級時脈CLK_DC一起提供至一電流回饋電路1642。CLK_DC可為AC_RAMP信號之高頻率分量之一整數分率(1/M)，使得AC級中之驅動器1637及電晶體1601及1602之切換頻率係DC級中之驅動器1643及電晶體1604及1605之切換頻率之整數倍數以消除輸出節點1663處之漣波。在例如開啟電晶體1605且電感器電流IDC等於通過電晶體1605之電流時，可感測感測輸出電流Is。輸 出電流Is可經偵測為跨電晶體1605之一壓降且用於控制驅動器電路1643及開關1604及1605。在以David Christian Gerard Tournatory作為發明者之標題為「Switching Regulator Current Mode Feedback Circuitsand Methods」之共同擁有之同時申請之美國專利申請案第＿＿＿號(代理人檔案號碼000139-000501US)中揭示輸出電流感測及一例示性回饋控制電路，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。驅動器電路1637可體現在以David Christian Gerard Tournatory及Nicolas Stephane Monier作為發明者之標題為「Circuits and Methods for Operating a Switching Regulator」之共同擁有之同時申請之美國專利申請案第＿＿＿號(代理人檔案號碼000139-000401US)中揭示之技術，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。在先前提及之美國專利申請案第＿＿＿號(代理人檔案號碼000139-000700US)中揭示關於AC級及DC級之負載步階回應之進一步細節。
例示性實施例之優點
本發明組合稱為AC級及DC級之兩個切換式調節器級以形成一電壓調節器。AC級可經設計而具有高於DC級之一切換頻率及低於DC級之一電感大小。AC級及DC級可經最佳化，使得AC級電力開關小於DC級電力開關。
圖16繪示一例示性實施方案。在中等負載及高負載下，DC級允許電壓調節器以一高效率為特徵-因為DC級之較大電力開關及低切換頻率-而AC級可用於維持迴路穩定性及DC級之電流漣波之消除。
在輕負載下，DC級經停用(在圖1中使用之拓撲)或週期性地停用(在圖2中使用之拓撲)。在停用DC級時，AC級可支援電壓調節器之所有功能。由於AC級電力開關之大小較小(相對於DC級)，故電壓調節器效率在輕負載下可維持相對高。
無關於負載電流，使輸出電流漣波維持低。在輕負載下，僅AC級處在作用中，且由於AC級切換頻率為高，故其之電流漣波為低。在中等及高負載下，透過藉由AC級之DC級漣波電流之漣波消除而使輸出電流漣波維持低。
使輸出電流漣波跨整個負載電流範圍維持低且因此，此電壓調節器可用一小輸出電容操作。AC級以一高頻率切換。因此，AC級之電感之大小可為小。藉由AC級消除DC級電流漣波。因此，DC級之電感之大小可為小。因此，在此例示性電壓調節器中使用之所有外部電感及電容之大小可為小，此使其之佔據面積變小。
a.藉由AC級主動消除DC級電流漣波。
可命令AC級之電感電流，使得其消除DC級漣波電流之大部分漣波電流。在此完成時，輸出旁路電容電流漣波可經設定幾乎小至在不影響輸出電壓漣波之情況下停用DC級時之輸出旁路電容電流漣波。由於此主動電流漣波消除，可顯著減小DC級之輸出電容及電感之大小。
b.迴路之頻寬及穩定性並不取決於DC級之頻率及輸出電感。
此架構允許獨立地設定DC級電感大小及切換頻率且不影響電壓調節器之頻寬及穩定性。在一例示性實施方案中，電壓調節器之頻寬及穩定性可專門取決於AC級之輸出電容、切換頻率、放大器及補償網路以及電感大小。
c.跨整個負載範圍之高效率
在本文中揭示之例示性實施例允許最佳化DC級之切換頻率、FET大小及電感大小以最大化在中等及重負載條件下之效率。命令兩個切換式調節器級，使得DC級支援所有中等及重負載DC電流。當在該等負載條件下時，快速切換式調節器僅支援暫態電流且維持迴路穩定性。由於快速切換式調節器AC級並不支援任何中等及重DC負載電 流，故其電力開關之大小可為非常小。此使得AC級之輕負載效率遠高於需要經設計具有相對較大電力開關以在中等及重負載條件下獲得高效率之慢速切換式調節器DC。
在輕負載下，在圖2中展示之拓撲之情況中，停用DC級以增大電壓調節器效率。
在輕負載下，在圖5中展示之拓撲之情況中，可週期性地停用DC級達某一延長時段以增大電壓調節器之效率。如在圖7上展示，有時需要啟用DC級達一短暫時段以對耦合電容放電且避免AC級之輸出在輸入電壓下飽和。
d.在兩個切換式調節器級透過一電容耦合時(圖5拓撲)允許AC級之對稱電流迴轉。
對於大信號回應，如圖5中展示透過一電容耦合兩個切換式調節器呈現一些重要優點。可在視作最佳之任何電壓(諸如VIN/2)下調節AC級之輸出且迫使其用視作最佳之任何平均工作循環(諸如50%)進行操作。AC級上之50%工作循環使其之正電感電流迴轉率及負電感電流迴轉率相等。因此，無論輸出電壓為何，可將電壓調節器對一給定負載或空載電流步階之初始回應製成對稱。
e.藉由使耦合電容短路或省略耦合電容而消除與耦合電容之充電及放電有關之額外損耗之選項。
使用圖5之拓撲代替在圖2中呈現之拓撲(或未使圖5中展示之耦合電容短路)呈現如在上文段落d中針對負載及電壓步階回應論述之一些優點。然而，耦合電容之充電及放電產生系統之一額外電力損耗。使用圖2之拓撲(或使圖5中呈現之拓撲中之耦合電容短路)消除額外電力損耗。如上文描述，此可在輕負載下完成。
f.允許顯著解決方案佔據面積減小而無主要效率降級。
如先前所解釋，由於DC級之穩定級電流漣波消除，輸出電容之 大小可為小。由於早前描述之主動漣波消除，DC級之電感之大小亦可為小。最後，因為AC級之切換頻率為高，所以AC級之電感之大小亦可為小。
因為每一外部組件之大小可為小，所以此解決方案之一些實施例可以非常小之佔據面積為特徵。解決方案佔據面積之絕對大小可為AC級切換頻率之一函數。然而，中等及重負載條件效率主要取決於DC級切換頻率的緩慢程度。因此，解決方案之大小與效率在某種程度上被解相關，其授予此解決方案更佳於習知降壓拓撲之一效率/佔據面積大小比率。
封裝中之整合
本發明之某些實施例之一有利應用係將一調節器整合至一封裝中。傳統地，積體電路有時需要多個電力供應電壓進行操作。在一些情況中，一積體電路(IC)封裝因此可具有在不同電壓下之多個不同電力供應輸入以連接外部調節器與IC封裝上之不同電力供應終端之各者。然而，本發明之特徵及優點可促進一或多個調節器整合於封裝內部。由於一整合式電壓調節器可減少流動通過一IC封裝連接(例如，諸如一焊料球)之電流量，故根據本文中描述之某些實施例將一調節器整合於一封裝內部亦為有利的。將一切換式調節器整合於一封裝內部可允許針對一特定電力位準在較低對應電流下將較高電壓引入IC封裝內部。封裝中之內部切換式調節器可將較高電壓向下轉化為較低電壓及較高電流以提供較低電壓較高電流之電源供應器至封裝中之積體電路。舉例而言，可藉由多個整合切換式調節器在一封裝內部產生多個不同電壓，藉此減少封裝上之接腳計數且減少流動通過封裝接腳之電流及對應電阻損耗。
經由減少漣波之封裝整合
在將一切換式調節器整合至一封裝上時所面臨之一挑戰係關於 藉由切換式調節器使用之外部組件(例如，電感器及電容器)之大小。舉例而言，以5MHz操作之一降壓切換式轉換器可需要非常大的電感器及電容器以符合+/-30mV之一輸出電壓漣波規格。為符合一嚴格輸出電壓漣波規格，通常增大電感以降低電流迴轉率且藉此減少電流漣波。再者，電流漣波將電荷驅動至切換式調節器之輸出電容器上，從而引起藉由漣波=Q/C給出之一電壓漣波。因此，通常亦增大輸出電容以減少電壓漣波以符合電力供應電壓規格。此等大電感及電容致使典型切換式調節器無法整合至一封裝上。為減小組件大小，可增大切換式調節器之切換頻率，但增大切換頻率降低切換式調節器之效率，此起因於由內部電容之增大充電及放電及其他因素引起之損耗。
出於比較之目的，根據本發明之一切換式調節器之一例示性實施例(諸如在圖5及圖6中展示)可包含以下組件大小：LDC=36nH，LAC=23nH，CAC/C1=4.7uF且COUT/CLOAD=4.7uF，其中Vout=0.6v，VAC=5v，Vin=10v，Freq_DC=5MHz且Freq_AC=30MHz。
由於DC路徑以較低頻率及非常高效率操作，故在不具有典型效率損耗之情況下達成小組件大小，藉此提供可整合至一封裝中之一高效切換式調節器。
AC級上之一獨立電壓允許將DC級上之輸出電壓VOUT設定為任何值。舉例而言，AC級輸出電壓可設定為VAC=1/2VIN，其中迴轉率變得對稱，藉此允許在DC級中以低於在使用一典型非對稱二相降壓切換式調節器之情況下之頻率消除漣波。
基於本文中之揭示內容，實施例可包含一設備，該設備包括耦合至一輸出節點之一第一切換式調節器(例如，一DC相位)及耦合至輸出節點之一第二切換式調節器(例如，一AC相位)，其中第一切換式調節器以不同於第二切換式調節器之一頻率操作，且其中第一切換式調節器可至少部分消除輸出節點上藉由第一切換式調節器產生之一漣 波。
在一實施例中，第二切換式調節器透過一電容器耦合至輸出節點，該電容器具有耦合至輸出節點之一第一終端及耦合至第二切換式調節器之一第二終端。
在一實施例中，當一負載電流為高時，一切換式調節器支援一DC電流且另一切換式調節器消除第二切換式調節器之一電流漣波，且當負載電流為輕時，停用一切換式調節器且另一切換式調節器支援輕負載電流。
在一實施例中，本發明包含一方法，該方法包括：以一第一頻率操作一第一切換式調節器以驅動一輸出節點；及以一第二頻率操作一第二切換式調節器以驅動該輸出節點，其中第一切換式調節器消除輸出節點上藉由第一切換式調節器產生之一漣波。
DC級可包含用於操作DC級之相關聯信號處理及/或控制電路，且AC級可包含用於操作AC級之相關聯信號處理及/或控制電路。在一些例示性實施例中，控制電路可提供信號至AC級及DC級兩者。
上述描述繪示各種實施例以及可如何實施實施例之態樣之實例。上述實例及實施例不應被視作唯一實施例，且經呈現以繪示如由以下申請專利範圍所定義之各種實施例之靈活性及優點。基於上述揭示內容及以下申請專利範圍，熟習此項技術者將明白其他配置、實施例、實施方案及等效物且可在不脫離如由申請專利範圍所定義之實施例之精神及範疇之情況下採用該等其他配置、實施例、實施方案及等效物。
102‧‧‧第一切換式調節器級/級/第一部分
104‧‧‧第二切換式調節器級/級/第二部分
110‧‧‧輸出節點
120‧‧‧電容器
121‧‧‧輸出電容器
VIN1‧‧‧輸入電壓/第一電力供應電壓
VIN2‧‧‧輸入電壓/第一電力供應電壓
VOUT‧‧‧經調節輸出電壓/電力供應電壓/輸出節點

Claims (37)

  1. 一種電路，其包括：一第一切換式調節器級，其包括第一複數個開關及一電感器；一第二切換式調節器級，其包括第二複數個開關及一電感器；一輸出節點，其耦合至該第一切換式調節器級之一輸出及該第二切換式調節器級之一輸出，其中該第一切換式調節器級以不同於該第二切換式調節器級之一頻率操作。
  2. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級以一第一頻率操作，且該第二切換式調節器級以小於該第一頻率之一第二頻率操作。
  3. 如請求項2之電路，其中該第一頻率係該第二頻率之一整數倍數。
  4. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級至少部分消除該輸出節點上藉由該第二切換式調節器級產生之一電壓漣波。
  5. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級產生具有一第一頻率分量及一第二頻率分量之一第一漣波電流，其中該第二頻率分量小於該第一頻率分量，且其中該第二切換式調節器級產生具有該第二頻率分量之一第二漣波電流，其中在該第二頻率分量，該第一漣波電流具有與該第二漣波電流相反之一極性，使得該第一漣波電流至少部分消除該第二漣波電流之至少一部分。
  6. 如請求項1之電路，其中該輸出節點耦合至一負載，其中當至該 負載之一輸出電流下降至低於一臨限值時關閉該第二切換式調節器級。
  7. 如請求項6之電路，其中週期性地開啟該第二切換式調節器以重設耦合於該第一切換式調節器級之該輸出與該第二切換式調節器級之該輸出之間的一電容器上之一電壓。
  8. 如請求項1之電路，其進一步包括一經調變鋸齒波產生器電路，該經調變鋸齒波產生器電路用以組合一第一頻率之一第一鋸齒波與小於該第一頻率之一第二頻率之一第二鋸齒波以產生一經調變鋸齒波，其中該經調變鋸齒波控制該第一切換式調節器級，且其中該第二調節器級以該第二頻率操作。
  9. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級之該輸出透過一電容器耦合至該第二切換式調節器級之該輸出。
  10. 如請求項9之電路，其中該第一切換式調節器級之該輸出透過一開關選擇性地耦合至該第二切換式調節器級之該輸出以使該電容器短路。
  11. 如請求項10之電路，其中該輸出節點耦合至一負載，且其中當至該負載之一輸出電流下降至低於一臨限值時：關閉該第二切換式調節器級；閉合該開關；及降低該第一切換式調節器級之一頻率。
  12. 如請求項9之電路，其中該第一切換式調節器級之該輸出上之一電壓大於該第二切換式調節器級之該輸出上之一電壓。
  13. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級之該輸出上之一電壓等於該第二切換式調節器級之該輸出上之一電壓。
  14. 如請求項1之電路，該第一切換式調節器級包括：一第一開關，其具有接收一第一輸入電壓之一第一終端及耦 合至一第一切換節點之一第二終端；一第二開關，其具有耦合至該第一切換節點之一第一終端及耦合至一參考電壓之一第二終端；及一第一電感器，其具有耦合至該第一切換節點之一第一終端及耦合至該第一切換式調節器級之該輸出之一第二終端；且該一二切換式調節器級包括：一第三開關，其具有接收一第二輸入電壓之一第一輸入終端及耦合至一第二切換節點之一第二終端；一第四開關，其具有耦合至該第二切換節點之一第一終端及耦合至該參考電壓之一第二終端；及一第二電感器，其具有耦合至該第二切換節點之一第一終端及耦合至該第二切換式調節器級之該輸出之一第二終端。
  15. 如請求項14之電路，其中該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關係電晶體。
  16. 如請求項14之電路，其中該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關係MOS電晶體。
  17. 如請求項14之電路，其進一步包括一電容器，該電容器具有耦合至該第一電感器之該第二終端之一第一終端及耦合至該第二電感器之該第二終端之一第二終端。
  18. 如請求項17之電路，其中該第一電感器與該第二電感器經電感耦合。
  19. 如請求項1之電路，其進一步包括一控制電路，該控制電路具有耦合至該第一切換式調節器級之該輸出之一第一輸入及耦合至該第二切換式調節器級之該輸出之一第二輸入，以調節該第一切換式調節器級之該輸出上之一第一電壓，且調節該第二切換式調節器級之該輸出上之一第二電壓。
  20. 如請求項1之電路，該控制電路包括：一第一控制電路，其具有耦合至該第一切換式調節器級之該輸出之一輸入及耦合至該第二切換式調節器級中之該第二複數個開關之一輸出；及一第二控制電路，其具有耦合至該第二切換式調節器級之該輸出之一輸入及耦合至該第一切換式調節器級中之第一複數個開關之一輸出。
  21. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級以一第一工作循環操作，且該第二切換式調節器級以不同於該第一工作循環之一第二工作循環操作。
  22. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級及該第二切換式調節器級以相同工作循環操作。
  23. 如請求項1之電路，其中該第一切換式調節器級接收一第一輸入電壓，且該第二切換式調節器接收一第二輸入電壓。
  24. 如請求項23之電路，其中該第一輸入電壓等於該第二輸入電壓。
  25. 如請求項23之電路，其中該第一輸入電壓小於該第二輸入電壓，且其中該第一切換式調節器級以大於該第二切換式調節器級之一頻率操作。
  26. 一種方法，其包括：以一第一切換頻率操作一第一切換式調節器級，該第一切換式調節器級包括第一複數個開關及一電感器；及以一第二切換頻率操作一第二切換式調節器級，一第二切換式調節器級包括第二複數個開關及一電感器；其中，該第一切換式調節器級之一輸出及該第二切換式調節器級之一輸出耦合至一輸出節點，及 其中該第一切換頻率不同於該第二切換頻率。
  27. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級以一第一頻率操作，且該第二切換式調節器級以小於該第一頻率之一第二頻率操作。
  28. 如請求項27之方法，其中該第一頻率係該第二頻率之一整數倍數。
  29. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級至少部分消除該輸出節點上藉由該第二切換式調節器級產生之一電壓漣波。
  30. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級產生具有一第一頻率分量及一第二頻率分量之一第一漣波電流，其中該第二頻率分量小於該第一頻率分量，且其中該第二切換式調節器級產生具有該第二頻率分量之一第二漣波電流，其中在該第二頻率分量，該第一漣波電流具有與該第二漣波電流相反之一極性，使得該第一漣波電流至少部分消除該第二漣波電流之至少一部分。
  31. 如請求項26之方法，其中該輸出節點耦合至一負載，其中當至該負載之一輸出電流下降至低於一臨限值時關閉該第二切換式調節器級。
  32. 如請求項31之方法，其中週期性地開啟該第二切換式調節器以重設耦合於該第一切換式調節器級之該輸出與該第二切換式調節器級之該輸出之間的一電容器上之一電壓。
  33. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級之該輸出透過一電容器耦合至該第二切換式調節器級之該輸出。
  34. 如請求項33之方法，其中該第一切換式調節器級之該輸出透過一開關選擇性地耦合至該第二切換式調節器級之該輸出以使該電容器短路。
  35. 如請求項33之方法，其中該第一切換式調節器級之該輸出上之一電壓小於該第二切換式調節器級之該輸出上之一電壓。
  36. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級以一第一工作循環操作，且該第二切換式調節器級以不同於該第一工作循環之一第二工作循環操作。
  37. 如請求項26之方法，其中該第一切換式調節器級及該第二切換式調節器級以相同工作循環操作。
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