SE437578B - Talsignalbehandlingsanordning - Google Patents

Description

20 25 30 35 HO 7906750-0 i 2 serie sampler som motsvarar sampelblocket av den ursprungliga talsig- nalen.

En tidigare känd transformkodningsanordning för talsignaler är beskriven i artikeln "Adaptive Transform Coding of Speech Signals" av Rainer Zelinski och Peter Noll, IEEE Transaotions on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. ASSP-25, nr 4, augusti 1977. I denna artikel beskrivs en transformkodningsteknik vid vilken varje trans- formkoefficientsignal adaptivt kvantiseras i och för sänkning av bít~transmissionstakten, varigenom den digitala transmissionskanalen effektivt utnyttjas. Samplerna av en ingàngstalsignal avbildas i frekvensdomänen medelst en diskret cosinus-transform. Omvandlingen resulterar i en uppsättning ekvidistanta diskreta cosinus-transform- koefficientsignaler. För att erhålla en optimal överföringshastighet bildas ett uppskattat värde ("estimat") av korttidsspektret av segmen- tet som svar pà transformkoeffioientsignalerna genom spektral stor- leks~medelvärdesbildning av till varandra gränsande koeffieientsigna- ler. Spektrumestimatsignalen som representerar de förutsedda spekt- rala nivåerna vid ekvidistanta frekvenser används sedan för att adaptivt kvantisera transformkoefficientsignalerna. Den adaptíva kvantiseringen av transformkoefficientsignalerna optimerar bit-till- delningen och stegstorlekstilldelningen för varje koefficientsignal i enlighet med det härledda spektrala estimatet. Digitala koder som är representativa för de adaptivt kvantiserade koeffioientsignalerna och det spektrala estimatet multiplexeras och överföres. Adaptiv avkod- ning av de digitala koderna och invers diskret cosinustransformation av de avkodade samplerna ger en kopia av serien av talsignalsampler.

I det av Zelinski et al angivna transformkodningsarrangemanget ger alstringen av den spektrala estimatsignalen pá_grundval av spekt- ralkomponent-medelvärdesbildning endast en grov uppskattning som ej är representativ för relevanta detaljer av talsignalen i transformspektè ret. Vid lägre bit-transmissionstaktvärden, t.ex. under 16 kb/s, blir resultatet en totalkvalitetförsämring som yttrar sig som ett "gurglande“ brus i den återbildade talsignalen. För att förbättra totalkvaliteten måste man representera finstrukturen i transformspekt- ret i det spektrala estimatet vid de lägre bit-takterna.

Vid uppfinningen kommer man tillrätta med den ovannämnda talsig- nalförsämringen vid adaptiv transform-talbehandling genom att man använder ett vokaltrakt-alstrat formant-spektralestimat av talseg- ment-transformkoefficientsignalerna och ett tonhöjdsexciterings-spek*- ralestimat av talsegmenttransformkoefficientsignalerna för att åstad- Éà» fm- Mamman: 10 15 20 25 30 35 40 7906750-0 3 komma den erforderliga finstruktur-representationen. ler för bit-tilldelningen och stegstorlektilldelning för transform- koefficientsignalerna för segmentet erhålles från de kombinerade formant- och tonhöjdsexciteringsspektralestimaten så att den adaptiva kvantiseringen av transformkoefficientsignalerna innehåller den erforderliga finstrukturen vid relevanta spektralfrekvenser. Den resulterande talsignaltransmissionen förbättras därvid även om trans- Parametersigna- missionsbittakten reduceras. _ _ En föredragen utföringsform_av uppfinningen är inriktad på en talsígnalbehandlingsanordning i vilken en talsignal samplas i en förutbestämd takt och samplerna indelas i talsampelblock. En uppsätt- ning diskreta trekvensdomäntransformkoefficientsignaler erhålles ur blocket talsampler. Varje koefficientsignal tilldelas en förutbestämd frekvens. Som svar på uppsättningen av diskreta transformkoefficient- signaler alstras en uppsättning anpassningssignaler för blocket. De diskreta transformkoefficientsignalerna kombineras med anpassningssig- nalerna för alstring av en uppsättning adaptivt kvantiserade diskreta transformkoefficientkodade signaler vilka är representativa för blocket. Alstringen av anpassningssignaler innefattar alstring av en uppsättning signaler vilka är representativa för formantspektret för block-koeffioientsignaler och alstring av en uppsättning signaler som är representativa för block-koefficientsignalernas exciteringsspekt- rum. Blockformantspektrumsignal-uppsättningen kombineras med block- -tonhöjdexciteringsspektrumsignal-uppsättningen för att alstring av en uppsättning tonhöjdexciteringsstyrda spektralnivåsignaler. Anpass- ningssignaler alstras som svar på de tonhöjdexciteringsstyrda spekt- ralnivåsignalerna.

En signal som är representativ för blocktransformkoefficientsig- nalernas autokorrelation alstras. Som svar på block-autokorrelations- signalen alstras en formantspektralnivåsignal och en tonhöjdexcite- ringsspektralnivåsignal på varje transformkoefficientsignalfrekvens.

Varje transformkoefficientsignalfrekvensformantspektralnívåsignal kombineras med transformkcefficientsignalfrekvenstonhöjdexciterings- spektralnivåsignalenharigenom en tonhöjdsstyrd exciteringsspektral- nivàsígnal alstras för varje diskret transformkoefficientsignal.

Alstringen av tonhöjdexciteringsspektrumsignal innefattar alst- ring av en pulstågsignal som är representativ för tonhöjdexciteringen för blocktransformkoefficientsignalerna och alstring av en uppsättning signaler av vilka var och en är representativ för tonhöjdexciterings- nivån vid en transformkoefficientsignalfrekvens. o ,___._.__.__...___.l...__.- ._ __. a. . 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 U En uppsättning signaler som är representativ för predikterings- parametrarna för blooktransformkoeffioientsignalerna alstras som svar pà blockets autokorrelationssignal, och en formantspektralnivåsignal alstras för varje transformkoefficientsignalfrekvens ur blockpredikte- ringsparametersignalerna.

Den för tonhöjdexciteringen representativa pulstágsignalen alstras som svar på block-autokorrelationssignalen genom bestämning av en signal som motsvarar maximivärdet för block-autokorrelationssigna- len och en tonhöjdsperiodsignal motsvarande tiden för nämnda maximi- värdes förekomst. En tonhöjdsförstärkningssignal motsvarande förhål- landet mellan nämnda maximivärde och initialvärdet av block-autokorre- lationssignalen bildas. Den för tonhöjdexciteringen representativa pulstâgsignalen alstras som funktion av såväl nämnda tonhöjdsförstärk- ningssignal som nämnda tonhöjdsperiodsignal.

De adaptivt kvantiserade transformkoefficientkodade signalerna multíplexeras med predikteringsparametrarna för block-autokorrela- tionssignalen och tonhöjdsperiodsignalen och tonhöjdförstärkningssig- nalen. Den multiplexerade signalen överföres via en digital kanal.

En mottagare är anordnad att demultiplexera den överförda signalen och att adaptivt avkoda de kodade adaptivt kvantiserade transformkoeffici- entsignalerna som svar på de tonhöjdsexciteringsstyrda spektralnívà- signaler som är erhållna ur de överförda predikteringsparametersigna- lerna, den bestämda tonhöjdförstärkningssignalen och den bestämda tonhöjdsperíodsignalen. Som svar pá de adaptivt avkodade transform- koefficienterna alstras en serie talsampler vilka motsvarar en kopia av de ursprungliga talsamplerna.

En bit-tilldelningssignal och en stegstorleksstyrningssignal för varje första signalfrekvens alstras som svar på nämnda tonhöjdsexcite- ringsstyrda spektralnivåsignaler. Bit-tilldelníngssignalen och stegstorleksstyrníngssignalen bildar de anpassningssignaler som verkar så att de adaptivt kvantiserar nämnda första signaler.

Varje första signal är representativ för en diskret cosinus- -transformkoefficient vid en förutbestämd frekvens, och varje adaptivt kvantiserad diskret transformkodad signal är en adaptivt kvantiserad diskret cosinus-transformkoefficientkodad signal.

Uppfinningen skall i det följande närmare beskrivas i anslutning till på bifogade ritning med fig. 1 - 20 visade utföringsexempel. §¿g¿ 1 visar ett allmänt blockschema för en talsignalkodare som är typisk för uppfinningen. Fig. 2 är ett allmänt blookschema över en talsig~ nalavkodare som är typisk för uppfinningen. Fig. 3 är ett detaljerat - .a-ew-es-lg.. 5 10 15 20 25 30 35 HO 7906750-0 5 blonksohema över en klocka som används i anordningarna enligt fig. 1 min 2 Samt buffertregistret i rig] 1. F15. 11 är ett detaljerat blockschema över en diskret cosinus-transformkrets som är användbar i kretsen enligt fig. 1. Fig. 5 är ett detaljerat blockschema över en autokorrelationskrets som är användbar i kretsen enligt fig. 1. §ig¿ Q är ett detaljerat blockschema över en tonhöjdsanalyserande krets som är användbar i kretsen enligt fig. 1. Fig. 7 och 8 är ett detaljerat blockschema över den tonhöjdsspektralnivågenerator som används i kretsarna enligt fig. 1 och 2. Fig. 9 är ett detaljerat blocksohema över den formantspektralnivågenerator som används i kretsarna enligt fig. 1 och 2. Fig. 10 och 11 är ett detaljerat blockschema över den normaliseringskrets som används i kretsen enligt fig. 1. Fig. 12 är ett detaljerat blockschema över den inversa diskreta cosinustransform- -krets som är använd i kretsen enligt fig. 2. Fig. 13 är ett block- schema över en digital processoranordning som kan användas i kretsen enligt fig. 1 och 2. Fig. 1U är ett flödesschema som visar bit-till- delningsoperationerna i kretsarna enligt fig. 1 och 2. Fig. 15 är ett detaljerat blockschema över den DCT-avkodare som användes i kretsen enligt fig. 2. Fig. 16, 17, 18 och 19 visar vågformer som åskådliggör verkningssättet för kretsarna enligt fíg. 1 och 2, och Fig. 20 visar ett detaljerat blockschema över den normaliseringskrets som användes i kretsen enligt fíg. 2.

Fig. 1 visar ett översiktligt blockschema över en talsignalkoda- re, vilket schema åskådliggör uppfinningen. En talsignal s(t) erhål- les från omvandlaren 100 som kan innefatta en mikrofon eller någon annan talsignalkälla. Talsignalen S(t) tillföres till filtre- rings- och samplingskretsen 101 som är anordnad att endast släppa igenom lâgfrekventa signaler från signalen s(t) och att sampla den filtrerade talsignalen i en förutbestämd takt, t.ex. 8 kHz, vilken styras av samplingsklockpulser CLS.från klockan 1U2 som visas i vågformen 1901 i fig. 19. Talsamplerna s(n) från samplaren 101 tillföres till analog/digitalomvandlaren 103 vilken avger en digital- kodad signal X(n) för varje talsignalsampel s(n). Buffertregistret 105 tar emot sekvensen X(n) av kodade signaler från analog/digitalom- vandlaren 103 och lagrar som svar på dessa ett block om N signaler X(0), X(1), ..., X(N-1) under styrning från block-klockpulser CLP från klockan 1N0 såsom visas i vågformen 1903 i fíg. 19 vid tidpunkterna to och t11. ' Klockan 142 och buffertregistret 105 visas i detalj i fíg. 3.

Som framgår av fig. 3 innefattar klockan 142 en pulsgenerator 310. 10 15 20 25 30 35 NO 7906750-Û 6 Denna avger kortvariga CLS-pulser i en förutbestämd takt, exempelvis 1/(8kHz). CLS~pulserna tillföres till räknaren 312 vilken är anordnad att avge en sekvens om N stycken, exempelvis 256 stycken, CLA-adress- koder och en CLB-klockpuls vid slutet av var N:te, exempelvis var 256:e, CLS-puls. CLA-adresskoderna tillföres till adressingången hos väljaren 320 i buffertregistret 105. Som svar på varje fördröjd CLS-klockpuls från fördröjníngsorganet 326 tillför väljaren 320 en puls till klookingångarna hos láskretsarna 322-0 t.o.m. 322-N-1 i tur och ordning så att de kodade signalerna X(n) från analog/digital-om- vandlaren 103 uppdelas i block, vartdera omfattande N=256 koder X(0), X(1), ..., X(N-1). Sålunda lagras den första kodade talsampelsignalen X(0) i ett block i låskretsen 322-O som svar på blockets första CLS-puls. Den andra talsampelsignalen X(1) placeras i låskretsen 322-1 som svar på blockets andra CLS-signal, och den sista talsampel- signalen X(N-1) placeras i låskretsen 322-N-1 vilken är anordnad att påverkas av blockets sista CLS-puls.

Efter den sista CLS-pulsen i blocket erhålles en CLB-puls från räknaren 312. CLB-pulsen är anordnad att överföra de i låskretsarna 322-0 t.o.m. 322-N-1 lagrade signalerna X(0), X(1), ..., X(N-1) till respektive låskretsar 32U-0 t.o.m. 323-N-1. Blocksignalerna X(0), X(1), ..., X(N-1) lagras i respektive låskretsar 324-0 t.o.m. 32U-N-1 under nästa sekvens om 256 CLS-pulser under det att nästa blocks signaler i tur och ordning efter varandra införes i làskretsarna 322-0 t.o.m. 322-N-1. Sålunda är varje block av kodade talsampelsignaler tillgängligt från utgångarna hos buffertregistret 105 under 256 sampelpulstider.

Signalerna X(0), X(1), ..., X(N-1) från buffertregistret 105 tillföres parallellt till den diskreta cosinus-transformeringskretsen 107 som är anordnad att omvandla blocktalsampelkoderna till en upp- sättning om N diskreta oosinus-transformkoefficientsignaler XDCT(O)| XDCT(1), und, XDCT(N~1) vid inbördes ekvidistanta frekvenserw = kII/2N, där k=0, 1, ..., N~1. Denna omvandling utföres genom att man bildar 2N-punkts Snabb- -Fourier-transformen (här förkortat FFT, "Fast Fourier Transform") för blocket taisignaisampler, så att FFT-koefficienterna RexFFT(0), Re XFFT(N~1) OCh Im XFFT(O), Im xFFT(1), ..., Im XFFT(N~1) blir tíllängliga. Re betecknar den reella delen och Im betecknar den imfißífläfa delen av Varje xFFT(n)-signal. Den diskreta oosinus- 10 15 20 25 30 35 H0 vsoèvsu-o ~transformsignalen är då Xncuo) = <1/N>°'5 Viak-Frun; (1) och XDCT(k) =(2/N)O'5 {cos(kII/EN) Re XFFT(k) + + sinnen/zu) Im XÉFTM; (2) för k=1, 2, N-1. i Den diskreta cosinus-transformeringskretsen (107) visas mera i detalj i fig. U. FFT-kretsen H03 i fig. U kan exempelvis innefatta den krets som är beskriven i amerikanska patentskriften 3 588 460 (Richard A. Smith, 1971-06-28). I anordningen enligt fig. Ä tar multiplexern H01 emot blocket talsampelsignalkoder X(0), X(1), ..., X(N-1) från buffertregistret 105. Eftersom FFT-kretsen H03 är anord- nad att genomföra en 2N-punkt-analys av de till densamma tillförda ene, signalerna, tillföres även en i en konstantgenerator H50 alstrad noll-kod-signal till de återstående N ingångarna hos multiplexern H01. Som svar på bakkanten av den CLB-klockpuls som gör signalerna X(0), X(1), ..., X(N-1) tillgängliga på ingångarna hos multiplexern H01 alstrar pulsgeneratorn N30 en SO_Sgyppu1s som nollsbällep räknaren H20. Vippan H27 1-ställes nu så att en hög A1-ug$1¿na1 erhålles från densamma.

Pulsgeneratorn ü3U triggas av bakkanten av pulsen S0 varigenom GH S1-styrpuls alstras. S1-pulsen från generatorn U3ü tillföres till klockingången hos FFT-kretsen RO3. Multiplexern H01 adresseras med noll-tillstánds-utgàngskoden från räknaren H20 så att talsignal- koden X(O) tillföras till FFT-kretsens H03 ingång. Som svar på 31~pulsen införes signalen X(0) i FFT-kretsen N03, där den tillfäl- ligt lagras. Styrsignalen S2 alstras av pulsgeneratorn H36 som svar på bakkanten av S1-pulsen, och räknaren 420 framstegas till sin nästa räkneställning medelst pulsen S2, Signalen X(1) tillföras nu till FFT-kretsens 403 ingång via multiplexern H01. Utgångsvärdet från H20 tillföres även till jämföraren H22 där den jämföres med Eftersom räknaren räknaren 2N-konstantsignalen från konstantgeneratorn 450. _U20 är i sitt första tillstànd, med räkneställning mindre än 2N, är JämfÖP&P@nS U22 J1~utgàng hög, och OCH-grinden HH1 aktiveras när pulsgeneratorn H38 triggas av pulsens S2 bakkant_ på detta Sätt k0mmGP Yfiteflißafe en följd av 51- och S2-pulser att erhållas från pulsgeneratorerna U3U och N36. Som svar på S1_ och s2_pu13epna införes signalen X(1) i FFT-kretsen N03 via multiplexern N01, och räknaren N20 uppstegas till sin nästa räkneställning. 10 15 20 25 30 35 NO 7906750-0 i 8 V Serien av S1- och S2-pulser upprepas till dess att alla insignalerna till multiplexern H01, inklusive N-nollkod-insignalerna, har förts in i FFT-kretsen ÄO3. När räknaren 420 uppstegas till sin \ räkneställning 2N+1, blir jämförarens H22 J2_ut¿ån¿ hög, och QCH- -grinden BRO aktiveras av utgångssignalen från pulsgeneratorn N38.

Som Svar på den höga A1-signalen från vippen H27 een den hage utsignalen från den aktiverade grinden UNO avger OCH-grinden HHS en hös SFFT-eignel vilken tillföree till FFT-kretsen no3. som ever på t den hößa SFFT-pulsen alstrar FFT-kretsen 403 signalerna 5 ' He XFFT(o), ne xFFT<1), ..., Re xFFT Im XFFT(0), Im XFFT(1), ..., Im XFFT(N-1) och lagrar i tillfälligt dessa sigaler. Efter beräkningens slut alstrar FFT-kret- Sen 493 en É1-signal som återställer víppan H27 och triggar puls- § generatorn N30. I Pulflefl S0 från generatorn H30 nollställer räknaren H20 som 5 förberedelse till överföringen av signalerna Re XFET(k) och.

Im XFET(k), där k = o, 1, ..., N-1, till låekreteerne nov-o t.e.m.

H08-N-1. Under var och en av de upprepade sekvenserna av styrpulser I S1 och S2 adresserar väljaren H05 den låskrets som anges av Päknflfenfl 420 tillstånd- 31-pulsen läser ut signalen, exempelvis He XFFT(1), från FFT-kretsen 403, och signalen ifråga tillröree till lednïflßen ÄÛ5- 31-pulsen tillföras till klockingången hos den adresserade låskretsen H07-1 via väljaren 405, och Re SFET(1) införes i denna låskrets. Den efterföljande S2-pu15en Stegar fram räknaren N20, varigenom nästa S1_pu1s läser ut signalen Im XFFT(1), vilken signal införes i låskretsen H08-1 under styrning från väljaren N05. Å Den aritmetiska enheten H19 tar emot signalerna från låskretsarna H07-O t.o.m. H08-N-1 och alstrar en uppsättning diskreta cosinus- -transformkoefficientsignaler XDCT(o), xDCT(1), ..., xDCT(N-1) i enlighet med ekvationerna 1 och 2. ne xFFT med en konstant cos WII/2N, och Im XFFT(k) multipliceras med kon- stanten sin kII72N. För k=1 är multipliceraren 410-1 anordnad att bilda signalen eos(II/2N) ' Re (XFFT(1)) och multipliceraren 411-1 är anordnad att bilda signalen sin(Il72N) ' Im (XFFT(1)), Utgångssignalerna från multiplicerarna H10-1 och H11-1 adderas till För varje par signaler 10 15 20 25 30 35 NO 7906750-:0 9 varandra 1 adderaren 412-1, och utgângssígnalen från adderaren N12-1 multipliceras med en konstant (2/N)O'5 i multipliceraren 41H-1.

Utgångssígnalen från multipliceraren Ä1ü-1 är XDCT(1), som är transformkoefficienten vid frekvensenw = TI72N.

Efter det att signalen Im XFFTm-n har införts i iaskretsen ÜÜÜ-N-1 Oßh Sißflalefl XDCT(N-1) uppträder på multiplicerarens H14-N-1 utgång, framstegas räknaren H20 till sin räkneställning 2N+1 medelst en 32-puls. Jämföraren H22 alstrar en hög J2-signal, och OCH- -grinden NHO aktiveras av utgångspulsen från pulsgeneratorn H38.

Eft9PS°m Utåånßfißíßnalen A2 från víppan 427 nu är hög, är även OCH-grinden NÄR aktiverad, så att en EDCT_pu13 (vågfopm 1905 1 fis, 19) erhålles därifrån vid tidpunkten t1, EDCT_pq15en inträffar vid slutet av alstringen av transformkoefficientsignalerna för blocket talsampler X(0), X(1), ..., X(N-1) 1 den diskreta cosinus-transforme- ringskretsen 107. Ett typiskt spektrum för den diskreta cosinus- -transformen för ett inkommande talsampelblook visas i vàgformen 1601 1 fíg. 16.

Varje DCT-transformkoefficientsígnal innefattar en komponent som är predikterbar ur de kända parametrarna för talsignalerna samt en ej predikterbar komponent. Den predíkterbara komponenten kan uppskattas och överföras med en väsentligt lägre bittakt än själva transformkoef- ficíentsignalerna. Den predikterbara komponenten erhålles genom att man bildar dels ett predikteringsparameterestimat ur blocket DCT-_ -transformkoefficíenter, vilket estimat motsvarar formantspektret för blocket DCT-transform-koefficientsignaler, dels ett tonhöjdexcite- ríngsestimat 1 form av en signal som är representativ för blockets tonhöjdsperiod, samt dels en tonhöjdsförstärkningssignal som är representativ för tonhöjdsexciteringsvågformens förlopp. Dessa formant- och tonhöjdsexciteringsparametrar ger ett noggrant uppskattat värde ("est1mat") av de förutsägbara talegenskaperna 1 blook-DCT- -spektret. ' Den predikterade komponenten av DCT-transformkoefficíentsigna- lerna, d.v.s. predikteringsparamterarna, tonhöjdsperiod- och tonnöjds- förstärkníngssignalerna, kodas och överföras var för sig. Följaktli- gen kan den förutsagda eller "predikterade" komponenten av varje transformkoefficientsignal XDCT(k) skiljas ut från xDCT(k), can transmissíonshastigheten för den ej predikterade delen av XDCT(k) kan avsevärt sänkas. Den totala bittakt som erfordras för att överfö- ra talsígnalen minskas härigenom. Eftersom estimatet för den förut- sagda delen av signalen innefattar såväl tonhöjdsexciteringsinforma- 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 10 tionen som formantinformationen för blocket, uppnår man en relativt högkvalitativ digital taltransmission vid den låga bitfrekvensen.

I kretsen enligt fig. 1 tillföres blockets signaler XDCT(k) via fördröjningslänken 108 till kvantiseraren 109, i vilken den förutsedda komponenten av varje koeffioientsignal avlägsnas. Den förutsagda komponenten alstras medelst en autokorrelator 113, "parcor"-koeffici- entgeneratorn 115 som alstrar predikteringsparametrarna för blocket, och tonhöjdsanalysatorn 117 som alstrar tonhöjdsexciteringsparameter- signalerna, tonhöjdsperiodsignalerna och tonhöjdsförstärkningssigna- lerna. Den som resultat erhållna predikterbara signalen och tonhöjds- exciteringssignalen kodas i kodaren 120 och multiplexeras med de adaptivt kvantiserade.DCT-transformkoefficientsignalerna från kvanti~ seraren 109 i multiplexern 112. De resulterande multiplexerade signalerna tillföres sedan till den digitala kommunikationskanalen 1ü0.

Autokorrelatorn 113, som alstrar en autokorrelationssignal vilken är anordnad att reagera för DCT-koefficientsignalerna från den disk- reta cosinus-transformeringskretsen 107, visas mera i detalj i fig. 5. Autokorrelatorn alstrar en uppsättning signaler N-1 m) = man) xšcflo) + (vmz xåcTm eeewrr/zumn (3) k=1 ' Kretsen enligt fig. 5 är anordnad att alstra autokorrelationssignaler i enlighet med 2N-1 R(n) = (1/2N) äs ušcT(k) ej(2TI/2N)kn (H) k=O där XDCT(k) för k=o, 1, ..., N-1; UDCT , N+2, I s o, ; I anordningen enligt fig. 5 multipliceras varje signal XDCT(0), XDCT(1), ..., xDCT(N-1) 1 blocket med sig själv 1 respektive multiplioeringsorgan 501-0 t.o.m. 501-N-1. De som resultat erhållna kvadrerade signalerna tillföres 1 den speciella ordningsföljd som föreskrives av ekvation 5 för en 2N-punkts invers Snabb- Fourier- -transformering (här förkortat IFFT) till IFFT-kretsen 505 via multi- plexern 503. De inversa transformsignaler som erhålles från IFFT- -kretsen 505 i enlighet med ekvantion N'tillföres till låskretsar 509-0 t.o.m. 509-N-1 så att blockets autokorrelationssignaler R(0), 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 11 R(1), ..., R(N-1) lagras i dessa låskretsar.

Som svar på bakkanten av signalen EDCT från den diskreta cosinus-transformationskretsen 107 alstrar pulsgeneratorn 530 en S3-styrpuls som nollställer räknaren 520. Vippan 527 1-ställes även HV Sißflalefl EDCT så att en hög A3-signal erhålles från densamma.

Noll-tillstånds-utgångsvärdet från räknaren 520 tillföres till multi- plexern 503, och multiplexern är anordnad att överföra signalen XšCT(0) från multipliceraren 501-0 till IFFT-kretsen 505.

Pulsgeneratorn 53U triggas av pulsens S3 bakkant, och Su-styrpul- sen därifrån är anordnad att tillfälligt lagra signalen XšCT(0) 1 IFFT-kretsen 505.

S5-styrpulsen, som alstras av pulsgeneratorn 536 vid pulsens Su bakkant, stegar fram räknaren 520 till dess första tillstånd.

Räknarens 520 tillstånd jämföres med konstanten 2N i jämföraren 521.

Eftersom räknarens 520 räkneställning är mindre än 2N, alstras en hög -signal, och OCH-grinden 5fl1 aktiveras när en puls erhålles från J 3 Som svar på den höga utsignalen från den aktive- pulsgeneratorn 538. rade grinden 541 alstras en sekvens av Su- och s5-pu1sep_ sekvens medför att utgångsvärdet från multipliceraren 501-1 placeras i fram räknaren 520 till dess nästa räkne- Denna IFFT-kretsen 505 och stegar ställning.

Efter det att signalen x§CT 505, införes en konstant ø-signal i densamma, vilken utgör svar på näßfifl Su- och S5-pulssekvens i enlighet med ekvation 5. Eftersom även multipliceraren 501-N-1 är ansluten till multiplexerns 503 ingång N+1: Så är XšCT(N-1)-signalen från multipliceraren 501-N-1 nästa signal som införes i IFFT-kretsen, vilken krets måste ha 2N ingångar.

Søm svar på nästa var N-2 Su- oen sïpuifler' införas utgångs- signalerna från multiplicerarna 501-N-2 t.o.m. 501-0 i IFFT-kretsen 503 i omvänd ordningsföljd enligt ekvation 5. När räknaren 520 är i sin 2N:te räkneställning, införes signalen XšCT(1) 1 1FFT-kretsen 505 i_enlighet med ekvation 5 under en Su-pu15, Nästa s5_pu1s stegar fram räknaren 520 till dess 2N+1:sta räkneställning, och OCH-grinden 5U0 aktiveras jämföraren 521 avger en hög Ju-5ígna1, Som svar på den därefter av utgángspulsen från pulsgeneratorn 538. hößfi A3-signalen från vippan 527 och utgångssignalen från den aktiverade grinden SÄO uppträder en hög SIF1-sig¿a1 på 0CH_gp1ndenS 5143 utzäns- Denna SIN-signal tillför-es till :EFT-kretsen 505 för inítiering av alstringen av R(n)-signalerna i enlighet med ekvation H.

Efter det att signalen R(N-1) har bildats i IFFT-kretsen 505, 10 15 20 25 30 35 NO 7906750-0 12 alstra” denna krets en EIF1-signal. Signalen EIF1 återställer Vïppan 537 så att en hög A4-signal erhålles. Signalen EIF1 triggar dessutom pulsgeneratorn 530. Den från pulsgeneratorn 530 erhållna 53-styrpulsen medför att räknaren 520 nollställes. rena 520 noll-räkneställning adresserar ledningen 511, som därefter är klar att aktivera làskretsen 509Ä0. S3_pu1Sen5 bakkant gpíggap PU1SEBneratorn 53U, Oflh Su-styrpulsen från generatorn 53H medför att R(0)-signalen från IFFT-kretsen 505 införes i låskretsen 509-0 via ledningen 511. Den av pulsgeneratorn 536 som svar på pulsens Sn bfikkaflt alstfade Pulsen 35 stegar fram räknaren till dess nästa J3-utgången från jämföraren 521 är hög, varför På detta Räkna- räkneställning.

OCH-grinden SH1 är aktiverad när pulsgeneratorn 538 triggas. sätt upprepas sekvenßen av Su- och ss-puiser till dess att räkna- ren 520 har stegats fram till sin räkneställning 2N+1.

Sekvensen av signalerna'R(0), R(1), ..., R(N-1) införas i lås- kretsarna 509-0 till 509-N-1 genom den upprepade Su- och 35_sek_ Vensen- Eftef det att en hög J4-signal har erhållits från jämföra- ren 521 som svar pâ den 2N+1:sta S5_pu1Sen aktiveras QCH_gp1nden 5uQ OCH en EAC-puls (vågformen 1907 i fig. 19) erhålles från OCH-grinden SHM vid tidpunkten bg. pulsen EAC anger att autokorreiationssig- nalerna R(0), R(1), ..., R(N-1) är lagrade så att blockets predikte- ríngsparametrar och blockets tonhöjds- och tonhöjdsförstärkningssigna- ler kan alstras i parameterkalkylatorn 115 och tonhöjdsanalysatorn 117 i fíg. 1. _ Parameterkalkylatorn 115 är anordnad att alstra en uppsättning av p stycken "parcor“-koefficienter wo, W1, ,_,, wp för varje block talsampler från de första p (färre än N-1) autokorrelatíonssigna- lerna. Nämdna p kan exempelvis vara lika med 12Ä Parcor-koefficien- terna representerar den predikterbara delen av de diskreta cosinus- -transformkoefficientsi naler som hänför sig till block-talsegmentets formanter. Parcor-para etrarna wm erhålles enligt m- wm = -[R(m)-+ 2§äa§m'1) Rm_¿]/Em_1 (6) J=1 där ED = H(0) amtm) = Hm' ( ) m-1 m-1 aj m = aj 4' Nm am_j 15,1 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 13 och Em = (1_wm)2 gm_1_ Parameterkalkvlatorn 115 kan innefatta behandlingsarrangemanget enligt fig. 13, i vilket processorn 1309 är anordnad att benomföra den av ekvation 6 bestämda beräkningen i enlighet med programinstruktioner som är lagrade i det uteslutande för läsning avsedda minnet (ROM) 1305. De lagrade instruktionerna för alstring av parcor-koefficien- terna Wm 1 ROM 1305 är förtecknade i Fortran-språket i Bilaga A.

Processorn 1309 kan vara det av företaget CSP under handelsbenämningen Macro Arithmetic Processor System 100 marknadsförde systemet eller godtyckligt annat för en fackman välkänt system Styrorganet 1307 åSUadk0mmeP att Hm-programminnet 1305 ansluts till när EAC-signlen uppträder i autokorrelatorn 113. permanent lagrade instruktionerna i programminnet 1305 placeras de första p autokorrelationssignalerna i låskretsarna 509-O t.o.m. 509-P i fig. 5 i direktaooess-dataminnet 1316 via ledningen 13H0 och in/ut- Paroor-koefficientsignalerna wo, H1, processorn 1309 I'enlighet med de -interface-organet 1318. alstras då i den centrala processorn 1312 och den aritme- tiska processorn 131U. Utgàngsstorheterna wm placeras 1 dataminnet 1316 och överföres därifrån till wm-m1nne; 1333 via in/ug-1ntep- face-organet 1318. Processorn 1309 alstrar även en ELA-51gna1 (vågformen 1909 i fig. 19) vid tidpunkten tu när wm-31¿na1epna är tillgängliga i minnet 1333.

Tonhöjdexciteringskoefficientsignalerna alstras i tonhöjdsanaly- satorn 117 som reagerar för autokorrelationssignalerna R(0), R(1), R(N-1) från autokorrelatorn 113. Två tonhöjdexciteringsparame- Den första signalen är representativ för förhål- ., w ..., tersignaler alstras. landet mellan maximala autokorrelationssignalen Rmax ggn begyn- nelse-korrelationssignalen R(0), och den andra signalen P motsvarar tiden för Rmax-signalens förekomst. Förhållandet PG =RmaX'R(0) (nedan kallat tonhöjdsförstärkningen) och signalen P (tonhöjdsperio- den) används sedan för att alstra en pulstågsignal som år representa- tiv för tonhöjdsexciteríngen.

Tonhöjdsanalysatorn 117 visas mera detaljerat i fig. 6. I anordningen enligt denna figur tillför multiplexern 601 i tur och R(N-1) från autokorrelatorn 113 Jämföraren 607 ordning signalerna R(0), R(1), ..., till jämföraren 607 under styrning från räknaren 620. detekterar huruvida den inkommande signalen R(n) är större än den föregående, i låskretsen 603 lagrade signalen, så att den maximala autokorrelationssignalen lagras i låskretsen 603, och motsvarande 10 15 20 25 so' 35 40 R1-utgången hos jämföraren 607 hög. 7906750~0 1u korrelationssignalindex lagras i lâskretsen 605. Förhållandet PG = Rmax/n(o) bildas 1 divideraren 609.

S°m Svar På EAC-signalen från autokorrelatorn 113 alstrar PUlS8@HßPafi0Pn 530 en 56-styrsignal som möjliggör att en konstant Pmin från konstantgeneratorn 650 införes 1 räknaren 620. Pmín motsvarar den kortaste tonhöjdsperioden som förväntas vid talsignal- samplingstakten, exempelvis 20 sampler, vid en samplingstakt av 8 kHz. Utgàngsvärdet från râknaren 620 tillföres till adressingângen hos multiplexern 601 så att den motsvarande korrelationssignalen tillföres till jämföraren 607 och till låskretsens 603 ingång. 56 nollställer även låskretsen 603 så att utgångssignalen från multiplexern 601 jämföres med den 1 låskretsen 603 lagrade nollsigna- Om signalen från multiplexern 601 är större än noll, blir När en puls alstras av puls- generatorn 63H som svar på bakkanten av pulsen S6, alstrar 0CH_¿p1n- den 635 en S7-signal som för in utgångssignalen från multiplexern i låskretsen 603. Räknarens 620 räkneställning införes likaledes i låskretsen 605 medelst pulsen S7. Efter slutet av pulsenwfrån Pulsseneratorn 6314 alstras en ss-styr-puls av pulsgeneratorn 636.1- Pulßen S8 stegar fram räknaren 620 till dess nästa tillstånd så att nästa autokorrelationssignal erhålles från multiplexerns 601 utgång.

Jämföraren 621 är anordnad att jämföra räknarens 620 räkneställ- ning med en konstant Pmâgm erhålles från_konstantgeneratorn 650- 5i8flalk0den Pmax motsvarar den längsta tonhöjdsperioden som väntas uppträda vid talsignalsamplingstakten, exempelvis 100 sampler vid en samplingstakt av 8 kHz. Till dess att räknarens 620 utgångs- Värde Övefstíßef Pmax är I1-utgången hos jämföraren 621 hög, och OCH-grinden 641 aktiveras av utgángssignalen från pulsgeneratorn 638.

Som svar på en hög utgångssignal från OCH-grinden 6U1 triggas puls- generatorerna 63ü, 636 och 638 i tur och ordning efter varandra. På detta sättmkommÉF“TñHëhål1et i låskretsen 603 motsvarande den såsom maximal befunna autokorrelationssignalen att jamföras mëd"nästfö1jande autokorrelationssignal från multiplexern 601. Den större av de båda autokorrelationssignalerna lagras i lâskretsen 603, och motsvarande index placeras i låskretsen 605. Efter det att I2_s1gna1en från jämföraren 621 har blivit hög, befinner sig den maximalt värde uppvi- sande autokorrelationssignalen Rmax 1 låskpetsen 503 och motsvarande index P befinner sig i låskretsen 605. Dividerarens 609 utgång avger Sißflfilen PG = Rmax/R(0). Den höga I2-signalen tillföres till OCH-grinden 640 så att denna grind alstrar en EPA-pu15 (vågfqpmen Pulsen len. 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 15 1911 i fíß- 19) vid tidpunkten É3 när pulsgeneratorn 638 alstrar en puls som svar på en S8_pu1S_ O Efter det att båda signalerna ELA och EPA har inträffat är kodaren 120 i fig. 1 aktiverad. Signalerna w1, W2, p från parameterkalkylatorn 115 och signalerna PG och P från tonhöjdsanaly- satorn 117 kodas i kodaren 120 före överföring via kommunikationskana- De kodade signalerna från kodarens 120 ., w len 1H0 via multiplexern 112. utgång tillföres även till avkodaren 122 som är anordnad att avkoda de och P som svar på signalen E (vàgfor- C kodade signalerna um, PG När dessa'signaler avkodas, men 1913 i fig. 19) från kodaren 120. avser avkodaren 122 en TED-signal (vágformen 1915) i rig. 19) vid tidpunkten Ü6 vilken aktiverar LPC-generatorn 12U och tonhöjdexcíte- rings-spektralnivågeneratorn 128. LPC-generatorn 12U är anordnad att SOM SVGP Då de HVKOÖEÖG Hm'-signalerna från avkodaren 122 omvandla ÜGSSH Nm'-signaler till linjära predikteringskoeffioienter am.

Síßflflleffla am tillföres till formant-spektralnivågeneratorn 126, vilken är anordnad att alstra en spektralnivåsignal oï(k) för varje diskret oosinus-transformkoeffioientfrekvens från blocket am_Si3_ naler.

Behandiingsanordningen enligt fig. omvandla de avkodade signalerna wmv till linjära ppe¿ikgepín¿5k0ef_ fïcïentflïåflalef am. I anordningen enligt fig. 13 åstadkommer ED-signalen från avkodaren 122 att styrorganet 1307 ansluter OPC- -programminnet 1303 till processorn 1309. Minnet 1303 är ett enbart för läsning avsett minne (ROM) som permanent lagrar en uppsättning instruktionskoder vilka är anordnade att omvandla de avkodade wm:_ -signalerna till linjära predikteringssignaler am 1 enlighet med Den i minnet 1303 förefintliga instruktionskod- Som svar på 13 kan även användas för att ekvationerna 6 och 7. uppsättningen är förteoknad i Fortran-språk i Bihang B.

Síßnalefl ED överföras instruktionskoderna från minnet 1303 till den centrala processorn 1312 via styrnings-interface-organet 1310 så att de aVk0dflde Nm'-signalerna från avkodaren 122 insättes i dataminnet 1316 via in/ut-interface-organet 1318. Signalerna am alstras då 1 den centrala processorn 1312 och den aritmetiska processorn 131U. De S0m resultat efhållna am-signalerna införes i dataminnet 1316 och överföras därifrån till LPC-minnet 1332 via in/ut-interface-organet 1318- Nä? alla am-signalerna har överförts till minnet 1332, alstrar den centrala processorn 1312 en ELPC_si¿na1 (vågformen 1917 i fig. 19), vilken signal tillföres till formantspektralnivågeneratorn 126 via in/ut-interface-organet 1318 vid tidpunkten t7_ 10 15 20 25 30 35 40 7906750-0 16 LFC-Sißflfileffla am från generatorn 12ü är visserligen represen- tativa för den predikterade komponenten av blocket talsignaler, men de _ måste transformeras till frekvensdomänen i och för minimering av överföringshastigheten för de diskreta eosinus-transformkoefficient- signalerna från fördröjningsorganet 108. Denna transformering utföres i formant-spektralnivågeneratorn 125, som avger en serie formant-pre- dikterade spektralnivåsignaler o§(0), 0%(1), ,__, 0%(N-1) vilka utgör svar på blocket linjära predikteríngskoefficienter från genera- torn 12N. En formant-spektralnivâsignal alstras för varje diskret eosinus-transformkoeffioientfrekvens. Vågformen 1603 i rig. 16 åskådliggör det formantspektrum som erhålles ur det i vågformen 1601 visade diskreta cosinus-transformspektret. Formant-spektralnivågene- ratorn 126 visas mera i detalj i fig. 9; den där visade anordningen är anordnad att avge en uppsättning spektralnivåer o-Fuq a P 1 m I förkeo, 1, ..., N-'x (e) 1 + I am e'3§fimk m=1 vilka är representativa för de predikterade formantvärdena på de diskreta cosinus-transformkoefficienterna XDCT(0), XDCT(1), ..., XDCT(N-1).

I fig. 9 tillföres LPC-signalen ao, 31, ___, ap till multiplexern 901 från LPC-generatorn 12U. ELPC_s1gna1en från generatorn 12U triggar pulsgeneratorn 930 så att denna alstrar en 59~styrsignal och 1-ställer dessutom vippan 927 så att en hög A7-signal erhålles. Pulsen S9 nollställer räknaren 920. Räkna- rens 920 noll-tillstånd tillföras även till multiplexern 901, så att ao-signalen uppträder på ingången hos FFTFkretsen 903- S10-styr- pulsen, som alstras av pulsgeneratorn 93H vid bakkanten av pulsen S9 fö? in 80-signalen i FFT-kretsen 903. Pulsen S10 triggar dessutom pulsgeneratorn 936 så att en S11_styppu1s alstras, Pulsen S11 stegar fram räknaren 920, och nästa am-signal tillföras till FFT-kretsen 903 via multiplexern 901. Jämföraren 921, vilken jämför räknarens 920 räkneställning med en 2N-kod, avger en hög J7-signal eftersom räknarens 920 räkneställning är lägre än 2N.

OCH-grinden 901 aktiveras av den höga J7_5igna1en och pulsen från pulsgeneratorn 938 så att en ytterligare sekvens av S10- och 511- -pulser alstras.

SGRVGUSGU av 310- ochS11-pulser upprepas och de linjära _ 4......._.~ __..A._.-_. ___. _... 10 15 20 25 30 35 HO 7906750-0 17 predikteringskoefficientsignalerna ao t_0_m_ ap ínföres 1 tur och ordning i FFT-kretsen 903. Eftersom en 2N-punkt-analys utföres i FFT-kretsen för alstring av spektralnivâsekvensen oF(0), q-F(0), -, 0'F(N-1), så erfordras 2N ingångar till FFT-kretsen. Efter det afit ap-signalen har införts i FFT-kretsen 903 insättes en serie noll-signaler till dess att räknaren har framstegats till sin räkne- ställning 2N+1. Vid denna tidpunkt avger jämföraren en hög J8-ug_ Eånßßsíšnêl- S0m SVH? På den hößa J8-utgångssignalen och pulsen från pulsgeneratorn 938 aktiveras OCH-grinden 9H0. Eftersom en hög A7-signal är tillförd till ena ingången nos oas-grinden 9143, aktive- ras grinden 9ü3 så att den alstrar en SF2_Si¿na1_ penna gF2_sí¿_ nal initierar FFT-operationen i kretsen 903 så att den alstrar signal- serierna Re X'FFT(0), Im X'ppT(0), Re X'FFT(1), Im X'FFT(1), "°' Re X'FFT(N-1), Im X'FFT(N-1)- När FFT-kretsoperationen har slutförts, alstras en E2_pul5 av FFT-kretsen 9031 °°h denna Eg-puls återställer vippan 927 och triggar pulsgeneratorn 930. Signalen S9 från pulsgenepatopn 930 nollställer räknaren 920, varigenom väljaren 905 ansluts till lâskret- Sen 907-0- SOM SVEP Då den S10-puls som alstras av pulsgeneratorn 934 vid PUISGHS 39 bakkant aktiveras låskretsen 907-0 så att det första utgångsvärdet från FFT-kretsen 903, d.v.s. Re X'FFT(Q), införes i låskretsen. Pulsen S11 från pulsgenepagopn 935 Stegar nu fram räknaren 920, och sekvensen av S10- och 511_pul5ep upprepas eftersom jämföraren 921 avger en hög J7-5l¿nal, Nästa puls tillåter Síßnalen Im X'FFT(0) från FFT-kretsen 903 att införas i låskretsen 9Û8~Û- sekvensen av S10- och S11-pulser upprepas till dess att räknaren 920 uppnår sin räkneställning 2N+1, då lâskretsen 908-N-1 tar emot signalen Im X'FFT(N-1), _ Utgångssignalen från varje låskrets i fig. 9 tillföres till en multiplicerare som är anordnad att kvadrera den till densamma till- förda signalen, exempelvis tillföras signalen Re X'FFT(0) till båda ingångarna hos multipliceraren 910-0 så att [Re X'FFT(0)]2 tillfö- res till adderaren 912-0. Adderaren 912-0 är anordnad att bilda summa: [Re x'FFT(0)]2 + [Im x'FFT(0)]2 och arítmetiska kretsen 919-0 avger inverterade värdet av kvadratroten ur signalen från adderaren 912-0.. På detta sätt alstras signa- len 0'F(0). På liknande sätt alstras signalerna o'F(1), o-F(2), --v °'F(N-1). J3-utgången hos jämföraren 921 blir hög när räknaren framräknas till sin räkneställning 2N+1. Som svar på den 10 20 25 30 35 H0 7906750-0 18 hööa A8-signalen från vippan 927 oon den höga J8-signalen som är tíllförda till OCH-grinden 9UO, medför pulsen från pulsgeneratorn 938 att OCH-grinden QHH alstrar en EF_S¿gna1 (vågførmen 1919 1 fi¿_ 19) vid tidpunkten tg. EF-signalen visar att signalerna o'F(O), 0'F(0), ..., 0 (N-1) är tillgängliga.

Tonhöjdexciteringsspektralnivâgeneratorn 128 tar emot de avkodade P'- OCH P'G-signalerna från avkodaren 122 och alstrar en pulstågsig- nal som är representativ för dessa. Pultåget är Z(n) = (P'G)k (9) för n = kP + P/2, där k = 0, 1, .., (N-1~P/2)/P och k är så vald att n-< N-1-Z(n) = O för alla andra värden på n. Pulstàgsignalen visas i fig. 18. Pulståget Z(n) omvandlas sedan till en serie ton- höjdexciteringssignaler o'p(k) 1 enlighet med -¿(2«/2N)nk N-1 o'p(k) = 2% Z(n) e (10) n: där k = 0, 1, ..., N-1. På detta sätt erhålles en tonhöjdexoiterings- spektralnivåsignal på varje diskret cosinus-transformkoefficientsig~ nalffekveflß- Síåflalefflfi 0'p(k) representerar tonhöjdexciterings- spektralnivåerna vid DCT-koeffioientfrekvenserna för blocket. Dessa SD@ktPfilníVåGP 0b(k) är predikterbara från p' och P'G och kan avlägsnas från DCT-koefficienterna i och för länkning av transmis- sionstakten för dessa.

Fvrmanßspekfiralnivåernß °'F(k) mod1f1eras'av tonnöjdexcite- Pinßßflpekfifalnivåêfnfl 0'p(k) för alstring av anpassningssignaler, vilka signaler används för att minska redundansen i DCT-koefficient- signalerna för blocket. .

Tonhöjdexciteringsnivágeneratorn 128 visas mera i detalj i fíg. 7 och 8. I anordningen enligt fig. 7, som är inrättad för att alstra pulstågsignalen Z(n), triggas pulsgeneratorn 7ÉO av signalen ED fpän avkodaren 122 (vågformen 1915 i fig. 19 vid tidpunkten t6) eftep agg afifi Síßnalefna P' 00h P'G är tillgängliga. Styrpulsen S12 från generatorn 730 är anordnad att från början införa en 1-signal i registret 703 och att nollställa registren 707 och 715-O t.o.m. 715-N-1. Halveringskretsen 718 avger en P'/2-signal som uppträder på adderarens 709 Ufišåflßql När BÜYPPUISGH 513 alstras av pulsgeneratorn 73U, aktiverar väljaren 713 det register i registret 715-1 t.o.m. 715~N-1 som motsvarar P'/2-adresskoden från adderaren 709, registret 715-P'/2. På detta sätt införes 1-signalen från registret 703 i 10 15 20 25 30 35 HO 7906750-0 19 registret 715-P'/2 för alstring av den första pulsen Z(P'/2) som visas i fig. 18. 5LYPPHlSGfl 31u alstras av pulsgeneratorn 736 i och med slutet Som svar på pulsen S1u införes utgångssignalen av pulsen S13_ i registret 707, och utsignalen från mu1tipli~ från adderaren 705, p', eeraren 701, P'G, införes i registret 703. signal (P'/2 + p') som i jämföraren 711 jämföras med länge utgàngsvärdet från adderaren 709 är mindre än eller lika med N-1» RONNGP en hög N1-signal från jämföraren 711 att aktivera ÛCH~SPíHdefl 781 Så att 313- och S14-pulssekvensen upprepas.

SVH? På nästa 313-puls från generatorn 734 införes utgàngsvärdet P'G från registret 70.3 i registret 715 - p'/2 + p' i enlighet med adresseringen på adderarens 709 utgång. Sålunda lagras en puls med storleken P'/2 + p' såsom Z(P'/2 + p') = P'G 1 enlighet med vad Sem visas i fig. 18. Den därpå följande S1u_pu1een Stegar fram pegie;_ ret 703 till P'å och registret 707 till P'/2 + 2P'.

Nästa SERVGUS 513-pulser och S1g-pulser medför att signalen P'å införes i registret 715-P'/2+2P' och att registren 703 och 707 Steßas fram till P'ä resp. P'/2 + 3P'. Sekvenserna av 313- och S1u-pulser fortsätter så att pulsfunktionen enligt ekvation 9 lagras i registren 715-0 t.o.m. 715-N-1. När utgångsvärdet från adderaren 709 överstiger N-1, erhålles en hög N2_eigna1 från Som svar på pulsen från pulsgeneratorn 738 och den Adderaren 709 alstrar en en (N-1)-kod. Så Som jämföraren 738. höga NZ-signalen alstrar OCH-grinden 7U0 en EIP-puls. sen markerar slutet på Z(n)-pulståget.

EIP-pulsen från OCH-grinden 7U0 tillföres till den i fig. 8 visade kretsen, vilken är anordnad att bilda tonhöjdexeiteringsspekt~ ralvärdesisnalevna Wpw), ø-pm), ..., o-p(N-1) ur puietågsig- nålen Z(H)- S0m Svar På EIP-pulsen alstrar pulsgeneratorn 830 en S15-styrpuls som medför att räknaren 820 nollställes. Noll-till- stàndskoden från räknaren 830 adresserar multiplexern 801 så att signalen Z(0) från kretsen enligt fig. 7 tillföres till ingången hos 2N-punkt-FFT-kretsen 803. Pulsgeneratorn 83U triggas av S15_pu1een, och den från pulsgeneratorn ifråga kommande S16_pu1Sen tillåter införing av Z(0)-pulsen i FFT-kretsen 803. Pulsen S17 från puls- generatorn 838 stegar fram räknaren 820 så att signalen Z(1) tillföres till FFT-kretsen 803 via multíplexern 801.

Utgångsvärdet från räknaren 820 jämföras med en 2N-kod i jämföra- ren 821, och till dess att räknaren 820 har framstegats till sin räkneställning 2N+1 erhålles en hög N3_ei¿na1 från densamma, EIP-pul- a 10 15 20 25 30 35 'no 7906750-0 20 OCH-grinden 8U1 aktiveras av pulsen från pulsgeneratorn 8304 och SGRVGHSGH av S16- och S17-pulser upprepas. Pâ detta sätt införes signaluppsättningen Z(O), Z(1), ., Z(N~1) i FFT-kretsen 803. Efter det att signalen Z(N~1) har införts i FFT-kretsen, införes N nollsig- naler för 2N-punkt-operationen. När räknaren 820 har framstegats till sin räkneställning 2N+1, avger jämföraren 821 en hög Nu_Signa1_ Svar På den höga Nu-signalen och nästa puls från pulsgeneratorn 838 aktiveras OCH-grinden 8U0. Eftersom signalen A9 från vippan 827 är hög, alstrar OCH-sriflden 843 en SFF-signal vilken initierar alst- ringen av transform-signalerna Re X;FT(0), Im x§FT(0), Re x§FT(1), Im XFFT(1), Re XFFT(N-1): Im XFFT(N-1), 1 FFT-kretsen 803.

Efter fullbordad alstring av signalen Im X;FT(N_1) 1 FFT_ -kretsen 803 kommer en E3-puls från FFI-kretsen att återställa vippan 827 och trigga pulsgeneratorn 830. torn 830 nollställer räknaren 820. Nästa puls S16 från pu1Sgenepa_ torn 834 aktiverar vippan 807-0 via väljaren 805 och aktiverar FFT- -kretsen 803, varigenom signalen Re X§FT(0), från FFT_kpegSen 803 överföras till låskretsen 807-0. Pulsen S17 från pulsgenepatopn 836 stegar fram råknaren 820 till dess nästa räkneställning, och väljaren Som Pulsen S15 från genera- 805 adresserar lâskretsen 808-0. Den höga N3_5¿gna1en från jämföra- ren 821 och pulsen från generatorn 838 aktiverar OCH-grinden BU1 så att pulssekvenserna S16 och 317 upppepaS_ Som svar på nästa pulssignal S16 övepföreg Im X§FT(0) från FFT-kretsen 803 till låskretsen 808~0, och räknaren 820 framstegas till sin nästa räkneställning av den därpå följande pulsen S17, Uppfepnínßen aV 516- och S17-pulssekvensen placerar efter varandra signalerna Re X;FT(k) och Im x§FT(k), där k = 0, 1, N-1, i làskretsarna 807-0 t.o.m. 808-N-1 i enlighet med vad som visas í fíg. 8. ' Efter det att Síånalefl Im X;FT(N-1) har placerats i làskret- sen 808-N-1, uppträder spektralvärdesignalerna o~p(0), 0~p(1), ---i 0“p(1), ..., o~p(N-1) på utgångarna hos respektive kvadrat- rotutdragningskretsar 81fl-0 t.o.m. BOU-N-1. Signalen o~p(0) bildas genom att man kvadrerar signalen Be XgFT(0) 1 multiplïceparen 810-O och kvadrerar signalen Im X§FT(0) 1 mulgiplicepapen 311-0, Utgángsvärdena från multiplicerarna 8 10-0 och 811~0 adderas i addera- ren 812-0, och kvadratroten ur det från adderarens 812-0 utgång erhållna summavärdet erhålles från kvadratrotutdragningskretsen 81H-0. På liknande sätt bildas de i fig. 8 visade signalerna o“p(1) oss, 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 21 t.o.m. o'p(M_1)_ Üen Puls S17 som stegar fram räknaren 820 till dess tillstånd 2N+1 bringar jämföraren 821 att avge en hög Nu_si¿na1_ pulsen 317 Som svar på den höga Nu_sí¿na1en Eftersom tríggar även pulsgeneratorn 838. och pulsen från generatorn 838 aktiveras OCH-grinden 840.

Síßfialen A10 från vippan 827 är hög, alstrar OCH-grinden 8UH en Ep-signai (vågformen 1921 i fig. 19 vid tidpunkten t7) vilket visar att spektralnivåsignalerna o*p(0), 5-p(1), __,, G-p(N_1) är 'ßillzäneliza- Varje O-pw) av tilldelad ett DcT-koefficient- -frekvensindex k. signalerna 0“F(O), o“F(1), ..., d'F(N-1) från formant- -spektralnivàgeneratorn 126 och signalerna 0“p(0), 0-p(1), _,_, 0'p(N-1) från tonhöjdsexcíterings-spektralnivågeneratorn 128 tillföres till normaliseringskretsen 130 i vilken en uppsättning kombinerade spektralnivåsignaler o'j(0), 0-j(1), ..., bildas.

O*'\j(N-1) W-(k) = rF(k) o-p(k), där k=o, 1, ..., 11-1 Vågformen 1605 i fig. 16 åskådliggör det kombinerade spektral- Som visas i vâgformen 1605-modifierar tonnöjds- nivâsignalspektret. n formantspektralnivåspektret för vågformen spektralnivåkomponente 1603. En uppfattbart viktig fínstruktur adderas härígenom till spektralestimatet för DCT-signalspektret för förbättring av noggrann- heten för det överförda talsígnalsegmentet av DCT-koefficientblocket.

De kombinerade spektralnivåsígnalerna 0* diskreta cosinus-transformspektret som är visat s fig. 16. Den faktor som används för normaliseringen alstras genom att man först bestämmer det intervall i DCT-koeffícíent-effektspektret i vilket maximala effekten erhålles. Effekten i detta intervall av DCT-Spekfirefi (Pc) och effekten i samma intervall av spekt- Pet U'j(k) bestämmas därpå. Den normaliseringsfaktorsignal som motsvarar kvadratroten ur förhållandet ' Pot/Pc (k) normaliseras till det åsom vågformen 1601 i bestämmas och appliceras på varje o'j(k)_S1gna1_ Området för maximal effekt bestämmes för den diskreta cosinus- -transformkoeffieienten genom att man väljer den maximala DCT-koeffi- °ïent'5ï5na1en xgCT(n*)max och den frekvens k som svarar där- emot. Ett område föreskrives genom att man dividerar antalet DCT-ko- efficient-frekvenser N med den avkodade tonhöjdsígnalen P', och de undre och övre gränserna 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 22 IE = n* - N/P' 1S=n§f+N/P' (11) beräknas. Effekten i DCT-spektret i området mellan IE och IS bestämmes sedan såsom IS 2 Pc = 2: XncT(“) n=IE Pâ liknande sätt beräknas effekten för de kombinerade spektralvärde- (12) na °“šk) i området mellan IE och IS såsom I .S Py = Zß-åm <1a> j n=IE Normaliseringsfaktorn för varje spektralvärdesignal är då PN = vP°“¿ / PC <1u> PN-signalen används för att normalisera de kombinerade spektralnivå- Sïßflfileffla 0'j(k) och kodas likaledes samt tillföres till kretsen enligt fig. 2 via multiplexern 112 och kommunikationskanalen 1H0.

Varje normaliserad kombinerad spektralvärdessignal blir VUÛ =PNr¿(nL H5) Det är även önskvärt att ställa in storleken av kvantiserings- felet vid varje DCT-koefficientfrekvens så att förhållandet mellan signal och kvantiseringsbrus alltid överstiger ett förutbestämt minimivärde inom hela spektret. En dylik inställning kräver alstring av en uppsättning modifierade normalíserade kombinerade spektralvärde- signaler V'(n) i enlighet med V'(n) = V(n).o-gfin) kn n = o, 1, ..., N-1 (16) dä? ï'00h kn är förutbestämda konstanter. Signalerna V'(n) används i anpassningskalkylatorn 132 för att styra tilldelningen av bitar vid kvantiseringen av DCT-koefficientsignalerna i kvantiseraren 109.

Normaliseraren 130 är visad mera i detalj i fig. 10 och 11.

Anordningen enligt blockschemat i fig. 10 har till uppgift att avge Sißfialefflfl IE och IS i enlighet med ekvation 11. Kretsen enligt fig. 11 används för att alstra signalerna V(n) och V'(n) i enlighet med ekvation 15 resp. 16. Den i fig. 10 visade multíplexern 1001 tillhandahåller sekvensen DCT-koefficientsignaler XDCT(g), XDCT(1), ..., XDCT(N-1) under styrning från räknaren 1020. 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 23 Jämföraren 1007 jämför signalen i làskretsen 1003 med den inkommande Den större signalen införes i làskretsen 1003 och signalen XDCT(n), På detta index n för den större signalen placeras i làskretsen 1005. sätt väljes den maximala signalen XDCT(n), Och fpekvensíndex n för denna maximala Síßfifll XDCT(n) införes i låskretsen 1005.

Som svar på den vid tidpunkten t, intpäffande EDCT-pu1Sen (vàgformen 1905 i fig. 19) från den diskreta cosinus-transformeríngs- kretsen 107 alstrar pulsgeneratorn 1030 styrpulsen S18 vilken nollställer räknaren 1020 och lâskretsen 1003. Utgångsvärdet från Päknaven medför att Signalen XDCT(o) från DCT-kretsen 107 tiiiföfies till såväl låskretsen 1003 som jämföraren 1007. Jämföraren 1007 avger en höß 35-signal till OCH-grinden 2035 om XDCT(0) är större än signalen i låskretsen 1003. Som svar på pulsen från pulsgeneratorn 1034 (trissad av Pulsen S18) alstrar oss-grinden 1035 en s,9- Signalen xDCT(0) placeras nu i låskretsen 1003, och frek- En styrpuls S20 -puls. vensíndexsignalen n=O införes i lâskretsen 1005. alstras sedan av pulsgeneratorn 1036, vilken puls stegar fram räknaren 1020 till dess nästa tillstånd. Räknarens 1020 räkneställning jämfö- res med N i jämföraren 1021, och en hög N5_eí5na1 erhålles, eftersom räknarens 1020 räkneställning understiger N. Den höga N5_5¿gna1en och pulsen från generatorn 1038 aktiverar OCH-grinden 1001 så att pulssekvensen från generatorerna 103M, 1036 och 1038 upprepas. ' Signalen XDCT(1) tillföras till jämföraren 1007, där den jämföras med Sisnalen XDCT(o) 1 iàskretsen 1oo3. om xDCT(o) är Större än eller lika med XDgT(1) så är H5-utgången hos jämföraren 1007 låg, Och Síßnälefl XDCT(0) blir kvar i låskretsen 1003. 0m däPem°t XDCT(0) är mindre än XDCT(1), så är signalen R5 hög, och Sïšnalefl XDCT(1) insättes då i låskretsen 1003 under det att frek- vensíndexkoden n=1 föres in i låskretsen 1005 medelst pulsen S19 från OCH-grinden 1035. Till dess att räknaren 1020 har ställts i sin Nzte räkneställníng kommer varje pulssekvens från pulsgeneratorerna 103U, 1036 och 1038 att medföra att den inkommande signalen XDCT(n) med den dessförinnan bestämda Efter det att räknaren 1020 har ställts i sin N=te jämföres maximisignal som är lagrad i làskretsen 1003. räkneställning befinner sig maximivärdet av XDCT(n) 1 låekregeen 1003 och motsvarande frekvensindex befinner sig i låskretsen 1005.

Under bestämningen av maximivärdet av signalen XDCT(n) i jämföraren 1007 alstrar divideringsorganet 1009 en områdessignal Signalen R6 tillföres till en ingång hos adderaren 1011 H6 = N/P.

Adderaren 1011 är anordnad att och en ingång hos subtraheraren 1013. ___.. ell. ...._.___._..___.__... _ __ _ 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 20 bilda Sïßflalen IS och subtraheraren 1013 är anordnad att bilda IE-signalen enligt ekvation 11. Utgångsvärdet från adderaren 1011 jämföras med N-1, det högsta möjliga spektralfrekvensindexvärdet, i jämföraren 1015, under det att subtraherarens 1013 utgângsvärde jämföres med noll, det lägsta möjliga spektralfrekvensindexvärdct, i Jämföfêrßfl 1017- I händelße IS från adderaren 1011 är större än N-1, aktiveras multiplexern 1019 så att den avger en utgång IS: IE = 0 i händelse subtraherarens 1013 utgångsstorhet är mindre än noll.

När räknaren uppstegas till sin Nzte räkneställning erhålles en sstorhet N-1. Analogt aktiveras multiplexern 1018 att alstra en signal HÖG N6-signal från jämföraren 1021. OCH-grinden 10H0 aktiveras då av den höga N5-signalen och pulsen från pulsgeneratorn 1038.

Utgångssignalen från grinden 10H0 1-ställer vippan 10HU. Den höga E5-signal som erhålles från vippan 10Hü i dess 1-ställda tillstånd tillföres till OCH-grinden 1125 i fig. 11. Efter det att signaler- na °'F(0), o'F(1), ..., o'F(N-1) finns tillgängliga på utgång- arna hos Formantspektralnivågeneratorns 126 utgångar, kommer EF-sig_ nalen (vågformen 1919 i fig. 19) från kretsen 126 att 1-ställa vippen 1123, vilken tidigare hade återställts av EDCT_5igna1en från pCT_ -kretsen 107. När signalerna o'p(0), 0~p(1), ,__, 0~p(N_1) är tillgängliga på utgángarna hos tonhöjdexciteringsspektralnivágenera- torn 128 kommer den från denna avgivna Ep_s¿¿na1en (vågfopmen 1921 1 fig. 19) på analogt sätt att 1-ställa vippan 1124.

OCH-grinden 1125 aktiveras av samtidig förekomst av höga signaler frán vippornas 10Uü, 1123 och 112N 1-utgångar vid tidpunkten tg 1 fig. 19. Som svar på en hög signal från OCH-grinden 1125 avger PUlS8eH6Pat0PH 1130 en S21-puls. Denna S21-puls är anordnad att ladda IE-signalen från multiplexern 1019 i fig. 10 i räknaren 1120, att nollställa ackumulatorerna 1111 och 1113 samt att trigga pulsgene- ratorn 113U. Vid denna tidpunkt tillföres räknarens 1120 IE_adreS3_ utgångssignal till multiplexerna 1103 och 1105. Följaktligen til1fö~ P65 Sïßflfllen X cT(IE) till ingångarna hos multipliceraren 1103, där Síšnalefl XDCT(IE) bildas. Multíplexeraren 1103 är anordnad att förbinda utgången hos multiplioeraren 1101-0 med ingángarna hon I multipliceraren 1109 där signalen o*š(IE) = [§~F(1E)" ' O“p(1EÄ]2 bildas. Ackumulatorn 1111 lagrar signalen XšCT(IE) och ackumulatorn 1113 lagrar signalen o*š(IE) som svar på Stvrpulßen S22 från puisgeneratorn 113u.

Till dess att räknaren 1120 har stegats fram till sin räkneställ- _, _ ----> 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-Û 25 ning ï5+1 alstras en hög N7-signal av jämföraren 1121, Sen 322- och S23-pulser upprepas som svar på OCH-grindens 11H1 Som ovan beskrivits medför varje sekvens av S22- och och sekven- funktion. 523-pulser att ackumulatorn 1111 framstegas av nästa XšCT(n)- -signal och att ackumulatorn 1113 framstegas av nästa 0“j(n)_ -signal. Efter det att räknaren 1120 har ställts i sin räkneställning ï3+1, innehåller ackumulatorn 1111 signalen PC och ackumulatorn 1113 ínn@nå1leP Síånalen Po i enlighet med ekvationerna 12 resp. 13. Dívideraren 111H är anordnad att bilda förhållandet P03/PC, och den normaliserande signalen PN (ekvation 1u) erhålles från kvadratrotutdragningskretsen 1115. PN_S1gna1en tillföras till en ingång hos vardera av multiplicerarna 1116-0 t.o.m. 1116-N-1, vilka multiplicerare används för att bilda de normaliserade kombinerade spektralnivåsignalerna. Multipliceraren 1116-0 alstrar exempelvis Signalen V(0) = 0'j(0)'PN. Multipliceraren 116-N-1 alstrar Signalen V(N-1) = 0'¿(N-1)'PN. Analogt alstrar multipllcerarna 11116-1 t.o.m. 1116-N-2 (ej visade) normaliserade spektralnivàsígnaler °'¿(1)-PN. t.o.m. v(N-2) = 0-jin-2)-PN i enlighet Signalen PN tillföras till kodaren 1u2 i fig. 1, Den kodade signalen PN tillföras till multiplexern V(1) : med ekvation 15. där den kodas. 112.

V'(n)-signalerna enligt ekvation 16 alstras av kombinationen av exponent- och multipliceringskretsarna 1118~O t.o.m. 1118-N-1 resp. 1119-0 t.o.m. 1119-N-1. Exempelvis upphöjes spektralnívàsigna- len 0'j(0)7 till exponenten Y i exponent-kretsen 1118-0, till vilken konstanten Y tillföras från konstantgeneratorn 1150. resultat erhållna utgångsstorheten o~ëk0) multipliceras med signalen V(0) från multipliceraren 1116-0 och konstanten ko från konstantgeneratorn 1050 i multipliceraren 1119-0 för att bilda signa- len V'(0). Signalerna V'(1) t.0.m. V'(N-1) alstras på liknande sätt.

Efter det att formant-spektralnivàsignalerna och tonhöjdexcite- ktralnivâsignalerna har kombinerats och normaliserats till Den som ringsspe effekten PN i maximieffekt-intervallet för det diskreta eosinus- '-transform-koefficíentspektret i normaliseraren 130 alstras en En_ -signal (vàgrormen 1923 i fig. 19) av OCH-grinden 11U0 vid tidpunkten bg. vid denna tidfiunut tillföres utstørneterna v(n) er: v'(n) från multiplicerarna 1119-0 t.o.m. 1119-N-1 till anpassningskalkvlatorn 132. Anpassningskalkylatorn är anordnad att bilda en stegstorlek- -styrsignal och en Bit-tilldelningsstyrsignal för varje DCT-koeffíci- ßnfiflíßnfil XDCT(n) från fördröjningsorganet 108. _-.._-._..... ......».,_,».. _ 10 15 20 25 30 35 40 7906750-0 26 Stegstorlek-styrsignalen för transformkoefficientfrekvensindex n används i kvantiseraren 109 för att modifiera storleken av signalen XDCT(n) varigenom de predikterbara komponenterna för formant och tonhöjd avskiljes från signalen XDCT(n)_ Bít-t111d@1ningss;ypSígna_ len bestämmer antalet bita? bn för varje transformkoefficientfrek~ vensindex n. Ehuru det totala antalet bitar för varje block är förutbestämt, är tilldelningen av bitar till DCT-koefficientsignalernn XDCT(n) variabelt och en funktion av uppfattbarhetsbetydelsen av k°@ffí0ieUtSíßHfll9H XDCT(n) 1 spektret. Signalerna V'(n) ger ett uppskattat värde ("estimat") för block-talsegmentets spektrum på grundval av formant- och tonhöjdexcíterings-talmodellen modifierad medelst Pafametrafna Y °°h kn för kvantiseringsbrusstyrning. I kretsen enligt fig. 1 är antalet bitar som är tilldelade till en transform-koefficientfrekvens för vilken V'(n) är relativt hög större än antalet bitar som är tilldelade till en transform-koefficientfrek~ vens för vilken V'(n) är relativt låg. Följaktligen kommer spektrum- regionerna med hög talsignalenergi att kodas noggrannare än regioner med låg talenergi.

Vågformen 1701 i fig. 17 illustrerar de bit-tilldelningar som alstras för det kombinerade spektralnivåspektret som visas i vàgformoh 1605 i fig. 16.

Anpassningskalkylatorn 132 kan innehålla behandlingsarrangemanget enligt fig. 13, där styrorganet 1307 aktiveras av signalen En (vâgformen 1923 i fíg. 19) från normalíseraren 130 för att ansluta anpassningsprogramminnet 1306 till processorn 1309. Programminnet 1306 lagrar de instruktionskoder som erfordras för alstring av bit- -ßilldelninsssisnalerna bn i vàgformen 1701 och för att lagra de Vn-signaler som används i kvantiseraren 109. Anpassningsprogram- -instruktíonskoderna är uppräknade i Fortran-språket i Bihang C.

Processorn 1309 är anordnad att som svar på signalen En övep_ föra signalerna V(n) och V'(n) till dataminnet 1316 via in/ut-inter- face-organet 1318 under styrning från den centrala processorn 1312.

Bit-tilldelningsprocessen åskådliggöres i flödesschemat i fig. 1H. I arrangemanget enligt fig. 1% medför signalen En att processorn 1309 alstrar en initial-bit-tilldelning för varje transformkoeffici- entsignal i enlighet med b(Ä) = logz V'(n) + D där 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 N-1 D :: M/N - (1/N)ElOg2V'(;-1) n=0 där M är totala antalet bitar i blocket och N är det totala antalet icientsignaler enligt operationsrutan 1MO1. Efter det transformkoeff dats, nollställes de att ínitíal-bit-tilldelníngen har fullbor -0,5 enligt vad som anges i MA) vilka är mindre än -tilldelningen utföres i operatíonsrutan 1H03, och den andra bit enlighet med 2 = 1 -n Mn) b(n) A1 varvid 131 är en fast konstant som är vald så att N-1 : M n=0 i enlighet med vad som ä b(š) som är större än 5,5 kodas till 5,0 (opera- -tilldelning behandlas i enlighet (17) r angivet i operationsrutan 1H05. De tilldel- níngskoder tíonsrutan 1HO7) och en tredje bit med sambandet där ¿32 är en fast konstant så att N-1 E Må) _-_ M n=0 b(å)-tilldelningssignalerna från operationsrutan 1H09 avrundas till nar-maste hela tai för att bilda Må)-bit-tiiideiningssig- 1Ä11 och en ansatt summa av nalerna såsom i operationsrutan 1H13) i enlighet med b(ä)-signalerna alstras (operationsrutan N-1 _ H Û _ Zrfln). n=0 Man går därefter in i beslutsrutan 1H15 för att jämföra den ansatta summan M med det totala antalet bitar (M) i blocket. Om'M är större än M, så reduceras b(g)-signalen med det minsta avrundnings- den som resultat erhållna Redueeringen (19) felet en bit (operationsrutan 1H17), och M jämföres med M (operationsrutan 1419). ansatta summan utan 1M17 upprepas till dess att M = M. av bitar i operationsr A I det fall att M är mindre än M i operationsr bit till den b(ä)-signal som har det största avrundningsfelet liksom i operatíonsrutan 1421. Det som resultat erhållna värdet M utan 1U15 adderas en 7906750-0 2 ~ W mH.o m«.O« N m mH.~ Mmvq «@.~ mm.« «Q.~ - wm_« m~.~ wm.« w~.~ wm“« ~m,~ -.w > mm M . N wzHz@mQA¿HH|HHm. w qßmmqw ll) n . Mmm mwwn C. ñmvn @.m MMA» @_m^ Amfla nn .Nu Q HMM» m.@|v^flwa »H fiflvn xmvnHwmm>xmLm .H 10 15 20 25 30 35 H0 '7-9-06750-0 29 från operationsrutan 1ü21 jämföres med M i beslutsrutan 1H23 och adderingen av bitar i operationsrutan 1H21 upprepas till dess att Û är like med M. när M = M everföree de slutgiltiga blt-c1l1de1nlnges1gna- lerna bn från dataminnet 1316 till minnet 1335 via in/ut-interface- -organet 1318. Koderna V(n) från datamínnet 1316 överföres även till minnet 133H via in/ut-interface-organet 1318.

TABELL 1 visar ett belysande exempel på bit-tilldelning för ett arrangemang i vilket det finns N=8 diskreta cosinus-transformkoeffici- entsígnaler och där det totala antalet bitar i varje block M=20.

Raderna 1 och 2 i TABELL 1 innehåller sígnalvärdena V'(n) resp. log V'(n). Baden 3 innehåller initial-bit-tílldelningarna b(1§ enligt operationsrutan 1H01 i fig. lfl. Tilldelningen b(q) är -1,55. Enligt operationsrutan 1403 är tilldelníngen b(š) ställd på noll i enlighet med vad som framgår av raden 4.

Alla övriga bit-tilldelningar i raden U förblir oförändrade, eftersom de är större än -0,5.

Raden 5 visar de bit-tilldelningar b(â) som har minskat i enlighet med operationsrutan 1U05 för hänsynstagande till slopandet av bit-tilldelnldgen b(;) = -1,55. Bit-tllldelnlngen 1 raden 6 är densamma som i raden 5 förutom att b å enligt operationsrutan Bit-tiildelnldgarna b(3) 1U07 har ändrats från 5,87 till 5,0. n i raden 7 har ökats för hänsynstagande till ändringen i bit-tilldel- ningen b(%) enligt operationsrutan 1H09. Tilldelningen b(§) förblir emellertid noll.

Baden 8 visar bit-tílldelningarna b(ä) som är resultat av avrundníngen av bit-tilldelningarna b å enligt operationsrutan 1H11. Rutan 9 innehåller förteckning över avrundningsfelen b(š) - b(ï). Eftersom summan av bit-tilldelningarna i raden 8 är Û = 21, subtraheras en bit från den b(ä)-tilldelning som har det minsta (mest negativa) avrundningsfelet i raden 9 (opera- tionsrutan 1N17). Den resulterande bit-tilldelningssumman i raden 10 av fi'= M = ao, een de slutgiltiga_blt-tllldeldlngarna bn (raden lo) för blocket lagras i minnet 1335 för användning i kvantiseraren 109.

Bit-tilldelningen i raden 10 är en funktion av V'(n) i raden 1.

Sålunda är b1 lika med 5 för V'(1) = 100, men bn är noll för V'(M) = 2. I det ovan beskrivna belysande exemplet användes för enkelhets skull 8 DCT-koefficient-signaler. I verkligheten används ett större antal koefficienter, exempelvis 256, för varje block. Det i fig. 1ü åskådliggjorda sättet för bit-tilldelningen förblir emellertid det- Samma d 10 15 20 25 30 35 Ä0 7906750-0 30 Signalerna V(n) från anpassningskalkylatorn 132 tillföres till dividerare 110-1 till 110-N-1 i kvantiseraren 109 varigenom varje XDCT(n)-signal från fördröjningsorganet 108 divideras med den motsvarande V(n)-signalen. Exempelvis divideras XDCT(0)_5igna1en med signalen V(0) från kalkylatorn 132 i dívideraren 110-O för alst- Pínß av Sïßflalefl XDCT(0)/V(0). På liknande sätt alstrar dividerarna 110-1 t.o.m. 110-N-1 respektive signaler XDCT(1)/V(1), XDCT(2)/v(2), .., xDCT(N-1)/v(N-1). utgàngsvärde: från dividera- ren 110-0 tillföres till kvantiseraren 111-0 som är anordnad att som svar pá den kodade bit-tilldelningssignalen bo från kalkylagopn kvanbisera Signalen XDCT(0)/v(o) för att alstra den digitala koden Q(0) RV 50 bitar som är representativa för signalen XDCT(0)/V(0).

Kvantiserarna 111-1 t.o.m. 111-N-1 alstrar på liknande sätt de digi- tala koderna Q(1), Q(2), .., Q(N-1) för signalerna XDCT(1)/v(1) t-°-m- XDCT(N-1)/V(N-1). Antalet bitar i den digitala koden Q(n) fö? Sißnalen XDCT(n)/V(n) bestämmes av bn-tilldelningssignalen från kalkylatorn 132. _De N utgångskoderna från kvantiserarna 109, Q(0), Q(1), ..., Q(N-1) tillföres till multiplexern 112 tillsammans med de från kodaren 120 erhållna signalerna wm, p och PG och ¿en från kødaren 1HU erhållna PN_signa1en. Muiuipiexern 112 är på för en faokman välkänt sätt anordnad att i tur och ordning tillföra de digitalt kodade signalerna på sina ingångar till kommuníkationskanalen 140.

Fig. 2 visar ett allmänt blocksohema över en talsignalavkodare som är typisk för uppfinningen. Avkodaren enligt fíg. 2 är anordnad att ta emot de adaptivt kvantiserade diskreta oosinus-transformkoeffi- cientkoderna Q(n), predikteringsparametersignalkoderna wm och de kodade signalerna P, PG och PN för varje block från kommunika- tionskanalen 1N0 och att alstra en mot blocket svarande rekonstruerad talsignal š(t). Q(n)-signalkoderna skiljs från wm-k0depn¿ och de P-, PG- och PN-kodade signalerna av demultiplexern 201, vilken tillför signalerna Q(n) till DCT~koefficientavkodaren 203 via fördröj- ningsorganet 202. Signalerna wm, P, PG och PN från demulgiple- xern 201 tillföras till avkodaren 222 i anpassningskretsen 23H, vilken krets tillhandahåller anpassningssignaler Vr(n) och bå till DCT-koefficient-avkodaren 203. Anpassningskretsen 23ü liknar anpass- ningskretsen 134 i fig. 1 med undantag för de kretsar som svarar mot autokorrelatorn 113; parameterkalkylatorn 115, tonhöjdsanalysatorn 11" och kodaren 120.

Avkodaren 222 tillför från kanalen 140 härrörande signaler wmvv 10 15 20 30 35 RO 7906750-0 31 till LPC~kalkylatorn 22H som väsentlig De linjära predikteringskoefficienter torn 22U användes i formant-spektraln formant-spektralnívàsignaler O§'(0), o%'(0), ..., 5%'(N-1) för n 226 liknar väsentligen den krets 126 som i detalj är Spektret för dessa G§(k)-signaler visas i vágformen na P" och PG" från avkodaren en liknar LPG-kalkylatorn 12M. am' som alstras i LPC-kalkyla- ívågeneratorn 226 för alstring av blocket. Kretse visad i fig. 9. 1607 i fig. 16. Som svar på signaler ivágeneratorn 228 tonhöjdsexciterings~ ..., ob'(N-1). Kretsen 228 krets 128 som i detalj visas i fig. 222 alstrar tonhöjdsspektraln spektralsignaler ob'(0), ob'(0), överensstämmer väsentligen med den 8. ad för att kombinera signa- Normaliseraren 230 är anordn ltanten till den ler 0%'(k) och 0"(k) och för att normalisera resu avkodade signalen PN" från avkodaren 222 i enlighet med vad som ovan beskrivits i anslutning till fig. 11. Fig. 20 visar ett detalje- rat blockschema över normaliseraren 230. Var och en av de i fig. 20 visade multíplicerarna 2001-0 t.o.m. 2001-N-1 är anordnad att bilda signalen I fraflk) = 0“p' k = 0,1, ..., N-l -0 tar emot tonhöjdsexciteringsspektralnivåsigna- n 228 och formantspektralnivàsignalen från de spektralnivåsígnalen 0ä(O) Multipliceraren 2001 len O“'(0) från generator generatorn 226 och avger den kombinera = O"'(0) o%'(0). På liknande sätt erhålles respektive signa- ler G2'(1), o3'(2), ..., oä(N-1) från multiplicerarna 2001-1 t.o.m. 2001-N-1. Den avkodade normaliseringsfaktorsignalen PN" 2 tillföres till var och en av multiplicerarna 2016-u Som svar på signalen 0ä'(O) från multiplioeraren eeraren 2016 stegstorlek- från avkodaren 22 t.o.m. 2016-N-1. 2001-0 och signalen PN" alstrar multipli Analogt alstras signalerna Vp'(1), styrníngssignalen Vr(0). 2016-N-1 i Vr'(2), ..., Vr(N-1) i multiplicerarna 2016-1 t.o.m. enlighet med - un) = 03m- PNH n = O, 1, ..., N-1 Vr'(n)-signalerna alstras i enlighet med Vr' (n) = Vrüflo-F' (MV kn n = O, 1, ..., N-1 ent-kretsarna 2018-0 t.o.m. 2018~N~1 och av kombinationen av expon En=^oelvis upphöjes multipliceríngskretsarna 2019-0 t.o.m. 2018-N-1. spektralnívàsignalen °3'(0) till potensen 1 i exponentkretsen 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 32 2018-0 till vilken konstanten y tillföres från konstantgeneratorn 2050. Den som resultat erhållna utstorheten o3v(0) upphöjd till Y:te potensen multipliceras med signalen Vr(0) från mulgipliceraren 201Ö~Û» Och k°nStanten kg från konstantgeneratorn 2050 i multiplice- raren 2019-0 för alstring av signalen VrI(0)_ signalerna vrv(1) Ü-0-m- Vr(N-1) alstras på liknande sätt. Den kombinerade spektral- nivåsisnalens 03'(n) spektrum visas 1 vàgfornen 1609 1 fig. 16.

Utgångsstorheterna från normaliseraren 230 VP(n) och Vr|(n) tillföres till anpassníngskalkylatorn 232 som väsentligen liknar anpassningskalkylatorn 132. Bit-tilldelningskoderna bnv och signa- lePfl& Vr(n) för blocket tillföres till DCT-koefficientavkodaren 203 från anpassningskalkylatorn 232 via ledningen 2H2 resp. 2HH.

DCT-koefficientavkodaren 203 tar emot signalerna Q(n) från demultiplexern 201 i serieform via fördröjningsorganet 202. I den enkla bitföljden av koder Q(0), Q(1), ..., Q(N-1) från fördröjníngs- organet 202 finns inga identifierade gränser mellan konsekutiva koder. Bit-tilldelningskoderna bn' från anpassningskalkylagopn 232 används för att dela upp bitföljden från fördröjningsorganet 202 i skilda signaler, av vilka var och en motsvarar en Q(n)-kod. Bit-till- 4 de1nínESk0dePna bn' motsvarande bn-koderna i talkodaren i fig. . visas i vàgformen 1803 i fig. 18. Bit-tilldelningskoden bov är 2, Sålunda kommer de första två bitarna i den till DCT-koeffioientavkoda- ren 203 tillförda bit-följden att avskiljas såsom den kodade signalen Q(0>- EfßePS°m b1' från vågfornen 1703 är 1, avskiijes den nästföl- jande biten i bitföljden såsom den kodade signalen Q(1). I det fall att en bn'-kod är noll, är motsvarande Q(n)-signal noll, och inga bitar avskiljes.

Efter det att de kodade signalerna Q(o), Q(1), ...,Q(n~1) nar avskílts, avkodas varje kod på ett för en fackman välkänt sätt. Vary kod Q(n) multipliceras med en faktor Vr(n) som är peppesentagiv föp den tonhöjd-exeiteringsstyrda spektralnivà som erhålles från anpass- níngskalkylatorn 232. Pâ detta sätt omvandlas varje Q(n)-signal till en diskret cosinus-transform-koefficientsignal YDCT(n)=Q(n)'V(n).

Vflfåe YDCT(n)-signal motsvarar den XDCT(n)-signal som alstras i DCT-kretsen 107 i fig. 1. Den ej predikterbara komponenten av YDCT(n) erhålles från den Q(n)~kodade signalen, och de predikterbara k0mD0Hent@Pnå av YDCT(n) erhålles från bn'- och Vr(n)-signalerna som är härledda ur de separat överförda signalerna wm, P, PG och PN. Blockets YDCT(n)-signaler, vilka är tillgängliga på utgångar- na hos DCT~koefficientavkodaren 203, kan sedan omvandlas till en serv 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 33 signalsampelkopior genom invers diskret cosinus-transformering av YDCT(n)-signalerna.

Fig. 15 visar DCT-koefficientavkodaren 203 mera i detalj. Serie- -bitföljden av Q(n) signalkoder från fördröjningsorganet 202 tillföres till dataingångarna hos avkodarna 1505-0 t.o.m. 1505-N-1. Bit-till- de1UïnE3k0dePHfl bn' från anpassningskalkylatorn 232 tíllföres till adresslogiken 1501 som är anordnad att alstra en serie adresskoder medelst en räkneanordning som styres av bit-tilldelningskoderna så att Adresskoderna från logiken Klockpulserna samma adress n tillföres bnv gångep_ 1501 tillföres till adressingângen hos väljaren 1503.

CLS' från klockan 240 tillföras därvid selektivt till avkodningskret- sarna 1505-0 t.o.m. 1505-N-1, och Q(n)-bitarna tillföres till avkodar- fràn adresslogiken 1501. Exempelvis 1503 aktiverar avkodaren 1505-0 na i enlighet med adresseringen medföf Bo'-signalen att väljaren under den tid då Q(0)-bitarna uppträder i Q(n)-seriebitföljden. Efter det att Q(0)-bitarna har införts i avkodaren 1505-0, aktiverar välja- ren 1503 avkodaren 1505-1 (ej visad) som svar pà att b1v_ti11del_ ningskoden tillföres till adresslogiken 1501. Q(1)-bitarna införes därigenom i avkodaren 1505-1. Pâ liknande sätt placeras kodbitarna Q(2) t.o.m. Q(N-1) i respektive avkodare 1505-2 t.o.m. 1505-N-1.

Utgångarna hos respektive avkodare 1505-0 t.o.m. 1505-N-1 är kopplade till ingångarna hos respektive multiplicerare 1507-0 t.o.m. 1507-N-1. Varje multiplicerare är anordnad att bilda produkten Q(n)'Vr(n) som svar på koden från avkodaren 1505-n och koden Vr(n) från anpassningskalkylatorn 232. Produktkoden YDCT(0) = Q(0)'Vr(0) bildas i multipliceraren 1507-0 och pro- d“ktk°de“ Y(N“1) = Q(N"1)'Vr(N-1) bildas 1 multipliceraren 1507-N-1. Analogt bildas koderna YDCT(1), yÛCT(2), ___, YDCT(N-2) i respektive multiplicerare, 1507-1 t.o.m. 1507-N-2.

Efter det att samtliga produktkoder YDCT(n) finns tillgängliga på utgångarna hos multiplicerarna 1507-0 t.o.m. 1507-N-1, kommer klock- pulser CLB' från klockan ZÅO att aktivera låskretsarna 1509-0 t.o.m. 1509-N-1, och de diskreta cøsinus-transformkøefficientsignaierna YDCT(0}, YDCT(1), ..., YDCT(N-1) tillföres till den ínversa DCT-kretsen 207.

Den inversa DCT-kretsen 207 är anordnad att bilda signalsampelko- derna Y(0), Y(1), ..., Y(N-1) motsvarande de av buffertregistret 105 i fig. 1 avgivna signalerna X(0), X(1),>.,., X(N-1) i enlighet med sambandet 10 15 20 25 .3° 35 H0 7906750-0 gu . N-ï Y(fl)=<1/N>°'5YDcT(o)+(2/N)°'5 EE: YDCT(k)cos(TIV2N)(2n+1)k k=1 (20) där n = 0, 1, ..., N-1 I kretsen enligt fig. 12 alstras signalerna Y(n) enligt en metod med 2N-punkts invers snabb-Fouriertransform (Inverse Fast Fourier Trans- form, här förkortat till IFFT), vid vilken 2N-1 j(2Iï/2N)nk Y(n) = (1/2N):E:iKk) e (21) k:0 där WR(o) = 2 No-5 YDCT(o) för k=o (22) W1(0) = 2 N0'5 YDgT(0) sin 0:0 WR(k) =(2N)°*5 YDCT(k) cos(kII/2N) för k=1, 2, ..., N-1 (23) Wïm =<2N>°»5 YDCTm simmar/zu) wR(n) = WI(N) = 0 för k=N (ÉÅ) och ' WR(k) = wR(2N-k) för k=N+1, N+2, ...,2N-1 (25) WI(k) = wI(2N-k) Index R anger reella delen och index I anger imaginära delen av signalen W(k).

I anordningen enligt fig. 12 är multipliceraren 1201-0 inrättad att fllflïfa en Síšflal Wg(0) som svar på signalen YDCT(D) och signalen 2 NOI5 från konstantgeneratorn 1250 i enlighet med ekvation 22- Sisnalen WR(o) tiiiföres till muitipiexern 1209 via ledningen 120U-0. En noll-signal motsvarande WI(0) tillföras till multiple- xern 1209 via ledningen 1205-0. Analogt alstras signalerna WR(1) Och WI(1) i multiplexern 1201-1 resp. 1202-1. Dessa signaler tillföres till multiplexern 1209 via ledningarna 120ü~1 och 1205-1 och även via ledningarna 12OH-2N-1 och 1205-2N-1 enligt vad som visas i fig. 12 för alstring av signalerna WR(gN-1) och wI(2N-1), Ut- gångssignalen från multipliceraren 1201-N-1 tillföras till multiple- xern 1209 såsom siznalen WR(N-1) via iedningen 1204-N-1 och såsom _ ...__ .._.--___.._...- _-.- _, ---__........._.._....- - _... ...___ ...___ __ ___ _; _ _ »v »u -wu-.--.---...-...._. 10 15 20 25 30 35 H0 7906750-0 35 Signalen WR(N+1) via ledningen 120H-N+1. Utsignalen från multipli- ceraren 1202~N-1 tíllföres till multíplexern 1209 såsom signalen WI(N-1) via ledningen 1205-N-1 och såsom signalen WI(N+1) via ledningen 1205-N+1 i enlighet med ekvation 25. Noll-signalerna tillföres till multiplexern 1209 via ledningarna 1203-N och 1205-N i enlighet med ekvation 2U. Signalerna UN WR(k) och WI(k) tillföres i tur och ordning till IFFT-kretsen 1210 under styrning från räknaren 1220. :Fri-kretsen 1210 är anordnad att bilda blockets Y(n)-signaler, där n = 0, 1, ..., N-1 i enlighet med ekvation 21.

Som svar på den CLB'-signal som inträffar när signalerna YDCT(0), YDCT(1), ..., YDCT(N-1) är tillgängliga från DCT-koef- ficientavkodaren 203 avger vippan 1227 en hög A20_signa1, och DUlSEeHßPfifi0Ffl 1230 avßef en 530-styrpuls som nollställer räknaren 1220. Multiplexern 1209 ansluter därpå ledningen 12OU-O till IFFT- -kretsens 1210 ingång. Efter pulsens S30 Slut erhålles en puls S31 från pulsgeneratorn 123H, vilken S31-puls för in QR(0)-sig- nalen i IFFT-kretsen 1210. Den puls S32 gom alstras av generatorn 1236 vid pulsens S31 bakkant Stegar sedan fram räknaran 1220 till dess första räkneställning. Sekvensen av S31-pu1sep och 532_pu1- ser upprepas som svar på att jämföraren 1221 avger en hög J20_si5_ nal när räknarens 1220 räkneställning är mindre än eller lika med HN.

Nästa S31-puls sätter in signalen WI(0) = 0 i IFFT-kretsen 1210, Varpå nästa S32-puls stegar fram räknaren. På detta sätt kommer sisnalefnfl WR(o), wI WI(N-1) att i tur och ordning införas i IFFT-kretsen 1210 i stigande ordningsföljd. När räknaren 1220 är i sin 2N:te och i sin 2N+1:sta räkneställning införes signalerna WR(N) = 0 och WI(N) = 0 i IFFT-kretsen 1220. Mellan tillstånden 2N+2 och NN införes sekvensen WR(N-1), wI(N-1), wR(N-2), wI(N-2), ..., wR(1), wI(1) 1 IFFT-kretsen 1210 í fallande ordningsföljd.

När räknaren 1220 har framstegats till sin räkneställning HN+1 EGUON en 532-puls, blir signalen J21 från jämföraren 1221 hög.

OCH-grinden 12H0 aktiveras, och en SIu_pu1S erhålles från 0CH_¿pin- den 12H3. IFFT-kretsen 1210 är anordnad att som svar på pulsen SIM bilda signaler Y(n) i enlighet med ekvation 21. Efter det att signa- len Y(N-1) alstrats erhålles en E2O-pu1S från 1FFT-kpegsen 1210, Vilken E20-puls återställer vippan 1227 och bringar pulsgeneratorn 1230 att alstra ytterligare en S3O_pu1s, penna S3o_pu1S n011Stä1_ ler återigen räknaren 1220 som förberedelse för överföringen av signalerna Y(0), Y(1), ..., Y(N-1) från IFFT-kretsen 1210 till lås« . _..-..___._s_._._.__-._.- .-.law W. 10 15 20 25 30 35 HO 7906750-0 36 kretsarna 1215~0 t.o.m. 1215-N-1. Nolltillståndsadressen från räkna- ren 1220 tillåter den efterföljande S31-pu15en från pulsgeneratorn 123U att "klocka" låskretsen 1215-0 via väljaren 1213 och att aktivera IFFT-kretsen 1210 så att signalen Y(0) från IFFT-kretsen införes i låskfetsefl 1215-Û- Pulsen 532 alstras sedan av pulsgeneratorn 1236, och räknaren 1220 stegas fram till sin nästa räkneställning. Mellan räknarens 1220 räkneställningar O och N-1 överföras signalerna Y(1), Y(2), ..., Y(N-1) i tur och ordning till resp. låskretsar 1215~1 till 1215~N-1 under styrning från väljaren 1213. .

När räknaren 1220 når sin räkneställning HN+1, aktiveras OCH- _ -grindarna 12ü0 och 12Uü som svar på pulsen från pulsgeneratorn 1238 Och de hößa J21- och A21-signalerna, varigenom en EIDCT-puls alstras av grinden 12"u' EIDCT-pulsen tillåter överföring av signalerna Y(O), Y(1), ..., Y(N~1) till buffertregistret 208, vilket på för en fackman välkänt sätt är anordnat att tillfälligt lagra signalerna Y(O), Y(1), ..., Y(N-1) och att omvandla dem till en serie-sekvens i systemets klocksignaltakt, exempelvis 1/(8kHz).

Sekvensen Y(n) från buffertregistret 208 omvandlas till analoga talsampelsignaler š(n) i D/A-omvandlaren 209. De analoga sampelsigna- lerna §(n) som är representativa för talsignalsegment i blocket lågpassfiltreras i filtret 211 för alstring av en talsignalkopia š(t) i enlighet med vad som är välkänt för en fackman. Efter lämplig förstärkning i förstärkaren 213 omvandlas signalen §(t) till talvàgor av omvandlaren 215. , De logiska och aritmetiska kretsar, exempelvis grindar, räknare, multiplexrar, jämförare, kodare, avkodare, adderare, subtraherare och ackumulatorer, som användes i kretsarna enligt fig. 3 t.o.m. 12, 15 och 20 är välkända för en fackman och kan utgöras av de kretsar som ai beskrivna i publikationen TTL Data Book for Design Engineers, Texas Instrument, Inc., 1976. De multipliceringskretsar som visas i fig. 4, 5, 8, 9, 11, 12, 15 och 20 kan utgöras av den krets som av T.R.w., Inc. marknadsföres under handelsbeteckningen MP12AJ. Kvadratrotut- dragningskretsarna 81N-0 t.o.m. 81U-N-1, 914-0 t.o.m. 914-N-1 och exponentkretsarna 1118-0 t.o.m. 1118-N-1 samt 2018-O t.o.m. 2018-N-1 kan var och en åstadkommas medelst ett programmerbart, uteslutande för läsning utfört minne("PROM"), exempelvis av den av Texas Instrument, Inc. under handelsbeteckningen 7HLSU71 saluförda typen, använd såsom uppslagstabell i enlighet med vad som är välkänt för en fackman.

Snabb-Fourier~trïnsformkretsarna 803, 903 och de inversa snabb- -Fourier-transfårmkretsarna 505 och 1210 kan innefatta kretsar som är 10 15 20 25 30 35 HO 7906750-0 37 beskrivna 1 Smith's ovannämnda patentskrift.

Uppfinningen har i det föregående beskrivits med avseende pà en belysande utföringsform av densamma. Det bör observeras att olika modifikationer och ändringar av en fackman kan utföras på densamma utan att uppfinningstanken eller ramen för uppfinningen fràngäs. Som ämnas att det i den beskrivna anordningen används en exempel kan n t är uppenbart att en diskret cosinus-transformanordning, ehuru de godtycklig annan diskret frekvensdomän-transformanordning lika väl kan användas, exempelvis en diskret Fouríer-transformanordning. 10 15 20 25 30 35 40 -7906750-0 gOflÛOflÛGO 00000000 O 10 20 30 35 40 50 60 38 BIHANG A LPC- ANALYSPROGRÅM sunnourzua LPcF(n,w) AUTÛCORRELÅTION COEFFICIENTS TO R:UNNORHhLIZED AUTOCORRELAT PÅRCOR COEFFICIENTS ION COEFFICIENTS R(1)WPOWERQR(I)|I=1|OOIQ1B , W=?ÅRCOR COEFFICIÉNTS, REFLECTION COEFFICIENTS w(I)|I=1|0co|12 DIMENSION w(13),A(13),n(2sß),Avnsv(14) Hfl¶2 I=1 Rns=o. nzs=n(I) w(I)~o.

J1=I“1 1F(J1.Lr.1) co To ao no 20 Jfl1,J1 IJ=I~J+1 w(I)=w(I)+Avn§v(J)fln(IJ) w(I)=(-w(:)-x(I+1))/RES A(I)=w(I) J1=1-1 1F(J1.LT.1) Go wo so no 40 J=1,J1 IJS! A(J)«nvRnv(J)+w(I)*APRnv(IJ) nss=(1.~w(I)*w(I))"REs DO 60 Ln1,I APnnv(L)=n(L) I=1+1 Ir(1.Ls.M)co wo 10 nßwunn Enn 10 15 20 25 30 35 GÛOÛOÛ n OO nnnonnnnqq 35 40 G0 7906750-0 39 BIHANG B LPG- ANALYSPROGRAM sunnouT1Ns LPcR(w,A) PARCOR COEFFICIENTS TO LFC COEFPICIENTS> WnPARCOR COEFFICIEHTS, REFLECTION COEFFICIENTS w(I)|If-l1|oa|,12 A=Lvc convrmcxnurs, n(1).us.1, A(I),I=1,...,12 n1msus1ou w(13),A(13),Avnnv(14) N=12 V IU1 Rɧ=O.

A(I)"w(I) J1nI”1 _ IF(J1.LT.1) eo To so_ no nu J~1,J1 IJ=I.'\T ' A(J)=Avnmv(J)+ ( »“ nas=(1.-w(I)*w(I no nu L=1,1 Avuuv(L)=n(L) InI+1 1r(I.Lß.M) so To 35 nßwunu nun 10 15 20 25 30 40 45 00 nnnnonnnnonnnnnonnnnonano OGOÖ 20 7906750-0 H0 BIHANG C Fnarnnn sunnourxun von svacrnau BI? Asszcumcxw usmcß: CALL nITAsG(vPaInß,v,u) ARGUHHNTS: Iuvuw; VPRIME: ~u wnxcnwnn svmcïnaz LEVELS INPUT: v: ~H NoRmALIzEo SPECTRAL LEVHLS OUPUT: B: -BIT ASSIGHHENT ' ' vnnnußwßns ussnz n=Tanwsvoan stzß~ (256) uuGu5=no. oF axrs/nnocx (zoo) IMAx=nax. uo.oP nzws/cosrrrcxßuw (5) zaruonz Txnnwzvn Tacuuïous BY P. NOLL AND R. zsnïnsxy nasßn om ADAPTATION of gAnAnnTnR nfif As uzwïumn IN L. nnv1nsou'§ RATB nxswonrrou Tnaonw Ann AvPLIcnnTxou ,paoc.

Isæs,JuLv 1972.oPTxM:zun som MAx~Loïo ovAuTI~ zßns Ann cnussIAn sxcunns. sunnourruz n1wAss(vPQInn,v,n) ntmzmsïou vpnIMB(2s6),v(256),nA(256} INTEGER B(2s6) _ nwnwpmmwmm nzzsß HnGES=200 Innx=s xndFLoAT(n) RATs=FLonT(nncws)/xx x2=1./ALoG(2.) COHPUTE HIT ASSIGJHEHT SO AS TO MINIMÉZE DISTORTIOH ASSUHING H0 FREQUENCY WEIGHTING.

SUMCJC o no 10 xß1,N nA(I)=x2~ALoG(vPn1un(I)) sum=sum+nA(I) sum=suH/xu no zo :=1,n RA(I)»nATß+nn(I -sun 10 15 20 25 30 35 40 45 ÄOOOÛÛ 100 105 H0 130 '7906750-0 111 SET HIT ÅHSIGNHENTS LHSS THAN *-5 TO ZERO AND UNIFOWHLY flfiDISTRIBUTE HITS ÄCROSS HIT BSSIGNHENTS GREATER THAN ~.5 HNEG=O, DO 50 1:11 .N I , IF(na(I).GT.-0.499) GoTo 50 1nßcn1uEG+1 “ nunc=nußs+nA(I) a(INEs)=I Rh(I)n0. conrxuuz 1F(1nnG.uo.0) GoTo BO nmmmwwnnmwwnmm n(InzG+1)=1100 INDn1 Do 00 I~1,N IF(I.Eo.n(1Nn)) co To ss nA(I)=Rn(I)+nmL GoTo oo xnn=1nn+1 conwluuß cowo 45 couwïuun 'SET DIT nssIcnnßxTs > Tunn (IMAx+;5) To Innx nan unxronnnv REDISTRIUUTE BITS ACROSS DIT Assxcumanws <= (InAX+.5) . x1a=wLoAT(:nAx) RGnßxIm+o.49a :wmwm 1Po°=o no 100 1=1,n 1r(nn(x).Lw.nsa) coro 1oo 1vos=1vos+1 nPos=nPos+RA(I)-xïn nA(I)ax1n n(1Pofi)=1 conrrnuæ IF(1vofi.no.0) coro 130 nnL=nvøs/PLoAw(N-Ivos) u(1vos+1)=11o0 Inu=1 no 110 I=1,u 1F(1.no.n(Inn)) cowo 105 nA(1)=nA(I)+nfiL core 110 INDnIND+1 conwxuua cowo eo courxuun 10 20 30 40 45 7906750-0 Ofïfiiïfiíïfi 133 150 185 H2 sur ALL nzw anus. In Tua IHTFRVAL (~.s,o) nounb To 0 Ann nnnun vosïrxvz nrvs Te unnumsw vosxwxvß Iufßcßn. swons In nuxLILIAnY Anna? nA Tua RESULTING ouAuTIzATIou nnnon . nsum=o RS=O. uo 150 I=1,u RRnnA(I) RSßRS+ 1 IP(Rn) 133,133,135 U(I)I:O Rn(I)=nn cowo 140 nR=nu+n.s n(I)=IFIx(nn) nA(1)=nA(I)«FLoAT(n(I)) nsun=usun+n(I) coflwxnvß IF TÜTAL 5 OF HITS EQUALS HBGES RETURN Iv(usux-ußsßs) 11o,1ßo,2oo GOTO 250 IF TOTAL I OF ßITS NSUH(NfiGEG, REÛISTRIBUTE REMÄIHING ¶REST TO THOSB HITS WITH GREHTEST QUANTIZATION HRROR Rho nnæsT=nnnns~nsum no 195 KK=1,nnfisr RÅHÅx=-1 . no 1no I=1,n Nz=n(1) IP(n1.ßo.ImAx) GoTo 1uo Iv(nnnnx.cT.nA(I)) sowo 190 nnnnx=nn(I) INDnI courrunn - n(run)flu(1un)+1 RA(Inn)=-2. conrrnuu GoTo 250 10 20 UOÛOOÛ 210 220 250 999 790675050 U3 IF TOTAL # OF HITS NSUH)UHGES STEAL HITS 3 HECESfiñRY,FPON THOSE HITS ASSIGNHEHTS WITH A.

THE SHALLEST OUÅNTIZATIOH ERROR.

NnzsT=NsnM-Nnsßs no 220 RK=1,unnsT Q Do 210 I=1,u u1an(I) IP(nI.no.o) cowo 210 ¶ 1F(Rnnxn.LT.RA(I)) cowo 210 RAnIu=nA(1) 1Nn=r coawxuqn n(:nn)=ß(Iun)-1 RA(Iun)=2.

COhTIhZUE CONT IHUE Rswunfl END

Claims (8)

vsvosvso-o 44 Eaifíälífêl

1. Talsignalbehandlingsanordning, innefattande dels organ (101, 105) för att sampla en talsignal i en förutbe- stämd takt; dels organ (105) för att indela de därvid erhållna talsignal- samplerna i block; dels organ (107) som är anordnade att som svar på varje talsam- pelblock med en förutbestämd frekvens alstra en uppsättning första signaler av vilka var och en är representativ för en diskret frek- vensdomän-transformkoefficient för talsampelblooket ifråga; dels organ (13U) som är anordnade att som svar pá nämnda första signaler alstra en uppsättning anpassningssignaler; och dels organ (109) som är anordnade att tillsammans som svar på anpassningssígnalerna och nämnda första signaler alstra en uppsätt- ning adaptivt kvantiserade diskreta transformkoefficientkodade signaler för nämnda block; vilken anordning är k ä n n e t e c k ~ n a d av att nämnda organ (13ü) för alstring av anpassníngssignaler innefattar organ (115, 12k, 126) för att alstra en uppsättning andra signaler vilka är representativa för formantspektret för nämnda block av första signaler; varjämte anordningen innefattar dels organ (117, 128) för att alstra en uppsättning av tredje signaler vilka är representativa för tonhöjd-exciteringsspektret för nämnda block av första signaler; dels kombineringsorgan (130) för att kombinera nämnda uppsätt- ning av andra signaler och nämnda uppsättning av tredje signaler för att bilda en uppsättning första tonhöjds-exciteríngsstyrda spektral- nivåsignaler för nämnda block av första signaler; samt dels organ (132) som är anordnade att som svar på nämnda första tonhöjds-exciteringsstyrda spektralnívâsignaler alstra nämnda anpassníngssignaler.

2. Anordning enligt kravet 1, varvid nämnda anpassningssig- nalalstrande organ (132) är k ä n n e t e c k n a t av att en bit-tilldelningssignal och en stegstorlek-styrsignal för varje första signalfrekvens är anordnade att alstras som svar på nämnda första tonhöjdsêexcíteringsstyrda spektralnívåsignaler; varvid bit-tilldelningssignalerna och stegstorlek-styrsignalerna är till- förda till nämnda anordning (109) för alstring av adaptivt kvantise- rade diskreta transformkoefficientkodade signaler.

3. Anordning enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att organ (113) förefinns, vilka är anordnade att som svar på nämnda block av första signaler bilda en signal som är representativ .. ...saa-c « 45 79oe7su-o för autokorrelationen för nämnda block av första signaler; att nämnda andra signalalstringsorgan (115, 12U, 126) är anordnade att som svar på den för autokorrelationen representativa signalen alstra en formantspektralnivåsignal vid varje första signalfrekvens; att nämnda att som svar på alstra en tonhöjdsexciteringsspektralnivåsignal vid varje första tredje sígnalalstringsorgan (117, 128) är anordnade den för autokorrelationen representativa signalen signalfrekvens; samt att nämnda kombineringsorgan (130) är anordnat at formantspektralnivå- och tonhöjdsexciteringsspektralnivàsignaler vid lda en första tonhöjdexcite- t kombinera varje första signalfrekvens för att bi nal vid varje första signalfrekvens. ringsstyrd spektralnivåsig k ä n n e t e c k n a d av att

4. U. Anordning enligt kravet 3, nämnda tredje signalalstringsorgan (117, 128) innefattar fig. 6, fig. 7) som är anordnat att som svar dels organ (117, stra på den för blockets autokorrelation representativa signalen al en pulstågsignal som är representativ för tonhöjdsexciteringen för nämnda block av första signaler; och dels organ (fig. 8) som är anordnat att som svar på nämnda för tonhöjden representativa pulstågsignal alstra en uppsättning signa- ler av vilka var och en är representativ för tonhöjdsexciterings- spektralnivån vid en första signalfrekvensu

5. Anordning enligt kravet H, vid vilken nämnda andra signal- alstringsorgan (115, 12ü, 126) är k ä n n e t e c k n a t av dels organ (115, 12k) som är anordnade att som svar på nämnda för blockets autokorrelation representativa signal alstra en upp- sättning signaler vilka är representativa för predikteringsparamet- rarna för nämnda block av första signaler; och dels organ (126) som är anordnade att som svar på nämnda predikteringsparametersígnaler alstra en formantspektralnivåsignal vid varje första signalfrekvens.

6. Anordning enligt kravet 5, vid vilken nämnda för tonhöjden representativa pulstågsignalalstringsorgan (117, fig. 6, fíg. 7) är k ä n n e t e c k n a t av att det innefattar dels organ (603, 605, 607) som är anordnade att som svar på nämnda block-autokorrelatíonssignal bestämma en signal (Rmax) motsvarande maximivärdet för autokorrelationssignalen 1 nämnda block samt en tonhöjdsperiodsígnal (P) motsvarande den tid under vilken nämnda autokorrelationssignals nämnda maximivärde i nämnda block vsosvso-o 46 uppträder; dels organ (609) vilka är anordnade att som svar på nämnda bestämda autokorrelationssignal-maximivärde (flmax) Och in¿tía1v5p_ det för block-autokorrelatíonssignalen (R(0)) i nämnda block bilda en tonhöjds-förstärkningssígnal (PG) motsvarande förhållandet mellan nämnda autokorrelatíonssígnal-maximivärde och nämnda autokor- relationssignal-initialvärde; samt dels organ (701, 703, 707, 709, 713, 715~0 till 715-N-1) som ar anordnade att tillsammans som svar på nämnda tonhöjdsförstärkning och nämnda tonhöjdsperiodsignal för att alstra nämnda för tonhöjden representativa pulstágsignal Z(n) = På för n = kP +P/2 och noll för alla andra n <;N-1; där n = o, 1, 2, ..., N-1; k = o, 1, ..., (N _ 1 _ P/2)/P och N är antalet diskreta cosinustransform-koeffioienter. lll .wa ~~~

7. Anordning enligt kravet 6, innefattande dels organ (112) för att multiplexera nämnda adaptivt kvantise- rade diskreta transformkoeffioientkodade signaler, nämnda predik- típnsparametersignaler, nämnda tonhöjdsperiodsignalår ooh nämnda tonhöjdsförstärkningssígnaler för nämnda block av första signaler; dels separeringsorgan (201) som är anslutet till nämnda multi- plexeringsorgan (112) för att skilja de adaptivt kvantiserade diskreta transformkoefficientkodade signalerna för nämnda block från nämnda predikteringsparametersignaler, nämnda tonhöjdsperiodsignal och nämnda tonhöjdsförstärkningssígnal för blocket; dels organ (234) som är anordnat att som svar på nämnda block- pred1kteringsparametersignaler, nämnda tonhöjdsperiodsignal och nämnda tonhöjdsförstärkningssignal från nämnda separeringsorgan (201) alstra en uppsättning anpassningssignaler för nämnda block; dels organ (203) som är anordnade att tillsammans som svar pâ nämnda adaptivt kvantiserade diskreta transformkoefficientkodade signaler för nämnda block och nämnda anpassningssígnaler från det anpassningssignalalstrande organet (23H) avkoda nämnda block av adaptívt kvantiserade diskreta transformkoeffícientkodade signaler; W dels organ (207) som är anordnade att som svar på nämnda uppsättning avkodade diskreta cosinus-transformkoeffícientkodade signaler från avkodningsorganet (203) alstra en uppsättning av fjärde signaler som är representativa för blockets talsampler; och www-mv.. , 47 7906750-0 dels organ (208, 209, 211) för att omvandla nämnda fjärde en kopia av nämnda samplade talsígnaler, vilken signaler till av att det anpassningssignal- anordning är k ä n n e t e c k n a d alstrande organet dessutom innefattar 22ü, 226) som är anordnade att som svar på från nämnda separeringsorgan vilka är representa- dels organ (222, nämnda predikteringsparametersignaler (201) alstra en uppsättning av femte signaler, tiva för formantspektret för nämnda block av första signaler; dels organ (222, 228) som är anordnade a tonhöjdsperiod- och tonhöjdförstärkningssignaler från separeringsor- ganet (201) alstra en uppsättning av sjätte signaler vilka är exciteringsspektret för nämnda block av tt som svar på nämnda representativa för tonhöjds första signaler; dels organ (230) för att kombinera nämnda uppsättningar av femte och sjätte signaler för att bilda en uppsättning andra ton- höjd-excíteringstyrda spektralnivåsignaler för nämnda block; och dels anpasningskalkylatororgan (232) som är anordnat att som svar på nämnda uppsättning av andra tonhöjdexciteringsstyrda spekt- it-tilldelningssignal och en stegstor- ralnivàsignaler alstra en b tivt kvantiserad diskret transform- lekstyrningssignal för varje adap koefficientkodad signal.

8. Anordning enligt något av kraven 1 - 7, k,ä n n e - t e c k n a d av ' att varje första signal är repres nus-transformkoefficient för nämnda bloo stämd frekvens; samt att varje adaptivt kvantiserad diskret transformkoeffioient- ptivt kvantiserad diskret cosinus-transform- entativ för en diskret cosi- k talsampler vid en förutbe- kodad signal är en ada koefficientkodad signal. ................._........-.-------- .._.._.._.. _...»_.._._-....-- -.___- »_ ~