SE517675C2 - Ett förfarande för A/D-omvandling samt ett A/D- omvandlingssystem - Google Patents

Description

25 30 u o a u o: v. u. ~ u c ø - . . n .s helst över hela Nyquist bandbredden, är vilket värde som helst lika bra som det interpolerade värdet. I implementationen beskriven i [2] ses prestandan försämras signiñkant för infrekvenser över 2 / 3 av Nyquist frekvensen (fs/ 2).

Så, även med så mycket som interpolation av 44 ñltertappar (22 sampel in- nan och 22 sampel efter gapet) är det ej möjligt att noggrant täcka mer än 2/3 av Nyquist bandbredden. Detta är i enlighet med teorin beskriven i [1].

Sådan höggradsinterpolation kräver en betydande mängd digital hårdvara och en lång fördröjning i utsignalen (latenstid).

En annan metod för att skapa en kalibreringstidslucka återfinns i [3], där en insampelkö bildas av en kaskad av hållkretsar. Genom tömning av kön nå- got snabbare än vad den fylls, blir ibland en kalibreringstidslucka tillgänglig.

Nackdelen med “inkömetoden” är att varje extra hållsteg bidrar till distorsion och brus. Detta tillvägagångssätt är därför ej optimalt för höghastighets-, högupplösnings-A/ D-omvandlare.

Ett tillvägagångssätt för bakgrundskalibrering, användbart på A/D- omvandlare av pipelinetyp, föreslås i [4]. Principen är temporär avlägsning av pipelinesteget, som ska kalibreras, från signalvägen och ersättning av det med ett extra ersättningspipelinesteg. Kalibreringen av det fristående pipeli- nesteget utförs därefter utanför pipelinen. Denna “hårdvaroutbytemetod” är begränsad på flera olika sätt: 1. Dess applikationer är begränsade till A/D-omvandlare av pipelinetyp eller åtminstone till A/D-omvandlarkonstruktioner som har en kaskad av identiska steg. 2. Kalibreringen utförs utanför omvandlingssignalvågen, vilket innebär att steget under kalibrering ej befinner sig i samma miljö som under normal drift. Detta kan leda till ofullständig kalibrering. 3. Omvandlingssignalvägen är alltid fylld med omvandlingssampel. Så- lunda är det ej möjligt att införa ett kalibreringsvärde i pipelinen eller lO 15 20 25 30 S17 675. 3 u c u a . . | n n .. att växla pipelinen till kalibreringsmod. Detta omöjliggör fullständigt användning av en lång rad av högpresterande digitala omvandlarsy- stem, sådana som de som beskrivs i [5]-[6].

En annan A/D-omvandlarklass beskrivs i [7]. Dessa A/D-omvandlare an- vänder parallellt flera identiska A/ D-omvandlarenheter, med låg samplings- frekvens, för att skapa en A/D-omvandlare med hög samplingsfrekvens. En- heterna samplar den analoga signalen på ett cykliskt sätt. Kalibrering av en enhet kan utföras när en annan enhet samplar. Sålunda är interpolation ej nödvändig. Den här typen av parallella omvandlare är emellertid också väl- digt komplexa och dyra.

SAMMANFATTNING Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att möjliggöra användning av en lång rad av kalibreringsmetoder, utan de inneboende signalbandbredds- begränsningarna, uppkomna av interpolationen som används i ”skip-and- fill” metoder enligt känd teknik, och till en lägre kostnad än den parallella A / D-omvandlarlösningen.

Detta syfte uppnås i enlighet med bifogade patentkrav.

Kortfattat tillhandahåller den föreliggande uppfinningen en lågpresterande hjä1p-A/ D-omvandlare, som emellanåt ersätter den ordinarie A/D-omvand- laren för kalibreringssyften. Här betyder termen “lågprestanda” lägre pre- standa än den ordinarie A/D-omvandlaren. Faktumet att hjälp-A/ D- omvandlaren endast måste användas emellanåt (låg samplingsfrekvens) be- tyder att kraven på hjälp-A/D-omvandlaren är lägre. Sålunda är parametrar så som bitupplösning och insvängnings-/ omvandlingstid mindre kritiska. 10 15 20 25 30 517 675 4 KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen, tillsammans med ytterligare syften och fördelar med denna, kan bäst förstås genom hänvisningar till följande beskrivning tillsammans med de medföljande ritningarna, i vilka: Fig. 1 är ett blockdiagram över en konventionell A/D-omvandlare med en interpolator; Fig. 2 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/ D- omvandlaren i fig. l; Fig. 3 är ett blockdiagram över en utföringsform av A/D-omvandlaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 4 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/ D- omvandlaren i fig 3; Fig. 5 är ett flödesdiagram som illustrerar den föreliggande uppfinning- ens A/ D-omvandlingsförfarande; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar prestanda som en funktion av upplösning för hjälp-A/ D-omvandlaren hos en A /D-omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 7 är ett diagram som illustrerar prestanda som en funktion av överhoppningsfrekvens för en A/D-omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfinningen; och Fig. 8 är ett annat diagram som illustrerar prestanda som en funktion av överhoppningsfrekvens för en A/D-omvandlare i enlighet med den förelig- gande uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING Fig. 1 är ett blockdiagram över en konventionell A/D-omvandlare med en in- terpolator. En analog signal skickas till en A/D-omvandlare 10. De digitala samplen skickas till en interpolator 12 och ett fördröjningselement 14. En omkopplare 16 är vanligtvis i det markerade övre läget, i vilket de digitala 10 15 20 25 30 51 v ms 5 samplen från fördröjningselementet 14 matas ut i ett samplingsintervall T. Var kzte sampel tvingas omkopplare 16 till dess nedre läge, i vilket ett sampel hoppas över och istället matas ett interpolerat digitalt sampel från interpolator 12 ut. Därefter återgår omkopplare 16 till dess övre läge. Kalibrering eller en del av en fullständig kalibrering av A / D-omvandlare 10 utförs under interpo- lationen.

Fig. 2 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A/ D-omvandlaren i fig. 1. Den streckade linjen anger det överhoppade samplets verkliga värde. På grund av interpolationens begränsade bandbredd kan det interpolerade värdet vara skiljt från det här verkliga värdet. Det interpolerade värdet ligger på den visade interpolationskurvan som bildas av omkringliggande sampel. De här omkringliggande samplen är anledningen till fördröjningselementet 14 i fig. 1 (för att kunna interpolera behövs sampel både innan och efter det överhoppa- de sarnplet).

Fig. 3 är ett blockdiagram över en utföringsform av en A / D-omvandlare i en- lighet med den föreliggande uppfinningen. En normalt använd ordinarie A/D-omvandlare 10 är kompletterad med en lågpresterande hjälp-A/ D- omvandlare 20, vilken bara används emellanåt när den ordinarie A/ D- omvandlaren 10 kalibreras. A/D-omvandlaren 20 är företrädelsevis imple- menterad på samma chips som den ordinarie A/D-omvandlaren 10, men den kan även implementeras separat. Omkoppling mellan de två A/ D- omvandlarna utförs av synkroniserade omkopplare 22 och 24. Om så är nödvändigt, kan två fördröjningselement 26 och 28, med olika fördröjningar, tillhandahållas efter A/D-omvandlare 10 respektive 20, för kompensering för en längre insvängnings-/omvandlingstid hos hjälp-A/ D-omvandlaren 20 och tidsmässigt inriktning av de två dataströmmarna.

Fig. 4 är ett tidsdiagram som illustrerar sampling med A / D-omvandlaren i fig. 3. Att noteras är att i detta fall erhålls det överhoppade (av den ordinarie A / D- omvandlaren 10) samplets verkliga värde från hjälp-A/ D-omvandlaren 20 (möjligen till lägre upplösning). 10 15 20 o u o Q nu o; 517 675 6 un: ~ . u c n a u n ao Fig. 5 är ett flödesdiagrarn som illustrerar A/D-omvandlingsförfarandet hos den föreliggande uppfinningen. Steg S1 bestämmer nästa sampelposition n.

Steg S2 undersöker om n/ k är ett heltal (m i fig. 3). Här anger k antalet sam- pel mellan kalibreringar. Om n/ k ej är ett heltal, erhåller steg S3 nästa sampel med den ordinarie A/D-omvandlaren. Om n/ k är ett heltal, erhålls nästa sampel av hjälp-A/D-omvandlaren i steg S4 och den ordinarie A/ D- omvandlaren kalibreras i steg S5. I båda fallen återgår förfarandet därefter till steg S1.

Det bör noteras att de två A/D-omvandlarna 10, 20 kan vara av olika sort.

Exempel på olika möjliga kombinationer ges i tabell 1 nedan.

Tabell 1 A/ D-omvandlare 10 A / D-omvandlare 20 Pipeline Cyklisk Pipeline Flash Pipeline Successiv approximering Pipeline Dual-slope Pipeline Pipeline Flash Cyklisk Flash Flash Dessa exempel är på inget sätt uttömmande. Andra kombinationer är också möjliga. De visar emellertid flexibiliteten som den föreliggande uppfinningen erbjuder.

Hjälp-A/D-omvandlarens erforderliga upplösning N2, samt hur ofta det är möjligt att hoppa över och fylla i (eng. ”skip and fi1l”) beror på systemspecifi- kationerna. Några simuleringsresultat visas i fig. 6-8 som en indikation på möjlig prestanda. 10 15 20 25 30 511 avs 7 Fig. 6 är ett diagram som illustrerar prestanda som en funktion av upplösning för hjälp-A/D-omvandlaren hos en A/D-omvandlare i enlighet med den före- liggande uppflnningen. En annars ideal 14-bitars omvandlare fick 10 sampel utav 16384 (16K) ersatta med ett Nz-bitars sampel. SFDR (eng. “Spurious Free Dynamic Range”) och SINAD (eng. “Slgnal-to-Noise-And-Distortion ra- tio”) plottas mot N2 i fig. 6. Det ses att för N2 ned mot 10 bitar, uppvisar spektralprestandan ingen eller liten försämring. Vid en enkel konstruktion är det rimligt att anta att Nz när 8 till 10 bitar.

Fig. 7 är ett diagram som illustrerar prestanda som en funktion av överhopp- ningsfrekvens för en A/D-omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfin- ningen. Fig. 7 visar hur spektralprestandan SFDR beror på Överhoppningsfre- kvensen för N2 = {6, 8, 10} bitar. Överhoppningsfrekvensen sveps från 1 till 10000 överhoppningar per 16384 sampel, där det senare extremvärdet nästan är ekvivalent med en fristående N2~bitars omvandlare. Simuleringarna indike- rar att det, med en 10-bitars hjälp-A/D-omvandlare, är möjligt att hoppa över och fylla i 10 till 30 sampel per 16K med endast en liten försämring i spektral- prestanda. Med en 8-bitars hjälp-A/D-omvandlare kan 1 till 3 sampel hoppas över, medan en 6-bitars hjälp-A/D-omvandlare har otillräcklig upplösning.

Fig. 8 är ett annat diagram som illustrerar prestanda som en funktion av överhoppningsfrekvens för en A / D-omvandlare i enlighet med den föreliggande uppfmningen. Den är liknande fig. 7, men visar hur spektralprestandan SINAD beror på Överhoppningsfrekvensen för N2 = {6, 8, 10} bitar.

Från fig. 6-8 kan slutsatsen dras att hjälp-A/D-omvandlarens prestandakrav är mycket lägre än för den ordinarie A/D-omvandlaren vid låga överhopp- ningsfrekvenser (Överhoppningsfrekvensen måste vara lägre än halva samp- lingsfrekvensen, typiskt mycket lägre.). Detta är en mycket viktig egenskap hos den föreliggande uppfinningen.

Några ytterligare utföringsformer beskrivs kortfattat nedan. 10 15 20 25 30 51 1 avs nu - . c o n | a o .. 8 Hjälp-A/D-omvandlarens vilotid kan användas till effektstrypning (eng. ”power-doWn”) för att uppnå lågeffektsdrift.

Hjälp-A/D-omvandlarens krav på insvängnings-/omvandlingstid kan i hög grad lättas på genom ökning av fördröjningen efter den ordinarie A/ D- omvandlaren.

Hjälp-A/D-omvandlaren kan använda dynamisk elementanpassning för sä- kerställning av att den ej är alltför olinjär, även om den möjligen har lägre upplösning.

Genom att tillåta hjälp-A/D-omvandlaren att fylla i två eller flera på var- andra följande sampel, möjliggörs användningen av bakgrundskalibrerings- system som behöver två eller flera på varandra följande sampel för korrekt funktion. Det är även möjligt att använda två eller flera hjälp-A/ D- omvandlare parallellt för att fylla i två eller mer på varandra följande sampel.

Det är möjligt att använda en dedicerad hållkrets till hjälp-A/ D- omvandlaren, så att den kan matas med ett insampel under en förlängd tid.

Detta kan vara användbart, exempelvis, då hjälp-A/D-omvandlaren är av successiv approximeringstyp.

I en annan utföringsform av uppfinningen kan den ordinarie A/ D- omvandlaren avbrytas slumpmässigt istället för vid periodiskt valda samp- lingstillfällen.

En viktig fördel hos den föreliggande uppfinningen är att hjälp-A/ D- omvandlaren omvandlar det verkliga värdet i motsats till att räkna ut ett in- terpolerat värde från omkringliggande sampel. Ingen förkunskap om signa- len behövs därför, och “fyllvärdet”, infogat i enlighet med den föreliggande uppfinningen, uppskattas noggrant även om hela Nyquist bandbredden an- vänds som insignal. 10 15 n a ø . oo o.

Den föreliggande uppfinningen framställer vidare ett generiskt förfarande, tillämpbart på bakgrundskalibrering av de flesta kända A/ D- omvandlarkonstruktioner med brett frekvensband, och täcker därför ett stort antal tillämpningar, till exempel tillämpningar relaterade till digitala radiosy- stem.

En ytterliggare fördel är att den föreliggande uppfinningen ej är begränsad till ett speciellt kalibreringssystem. Istället, genom användning av den före- liggande uppfinningen, blir det möjligt att välja mellan en lång rad av existe- rande bakgrundskalibreringssystem - system som tidigare uteslutits på grund av inneboende bandbreddsbegränsningar hos ”skip-and-fill” metoder med interpolering.

Fackmannen inser att olika modifieringar och förändringar kan göras vid den föreliggande uppfinningen utan avvikelse från dess ram, som definieras av de bifogade patentkraven. 10 15 20 25 [1] [2] [31 [4] [5] [6] [7] u u n u -o n oo 517 675 10 u u . - a . u n o . n n' REFERENSER U.-K. Moon, och B.-S. Song, “Background Digital Calibration Techni- ques for Pipelined ADC's”, IEEE Trans. Circ. Syst.- II, sidorna. 102- 109, vol. 44, nr. 2, feb. 1997, IEEE.

S.-U. Kwak, B.-S. Song, och K. Bacrania, “A 15-b, 5-Msamp1e/ s Low- Spurious CMOS ADC", IEEE J. Solid-State Circ., sidorna. 1866-1875, vol. 32, nr. 12, dec. 1997, IEEE.

O. E. Erdogan, P. J. Hurst, och S. H. Lewis, “A 12b Digital- Background-Calibrated Algorithmic ADC with -90dB THD”, 1999 Intl.

Solid-State Circ. Conf., sidorna. 316-317, feb. 1999, IEEE.

J. Ingino Jr., och B. Wooley, “A Continuously-Calibrated 10 Msamp- le/ s 12b 3.3V ADC”, 1998 Intl. Solid-State Circ. Conf., sidorna. 144- 145, feb. 1998, IEEE.

A. N. Karanicolas, och H.-S. Lee, “Digitally self-calibrating pipeline analog-to-digital converter”, US Pat. 5.499.027, mar. 12, 1996, Massa- chusetts Institute of Technology.

H.-S. Lee, och E. Joe, “Analog-to-digital converter with digital compen- sation”, US Pat. 5.870.041, mar. 12, 1996, Massachusetts Institute of Technology.

U.S. Patent 5 262 779 (Donald J. Sauer)

Claims (12)

10 15 20 25 30 517 675 11 PATENTKRAV

1. Ett förfarande för A/ D-omvandling som innefattar steget: temporär avbrytning av A/ D-omvandling hos en första A/ D-omvandlare för kalibreringssyften, kännetecknat av de ytterliggare stegen: utförande av A/D-omvandling i en lågpresterande, jämfört med den för- sta A/ D-ornvandlaren, hjålp-A/ D-omvandlare under avbrotten; upprepning av avbrotten vid en lägre frekvens än halva den första A/ D- omvandlarens samplingsfrekvens.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av avbrytning av första A/D-omvandlaren för kalibrering under flera på varandra följande samp- lingsperioder.

3. Förfarande enligt patentkrav 2, kännetecknat av A / D-omvandling i flera parallella lågpresterande hjälp-A/D-omvandlare under avbrott, som sträck- ander sig över flera samplingstillfällen.

4. Förfarande enligt patentkrav l, kännetecknat av dynamisk elementan- passning i hjälp-A/ D-omvandlaren för förbättring av linearitet.

5. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av effektstrypning av hjälp- A / D-omvandlaren under vilotiden.

6. Förfarande enligt något av de föregående patentkraven 1~5, kännetecknat av periodisk avbrytning av den första A / D-omvandlaren för kalibrering.

7. Förförande enligt något av de föregående patentkraven 1-5, kännetecknat av avbrytning av den första A /D-omvandlaren för kalibrering vid slumpmäs- sigt valda samplingstillfällen.

8. Ett A / D-omvandlíngssystem, som innefattar en första A/D-omvandlare och kalibreringsorgan, kännetecknat av: 10 15 20 I I | ~ nu 12 en lågpresterande, jämfört med första A/D-omvandlaren, hjälp-A/ D- omvandlare (20); och organ (22, 24) för temporär omkoppling, vid en omkopplingsfrekvens som är lägre än halva den första A/ D-omvandlarens (10) samplingsfrekvens, av A/D-omvandling från den första A/D-omvandlaren ( 10) till hjälp-A/ D- omvandlaren (20) under korta tidsintervall, som används för kalibrering av den första A / D-omvandlaren (10).

9. System enligt patentkrav 8, kännetecknat av flera parallella lågpreste- rande hjälp-A/D-omvandlare för A/D-omvandling under avbrott, som sträcker sig över flera på varandra följande samplingstillfällen.

10. System enligt patentkrav 8, kännetecknat av ett fördröjningselement (26) efter den första A/ D-omvandlaren för reducering av kraven på insväng- nings- / omvandlingstid hos hj älp-A/ D-omvandlaren.

11. System enligt patentkrav 8, kännetecknat av en dedicerad hällkrets till hj älp-A / D-omvandlaren.

12. System enligt något av de föregående patentkraven 8-11, kännetecknat av att hjälp-A/D-omvandlaren har lägre upplösning än den ordinarie A/ D- omvandlaren.