TW201223165A - Phase-locked loop - Google Patents

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Description

201223165 ------------γ 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 構相關發胁”鎖她路相關，並且尤其與_迴路之電路架 【先前技術】
在現今的電腦系統和通訊系統中，能提供具有準確頻率之 撼信號的鎖相迴路扮演了不可或缺的重要角色。以無線通訊 糸統糊，其傳送端财係__迴顧產生之縫信號為 發运信號的參考基準，_迴_歡速度、迴賴寬和突波 (spur)能量料,_會直接f彡響鱗信朗品質。 圖-所示為第-型(type·相迴路的架構圖。此鎖韵路 10包3相位偵測H 1卜充電雜12、由電阻R和電容c組成 的遽波器13、壓控振蘯|| 14以及除頻器15。由於電阻R在 壓控振盪^ 14的輸人端和接地端之間軸—漏電路徑，無論 鎖相迴路ίο是聽於航狀態，相位_器u仍必須輸出週 期性脈波，令充電泵浦12為壓控振盪器14的輸入端充電，以 補作經由電阻R流失的電荷。在鎖相迴路1〇穩定時充電與 放電達到平衡’上述脈波的週期等於參考信號的週期。該週期 性脈波的存在，會對壓控振盪器14輸出端的振盪信號形成干 擾。參考信號與回授信號的相位差愈大，該脈波愈寬，其能量 愈尚。以振盪信號之頻率為3.66GHz，而參考信號之頻率為 201223165 、
I w/iu/mivIY 26MHz的情況為例。壓控振盪器14之輸出信號的頻譜中，除 了出現在3.66GHz的主成分之外，在3 66GHz士26MHz兩處也 會出現所§胃的突波。許多無線通訊標準都會職波能量的上限 作出規範。第-型鎖相迴路的缺點在機充電脈波通常會造成 過高的突波能量。 jsg —> -i i W布一2^type_叫鎖相迴路的架構圖。此鎖相竭 路20包含相位偵測器2卜兩充電栗浦22A和22B、由電阻r、 電今C1/C2/C3、運算放大器23A組成的主動式攄波器23、壓 控振盈器24以及除頻器25。在鎖相迴路2〇由未鎖定狀態進 。鎖定狀&、的舰巾’第二充電㈣22B貞責根據相位谓測 器21所測得之她差麟主動式驗㈣巾的電容ci充電 /放電，直到圖中所標示的參考賴v咖被逐步提升/拉低至等 於_迴^0鎖定時壓控録器24輸人端應得之控制賴。 在鎖疋之别，> 和該控制電麼通常還會經過一段時間的減震 (—ping)才·穩i絲獅無第—型鎖购路突波能量 過高的問題，但第二充電栗浦22β對電容α充電/放電的速度 购目鱗2G的敎速度。此外，賴魏象也會 導致鎖相迴路2〇所需的鎖定時間加長。 【發明内容】 數位上述問題’本發明提出一種新的鎖相迴路架構，以 數位式充電路徑取代先前技射由第二充電栗浦细和電容 201223165
1 1» I 1 vr f k J C2組成的類比式充電路徑。根據本發明之數㈣充電路徑可 被設計為直躲據她純提供較的充《，藉此穩定拉高 提供給主賦雜H的參考電壓，進而避免減震並有效鎖相迴 路進入鎖定狀態所需的時間。 根據本發明之-具體實施例為_鎖相迴路，其巾包含一主 動式濾、波器、-壓控振盪器、兩相位偵測器、一充躲浦及一 籲 數位/類比轉換器。該壓控振盪器根據主動式濾波器之輸出端 所提供的控制信號產生一振盪信號。帛一相位侧器根據一參 考信號及對應於該振盪信號之一回授信號產生一相位差異信 號。該充電泵浦根據該相位差異信號提供一充電電流至該主動 式濾波器之第一輸入端。該第二相位偵測器根據該參考信號及 該回授信號之相位差產生一數位參考電壓。該數位/類比轉換 器將該數位參考電壓轉換為一類比參考電壓，並將該類比參考 • 電壓提供至該主動式濾波器之第二輸入端。 相較於先前技術’根據本發明之鎖相迴路具有鎖定速度快 且突波能量低的優點。關於本發明之優點與精神可以藉由以下 的發明詳述及所附圖式得到進一步的暸解。 【實施方式】 根據本發明之第一具體實施例為圖三所繪示之鎖相迴 路。此鎖相迴路30包含兩相位偵測器31A和31B、一充電栗 浦32、由電阻R、電容C、運算放大器33A組成的主動式濾 201223165
I w/iu/kaMY 波裔33、-壓鎌盈器34、一除頻器35以及一數位/類比轉 換器36。 如圖三所示’主動式缝器33包含連接至充躲浦32的 第-輸入端、連接至數位/類比轉換器36的第二輸入端，以及 用以提供-控制錢之輸it{端。電容c與電阻R係並聯搞接 於該第-輸入端及該輸出端間。壓控振盤器34的功用在於根 據該控制信號產生-缝信號。除頻器35則是負責將該紐 信號除頻’以產生一回授信號。根據輸入鎖相迴路30的參考 信號及該回授信號，第-她偵聰31a產生—相位差異信 號。充電泵浦32會根據該相位差異信號提供一充電電流至主 動式濾波器33之第一輸入端。 第-相位偵測器31B是用來偵測參考信號及回授信號之 相位差的正貞，其輸出信號為一數位參考信號。舉例而言，該 數位參考信射為八位元的二進位式錄；此錢可以是將大 J各有不同之夕段式數位單兀值送人—數位累加器(未緣示於 圖中)產生上述相位差的正負將決定累加器之輸入信號的正 負，而累加器輸出值的變化速度取決於累加器之輸入信號的大 小。比方說，當參考信號的相位領先回授信號的相位，該累加 器之輸入信號為正。相對地，當參考信號的相位落後回授信號 的相位」該累力⑼之輸人㈣為貞。接著，數備比轉換器 36負責賴數位參考電壓轉換為—類比參考電壓，並將鋪 201223165γ 比參考電壓提供至主動式遽波器33之第二輸入端。 與傳統第二型鎖相迴路不同的是，在鎖相迴路3G尚未鎖 定之前，由第二相位偵測器31B和數位/類比轉換器％組成之 數位式充祕彳何被赠為直接_她差制正負及大小 提供特定的充電量。圖四所示為比較本實施例與先前技術之— 電壓鎖定狀態範例，·財的橫軸為時間，縱糊是主動式遽波 器33之輸出端的電壓值(亦即提供給壓控振堡器％的控制電 •壓）。由圖四可看出，若採用如圖二之傳統架構，該電壓在趨 於穩定之前會出現—段時_減震。姆地，若採陳據本發 明的架構’數位/類比轉換器36所提供的類比參考電壓可快速 的逼近某鋪聰，纽令絲式觀H 33之触端的電壓 快速的穩定。 舉例而言，如圖四中標示的區段〇·Α，第二相位侦測器 馨 31Β可將累加㈣輸人固定為—預設較大單元值令主動式遽 波器33之輸出端的電壓被快速地拉升。接著，如圖四中標示 的區段Α·Β，當經過某設定好的時間，第二相位偵測器仙 可將該累加n的輸人改為另—賊中等單元值，令主動式濾波 器33之輸出端的電壓上升斜率減緩，且逐漸趨近鎖定狀態。 如圖四所不’若採用根據本實施例中的架構鎖相迴路可更較 先前技術贿人鎖定狀態。換⑽說，藉由適當㈣提供給主 動式滤波器33的參考電壓，根據本發明的做法可以避免減震 201223165
1 w /1 υ / r/\ivlY 並有效縮短鎖相迴路30進入鎖定狀態所需之時間。實務上不 限於圖四所示，上述累加器的輸出初她可為可設定式，例如 被設定為鎖相迴路3G之電源電壓VDD的二分之—或任何經 設計選訂的預設值。若令主動式濾波器33之輸出端的電壓由 VDD/2穩定達到目標電壓，因所須變化之壓差變少鎖定速 度更快。 請參閱圖五，圖五躲據本發明之第二具體實施例的方塊 圖。相較於圖三所示者，本實施例中的鎖相迴路3〇進一步包 含用以取代上述累加器之電容Cp、開關37和切麵組％。電 容CP係輕接於主動式濾、波器33之該第二輸入端，開關^則 是祕於該第二輸人端及數位/轉_ 36間。當鎖相迴路 30 ^^#^(acquisition)M^it^^^(tra^^^ , 組38會控制_ 37以戴斷數位/類比轉換器％與該第二輸入 端間之連結。 隹開關 係處於令數彳_轉難36類帛二輸入海 相連的狀況下’此_轉3〇的·方式細三所示者大努 相同，亦等效糊二所示之第二型鎖相迴路。當關37被控 制為截斷細類比轉換ϋ 36_第二輸人賴之連結，相杏 於由電容4所儲存之電荷繼續供應主動式紐器33所需之: 考電壓。該賴被鎮後，此_鱗3㈣運作模式即等效 於第一型鎖相迴路。 201223165
* »» * » V f * i **tJY 圖五所示之鎖相迴路的優點在於：（1)相較於傳統的第一 !鎖相迴路’此架構的擷取模式主要由數位式充電路徑提供濾 波器所需之參考電壓，因此可避免減震並有效縮短迴路30進 鎖疋狀態所需之時間；（2)將進入追蹤模式後改以第一型鎖 相迴路的模式運作，即毋須採用最小位元十分精細的數位/類 比轉換器36，亦可達齡壓控振盪H 34之控㈣壓精確鎖定 的效果。 • 根據本發明之第三具體實施例為包含校正功能之鎖相迴 路。請參閱圖六⑷。除了圖三已繪示的元件之外，本實施例 中的鎖相迴路進一步包含一電壓偵測器39、-控制模組4〇和 一校正模組4卜於此實施财，充奴浦32被設計為可選擇 性地提供-預設電流量/_或一測試電流量^，除頻器％ 則被設計為可選擇性地提供一預設除頻量U-特定的測 ⑩試除㈣^。舉_言，職電流量/”㈣和預設除頻量 :以是該軸稱在正常運作狀態下所的錢量和除頻 量，但不以此為限。 ，在提供預设電流f /職和預設除頻量的情況下，此 鎖相迴路的迴路增益G/<哪可表示如下：
Gl〇〇p = ln〇rm X X Kycc N_ (式一） 其中及代表主動式濾波器33 中的電阻值，尤rco代表壓控 9 r 201223165
1 w / iu/r/\ivIV 振B 34的電壓.轉換係數。歸“這兩個數值通常都 會隨者製程、溫度、電壓等環境因素變動，有相當程度的潭移， 2致鎖相迴路實際運作時的許多特性(例如_不同於原本 ^時希望__設值。本實施例所提供之校正功能的目標 ㈣路增益的漂移量’並據此修正該鎖相迴路或是 其他配合該鎖相迴路的周邊電路。 首先，控制模組40令充電系浦32提供預設電流量 且令除頻器35提供預設除頻量凡㈣。在該鎖相迴路鎖定之 /電C動39即量測與該振魏號的輸出頻率相關之一 電壓’以產生第一參考電壓值6。於此實施例中，電壓偵測 器39所量測者為第二相位_器仙所提供之該數位參考電 f實務上，電壓偵測11 39的量測對象亦可為數位/類比轉換 °°輸出的類比參考電壓，或是主動式遽波器％提供給壓控 振盈器34的㈣觸。相較於量測類比f壓，量測數位電磨 具有簡便快速的好處。 八接著’控制池40改令充電泵浦32触測試電流量4j/ ^令除頻^ 35 _提供職除缝。在_迴路趨於鎖 疋之後龍伽彳II 39再次量測該數位參考賴以產生第 /考電>1值。由於測試電流量/⑽不同於預設電流量 /wn”’第二參考電顧6也會刊於先騎測得之第一參考電 麼值d導關控減H 34輸出的録舰之頻率被改
201223165JY 變。相較於該數位參考縣為第一參考電驗^時 號的頻率，此條件造成的頻率變化量4/;可表示如下.° 匕f' -XKvc〇 = ΜXRxKvc〇 ......(式二） -中d/代表預設電流量與測試電流量‘，之差異， 奶代表第-參考值K與第二參考電驗心之差異。、 接下來’控制模組40改令充躲浦32提供預設電流量 Φ 且令除頻器35提供測試除頻量I。在鎖相迴路趨於鎖 疋之後’電壓價測器39再次量測該數位參考電壓以產生第 4考電壓值（。由於測試除頻量I *同於預設除頻量 ’第三參考電壓值（也會*同於先前所測得之第一參考 電[值F；，並導致壓控振盪器34輸出的振藍信號之頻率被改 變。相較於該數位參考電壓等於第一參考電壓值匕時該振遠 ^就的頻率’此條件造成的頻率變化量4^可表示如下： • ^2=AV2xKyc〇=ANxFref , ·...·.(式三） 其中代表測試除頻量與預設除頻量A^rw之差 異’ Μ代表第-參考電壓值[與第三參考電壓值匕之差 異心/則代表-參考頻率(亦即輸入此鎖相迴路之參考信號的 頻率）。 將式二與式三相除，可得到： 201223165 I w/ιυ/ΚΑΜΥ △Λ
ΔΚ, AIxRxK vco AV2 AN xFn (式四） 由式四可推得：
RxK vco AN AV} r ——X —L X Fn M AF2 n (式五） G loop = norm N.
xRxK vco norm ΔΑ^ norm norm Δ/ ΔΚ x
Fref 〇 (式六） 由式六可看出，即使π和心⑦這兩個數值咐票移量知 知數，根據預設電流量人_、預設除頻量、測試電㈤ /㈣、測試除頻量i、第-參考電壓值G、第二參考 b、第三參考電壓值6及參考頻率；，控制模組40仍可七 計該鎖相魏之迴路增益。更進—步地，控麵組4〇 : 找出現有之迴路增益G—與原設計希望達成(亦即在歸Kv〇 未發生漂移哺訂)之迴路料G—的差異。 ⑽ 校正模組41 4系用以根據控制模組4〇所估測之迴路增益 ‘校正該鎖相迴路。於此實施射，校正模組4ι係根^ 述迴路增益與理想值的差異校正驗振抑％。於實際 應用中’校正模組4】亦可以主動式舰器33中的濾波元件(例 如電阻R錢容〇驗正標的。 請參閱圖六⑼，圖六⑻為根據本發明之第四具體實施例 201223165 中的鎖相迴路方塊圖。此實施例與前一個實施例的主要差別在 於’本實施例的控制模組40和除頻器35間連接有—積分三角 調變器(sigma-delta (ΣΔ) modulator) 42，用以調變該測試除頻 量，藉此可達成令除頻量差異」#為非整數的效果。此外，當 該鎖相迴路係用於數位調變發射機，校正模組41的校正對象 可為其中之預先加強電路(pre_emphasis circuit) 43。預先加強電 路43的作用在於提供一高通濾波效果，以麵鎖相迴路之低 ⑩ 财波雜觸變信號造成的衰減。 實務上，預先加強電路43的設計會與迴路增益相 關。因此，當迴路增益G/〇〇p發生漂移時，預先加強電路:中 的參數也可能需要隨著調整。本實施例中的校正模組41即根 據控制模組4G所估算之該迴路輕、校正贱加強電路 43。以上範_肋說繼組4G所_之迴路增益‘ • 柯用於奴正配合該鎖相迴路的周邊電路，而非限定於該鎖相 迴路本身的主要魏區塊。 、本發明之第五具體實施例為—種配合—鎖相迴路之校正 1法’該鎖相迴路包含一充電泵浦及一除頻器。該校正方法包 圖:所不之步驟。首先，步驟Μ為於該充電泵浦提供一 預汉電抓量並於該除頻器提供一預設除頻量凡_。接著， 步驟奶為待迴路鎖定後，量測與該鎖相迴路之-輸出頻率相 關之電壓，以產生一第一參考電壓值G。步驟S73為於該 13 201223165
1 W/!U/KAIVlY 充電泵浦改提供-測試電流量U並於該除頻器提供該預設除 頻量步驟S74為待迴路鎖定後，再次量測該電壓，以 產生一第二參考電壓值K2 ^ 接著’在步驟S7 5 +，該充電栗浦提供該預設電流量匕， 且该除頻益提供-特定的測試除頻f L驟S76則是待迴 路鎖疋後’再次量測該電壓，以產生一第三參考電壓值6。 步驟S77係根據預設電流量、預設除頻量u則試電 流量U、測試除頻量n一參考電壓值F/、第二參考電 壓值d三參考電壓值d參考辦iV估計該鎖相迴 路之迴路增益G，。步驟S78則是根據迴路增益校正該 鎖相迴路。 本實施例中估計迴路增益和校正鎖相迴路的詳細方 法與前-個實施例相同，g]此不再贅述。需說明的是，步驟 S73〜步驟S74和步驟S75〜步驟S76的順序可互換。此校正方 法可被應用在各種不同架構的鎖相迴路，不以圖六(A)或圖六 (B)所示者為限。 如上所述’本發明提出之鎖相迴路係以數位式充電路徑取 代先前技術中由充電泵浦和電容組成的類比式充電路徑。根據 本發明之數位式充電路徑可被設計為直接根據相位正負差異 提供特糾充電量，藉此歡拉高提供給主献級器的參考 電壓，進而避免減震並有效鎖相迴路進入鎖定狀態所需的時 201223165
ιττ/ i v / J iiiyj Y 間。相較於先前技術，根據本發明之鎖相迴路具有鎖定速度快 且突波能量低的優點。 藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述 本發月之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例 來對本發明之麟加以_。相反地，其目的是希望能涵蓋各 種改變及具鱗性的安排於本發明所欲帽之專利範圍的範 脅内。 【圖式簡單說明】 圖一所示為傳統第一型鎖相迴路的架構圖。 圖二所示為傳統第二型鎖相迴路的架構圖。 圖三為根據本發明之第一具體實施例中的鎖相迴路方塊 圖。 圖四為比較本實施倾先前技術之-電壓較狀態範例。 • 目五為根據本發明之第二具體實施例中的鎖相迴路方塊 圖Ο 圖六(A)為根縣發明之第三具體實關巾的馳迴路方 塊圖。 圖六⑼為根據本發明之第四具體實施例中的鎖相迴路方 塊圖。 圖七為根據本發明之第五具體實施例中的鎖相迴路校正 方法流程圖。 【主要元件符號說明】 15 201223165
I w/iu/mMY 10、20 :鎖相迴路 11、21 :相位偵測器 12 :充電泵浦 13 :濾、波器 14、24 :壓控振盪器 15、25 :除頻器 22A :第一充電泵浦 22B :第二充電泵浦 23 :主動式濾波器 23A :運算放大器 30 :鎖相迴路 31A :第一相位偵測器 31B :第二相位偵測器 32 :充電泵浦 33 :主動式遽波器 33A :運算放大器 34 :壓控振盪器 35 :除頻器 36 :數位/類比轉換器 37 :開關 38 :切換模組 39 :電壓偵測器 40 :控制模組 41 :校正模組 42 :積分三角調變器 43 :預先加強電路 S71〜S78 :流程步驟

Claims (1)

  1. 201223165γ 七、申請專利範圍： 1、 一種鎖相迴路，包含： 主動式攄波器，包含一第一輸入端、一第二輸入端以及 用以提供一控制信號之一輸出端； 一壓控振盪器’用以根據該控制信號產生一振盪信號； 一第一相位偵測器，用以根據一參考信號及一回授信號產 生一相位差異信號，該回授信號係對應於該振盪信號； 充電系浦，用以根據該相位差異信號提供一充電電流至 該主動式濾波器之該第一輸入端； 一第二相位偵測器，用以根據該參考信號及該回授信號之 一相位差產生一數位參考電壓；以及 一數位/類比轉換器，用以將該數位參考電壓轉換為一類比 參考電壓，並將該類比參考電壓提供至該主動式濾波器 之該第二輸入端。 2、 3、 如申凊專利範圍第1項所述之鎖相迴路，進一步包含： 一電容，耦接至該主動式濾波器之該第二輸入端； 開關，耦接於該第二輸入端及該數位/類比轉換器之間； 以及 一切換模組，當該鎖相迴路將由一掏取模式進入一追賴 式，該切換模組控制該開關以截斷該數位/類比轉換器與 S玄第二輸入端間之連結。 如申請專利範_項所述之鎖相迴路，其中當該相位差大於 -門檻值，該數位參考電壓麵定為—賊電壓。 圍第1項所述之鎖相迴路，其中該主動式溏波器 U 減大15、—電容與—餘，該運算放大器之兩輸 17 4、 201223165 1 W/Ιϋ/ΡΑΜΥ 入端分別為該第-輸人端及該第二輸人端，該電容與 並聯耦接於該第一輸入端及該輸出端間。 5、 如申請專利範圍第！項所述之鎖相迴路，其中該第二相 器包含用以產生該數位參考電壓之—累加^，該相位差之正 負係對應於該累加器之一輸入信號之正負。 6、 如申請專利範圍第5項所述之鎖相迴路，其中該數位參考電壓 之一變化速度係對應於該累加器之該輸入信號之大小。 7、 如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路，進一步包含： 一除頻器，耦接於該壓控振盪器，用以將該振盪信號除 頻，以產生該回授信號。
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