SE1250404A1 - En anordning och ett förfarande för bärvågssignalåterhämtning - Google Patents

Abstract

Föreliggande uppfinning relaterar till enbärvågssignalsåterhämtningsanordning (200) för återhämtning av en modulerad insignal (R(t)) som är nedkonverterad av en lokaloscillator med en frekvens som skiljer sig från bärvågsfrekvensen för den nwdulerade insignalen (R(t)), så att (RQ(t)) fördröjningsmedel en distorderad nedkonverterad signal signal erhålles. Anordningen innefattar ett (142) för introduktion av' en tidsfördröjning j_ den distorderade signalen(RQ(t)), distorderade signalen en blandare (41) anordnad att multiplicera den mottagna (RQ(t))tillhandahålla en med den tidsfördröjda distorderade (Radj(t)), utformat signalen och justerad utsignal, innehållande en distorsionsterm, ett lågpassfilter (5fl andra övertonen av (Radj(t) ),relaterad till den dubbla frekvensskillnaden (2Ao) att extrahera en signal innefattande den distorsionstermen i den justerade utsignalen vilken är mellan den lokaloscillatorn och bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)). Medel är anordnade för att avlägsna modulerad data från sagda signal för att skapa en återhämtningssignal son1 är fri från modulerad data och som kan användas för att eliminera distorsionen, vilka medel innefattar en (6í62;63í64) enveloppdetektorför att avlägsna modulerad data från utsignalen från lågpassfiltret (51) för att (RT-Mij (U) generera en återhämtningssignal fri från data. (Fig. 5)

Description

15 20 25 30 fasförskjutningar, frekvensinstabiliteter, fasinstabiliteter etC.

För att kunna medge koherent demodulering måste alla dessa frekvens- och fasvariationer uppskattas med användning av information i den mottagna signalen för att kunna återskapa eller återhämta bärvågssignalen i mottagaren.

Det finns två huvudkategorier av metoder för hantering av bärvågs-återskapning eller kompensation. En av metoderna är baserad på en återkopplad kompensationsstruktur med ett fasextraheringsblock och ett loopfilter LF 'vilket schematiskt illustreras i Fig. 1, där frekvens- och fasförskjutningar detekteras och kompenseras för genom att ställa in den lokala oscillatorn, VCO (Voltage Control Oscillator) i mottagaren.

Fig. 2 illustrerar ett exempel på den andra kategorin av metod som är baserad på en kompensationsstruktur med en öppen slinga och istället för att implementera en feedback-loop och en sluten slinga, för att använder en öppen slinga (forward feed-loop) eliminera frekvensförskjutningar med hjälp av en derotator.

I kompensationsstrukturen med sluten slinga (closed loop) (Fig. 1) och i strukturen med öppen slinga (open loop) (Fig. 2), finns ett fasextraheringsblock som extraherar frekvensförskjutning från en mottagen signal vilken definieras som: fo) = cos ka» m» + w... +<«>.] där Am är frekvensförskjutningen mellan sändaren och mottagaren, @dæ3 är fasen som innehåller den modulerade datainformationen, 10 15 20 25 wo är en slumpmässig fas orsakad av utbredningen, där LF är ett loop filter.

Det är svårt att extrahera @dæ3 ur r(t) då Qdæfi är relaterad till en slumpmässig parameter som varierar med tiden. Det finns flera kända metoder för att utföra en sådan fasextraktion. En första metod baseras på datastödd extraktion vilken innefattar och, att överföra känd data vid specifika tidpunkter (pilotdata) baserat på denna kända information, möjliggöra identifiering av Am. Andra. metoder som inte använder' datastödd extraktion är också kända. I en sådan metod, här benämnd som ”multiplicera- filtrera-dividera-metoden” använder man icke datastödd bärvågsàterhämtning, en olinjär operation appliceras på en modulerad signal för att skapa övertoner i bärvågsfrekvensen med modulationen på bärvågen borttagen. Bärvågsövertonen filtreras därefter i ett bandpass-filter och frekvensdivideras för att återskapa bärvågsfrekvensen. Därpå kan följa en så kallad PLL (Phase Locked Loop). Multiplicera-filtrera-dividera. metoden är ett exempel på bärvågsåterhämtning med hjälp av open-loop, vilket är en metod som föredras vid osammanhängande signaltransaktioner (burst) där återskapningstiden i regel är kortare än för kompensationsstrukturer med sluten slinga.

I exempelvis fallet med en QPSK (Quadrate Phase Shift Keying), multipliceras den mottagna signalen given av: Rø“(0=,flÛco¶wNJ+nn/2Ln=OJJß 10 15 20 25 fyra gånger i en frekvensmultiplikator som ger följande ekvationer: RêpsK (t) = A4 (t) cosíwmt + A4 (f) = _8-[3 + 4cos (ZcoRFI + mr) + cos (4wRFt + n27r)] Med denna metod normaliseras den okända datarelaterade fasen till n2n. Signalen divideras därefter en faktor fyra och QRF kan fås ut (se Fig 3): HPF illustrerar ett högpassfilter, LPF ett lågpassfilter.

Det finns även en metod som använder en så kallad Costas Loop.

En Costas Loop är en faslåst loop som används för att återskapa bärvågsfasen i undertryckta modulerade bärvågssignaler som till exempel från dubbla undertryckta sidbandsbärvågssignaler. Costas Loop används mestadels i trådlösa mottagare. Dess fördel jämfört med PLL-baserade (Phase Locked Loop) detektorer är att vid små avvikelser är Costas Loop-felspänningen sin(2(6i-6f)) istället för sin(Qy6f). Detta dubblar känsligheten och gör Costas Loop unikt lämplig för att spåra Dopplerförskjutna bärvågssignaler.

I moderna DSP-baserade (Digital Signal Processor) mottagare används ofta en beslutsorienterad metod. Vid beslutsorienterad bärvågsåterhämtning matas utsignalen från en symbolavkodare till en jämförelsekrets och fasskillnad/fel mellan en avkodad symbol och en mottagen signal används för att styra den lokala oscillatorn. 10 15 20 25 30 En. vanlig fornl av' beslutsorienterad..bärvågsåterhämtning' börjar med att fasenliga kvadratursignaler skapas av kvadratur-fas- korrelatorer som representerar en symbolkoordinat i det komplexa talplanet. Denna punkt skall överensstämma med modulationskonstellationsdiagrammet. Fasfelet mellan det mottagna värdet och den närmaste/avkodade symbolen räknas ut med hjälp av arcustangens (eller en uppskattning). Dock kan arcustangenten endast faskorrigera mellan O och n/2. De flesta QAM (Quadrature Amplitude Modulation) -konstellationer har också en fassymmetri på n/2.

I många system är det inte tillåtet att introducera pilotdata i sänd data vilket betyder att dataunderstödda metoder inte kan användas. När det kommer till multiplicera-filtrera-dividera metoden, och vid höga bärvågsfrekvenser (exempelvis över 15 GHz), är det svårt att uppnå. multiplikation fyra gånger, då verktyg för att åstadkomma detta är komplicerade att designa i praktiken. Vidare, för högmodulerade format dvs. 8 PSK (Phase Shift Keying) behövs frekvensmultiplikation 8 gånger, vilket också är extremt svårt att designa i praktiken.

Komplexiteten hos Costas Loop ökar dramatiskt för högre modulationsformat, och kräver att alla grenar är symmetriska, vilket återigen är svårt att designa i praktiken.

Beslutsorienterade metoder används ofta med DSP (Digital Signal Processing) men när bärvågens frekvens/IF (Intermediate Frequency) är hög är det svårt att hitta. tillgängliga. ADC:er (Analog to Digital Converter) för sampling vid sådana frekvenser. 10 15 20 25 30 SUMMERING AV UPPFINNINGEN Ett ändamål med den föreliggande uppfinningen är därmed att tillhandahålla en förbättrad anordning för återhämtning av bärvågssignaler med vilken ett eller flera av ovanstående problem kan lösas. Det är speciellt ett mål att tillhandahålla en anordning för återhämtning av bärvågssignaler som är enkel och billig att designa och tillverka. Det är också en målsättning att ange en anordning lämplig för höga datahastigheter, mer specifikt för kommunikationssystem med höga datahastigheter och för höga bärvågsfrekvenser. Ett speciellt ändamål är att kunna ange en anordning som kan användas i system som inte tillåter införsel av' pilotdata och som inte kräver symmetriska grenar. Ett speciellt mål är att ange en användning som är lämplig för höga modulationsformat och som ställer lägre krav på ingående komponenter än kända anordningar och som speciellt kan användas för höga modulationsformat utan att kräva modifiering.

Därför tillhandahålles en anordning såsom inledningsvis hänvisat till, som har de i den kännetecknande delen. av patentkrav 1 angivna kännetecknen.

En mottagarstruktur som inkluderar en sådan anordning för återhämtning av bärvågssignaler tillhandahålles också, likväl som en metod för bärvågsåterhämtning som har de i den kännetecknande delen av patentkrav 10 angivna kännetecknen.

En fördel med uppfinningen är att en anordning tillhandahålles som är kapabel att hantera höga datahastigheter och höga bärvågsfrekvenser och fortfarande är enkel att designa och tillverka. Det är också en fördel att anordningen kan användas 10 15 20 25 för höga modulationsformat utan att behöva modifieras och som, i fördelaktiga utföringsformer, till och med tar bort behovet av frekvensmultiplicerare och möjliggör förhållandevis enkla frekvensdelare.

KORTFATTAD FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer i det följande att beskrivas på ett mer detaljerat och icke begränsande sätt under hänvisning till bifogade ritningar, i vilka: Fig. l visar en closed-loop kompensationsstruktur för återskapning av bärvågssignaler enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 2 visar en open-loop kompensationsstruktur för återskapning av bärvågssignaler enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 3 visar en struktur för återhämtning av bärvågssignaler baserat på multiplikation, filtrering och division för att utföra en fasextrahering enligt teknikens ståndpunkt, Fig. 4 visar en. anordning' för' bärvågsåterhämtning enligt en första utföringsform av uppfinningen, Fig. 5 visar en. anordning för bärvågsåterhämtning enligt en andra utföringsform av uppfinningen, 10 15 20 25 30 Fig. 6 visar en mottagarstruktur innehållandes en anordning för bärvågsåterhämtning enligt en utföringsform av uppfinningen, Fig. 7 visar en anordning för återskapning enligt uppfinningen inkluderad i en closed-loop-kompensationsstruktur, Fig. 8 visar en. anordning' för* bärvàgsåterhämtning enligt en utföringsform av uppfinningen inkluderad i en open- loop-struktur, och Fig. 9 är ett schematiskt flödesdiagram som beskriver ett förfarande för bärvågsåterhämtning enligt en utföringsform av uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Fig. 4 visar ett blockdiagram för en första utföringsform av uppfinningen där en förvrängd signal RQ(t) är mottagen i anordning 100. Den förvrängda signalen är här en signal som har nedkonverterats med en (här använd) IQ-direktkonverterande blandare och som med hjälp av en lokaloscillator, en sinusformad källa, har fått mottagande bärvågsfrekvens. Generellt kan vilken nedkonverterad förvrängd signal som helst, eller någon annan utgående förvrängd signal från blandaren, bilda insignalen till anordningen 100, med andra ord hade RI(t) lika gärna kunnat vara insignal och hade återskapats på liknande sätt som visas i Fig. 4. RQ(t) fördröjs med At i fördröjningsmedel 14 och den fördröjda signalen multipliceras med den förvrängda nedkonverterade signalen RQ(t) i en blandare 4, Radj(t) I en fördelaktig utföringsform är lågpassfiltret 5 utformat på vilket ger en justerad utsignal som i sin tur är insignal till ett lägpassfilter (LPF) 5. 10 15 20 25 30 så sätt att endast en signal väljs, nämligen den andra övertonen av förskjutningstermen i den förvrängda signalen, vilken överton endast är relaterad till 2Aw, där Ao är frekvensskillnaden mellan den nedkonverterade förvrängda signalens frekvens om frekvensen för den mottagna bärvågssignalen oc och den lokala oscillatorns frekvens i mottagaren, med andra ord den andra (DLO r övertonen av den förvrängda delen av signalen, den andra ordningen av skillnadssignalen, som uppnås genom att ge lågpassfiltret en gränsfrekvens som är mycket lägre än datasymbolshastigheten så att utsignalen endast innehåller lågfrekventa komponenter och ingen data.

På så sätt erhålles en utsignal R"mfi(t) som endast relaterar till den dubbla frekvensförskjutningen, 2Am. Denna signal kan användas för att återskapa en odistorderad signal, vilket kan göras på många olika sätt varav några beskrivs och exemplifieras nedan.

Fig. 5 visar en alternativ implementation, där liknande medel som i Fig. 4 indikeras med samma hänvisningsbeteckningar men är givna index l och därför inte beskrivs vidare då de har samma funktion. Skillnaden är att kraven på lågpassfiltret 51 är något mindre stränga, det är dock viktigt att det ges en gränsfrekvens som är sådan att endast den andra övertonen i störningens distorsionsterm väljes, men där utsignalen R'æüüg innehåller den modulerade datan. För att eliminera data introduceras en enveloppdetektor' 61 som har en tidskonstant som är längre än symbolperioden och så att all data elimineras och en utsignal Rfla@ tillhandahålles, vilken inte innehåller någon data utan bara andra ordningens skillnadssignal. I detta utförande är det 10 15 20 25 30 10 enveloppdetektorn 6 som är ansvarig för att eliminera datan, medan i utförandet i Fig. 4 lågpassfiltret 5 är noggrant valt så att det också eliminerar datan, och man på detta sätt undviker behovet av någon enveloppdetektor.

Fig. 6 visar en mottagaranordning 300A med en återhämtningsanordning 300 väsentligen som anordningen visad i Fig. 5.

Mottagaranordningen 300A innehåller en IQ~direkt- nedkonverterande blandare 12, och en lokaloscillator 22 som genererar en sinuskurva med bärvågen. Därvid mottas en signal R(t) från en sändare med dess lokala oscillator (denna signal anses inte vara förskjuten), därefter nedkonverteras den i blandare 12 i en mottagare med en egen lokal oscillator 22 och en frekvens uno. Distorsionen som uppstår är Aw=wd-wfwho, där od är frekvensen för den nedkonverterade distorderade signalen, oc är frekvensen för den mottagna bärvågssignalen och om är frekvensen för mottagarens lokala oscillator.

Blandaren 12' har en utsignal RQ(t) och en tidsfördröjd version av RQ(t) som båda bildar insignal till blandare 42, Raaj(t) ger en utsignal R'afi(t) såsom beskrivs nedan. R'aü(t) matas till där de multipliceras för att skapa en utsignal Rmü(t). passerar genom ett lågpassfilter 52 och en enveloppdetektor 62. Utsignalen R”mfi(t) från lågpassfiltret 62 representerar den andra övertonen av frekvensvariationen mellan en sändaroscillator, icke visad och som inte ingår i uppfinningen, och en mottagarocsillator 22. För att erhålla den sanna frekvensvariationen, används en balun 82 för att konvertera en ”single-end”-signal till två differentialsignaler som är l80° ur fas. Dessa fasförvridna signaler bildar sedan insignal till frekvensdelare 92,l0m som i sin tur ger utsignalerna cos(Awt) 10 15 20 25 ll och sin(Awt). Genom att använda fasdetektorer 1l1,l12, kan de modulerade signalerna I och Q extraheras och demodulering blir förklara strukturens möjlig. För att beteende ges- ett matematiskt uttryck för demoduleringsprocessen enligt följande: Det antas att den mottagna signalen kan representeras enligt, R(t) = cos[wt + go] [l] varvid förändringsvärde och symbolhastigheten.

Efter den IQ-direkt-nedkonverterande mixern 12, kan utsignalen skrivas som: RQ (t) = cos(wt + ça)x cos[(w + Aco)t] = å{cos[(2w + Aw)t + (pl + cos(Acøt - ço)} [2] R , (t) = cos(a>t + ço)>< sin[(co + Aw)t] = fisinkzw + Amy + <0]+ simma» - q>)} [3] där det antas att LO 22, ger en frekvens fw (f) = coskw + Amy] . lO 15 20 12 I den föreslagna metoden kan antingen RQ(t) eller RI(t) användas för bärvågsåterhämtning. Här tas RQ(t) som insignal till blandaren 42. tillhandahálles till En annan insignal RQ(t) till blandaren 42 ett fördröj ningselement 32, som ger signalen en realtidsfördröjning som ger en utsignal som kan beskrivas som: RQ (t + T) = cos[a>(t + T) + (p]>< cos[(co + Aw)(t + T)] [4] = å {cos[(2w + Aw)(t + T) + zp] + cos(Aw(t + T) - ço)} där T är en viss fixerad sann tidsfördröjning som uppfyller T< Utsignalen från blandaren 42 kan då beräknas enligt följande: Radj (t) = RQ (t) >< RQ (t + T) = å{cos[(2w + Aw)t + go] + cos(Awt - (0)) x å {cos[(2a> + AaJ)(t + T) + çø]+ cos[Aw(t + T) - 411) = å{cos[(2w + Aw)t + ço]>< cos[(2a> + Aco)(t + T) + çø]} + å {cos[(2w + Aw)t + ço]>< cos[Aw(t + T) - øß + å {cos(Aa)t - (o) >< cos[(2a) + Aw)(t + T) + (01) + å {cos(Awt - (o) >< cos[Aco(t + T) - çoß = cos[(4w + 2Aco)t + (2a1 + Aw)T + 2rp}+ cos[(2a) + Aw)T]} {cos[(2a> + 2Aco)t + AcoT] + cos(2cot - AwT + 2(p)} {cos[(2w + 2Aw)t + (2w + Aco)T]+ cos[2wt + (260 + Aw)T + 2ço]} { å +å s +å cos[2Awt + AcoT - 2ço]+ cos(AwT)} [5] 10 15 20 25 13 Det är enligt uppfinningen en àterhämtningssignal baserad på den understrukna termen som extraheras (all data måste elimineras) och kan användas för återhämtning.

Genom att på lämpligt sätt designa lågpassfiltret 52 direkt efter blandaren 42 till att ha en gränsfrekvens som är lägre än datahastigheten, kommer utsignalen endast innehålla riktigt lågfrekventa komponenter. Lágpassfiltrets utsignal kan alltså representeras enligt följande (där A är amplituden): Rjw (t) = A x {cos[2Awt + AaJT - 2(p]+ cos(AcoT)} [6] Efter filter 52, finns det i detta utförande en enveloppdetektor 62, vars utsignal endast är relaterad till 2Ao, där det antas att frekvensförskjutningen är mycket lägre än datahastigheten: RäU)=AxunQAwT) [H En balun ger två utsignaler med l80° graders fasskillnad: RMmU)=AxußQAwT) [8] Rgah", (t) = A >< cos[2AwT + rr] [9] 10 15 20 25 30 14 och dessa signaler matas vidare genom frekvensdelarna 92, 102 som ger: RFD (t) = A >< cos(Awt) [10] R}'_.D (t) = A x cos[Awt + n/Z] = A x sin(Acot) [ll] De distorderade nedkonverterade signalerna R1(t), RQ(t) matas in till lågpassfiltren 71, 72 som ger utsignalerna: R'Q (t) = cos(Awt + (o) [12] R;(f) = simma» Hp) [13] Genom att använda fasdetektorerna 111,11; kan fasskillnader mellan [11] och [13] respektive [10] och [12] jämföras.

Utsignalerna från fasdetektorerna lll, 112 innehåller den datamodulerade fasen. En demodulering är således gjord.

Fig. 7 illustrerar schematiskt en implementation av en återhämtningsanordning 400 i en closed-loop àterhämtningskompensationsstruktur 400A där den agerar som en fasextraheringsanordning. Liknande komponenter har samma hänvisningsbeteckningar som i föregående figurer men har index 3. Det är schematiskt illustrerat hur återhämtningssignalen, med den extraherade fasen, från enveloppdetektor 63 bildar insignal till ett loopfilter 153 i en kompensationsstruktur liknande den 10 15 20 25 30 15 som diskuteras under hänvisningar till strukturen enligt teknikens ståndpunkt i Fig. 1.

Fig. 8 illustrerar en implementering av en återhämtningsstruktur innehållande en anordning för fasextrahering 500 implementerad i en open-loop bärvågsàterhämtningskompensationsstruktur 500A.

Komponenter som tidigare diskuterats i beskrivningen har samma hänvisningsteckningar men med index 4. Utsignalen från enveloppdetektorn 64, med den extraherade fasen, bildar här insignal till ett loopfilter 154 och till en derotator 164 som använder signalerna från enveloppdetektorn och loopfiltret för att utföra en derotation.

Det bör klargöras att också i dessa utföringsexempel kan enveloppdetektorn 63, 64 utelämnas om motsvarande loopfilter 53,54 är lämpligt designade så att också all data kan elimineras.

Fig. 9 är ett schematiskt flödesdiagram som beskriver förfarandet för fasextrahering som används för att återhämta en distorderad signal. Det antas att en distorderad insignal, till exempel från en IQ-nedkonverteringsblandare, tas emot. En tidsfördröjning, AT, introduceras i signalen, 100, och den fördröjda, förskjutna signalen multipliceras med den förskjutna signalen (utan tidsfördröjning) i en blandare, 101. Sedan extraheras, med användning av ett lågpassfilter, den andra övertonen, som endast beror av 2Ao, den andra ordningen av skillnadssignalen såsom -beskrivits ovan, 102, genom att ge filtret en gränsfrekvens som är så vald att endast låga frekvenser väljs ut, 102. Den modulerade datan elimineras från den extraherade signalen. på lämpligt sätt så att en återhämtningssignal erhålles. Detta kan göras antingen med ett 10 15 20 25 30 16 väldesignat LP filter eller med en enveloppdetektor eller på med något annat lämpligt sätt, 103. Följaktligen kan áterhämtningssignalen från enveloppdetektorn användas för återskapning av den distorderade nedkonverterade signalen och data kan demoduleras, 104. Det skall vara klart att den nedkonverterade signalen (och härmed förskjutna) inte behöver nedkonverteras i en IQ nedkonverterare, utan det uppfinningsmässiga konceptet är självklart också applicerbart för på annat sätt distorderade, nedkonverterade, signaler. fördel med till Det är en uppfinningen att inga högfrekventa komponenter behövs, exempel jämfört med multiplikation- filtrering-divisionsmetoden, inte heller några andra frekvensmultiplikatorer eller några andra högfrekventsdelare behövs.

En annan fördel är att implementationskomplexiteteten är väldigt låg och ingen konstruktionsmodifiering behövs för högmodulerade format så länge symbolhastigheten är mycket högre än frekvensförskjutningen.

En annan fördel är att den är lämplig för höga frekvenser eller höga datahastigheter utan några krav på högpresterande komponenter, blandare, delare, ADC:er, som är extremt dyra och svåra att få tag pá.

Uppfinningen är inte begränsad till de explicit illustrerade anordningarna utan kan varieras på ett antal sätt inom ramen för de vidhängande patentkraven.

Claims (13)

10 15 20 25 30 17 PATENTKRAV

1. En (1oo;2oo;3oo; (R(t)). speciellt är nedkonverterad med hjälp av en lokal oscillator med bärvágssignalåterhämtningsanordning 400;500) för återhämtning av en modulerad insignal som en frekvens som skiljer sig från bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)), så att en distorderad nedkonverterad signal (RQ(t)) erhålles, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den innehåller ett fördröjningsmedel (l4;141;l43;144) för att introducera en tidsfördröjning i den distorderade signalen (RQ(t)), den mottagna distorderade signalen (RQ(t)) en blandare (4;41;42;43;44) utformad för att multiplicera med den tidsfördröjda distorderade signalen för att skapa en justerad utsignal, (Rmh(t)), med en distorsionsterm, ett lågpassfilter (5;51;52;53,54) utformat för att extrahera en signal som innehåller den andra övertonen, hos distorsionstermen från. den justerade utsignalen (Rmfi(t)), Vilken relaterar till den dubbla frekvensskillnaden (2Aw) mellan den lokala oscillatorn och bärvågsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)), och att medel är anordnade vilka är utformade för att avlägsna modulerad data från sagda signal för att skapa en återhämtningssignal fri från modulerad data som kan användas för att eliminera distorsion. (100)

2. En anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v 10 15 20 25 30 18 att lågpassfiltret (5) är utformat att endast välja ut, extrahera, den andra övertonen hos distorsionstermen, och således är utformat att även ta bort den modulerade datan.

3. En anordning (100) enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att lågpassfiltret (5) har en gränsfrekvens som är mycket lägre än den symbolhastighet med vilken data sänds i insignalen och på så sätt ger en datafri återhämtningssignal (R”æü(t)).

4. En anordning (200;300;400;500) enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den vidare innefattar en enveloppdetektor (6;62;63;6U utformad att ta bort modulerad data från lågpassfiltrets (51;52;53;54) utsignal för att datafri (R"aaj(t))- gefle re Ia en återhämtningssignal

5. En anordning (400) enligt något av föregående patentkraven, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v till att anordnas i en (4OOA) att den är anpassad closed-loop kompensationsstruktur innefattande ett loopfilter (159 för' mottagning av den. återhämtade signalerl och inställning av den lokala oscillatorn (29.

6. En anordning (500) enligt något av patentkraven 1-4, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den är utformad till att anordnas i en open-loop kompensationsstruktur (500A) och att den innefattar ett loopfilter (154) anordnat att mottaga återhämtningssignalen och mata. en filtrerad styrsignal till en derotator (164) anpassad 10 15 20 25 30 19 till att använda sagda lågpassfiltrerade styrsignal och återhämtningssignalen för eliminering av frekvensdistorsion.

7. En anordning (300) enligt något av patentkraven 1-4, kännetecknad därav att enveloppdetektorn är utformad att kunna kopplas samman med, (8), fri eller innefatta, en balun utformad att konvertera återhämtningssignalen, som är från data, till två differentialsignaler som är l80°ur fas, och att frekvensdelare (9h1ß2) är anordnade för att dela signalerna som är ur fas med tvâ.

8. En anordning enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den första och en andra frekvensdelare (92,l02) är anordnade att tillhandahålla första respektive andra signaltermer (cos(Awt) och sin(Awt)) till en första och en andra fasdetektor (1111 112) för att jämföra de respektive RQ' (t) signaltermerna med modulerande signaler R¿'(t) respektive för att ge modulerade utsignaler Lm(t), QM(t).

9. En mottagaranordning i ett kommunikationssystem, k ä n n e t e c k n a d d ä r a v att den innefattar en bärvågsåterhämtningsanordning (lOO;200;300;400;500) enligt något av patentkraven 1-8.

10. (R(t)) Ett förfarande för återhämtning av en wnodulerad insignal nedkonverterad av en lokaloscillator med (R(t)) som är en frekvens som skiljer sig från den modulerade insignalens bärvågsfrekvens så att en distorderad nedkonverterad signal (RQ(t)) tillhandahålles, 10 15 20 25 30 k ä att

ll. k ä att

12. k ä att 20 n n e t e c k n a t d ä r a v det innefattar stegen att: tidsfördröja en distorderad nedkonverterad utsignal från en (1): multiplicera den tidsfördröjda distorderade nedkonverterade nedkonverteringsblandare signalen med den distorderade signalen i en blandare (4;4U42;&fi44) för att ge en justerad signal med en distorsionsterm; extrahera, med hjälp av ett lågpassfilter (5;51;52;53;54), den andra övertonen för distorsionstermen som relaterar till den dubbla frekvensskillnaden (2Aw) mellan lokal-oscillatorns frekvens och bärvàgsfrekvensen för den modulerade insignalen (R(t)); avlägsna data från den extraherade signalen för att få fram en àterhämtningssignal; använda återhämtningssignalen för att eliminera distorsionen. Ett förfarande enligt patentkrav 10, n n e t e c k n a t d ä r a v det innefattar steget att: (5) gränsfrekvens att vara lägre än datahastigheten så att data avlägsna datan genom att sätta lågpassfiltrets avlägsnas. Ett förfarande enligt patentkrav 10, n n e t e c k n a t d ä r a v det innefattar steget att: avlägsna data med användning av en enveloppdetektor (61, 62, 63, 64) innefattande: - mata den extraherade signalen till enveloppdetektorn; 10 15

13. k ä att 21 - avlägsna data från den extraherade signalen genom att ge enveloppdetektorn (61;62;63;64) en tidskonstant som har en period som är längre än symbolperioden. Ett förfarande enligt något av patentkraven 10-12, n n e t e c k n a t d ä r a v det innefattar stegen att: konvertera återhämtningssignalen till differentialsignaler som är 180°ur fas genom användning av en balun (8), dela differentialsignalernas frekvens med två i. respektive frekvensdelare (92,10fi; använda av fasdetektorer (1l1,ll2) för att demodulera de mottagna distorderade nedkonverterade signalerna med hjälp av de delade differentialsignalerna.