SE536593C2 - En anordning och ett förfarande för återhämtning av bärvågssignaler - Google Patents

Abstract

Föreliggande uppfinning relaterar till enbärvågssignalsåterhämtningsanordning (200) för återhämtning av en modulerad insignal (R(t)) som är nedkonverterad av en lokaloscillator med en frekvens som skiljer sig från bärvågsfrekvensen för den nwdulerade insignalen (R(t)), så att (RQ(t)) fördröjningsmedel en distorderad nedkonverterad signal signal erhålles. Anordningen innefattar ett (142) för introduktion av' en tidsfördröjning j_ den distorderade signalen(RQ(t)), distorderade signalen en blandare (41) anordnad att multiplicera den mottagna (RQ(t))tillhandahålla en med den tidsfördröjda distorderade (Radj(t)), utformat signalen och justerad utsignal, innehållande en distorsionsterm, ett lågpassfilter (5fl andra övertonen av (Radj(t) ),relaterad till den dubbla frekvensskillnaden (2Ao) att extrahera en signal innefattande den distorsionstermen i den justerade utsignalen vilken är mellan den lokaloscillatorn och bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)). Medel är anordnade för att avlägsna modulerad data från sagda signal för att skapa en återhämtningssignal son1 är fri från modulerad data och som kan användas för att eliminera distorsionen, vilka medel innefattar en (6í62;63í64) enveloppdetektorför att avlägsna modulerad data från utsignalen från lågpassfiltret (51) för att (RT-Mij (U) generera en återhämtningssignal fri från data. (Fig. 5)

Description

25 30 536 593 fasförskjutningar, frekvensinstabiliteter, fasinstabiliteter etc.

För att kunna medge koherent demodulering måste alla dessa frekvens- och fasvariationer uppskattas med användning av information i den mottagna signalen för att kunna återskapa eller återhämta bärvågssignalen i mottagaren.

Det finns två huvudkategorier av metoder för hantering av bärvågs-återskapning eller kompensation. En av metoderna är baserad på en återkopplad kompensationsstruktur med ett fasextraheringsblock och ett loopfilter LF vilket schematiskt illustreras i Fig. 1, där frekvens- och fasförskjutningar detekteras och kompenseras för genom att ställa in den lokala oscillatorn, VCO (Voltage Control Oscillator) i mottagaren.

Fig. 2 illustrerar ett exempel på den andra kategorin av metod som är baserad på en kompensationsstruktur med en öppen slinga och istället för att implementera en feedback-loop och en sluten slinga, använder en öppen för att slinga (forward feed-loop) eliminera frekvensförskjutningar med hjälp av en derotator.

I kompensationsstrukturen med sluten slinga (closed loop) (Fig. 1) och i strukturen med öppen slinga (open loop) (Fig. 2), finns ett fasextraheringsblock som extraherar frekvensförskjutning från en mottagen signal vilken definieras som: r(t) = cos [(10 + Aw)t + (adam + zpo] där Am är frekvensförskjutningen mellan sändaren och mottagaren, qmata är fasen som innehåller den modulerade datainformationen, 10 15 20 25 536 593 QO är en slumpmässig fas orsakad av utbredningen, där LF är ett loop filter.

Det är svårt att extrahera Qdæa ur r(t) då Qdmfi är relaterad till en slumpmässig parameter som varierar med tiden. Det finns flera kända metoder för att utföra en sådan fasextraktion. En första metod baseras på datastödd extraktion vilken innefattar att överföra känd data vid specifika tidpunkter (pilotdata) och, baserat på denna kända information, möjliggöra identifiering av AOL Andra metoder som inte använder datastödd extraktion är också kända. I en sådan metod, här benämnd som ”multiplicera- filtrera-dividera-metoden” använder man icke datastödd bärvågsåterhämtning, en olinjär operation appliceras på en modulerad signal för att skapa övertoner i bärvågsfrekvensen med modulationen på bärvågen borttagen. Bärvàgsövertonen filtreras därefter i ett bandpass-filter och frekvensdivideras för att återskapa bärvågsfrekvensen. Därpå kan följa en så kallad PLL (Phase Locked Loop). Multiplicera-filtrera-dividera metoden är ett exempel på bärvågsåterhämtning med hjälp av open-loop, vilket är en metod som föredras vid osammanhängande signaltransaktioner (burst) där àterskapningstiden i regel är kortare än för kompensationsstrukturer med sluten slinga.

I exempelvis fallet med en QPSK (Quadrate Phase Shift Keying), multipliceras den mottagna signalen given av: RQPSK (t) = A(t) cos(wRFt + mr / 2); n = 0,1,2,3 10 15 20 25 536 593 fyra gånger i en frekvensmultiplikator som ger följande ekvationer: RåPSK (t) = A4 (t) cofíwfit + A40) = T [3 + 4cos (ZcoRFt + mr) + cos (4coRFt + n27r)] Med denna metod normaliseras den okända datarelaterade fasen till n2n. Signalen divideras därefter en faktor fyra och QRF kan fås ut (se Fig 3): HPF illustrerar ett högpassfilter, LPF ett lågpassfilter.

Det finns även en metod som använder en så kallad Costas Loop.

En Costas Loop är en faslåst loop som används för att återskapa bärvågsfasen i undertryckta modulerade bärvågssignaler som till exempel från dubbla undertryckta sidbandsbärvågssignaler. Costas Loop används mestadels i trådlösa mottagare. Dess fördel jämfört detektorer är att vid små sin(2(6i-6f)) med PLL-baserade (Phase Locked Loop) avvikelser är Costas Loop-felspänningen istället för sin(9i-GQ. Detta dubblar känsligheten och gör Costas Loop unikt lämplig för att spåra Dopplerförskjutna bärvågssignaler.

I moderna DSP-baserade (Digital Signal Processor) mottagare används ofta en beslutsorienterad metod. Vid beslutsorienterad bärvågsåterhämtning matas utsignalen från en symbolavkodare till en jämförelsekrets och fasskillnad/fel mellan en avkodad symbol och en mottagen signal används för att styra den lokala oscillatorn. lO 15 20 25 30 536593 En vanlig fornl av beslutsorienterad bärvågsåterhämtning börjar med att fasenliga kvadratursignaler skapas av kvadratur-fas- korrelatorer som representerar en symbolkoordinat i det komplexa talplanet. Denna punkt skall överensstämma med modulationskonstellationsdiagrammet. Fasfelet mellan det mottagna värdet och den närmaste/avkodade symbolen räknas ut med hjälp av arcustangens (eller en uppskattning). Dock kan arcustangenten endast faskorrigera mellan O och n/2. De flesta QAM (Quadrature Amplitude Modulation) -konstellationer har också en fassymmetri på n/2.

I många system är det inte tillåtet att introducera pilotdata i sänd data vilket betyder att dataunderstödda metoder inte kan användas. När det kommer till multiplicera-filtrera-dividera metoden, och vid höga bärvågsfrekvenser (exempelvis över l5 GHz), är det svårt att uppnå multiplikation fyra gånger, då verktyg för att åstadkomma detta är komplicerade att designa i praktiken. Vidare, för högmodulerade format dvs. 8 PSK (Phase Shift Keying) behövs frekvensmultiplikation 8 gånger, vilket också är extremt svårt att designa i praktiken. Ett exempel på användning av Costas Loop visas i J. Feigin, ”Practical Costas Loop design", RF design, vol 25, nr l s20-36, Januari 2002, URL:http://rfdesign.com/.

Komplexiteten hos Costas Loop ökar dramatiskt för högre modulationsformat, och kräver att alla grenar är symmetriska, vilket återigen är svårt att designa i praktiken.

Beslutsorienterade metoder används ofta med DSP (Digital Signal Processing) men när bärvågens frekvens/IF (Intermediate Frequency) är hög är det svårt att hitta tillgängliga ADC:er 10 15 20 25 30 536 593 (Analog to Digital Converter) för sampling vid sådana frekvenser.

SUMMERING AV UPPFINNINGEN Ett ändamål med den tillhandahålla en föreliggande uppfinningen är därmed att förbättrad anordning för återhämtning av bärvågssignaler med vilken ett eller flera av ovanstående problem kan lösas. Det är speciellt ett mål att tillhandahålla en anordning för återhämtning av bärvågssignaler son1 är enkel och billig att designa och tillverka. Det är också en målsättning att ange en anordning lämplig för höga datahastigheter, mer specifikt för kommunikationssystem med höga datahastigheter och för höga bärvågsfrekvenser. Ett speciellt ändamål är att kunna ange en anordning som kan användas i system som inte tillåter införsel av pilotdata och som inte kräver symmetriska grenar. Ett speciellt mål är att ange en användning som är lämplig för höga modulationsformat och som ställer lägre krav på ingående komponenter än kända anordningar och som speciellt kan användas för höga modulationsformat utan att kräva modifiering.

Därför tillhandahålles en anordning såsom inledningsvis hänvisat till, som har de i den kännetecknande delen av patentkrav 1 angivna kännetecknen.

En mottagarstruktur som inkluderar en sådan anordning för återhämtning av bärvågssignaler tillhandahålles också, likväl som en metod för bärvågsåterhämtning som har de i den kännetecknande delen av patentkrav 7 angivna kännetecknen. lO l5 20 25 30 536 593 En fördel med uppfinningen är att en anordning tillhandahålles som är kapabel att hantera höga datahastigheter och höga bärvågsfrekvenser och fortfarande är enkel att designa och tillverka. Det är också en fördel att anordningen kan användas för höga modulationsformat utan att behöva modifieras och som, i fördelaktiga utföringsformer, till och med tar bort behovet av frekvensmultiplicerare och möjliggör förhållandevis enkla frekvensdelare.

KORTFATTAD FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer i det följande att beskrivas på ett mer detaljerat och icke begränsande sätt under hänvisning till bifogade ritningar, i vilka: Fig. 1 visar en closed-loop kompensationsstruktur för återskapning av bärvågssignaler enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 2 visar en open-loop kompensationsstruktur för återskapning av bärvågssignaler enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 3 visar en struktur för återhämtning av bärvågssignaler baserat på multiplikation, filtrering och division för att utföra en fasextrahering enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 4 visar ett exempel på en annan anordning för bärvågs- återhämtning, lO 15 20 25 30 536 593 Fig. 5 visar en anordning för bärvågsåterhämtning enligt en utföringsform av uppfinningen, Fig. 6 visar en mottagarstruktur innehållandes en anordning för bärvågsåterhämtning enligt en annan utföringsform av uppfinningen, Fig. 7 visar en anordning för återskapning enligt uppfinningen inkluderad i en closed-loop-kompensationsstruktur, Fig. 8 visar en anordning' för bärvågsåterhämtning enligt en utföringsfornx av uppfinningen inkluderad i en open- loop-struktur, och Fig. 9 är ett schematiskt flödesdiagram som beskriver ett förfarande för bärvågsåterhämtning enligt en utföringsform av uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Fig. 4 visar ett blockdiagran1 över en anordning, sonm dock ej omfattas av patentkraven, där en förvrängd signal RQ(t) är mottagen i anordning lOO'. Den förvrängda signalen är en signal son: har nedkonverterats 1ned en. IQ-direktkonverterande kflandare och som med hjälp av en lokaloscillator, en sinusformad källa, har fått mottagande bärvågsfrekvens. Generellt kan vilken nedkonverterad förvrängd signal som helst, eller någon annan utgående förvrängd signal från blandaren, bilda insignalen till anordningen lO0', med andra ord hade RI(t) lika gärna kunnat vara insignal och hade återskapats på liknande sätt som visas i Fig. 4. RQ(t) fördröjs med At i fördröjningsmedel 14 och den fördröjda signalen multipliceras med den förvrängda nedkonverterade 10 15 20 25 30 536 593 signalen RQ(t) Raaj(t) i en blandare 4, vilket ger en justerad utsignal som i sin tur är insignal till ett lågpassfilter (LPF) 5.

Lågpassfiltret 5 är utformat på så sätt att endast en signal väljs, nämligen den andra övertonen av förskjutningstermen i den förvrängda signalen, vilken överton endast är relaterad till 2Aw, där Am är frekvensskillnaden mellan den nedkonverterade förvrängda signalens frekvens md, frekvensen för den mottagna bärvågssignalen wc och den lokala oscillatorns frekvens i mottagaren, om, med andra ord den andra övertonen av den förvrängda delen av signalen, den andra ordningen av skillnadssignalen, som uppnås genom att ge lågpassfiltret en gränsfrekvens som är mycket lägre än datasymbolshastigheten så att utsignalen endast innehåller lågfrekventa komponenter och ingen data.

På så sätt erhålles en utsignal R"mü(t) som endast relaterar till den dubbla frekvensförskjutningen, 2Aw. Denna signal kan användas för att återskapa en odistorderad signal, vilket kan göras på många olika sätt varav några beskrivs och exemplifieras nedan.

Fig. 5 visar en implementation, där liknande medel som i Fig. 4 indikeras med samma hänvisningsbeteckningar men är givna index l och därför inte beskrivs vidare då de har samma funktion.

Skillnaden är att kraven på lågpassfiltret 51 är något ndndre stränga, det är dock viktigt att det ges en gränsfrekvens som är sådan att endast den andra övertonen i störningens distorsionsterm väl es, men där utsi nalen R'w-t innehåller den 1<> modulerade datan. För att eliminera data introduceras en enveloppdetektor 61 son1 har en tidskonstant som är längre än symbolperioden och så att all data elimineras och en utsignal 10 15 20 25 30 536 593 R"a@(Ü som beskriven i utförandet visat i Fig. 4 tillhandahålles, vilken inte innehåller någon data utan bara andra ordningens skillnadssignal. I detta utförande är det enveloppdetektorn 6 som, är ansvarig för attv eliminera datan, medan i utförandet i Fig. 4 lågpassfiltret 5 är noggrant valt så att det också eliminerar datan, och man på detta sätt undviker behovet av någon enveloppdetektor.

Fig. 6 visar en mottagaranordning 3OOA med en återhämtningsanordning 300 väsentligen som anordningen visad i Fig. 5.

Mottagaranordningen 3OOA innehåller en IQ-direkt- nedkonverterande blandare 12, och en lokaloscillator 22 som genererar en sinuskurva med bärvågen. Därvid mottas en signal R(t) från en sändare med dess lokala oscillator (denna signal anses inte vara förskjuten), därefter nedkonverteras den i blandare 12 i en mottagare med en egen lokal oscillator 22 och en frekvens mm. Distorsionen som uppstår är Aw=wfw%-mm, där md är frekvensen för den nedkonverterade distorderade signalen, wc är frekvensen för den mottagna bärvàgssignalen och om är frekvensen för mottagarens lokala oscillator. Blandaren lä har en utsignal RQ(t) och en tidsfördröjd version av RQ(t) som båda bildar insignal till blandare 42, där de multipliceras för att skapa en utsignal RæÛ(t). RuÜ(t) passerar genom ett lågpassfilter 52 och ger en utsignal R'aü(t) såsom beskrivs nedan. R'aü(t) matas till en enveloppdetektor 62. Utsignalen R”üU(t) från lågpassfiltret 62 representerar den andra övertonen av frekvensvariationen mellan en sändaroscillator, icke visad och som inte ingår i uppfinningen, och en mottagarocsillator 22. För att erhålla den sanna frekvensvariationen, används en balun 82 för att konvertera 10 10 15 20 25 536 593 en ”single-end”-signal till två differentialsignaler som är l80° ur fas. Dessa fasförvridna signaler bildar sedan insignal till frekvensdelare 92,102, som i sin tur ger utsignalerna cos(A och sinmwt). Genom att använda fasdetektorer ll1,ll2, kan de modulerade signalerna I och Q extraheras och demodulering blir förklara strukturens möjlig. För att beteende ges ett matematiskt uttryck för demoduleringsprocessen enligt följande: Det antas att den mottagna signalen kan representeras enligt, R(t) = cos[cot + øp] l l] varvid (päpoflpdata, där (po är ett propagationsrelaterat långsamt förändringsvärde och (pdata är datarelaterad och förändras med symbolhastigheten.

Efter den IQ-direkt-nedkonverterande mixern JQ, kan utsignalen skrivas som: RQ (t) = cos(wt + (p)>< cos[(w + Aco)t] = §{cos[(2a1 + Aw)t + ço]+ cos(Awt - ço)} R, (t) = cos(wt + (p)>< sin[(w + Amy] = å {sin[(2w + Amf + fp]+ 81mm»- fpñ [ 3] där det antas att LO 22, ger en frekvens f LO (t) = cos[(co + Amy] . 11 10 15 536 593 I den föreslagna metoden kan antingen RQ(t) eller RI(t) användas för bärvågsåterhämtning. Här tas RQ(t) som insignal till blandaren 42.

En annan insignal RQ(t) till blandaren 42 tillhandahålles till ett fördröjningselement 32, som ger signalen en realtidsfördröjning som ger en utsignal som kan beskrivas som: RQ(1+ T) = c0s[w(z + 13+ <0]>< coskw + Amy + n] = ;{c0s[(2w + my: + T) + ç0]+ cosmwu + T) - qp)} där T är en viss fixerad sann tidsfördröjning som uppfyller T< Utsignalen från blandaren 42 kan då beräknas enligt följande: RM) (f) = RQ (f) >< RQ (f + T) = å{cos[(2w + Aco)t + rp]+ cos(Acot - (p)} X å {c0s[(2w + Amy; + T) + p] + cospxwa + T) - q>]} å cos[(2co + Aw)t + øp]x cos[(2a> + Aco)(t + T) + ço]} + å {cos[(2co + Aco)t + ço]>< cos[Aa)(t + T) - ça]} + å {cos(Awt - (o) >< cos[(2co + Aw)(t + T) + ço]} + å {cos(Acot - go) >< cos[Aw(t + T) - (pH {ws[(4w + 2Aw)1+(2w + Amf + 241] + wskzw + Aw)T]} {cos[(2w + 2Aw)t + AwT] + cos(2cot - AcoT + 242)) {cos[(2w + 2Aw)t + (2co + Aco)T]+ cos[2a)t + (2a2 + Aw)T + 2ço]} {cos[2Awt + AwT - Zço] + cos(AwT)} II + + + oo|-- oo|-- oo|-- °g|._- 12 10 15 20 25 536 593 Det är enligt uppfinningen en återhämtningssignal baserad på den understrukna termen som extraheras (all data måste elimineras) och kan användas för återhämtning.

Genom att på lämpligt sätt designa lågpassfiltret 52 direkt efter blandaren 42 till att ha en gränsfrekvens som är lägre än datahastigheten, kommer utsignalen endast innehålla riktigt lågfrekventa komponenter. Lågpassfiltrets utsignal kan alltså representeras enligt följande (där A är amplituden): Rádj (t) = A >< {cos[2Awt + AcoT - 2çn]+ cos(AwT)} [ 6] Efter filter 52, finns det i detta utförande en enveloppdetektor 62, vars utsignal endast är relaterad till 2Aw, där det antas att frekvensförskjutningen är mycket lägre än datahastigheten: (t) = A xcos(2Aa>t) [ 7] En balun ger två utsignaler med l80° graders fasskillnad: RmMU)=AxußQAwÛ [8] Rjmm, (t) = A >< cos[2Awt + fr] [ 9] 13 l0 15 20 25 30 536 593 och dessa signaler matas vidare genom frekvensdelarna 92, 102 som ger: RFD (t) = A >< cos(Acot) [ l O] R}D (t) = A >< cos[Awt + rr/Z] = A >< sin(Awt) [ l 1] De distorderade nedkonverterade signalerna R1(t), RQ(t) matas in till lågpassfiltren 71, 72 som ger utsignalerna: Rè (t) = cos(Awt + (p) [ 12] R; (z) = sin(Amr + (p) [ 13] Genom att använda fasdetektorerna ll1,1l2 kan fasskillnader mellan [ll] och [13] respektive [10] och [12] jämföras.

Utsignalerna från fasdetektorerna lll, ll2 innehåller den datamodulerade fasen. En demodulering är således gjord.

Fig. 7 illustrerar schematiskt en implementation av en återhämtningsanordning 400 i en closed-loop återhämtningskompensationsstruktur 40OA där den agerar som en fasextraheringsanordning. Liknande komponenter har samma hänvisningsbeteckningar som j. föregående figurer men har index 3. Det är schematiskt illustrerat hur återhämtningssignalen, med den extraherade fasen, från enveloppdetektor 63 bildar insignal till ett loopfilter 153 i en kompensationsstruktur liknande den 14 10 15 20 25 30 536593 som diskuteras under hänvisningar till strukturen enligt teknikens ståndpunkt i Fig. 1.

Fig. 8 illustrerar en implementering av en återhämtningsstruktur innehållande en anordning för fasextrahering 500 implementerad i en open-loop bärvågsåterhämtningskompensationsstruktur 500A.

Komponenter som tidigare diskuterats i beskrivningen har samma hänvisningsteckningar men med index 4. Utsignalen från enveloppdetektorn 64, med den extraherade fasen, bildar här insignal till ett loopfilter 154 och till en derotator 164 som använder signalerna från enveloppdetektorn och loopfiltret för att utföra en derotation.

Det bör klargöras att också i dessa utföringsexempel kan enveloppdetektorn 63, 64 utelämnas om motsvarande loopfilter 53,54 är lämpligt designade så att också all data kan elimineras. schematiskt beskriver Fig. 9 är ett flödesdiagram som förfarandet för fasextrahering som används för att återhämta en distorderad signal. Det antas att en distorderad insignal, till exempel från en IQ-nedkonverteringsblandare, tas emot. En tidsfördröjning, AT, introduceras i signalen, 100, och den fördröjda, förskjutna signalen multipliceras med den förskjutna signalen (utan tidsfördröjning) i en blandare, 101. Sedan extraheras, med användning av ett lågpassfilter, den andra den andra 102, övertonen, som endast beror av 2Aw, ordningen av skillnadssignalen såsom beskrivits ovan, genom att ge filtret en gränsfrekvens som är så vald att endast låga frekvenser väljs ut, 102. Den modulerade datan elimineras från den extraherade signalen på lämpligt sätt så att en återhämtningssignal erhålles. Detta kan göras antingen med ett 15 10 15 20 25 30 536593 väldesignat LP filter eller med en enveloppdetektor eller på med något annat lämpligt sätt, 103. Följaktligen kan återhämtningssignalen från enveloppdetektorn användas för återskapning av den distorderade nedkonverterade signalen och data kan demoduleras, 104. Det skall vara klart att den nedkonverterade signalen (och härmed förskjutna) inte behöver nedkonverteras i en IQ nedkonverterare, utan det uppfinningsmässiga konceptet är självklart också applicerbart för på annat sätt distorderade, nedkonverterade, signaler.

Det är en fördel med uppfinningen att inga högfrekventa komponenter behövs, till exempel jämfört med multiplikation- filtrering-divisionsmetoden, inte heller några andra frekvensmultiplikatorer eller några andra högfrekventsdelare behövs.

En annan fördel är att implementationskomplexiteteten är väldigt låg och ingen konstruktionsmodifiering behövs för högmodulerade format så länge symbolhastigheten är mycket högre än frekvensförskjutningen.

En annan fördel är att den är lämplig för höga frekvenser eller höga datahastigheter utan några krav på högpresterande komponenter, blandare, delare, ADC:er, som är extremt dyra och svåra att få tag pà.

Uppfinningen är inte begränsad till de explicit illustrerade anordningarna utan kan varieras på ett antal sätt inom ramen för de vidhängande patentkraven. 16

Claims (13)

10 15 20 25 30 536 593 PATENTKRAV (200;300;400;500) för (R(t)), nedkonverterad av en lokaloscillator med en frekvens som skiljer (R(t)),

1. l. En bärvågssignalsåterhämtningsanordning återhämtning av en modulerad insignal speciellt sig från bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (RQ(t)) (l41;l42;l43,l44) för så att en distorderad nedkonverterad signal signal ges, vilken innefattar ett fördröjningsmedel introduktion av en tidsfördröjning i den distorderade signalen (RQ(t)), en blandare (41;42;43;40 anordnad att nmltiplicera den mottagna distorderade signalen (RQ(t)) med den tidsfördröjda distorderade signalen och att tillhandahålla en justerad utsignal, (RæÜ(t)), innehållande en distorsionsterm, ett lågpassfilter (51,52,53,54) utformat att extrahera en signal innefattande den andra övertonen av distorsionstermen i den justerade utsignalen (RæÜ(t)), vilken är relaterad till den dubbla frekvensskillnaden (2Ao) mellan den lokaloscillatorn och bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)), k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att medel är anordnade som är utformade att avlägsna modulerad data från sagda signal för att skapa en återhämtningssignal som är fri från modulerad data och som kan användas för att eliminera distorsionen, och att sagda medel innefattar en enveloppdetektor (6;62;63;64) utformad för att avlägsna modulerad data från utsignalen från lågpassfiltret (51;52;53;54) för att generera en återhämtningssignal (R”aÜ(t)) som är fri från data.

2. En anordning (400) enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v 17 10 15 20 25 30 536593 utformad att anordnas i en (400A) att den är closed-loop kompensationsstruktur innefattande ett loopfilter (159 utformat att ta emot àterhämtningssignalen och ställa in den lokala oscillatorn (ZQ. (500)

3. En anordning enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den är utformad att anordnas i en open-loop kompensationsstruktur (5OOA) innehållande ett loopfilter (159 utformat att ta emot àterhämtningssignalen och tillhandahålla en styrsignal till en derotator (164) anordnad att använda sagda lågpassfiltrerade styrsignal och àterhämtningssignalen för eliminering av frekvensdistorsion. (300)

4. En anordning enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att enveloppdetektorn är utformad att förbindas med, eller innefatta, en balun (8) anordnad att konvertera àterhämtningssignalen fri från data till två differentialsignaler som är 180° ur fas, och att frekvensdelare (92,lO2) är anordnade för att dela signalerna som är ur fas med en faktor två.

5. En anordning enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den första och en andra frekvensdelare (92,lO2) är anpassade att tillhandahålla första respektive andra signaltermer (cos(Awt), (sin(Awt)) till en första och en andra fasdetektor (ll1,llfl som jämför de respektive signaltermerna med de moduleringssignalerna RI'(t) respektive RQ'(t) för att ge modulerade utsignaler Imm(t), Qmm(t). 18 10 15 20 25 30 536593

6. En mottagaranordning i ett kommunikationssystem, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v innefattar en (200;300;400;500) att den bärvågssignalsåterhämtningsanordning enligt något av patentkraven l-5.

7. Ett förfarande för återhämtning av en modulerad insignal (R(t)) som är nedkonverterad av en lokal oscillator med en frekvens som skiljer sig från den modulerade insignalens (R(t)) bärvågsfrekvens så att en distorderad nedkonverterad signal (RQ(t)) tillhandahållas, - tidsfördröja en distorderad nedkonverterad utsignal från en innefattande stegen att: nedkonverteringsblandare (l); - multiplicera den tidsfördröjda distorderade nedkonverterade signalen med den distorderade signalen i en blandare (4;41;42;43;44) för att skapa en justerad signal med en distorsionsterm; - extrahera, med hjälp av ett lågpassfilter (5;51Hh;53;5U, en andra överton hos distorsionstermen vilken är relaterad till den dubbla frekvensskillnaden (2Aw) mellan lokaloscillatorns frekvens och bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)): k ä n n e t e c k n a t d ä r a v att det innefattar stegen att: - avlägsna data från den extraherade signalen för att erhålla en återhämtningssignal med användning av en enveloppdetektor (61;62;63;64) innefattande att: - mata in den extraherade signalen till enveloppdetektorn; - avlägsna data från den extraherade signalen genom att (61i62;63F64) ställa in enveloppdetektorns tidskonstant till att ha en period som är längre än symbolperioden; 19 5 10 15 k ä att 536593 - använda återhämtningssignalen för att eliminera distorsionen. Ett förfarande enligt patentkrav 7, n n e t e c k n a t d ä r a v det innefattar stegen att: konvertera återhämtningssignalen till differentialsignaler som är l80° ur fas med användning av en balun (8); dela differentialsignalernas frekvens med en faktor två i respektive frekvensdelare (92,lOy; använda fasdetektorer (1l1,ll2) för att demodulera de mottagna, distorderade nedkonverterade signalerna med hjälp av de delade differentialsignalerna. 20