NO790503L - OVERLOAD PROTECTION DEVICE IN A VIDEO SIGNAL AMPLIFIER - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en beskyttelseskrets mot overbelastning av transistoriserte videoforsterkere som kan anvendes som utgangsdrivforsterkere i et videosignal-behandlingssystem, f.eks. en fjernsynsmottager eller et liknende system. Særlig danner beskyttelseskretsen overbelast-ningsbeskyttelse for forsterkeren overfor for høye høyfrekvens-komponenter i det signalet som tilføres forsterkeren. The present invention relates to a protection circuit against overloading of transistorized video amplifiers which can be used as output drive amplifiers in a video signal processing system, e.g. a television receiver or similar system. In particular, the protection circuit provides overload protection for the amplifier against excessively high high-frequency components in the signal that is supplied to the amplifier.

Behandlingssystemet for videosignaler, f.eks. i fjernsynsmottagere anvender ett eller flere transistoriserte videosignalforsterkertrinn til frembringelse av videoutgangs-signaler for de styrkeregulerende elektroder i et billedgjen-givende kineskop. Selv om transistoranordningen med forholdsvis høy effekt er blitt anvendt i slike videosignalforsterkere (f.eks. klasse A-forsterkere) er i den senere tid slike høy-effektstrinn blitt erstattet av videoutgangstrinn med forholdsvis mindre effekt (f.eks. med transistorer beregnet for klasse B eller C drift) for å redusere fjernsynsmottagernes kraftforbruk. Laveffekttrinnene er generelt sett beregnet på The processing system for video signals, e.g. in television receivers, one or more transistorized video signal amplifier stages are used to produce video output signals for the power-regulating electrodes in an image-reproducing kinescope. Although the relatively high-power transistor device has been used in such video signal amplifiers (e.g. class A amplifiers), in recent times such high-power stages have been replaced by video output stages with relatively less power (e.g. with transistors intended for class B or C operation) to reduce the television receivers' power consumption. The low-power steps are generally intended for

å ha lavere kraftforbruk i hviletilstand sammenliknet med klasse A trinn som eksempel. to have lower power consumption in the resting state compared to class A stages as an example.

Laveffekttransistorer kan anvendes i laveffekt-utgangstrinnene fordi trinn av denne type har kraftforbruk som stort sett er proporsjonalt med verdien av det signal som skal forsterkes. Imidlertid vil laveffekttransistorer bli utsatt for overbelastning når de signalene disse trinn skal be-handle inneholder betydelige høyfrekvenskomponenter med høy varighetstetthet. Overbelastning kan f.eks. oppstå når svake signaler som inneholder betydelige mengder støy forsterkes eller når mottageren koples til en ledig kanal som ikke inneholder videoinformasjon. I disse tilfelle blir støyen for sterket av mellomfrekvenstrinnene og de følgende forsterkertrinn som i sin alminnelighet arbeider med maksimal forsterkning under disse forhold på grunn av den automatiske for-sterkningsregulering (AGC) mottageren har. Støyen omfatter i et typisk tilfelle hele videosignalfrekvensspektret og kan opptre uten avbrytelse under hele billedsyklusen (det vil si under både fremløps, tilbakeløps- og slukkeintervallene for bildet). Den sammenhengende strøm av støy fører til at forsterkertrinnet leder så godt som kontinuerlig og derved fører til at energiforbruket og arbeidstemperaturen for forsterkertrinnet øker over en viss tidsperiode. Dette kan på sin side føre til en ødeleggelse av forsterkeren på grunn av det fenomen at transistoren løper termisk løpsk (dvs. overhetning av tranrr sistorene som danner forsterkertrinnet). Under visse signalforhold (f.eks. mottagning av en tom kanal) kan kraftforbruket bli mange ganger større enn det man har under normale mottagningsbetingelser for signalet. For høyt kraftforbruk kan også finne sted når signalet som skal forsterkes representerer komplekse billedmønstre, f.eks. de som gjengis av en fjernsyntsmottager når den anvendes sammen med "videospill" eller med prøvebilder som ikke er standard. Low-power transistors can be used in the low-power output stages because stages of this type have a power consumption that is largely proportional to the value of the signal to be amplified. However, low-power transistors will be exposed to overload when the signals these stages are to process contain significant high-frequency components with a high duration density. Overload can e.g. occur when weak signals containing significant amounts of noise are amplified or when the receiver is connected to a free channel that does not contain video information. In these cases, the noise is too strong by the intermediate frequency stages and the following amplifier stages which generally work at maximum gain under these conditions due to the automatic gain control (AGC) the receiver has. In a typical case, the noise covers the entire video signal frequency spectrum and can occur without interruption during the entire picture cycle (that is, during both the advance, reverse and blanking intervals of the picture). The continuous flow of noise causes the amplifier stage to conduct almost continuously and thereby causes the energy consumption and working temperature of the amplifier stage to increase over a certain period of time. This in turn can lead to a destruction of the amplifier due to the phenomenon of the transistor running thermally runaway (ie overheating of the transistors that form the amplifier stage). Under certain signal conditions (e.g. reception of an empty channel) the power consumption can be many times greater than under normal reception conditions for the signal. Excessive power consumption can also occur when the signal to be amplified represents complex picture patterns, e.g. those reproduced by a television receiver when used in conjunction with "video games" or with non-standard sample images.

De idag anvendte begrensningskretser som er knyttet til hver forsterker når forsterkeren kan bli utsatt for overbelastning under de betingelser som er nevnt ovenfor,er be-traktet som ufordelaktige av en rekke årsaker. Kretser av denne type kan normalt ikke skille mellom videoinformasjon og støy-signaler eller støy alene, og de kan derfor ventes å begrense toppverdiene for signalstrømmene uønsket også når strømmene representerer videoinformasjoner. Disse kretser krever også i alminnelighet minst en forholdsvis stor og kostbar effekt-transistor for høy spenning. Videre måtte man ha tre slike kretser når det gjelder en fargefjernsynsmottager med tre drivforsterkere for tilførsel av forsterkede fargeangivende videosignaler til de respektive styrkeregulerende elektroder i kineskopet. The limiting circuits used today, which are linked to each amplifier when the amplifier can be exposed to overload under the conditions mentioned above, are considered disadvantageous for a number of reasons. Circuits of this type cannot normally distinguish between video information and noise signals or noise alone, and they can therefore be expected to limit the peak values of the signal streams undesirably even when the streams represent video information. These circuits also generally require at least one relatively large and expensive power transistor for high voltage. Furthermore, one had to have three such circuits in the case of a color television receiver with three drive amplifiers for supplying amplified color-indicating video signals to the respective strength-regulating electrodes in the kinescope.

Anvendelse av varmesumper for videoutgangstrinn med lav og middels effekt for å kompensere for det høye kraftforbruk under de beskrevne forhold-er også ufordelaktig. Varmesumper er forholdsvis store og kostbare og kan kreve kompromisser når det gjelder høyfrekvensfølsomheten for ut-gangstrinnene på grunn av den kapasative belastning av videoutgangssignalet. The use of heat sinks for video output stages with low and medium power to compensate for the high power consumption under the described conditions is also disadvantageous. Heat sinks are relatively large and expensive and may require compromises in the high frequency sensitivity of the output stages due to the capacitive loading of the video output signal.

En automatisk forsterkningsregulerende spenning (AGC) som fåes fra AGC-kretser man normalt anvender i fjernsynsmottagere, er ikke egnet som et middel til angivelse av eventuelle unormale signalbetingelser som har muligheter for å frembringe altfor høyt kraftforbruk fordi denne spenning i en typisk tilstand ikke diskriminerer mellom normale og unormale signalbetingelser (f.eks. mellom normal signalmottagning og mottagning av en tom kanal). Følgene av dette er at AGC-spenningen er uegnet som middel til regulering av driften av videoutgangstrinnene for å begrense for høyt kraftforbruk på grunn av unormale overbelastningstilstander. An automatic gain control voltage (AGC) obtained from AGC circuits normally used in television receivers is not suitable as a means of indicating any abnormal signal conditions which have the potential to produce excessively high power consumption because this voltage in a typical condition does not discriminate between normal and abnormal signal conditions (eg between normal signal reception and reception of an empty channel). The consequence of this is that the AGC voltage is unsuitable as a means of regulating the operation of the video output stages to limit excessive power consumption due to abnormal overload conditions.

En krets som gir beskyttelse mot overbelastning A circuit that provides protection against overload

av forsterkeren ved nærvær av unormalt komplekse signaler, støysignaler og bare støy (f.eks. på grunn av tap av signal eller når mottageren stilles på en tom kanal) skulle unngå de ulemper som er nevnt ovenfor, samtidig med at den er forholdsvis økonomisk og enkel. Kretsen skulle være i stand til å diskriminere mellom normale og unormale signaler og skulle reagere mot potensielt skadelige, langvarige signaltilstander som er i stand til å overbelaste videoforsterkertrinnet i stedet for overfor forholdsvis kortvarige overbelastningstilstander når det gjelder signalet. Ved foreliggende oppfinnelse er'man kommet frem til en krets som byr på disse resultater. of the amplifier in the presence of abnormally complex signals, noise signals and just noise (e.g. due to loss of signal or when the receiver is tuned to an empty channel) should avoid the disadvantages mentioned above, while at the same time being relatively economical and simple. The circuit should be capable of discriminating between normal and abnormal signals and should react against potentially harmful, long-duration signal conditions capable of overloading the video amplifier stage rather than against relatively short-term signal overload conditions. With the present invention, a circuit has been arrived at which offers these results.

En beskyttelseskrets i henhold til foreliggende oppfinnelse er innbefattet i et signalbehandlingssystem for videosignaler, omfattende en videosignaloverføringsbane med en videosignalforsterker. Videoforsterkeren er uønsket følsom overfor for høy ledning og høyt kraftforbruk når inngangs-signalet til forsterkeren inneholder høyfrekvenskomponenter av betydelig størrelse og når komponentene opptrer med høy tetthet. Beskyttelseskretsen innbefatter en inngangskrets som er koplet til videosignalbanen og er selektivt følsomt overfor høyfrekvente signaler for avledning av et signal som angir tilstedeværelse av høyfrekvente signaler. En styrbar ledeanord-ning er følsom overfor det avledede signal og avgir et utgangsstyresignal når det avledede signal overskrider en.gitt verdi som angir tilstedeværelse av høyfrekvenskomponenter av betydelig størrelse og med høy tetthet i deres opptreden. Styre-signalet påtrykkes videosignalbanen for å variere forsterknings-graden i denne og dermed nivået på videosignalet i en slik retning av videosignalet reduseres i størrelse. Ledningen og kraftforbruket i videoforsterkeren som resultat av komponentene med høy tetthet og høy frekvens blir tilsvarende redusert. A protection circuit according to the present invention is included in a signal processing system for video signals, comprising a video signal transmission path with a video signal amplifier. The video amplifier is undesirably sensitive to excessive conduction and high power consumption when the input signal to the amplifier contains high-frequency components of significant size and when the components appear with high density. The protection circuit includes an input circuit which is coupled to the video signal path and is selectively sensitive to high frequency signals to derive a signal indicating the presence of high frequency signals. A controllable control device is sensitive to the derived signal and emits an output control signal when the derived signal exceeds a given value indicating the presence of high frequency components of significant size and high density in their behavior. The control signal is applied to the video signal path in order to vary the degree of amplification in this and thus the level of the video signal in such a direction of the video signal is reduced in size. The wiring and power consumption in the video amplifier as a result of the high-density, high-frequency components is correspondingly reduced.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjen-gitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 er et skjema delvis i blokkform og delvis som koplingsskjerna, av en del av en fargefjernsynsmottager, innbefattende en beskyttelseskrets i henhold til oppfinnelsen, The invention is characterized by the features set out in the claims and will be explained in more detail in the following with reference to the drawings in which: Fig. 1 is a diagram partly in block form and partly as a connecting core, of a part of a color television receiver, including a protection circuit in according to the invention,

fig. 2 viser en del av fig. 1 mer i detalj med fig. 2 shows a part of fig. 1 more in detail with

en krets utført i henhold til oppfinnelsen, og a circuit made according to the invention, and

fig. 3 viser koplingsskjerna for en alternativ anvendelse av en beskyttelseskrets i henhold til oppfinnelsen. fig. 3 shows the connection core for an alternative application of a protection circuit according to the invention.

På fig. 1 innbefatter behandlingskretsene 10 for fjernsynssignalet f.eks. mellomfrekvensforsterker og videofor-sterkertrinn, ,samt frekvensvelgerkretser og midler til frembringelse av signalkomponenter for luminans- og krominans. In fig. 1 includes the processing circuits 10 for the television signal, e.g. intermediate frequency amplifier and video amplifier stage, as well as frequency selector circuits and means for generating signal components for luminance and chrominance.

(og andre signaler det er behov for) ved inngangene til mellom-enhetene 17 for behandling av signalet. I dette eksempel svarer enheten 17 til den integrerte krets TDA 2560 som er vist og behandlet mer i detalj i forbindelse med fig. 2. Krominans- og luminanskomponentene fra utgangene for behandlingsenheten 17 blir videre forsterket og behandlet i en krominanssignalbehand-ler 18 og en luminanssignalbehandler 19. Krominansbehandleren 18 frembringer R-Y, G-Y og B-Y fargedifferansesignalene som blir kombinert med et forsterket luminanssignal Y fra en enhet 19 i en demodulatormatrise 20 for å gi RG og B fargevideosig-nalene (dvs. signaler som representerer rød, grønn og blå farger i billeddetaljene). Disse signaler blir så forsterket av liknende laveffekts videodrivtrinn 22, 25 og 30 der det sistnevnte trinn er vist i skjemaform. (and other signals that are needed) at the inputs of the intermediate units 17 for processing the signal. In this example, the device 17 corresponds to the integrated circuit TDA 2560 which is shown and discussed in more detail in connection with FIG. 2. The chrominance and luminance components from the outputs of the processing unit 17 are further amplified and processed in a chrominance signal processor 18 and a luminance signal processor 19. The chrominance processor 18 produces the R-Y, G-Y and B-Y color difference signals which are combined with an amplified luminance signal Y from a unit 19 in a demodulator matrix 20 to provide the RG and B color video signals (ie signals representing red, green and blue colors in the picture details). These signals are then amplified by similar low power video drive stages 22, 25 and 30 where the latter stage is shown in schematic form.

Forsterkeren 30 omfatter et par komplementære" konduktivitetstype transistorer 32 og 44 som er koplet som en pushpull videoforsterker. Transistorer som er egnet for anvendelse som transistorer 32 og 34 omfatter typene BF 470 og BF 469. Videosignalet B fra utgangen fra matrisen 20 koples til en basisinngang for NPN transistoren 34 og til en basisinngang for PNP transistoren 32 gjennom en kondensator 36. Et forsterket utgangssignal B<1>for trinnet 30 opptrer ved koplingspunktet mellom kollektormotstandene 35 og 38 for transistorene 32 og 34. En krets 40 gir degenerativ tilbakekopling for forsterkeren 30. Tilbakekoplingskretsen 40 kan omfatte en spenningsdeler med motstand som eksempel, og kan koples via passende kretser til basisinngangen for transistoren 34 eller til en inngang for et for-forsterkertrinn (ikke vist) foran trinnet 30, og enheten 2 0 kan inneholde dette trinn. Tilbakekoplingskretsen 4 0 kan innbefatte reguleringskretser for videosignalet for svart/hvitt såvel som frekvensvelgende tilbakekopling for å gi signalene toppverdi ved en eller flere valgte videosignal-frekvenser. Verdiene for vekselstrømtilbakekopling og like-strømtilbakekopling kan varieres for å regulere kretsens forsterkning og arbeidspunkt. The amplifier 30 comprises a pair of "complementary" conductivity type transistors 32 and 44 which are connected as a pushpull video amplifier. Transistors suitable for use as transistors 32 and 34 include types BF 470 and BF 469. The video signal B from the output of the matrix 20 is coupled to a base input for the NPN transistor 34 and to a base input for the PNP transistor 32 through a capacitor 36. An amplified output signal B<1> for the stage 30 appears at the connection point between the collector resistors 35 and 38 for the transistors 32 and 34. A circuit 40 provides degenerative feedback for the amplifier 30 The feedback circuit 40 may comprise a voltage divider with a resistor for example, and may be connected via suitable circuits to the base input of the transistor 34 or to an input of a pre-amplifier stage (not shown) before the stage 30, and the device 20 may contain this stage. 4 0 may include control circuits for the video signal for black/white as well as frequency selective feedback to give the signals peak value at one or more selected video signal frequencies. The AC feedback and DC feedback values can be varied to regulate the circuit's gain and operating point.

Videoforsterkerne 22 og 25 svarer til forsterker-kretsen 30 innbefattende kretsen 40. Forsterkede videosignalerR<1>,G' ogB<1>fra forsterkerne 22, 25 og 30 blir tilført de styrkeregulerende elektroder (f.eks. katodene) i et farge-kineskop 45. The video amplifiers 22 and 25 correspond to the amplifier circuit 30 including the circuit 40. Amplified video signals R<1>, G' and B<1> from the amplifiers 22, 25 and 30 are supplied to the power regulating electrodes (e.g. the cathodes) in a color kinescope 45.

Anordningen på fig. 1 innbefatter også en beskyttelseskrets 50 som er koplet til en signalbehandlende mellom-enhet 17. Beskyttelseskretsen 50 tjener til å regulere amplituden på de signaler som behandles av behandlingsdelen for luminanssignalet i enheten 17 i nærvær av de unormale signaltilstander, f.eks. for sterk støy som har muligheter til å skade de transistorer som omfatter pushpullforsterkerne 22, 25 og 30 (f.eks. transistorene 32 og 34 i forsterkeren 30). Selv om mottageranordningen på fig. 1 innbefatter tre pushpull-forsterkere 22, 25 og 30 som kan bli skadet under de beskrevne forhold gir en enkel beskyttelseskrets 50 (som forklart i det følgende) den ønskede beskyttelse for alle tre forsterkere fordi beskyttelseskretsen er knyttet til luminanssignalbanen som er felles for hver av drivforsterkerkretsene. The device in fig. 1 also includes a protection circuit 50 which is connected to a signal processing intermediate unit 17. The protection circuit 50 serves to regulate the amplitude of the signals processed by the processing part for the luminance signal in the unit 17 in the presence of the abnormal signal conditions, e.g. too much noise which has the potential to damage the transistors comprising the push-pull amplifiers 22, 25 and 30 (eg transistors 32 and 34 in the amplifier 30). Although the receiver device in fig. 1 includes three push-pull amplifiers 22, 25 and 30 which can be damaged under the conditions described, a simple protection circuit 50 (as explained below) provides the desired protection for all three amplifiers because the protection circuit is associated with the luminance signal path common to each of the drive amplifier circuits.

Det signalbehandlende mellomtrinn 17 og den til-hørende beskyttelseskrets 50 er vist mer i detalj på fig. 2. På fig. 2 er signalbehandlingsenheten 17 vist som en TDA 2560 videosignalbehandlende integrert krets som kan fåes fra The signal processing intermediate stage 17 and the associated protection circuit 50 are shown in more detail in fig. 2. In fig. 2, the signal processing unit 17 is shown as a TDA 2560 video signal processing integrated circuit available from

Mullard Limited of London, England. Den integrerte krets 17 Mullard Limited of London, England. The integrated circuit 17

for signalbehandlingen innbefatter en flerhet av utvendige klemmer eller koplingspunkter som er nummerert 1-16 for kopling av forskjellige signaler og arbeidsspenninger mellom signalbehandleren 17 og andre kretser i mottageren, hvilke kretser er merket. Disse nummererte klemmer tilsvarer de virkelige nummererte klemmer på den integrerte krets TDA 2560. For å holde beskrivelsen så kort som mulig vil bare de deler for the signal processing includes a plurality of external clamps or connection points numbered 1-16 for connecting different signals and working voltages between the signal processor 17 and other circuits in the receiver, which circuits are marked. These numbered terminals correspond to the actual numbered terminals on the integrated circuit TDA 2560. To keep the description as short as possible, only those parts

av signalbehandlingsenheten 17 som er knyttet til beskyttelseskretsen 50 og derfor nødvendige for forståelsen^av "foreliggende oppfinnelse bli beskrevet. of the signal processing unit 17 which is connected to the protection circuit 50 and therefore necessary for the understanding of the present invention will be described.

Beskyttelseskretsen 50 omfatter en normalt ikke-ledende felles emitterstyrt transistor 52 med en basisinngang for mottagning av en prøve på det signal som fremkommer ved klemmen 15 på enheten 17 og en likestrøms kollektorutgang koplet til en kontrastregulerende krets 60. Den kontrastregulerende krets 60 innbefatter et manuelt stillbart kontrast-potensiometer 62 som er koplet mellom en likespenningskilde •(-+12 volt) og jord ved hjelp av spenningsdelende motstander 65 og 67. Den bevegelige kontakt i potensiometret 62 er koplet til en kontrastregulerende inngangsklemme 16 for den integrerte behandlingskrets 17 som på sin side er koplet til forsterkningsregulerende kretser for signalet i enheten 17 for å variere amplituden og dermed kontrasten for de luminanssignaler som behandles av enheten 17 i overensstemmelse med den innstilling potensiometret 62 har. Kollektoren i styretransistoren 52 er koplet til koplingspunktet mellom motstanden 65 og potensiometret 62. The protection circuit 50 comprises a normally non-conducting common emitter controlled transistor 52 with a base input for receiving a sample of the signal appearing at the terminal 15 of the device 17 and a direct current collector output connected to a contrast regulating circuit 60. The contrast regulating circuit 60 includes a manually adjustable contrast potentiometer 62 which is connected between a direct voltage source •(-+12 volts) and earth by means of voltage dividing resistors 65 and 67. The movable contact in the potentiometer 62 is connected to a contrast regulating input terminal 16 for the integrated processing circuit 17 which in turn is connected to gain-regulating circuits for the signal in the unit 17 to vary the amplitude and thus the contrast of the luminance signals processed by the unit 17 in accordance with the setting of the potentiometer 62. The collector in the control transistor 52 is connected to the connection point between the resistor 65 and the potentiometer 62.

Det signal som opptrer ved klemmen 15 på enheten The signal that appears at terminal 15 on the unit

17 er forholdsvis ubehandlet av denne enhet 17 (dvs.' upåvirket av de kontrast- og styrkereguleringer som er knyttet til enheten 17) og er koplet til en synkseparator 42 for å skille ut synkkomponenten i luminanssignalet på kjent måte. Signalet fra klemmen 15 er koplet til transistoren 52 over en veksel-strømkoplende kondensator 53 og en likeretterdiode 55. Kondensatoren 53 sammen med impedansene for de tilknyttede krets-komponenter utgjør en signaldifferensierende krets for differ-ensiering av de signaler som koples fra klemmen 15. En diode 56 som er koplet mellom anoden for dioden 55 og jord tjener til å låse de negativt løpende amplitudedeler av det differensierte signal som er koplet via kondensatoren 53. En ladningslagrende integratorkondensator 57 og en lekkasjemotstand 58 17 is relatively unprocessed by this unit 17 (ie unaffected by the contrast and strength controls associated with unit 17) and is connected to a sync separator 42 to separate out the sync component in the luminance signal in a known manner. The signal from the terminal 15 is connected to the transistor 52 via an alternating current coupling capacitor 53 and a rectifier diode 55. The capacitor 53 together with the impedances of the associated circuit components form a signal differentiating circuit for differentiating the signals that are connected from the terminal 15. A diode 56 which is connected between the anode of the diode 55 and ground serves to lock the negative-going amplitude parts of the differentiated signal which is connected via the capacitor 53. A charge-storing integrator capacitor 57 and a leakage resistor 58

er koplet mellom basis i transistoren 52 og jord. is connected between the base of the transistor 52 and ground.

Signalet ved klemmen 15 for enheten 17 hvorfra krominanssignalene og de lydbærende signaler er blitt fjernet vendes om i forhold til inngangsluminanssignalet som påvirkes på klemmen 14 og har positivt løpende synkpulser Vg liggende på et pidestallnivå (tilnærmet nivået for sort bilde) og opptrer ved hvert slukkeintervall for horisontale linjer og rela-tivt negativt løpende billeddeler mellom slukkeintervallene. I dette eksempel vil luminanssignalet som opptrer ved klemmen 15 oppvise en nominell spiss-til-spissamplitude på omtrent 3-4 volt, innbefattende en synkpulsspiss-til-spissamplitude på omtrent 1 volt. Det differensierte signal som er koplet via kondensatoren 53 blir likerettet av dioden 55 for å gi en referansespenning for beskyttelseskretsen. The signal at the terminal 15 of the unit 17 from which the chrominance signals and the sound-carrying signals have been removed is reversed in relation to the input luminance signal which is affected at the terminal 14 and has positive running sinking pulses Vg lying at a pedestal level (approximated to the level of black image) and occurring at each extinguishing interval for horizontal lines and relatively negatively running picture parts between the extinguishing intervals. In this example, the luminance signal appearing at terminal 15 will exhibit a nominal peak-to-peak amplitude of approximately 3-4 volts, including a sync pulse peak-to-peak amplitude of approximately 1 volt. The differentiated signal coupled via capacitor 53 is rectified by diode 55 to provide a reference voltage for the protection circuit.

Bare høyfrekvente signalamplitudeoverganger kan passere ved differensiatorkondensatoren 53. På denne måte vil kondensatoren 53 slippe gjennom høyfrekvent støy når den er tilstede såvel som høyfrekvente amplitudeoverganger for både normale videosignaler og videosignaler som representerer komplekse mønstre eller bilder som skal gjengis i systemer med "videospill". I denne forbindelse skal det påpekes at tettheten for høyfrekvenssignalene i et normalt videosignal som ventes og tettheten for støy ikke er den samme. Naturen ved normale høyfrekvenskomponenter i et videosignal kan betraktes som sporadisk når det gjelder tid, mens høyfrekvente støy-komponenter i motsetning ,til dette, kan betraktes som forholdsvis kontinuerlige i tid. På samme måte er ofte billedmønstrets videospill kontinuerlige eller sammenhengende i forhold til tiden, sammenliknet med normalt mottatte fjernsynssignaler. Only high-frequency signal amplitude transitions can pass at the differentiator capacitor 53. In this way, the capacitor 53 will pass through high-frequency noise when present as well as high-frequency amplitude transitions for both normal video signals and video signals representing complex patterns or images to be rendered in "video game" systems. In this connection, it should be pointed out that the density of the high-frequency signals in a normal video signal that is expected and the density of noise are not the same. The nature of normal high-frequency components in a video signal can be regarded as sporadic in terms of time, while high-frequency noise components, in contrast, can be regarded as relatively continuous in time. In the same way, the image patterns of video games are often continuous or continuous in relation to time, compared to normally received television signals.

Dioden 56 (f.eks. type 1N914) låser fast de negativt løpende amplitudespisser på det differensierte signal fra kondensatoren 53 på omtrent 0,7 volt. Likeretterdioden 55 The diode 56 (eg type 1N914) locks the negative-going amplitude peaks of the differentiated signal from the capacitor 53 at approximately 0.7 volts. The rectifier diode 55

er fortrinnsvis en germaniumdiode (f.eks. type OA 91) med en lav terskelverdi for ledenivået for å redusere spenningsfall i det likerettede fastlåste signal. Filterkondensatoren 57 integrerer det likerettede signal fra dioden 55 for å frembringe is preferably a germanium diode (eg type OA 91) with a low conduction level threshold value to reduce voltage drop in the rectified latched signal. The filter capacitor 57 integrates the rectified signal from the diode 55 to produce

en likerettet referansespenning ved basis for transistoren 52. Anordningen av låsedioden 56 og likeretterdioden 55 med kondensatorer 53 og 57 gir en passende referansespenning ved basis av transistoren 52 som angivelse av tilstedeværelse av normale videosignaler eller unormale signaler, f.eks. de høy-frekvenskomponenter som opptrer med høy tetthet når det gjelder varighet (i det følgende betegnet som signaler med høy tetthet). Da referansespenningen som fremkommer ved basis for styretransistoren 52 i første rekke er avledet fra den likerettede positivt løpende del av videosignalet (som i første rekke innbefatter synkpulsen), gir dette arrangement et betydelig differensial mellom referansespenningen ved basis for transistoren 52 på grunn av normalsignaler og en referansespenning som kan føres tilbake til signalene med unormalt høy tetthet, særlig under forhold da signalnivået er lavt. a rectified reference voltage at the base of transistor 52. The arrangement of latch diode 56 and rectifier diode 55 with capacitors 53 and 57 provides a suitable reference voltage at the base of transistor 52 to indicate the presence of normal video signals or abnormal signals, e.g. the high-frequency components that appear with high density in terms of duration (hereinafter referred to as high-density signals). Since the reference voltage that appears at the base of the control transistor 52 is primarily derived from the rectified positive-going part of the video signal (which primarily includes the sync pulse), this arrangement gives a significant differential between the reference voltage at the base of the transistor 52 due to normal signals and a reference voltage that can be fed back to the signals with abnormally high density, especially under conditions when the signal level is low.

Ledeterskelnivået for basis-emitter i den normalt ikke-ledende transistor 52 overskrides bare i nærvær av signaler med høy tetthet fra klemmen 15 når disse signaler har tilstrekkelig høy amplitude siden bare slike signaler kan få kondensatoren 57 til å lade tilstrekkelig til å gjøre transistoren 52 ledende når det er ønskelig å kompensere for disse signaler, slik det vil bli forklart i det følgende. The base-emitter conduction threshold level in the normally non-conducting transistor 52 is exceeded only in the presence of high density signals from the terminal 15 when these signals are of sufficiently high amplitude since only such signals can cause the capacitor 57 to charge sufficiently to make the transistor 52 conductive when it is desirable to compensate for these signals, as will be explained in the following.

Under normale signalforhold er transistoren 52 ikke-ledende på grunn av utilstrekkelig forspenning på dens basis. Mer bestemt vil de høyfrekvente komponenter i den positive del av videosignalet etteråt /dette ..er;, likerettet av dioden 55, lade filterkondensatoren 57 til en spenning som er proporsjonal med gjennomsnittet av de likerettede høyfrekvenskompo-nenter. Da denne gjennomsnitlige spenning blir avledet fra den forholdsvis sporadiske høyfrekvente videoinformasjon og på grunn av utladningen gjennom lekkasjemotstanden 58 vil kondensatoren 57 normalt være ute av stand til å lade seg opp til et spenningsnivå som er tilstrekkelig til å forspenne base-emitterpunktet for transistoren 52 forover for å gjøre transistoren 52 ledende. Under normal signal conditions, transistor 52 is non-conductive due to insufficient biasing of its base. More specifically, the high-frequency components in the positive part of the video signal will subsequently /this ..er;, rectified by the diode 55, charge the filter capacitor 57 to a voltage that is proportional to the average of the rectified high-frequency components. As this average voltage is derived from the relatively sporadic high frequency video information and due to the discharge through the leakage resistor 58, the capacitor 57 will normally be unable to charge up to a voltage level sufficient to forward bias the base-emitter point of the transistor 52 for to make the transistor 52 conductive.

Den spenning som fremkommer ved basis for transistoren 52 øker betydelig i nærvær av signaler med høy tetthet når en forholdsvis sammenhengende strøm av høyfrekfenskompo-nenter med tilstrekkelig amplitude er tilstede i utgangen fra klemmen 15 fordi de høyfrekvente signaler med stor tetthet lader kondensatoren 5 7 hurtigere enn den kan lades ut av lekkasjemotstanden 58. Når basisspenningen overskrider det ledende terskelnivå for basis-emitter i transistoren 52, (omtrent 0,7 volt) blir. transistoren forspent forover slik The voltage that appears at the base of transistor 52 increases significantly in the presence of high-density signals when a relatively continuous stream of high-frequency components of sufficient amplitude is present at the output of terminal 15 because the high-frequency signals with high density charge the capacitor 5 7 faster than it can be discharged by the leakage resistor 58. When the base voltage exceeds the conducting threshold level for the base-emitter in the transistor 52, (about 0.7 volts) becomes. the transistor is forward biased like this

at den leder. Transistoren 52 vil da lede kollektorstrøm gjennom en motstand 65 for en kontraststyrekrets 60 og kollek-torspenningen for transistoren 52 og dermed kontraststyre-spenningen som fremkommer ved den bevegelige kontakt for potensiometret 62 avtar i overensstemmelse med ledningsnivået for transistoren 52. Den reduserte kontraststyrespenning som fremkommer ved den bevegelige kontakt for potensiometret 6 2 er av en størrelse og retning som bevirker at de forsterkningsregulerende kretser som er koplet til klemmen 16 i enheten 17 reduserer amplituden på videosignalet med en tilsvarende verdi. that it leads. The transistor 52 will then conduct collector current through a resistor 65 for a contrast control circuit 60 and the collector voltage for the transistor 52 and thus the contrast control voltage that appears at the moving contact for the potentiometer 62 decreases in accordance with the conduction level for the transistor 52. The reduced contrast control voltage that appears at the movable contact for the potentiometer 6 2 is of a size and direction which causes the gain regulating circuits which are connected to the clamp 16 in the unit 17 to reduce the amplitude of the video signal by a corresponding value.

Av denne grunn vil amplituden på utgangssignalet For this reason, the amplitude of the output signal will

fra klemmen 10 for enheten 17 bli dempet tilsvarende. Den verdi hvormed signalforsterkningen reduseæs under disse betingelser kan tilpasses ved anvendelse av en motstand med passende verdi i serie med kollektoren for transistoren 52. from terminal 10 for unit 17 be damped accordingly. The amount by which the signal gain is reduced under these conditions can be adjusted by using a resistor of suitable value in series with the collector of the transistor 52.

Det dempede signal fra klemmen 10 for enheten 17 tilsvarer luminansinformasjonen pluss støy når man har et svakt videosignal eller støy alene når mottageren er stilt inn på en tom kanal f ...eks. I begge tilfelle tjener det dempede signal fra klemmen 10 til å hindre utgangsforsterkerne 22, 25 og 30 (fig. 1) i å bli skadet på grunn av omlastning under de unormale høyfrekvente signalforhold fordi drivingen fra signalet på The attenuated signal from terminal 10 for unit 17 corresponds to the luminance information plus noise when you have a weak video signal or noise alone when the receiver is tuned to an empty channel, e.g. In either case, the attenuated signal from terminal 10 serves to prevent the output amplifiers 22, 25 and 30 (FIG. 1) from being damaged due to overload under the abnormal high frequency signal conditions because the drive from the signal on

disse forsterkere bli redusert. Alle tre videoutgangstrinnene er beskyttet på denne måte fordi utgangssignalet fra enheten 17 er koplet via luminansbehandleren 19 til matrisen 20 (fig. 1), der signalet kombineres med fargeforskjellsignalene for å frembringeR>G og B signalene som driver utgangsforsterkerne 22, 25 og 30. Dette betyr at de styrte signaler fra klemmen 10 for enheten 17 er felles for alle tre utgangsforsterkere. these amplifiers be reduced. All three video output stages are protected in this way because the output signal from the unit 17 is coupled via the luminance processor 19 to the matrix 20 (Fig. 1), where the signal is combined with the color difference signals to produce the R>G and B signals which drive the output amplifiers 22, 25 and 30. This means that the controlled signals from terminal 10 for unit 17 are common to all three output amplifiers.

Anordningen av beskyttelseskretsen 50 fører også The arrangement of the protection circuit 50 also leads

til en viss grad av temperaturkompensasjon. Som eksempel kan en temperaturøkning som er felles for de utgående videodrivtrinnene og beskyttelseskretsen 50 øke forsterkningen og derfor energiforbruket i videodrivtrinnene og temperaturøkningen vil også øke forsterkningen i styretransistoren 52. Den siste to a certain degree of temperature compensation. As an example, a temperature increase common to the output video driver stages and the protection circuit 50 can increase the gain and therefore the energy consumption in the video driver stages and the temperature increase will also increase the gain in the control transistor 52. The last

virkning vil på sin side søke å redusere videosignalamplituden og dermed drivnivået for videoutgangstrinnene. effect will in turn seek to reduce the video signal amplitude and thus the drive level of the video output stages.

På fig. 3 er det vist en alternativ utførelse for foreliggende oppfinnelse i en krets om gir billedforbedring ved hjelp av hastighetsmodulasjon av kineskopetsstrålestrøm ved en fjernsynsmottaker. Denne fremgangsmåte til forbedring av bildet er ikke essensiell for en forståelse av prinsippene ved foreliggende oppfinnelse slik denne er anvendt på fig. 3, og vil derfor bare bli forklart ganske kort. In fig. 3 shows an alternative embodiment of the present invention in a circuit for image enhancement by means of speed modulation of the kinescope beam current at a television receiver. This method for improving the image is not essential for an understanding of the principles of the present invention as applied to fig. 3, and will therefore only be explained quite briefly.

På fig. 3 er luminanssignalene Y fra en kilde 110 koplet til luminanssignalbehandlingskretser for mottageren via en vanlig luminansforsinkelseslinje 113 som gir en signal-forsinkelse innenfor et område på 400-700 nanosekunder. Et luminanssignal Y<1>som avledes fra et uttak på forsinkelses-linjen 113 blir støttet av en emitterfølgertransistor 116, blir differensiert av en kondensator 118 og blir koplet via en motstand 119 til en felles emitter for-forsterkende transistor 122. En forsterket versjon av det differensierte luminanssignal fremkommer ved en kollektorutgang for transistoren 122, hvorfra det blir vekselstrømkoplet til en laveffekts pushpull videoforsterker 125 som omfatter klasse C inngangstransistorer 123, 124 av den komplementære konduktivitetstype og utgangstransis-torer 126, 128 av den komplementære konduktivitetstype anbrakt som vist. In fig. 3, the luminance signals Y from a source 110 are coupled to luminance signal processing circuitry for the receiver via a common luminance delay line 113 which provides a signal delay within a range of 400-700 nanoseconds. A luminance signal Y<1> derived from an outlet on the delay line 113 is supported by an emitter follower transistor 116, is differentiated by a capacitor 118 and is coupled via a resistor 119 to a common emitter pre-amplifying transistor 122. An amplified version of the differentiated luminance signal appears at a collector output of the transistor 122, from which it is AC-coupled to a low-power pushpull video amplifier 125 comprising class C input transistors 123, 124 of the complementary conductivity type and output transistors 126, 128 of the complementary conductivity type arranged as shown.

Utgangssignalet fra transistoren 122 påtrykkes basisinngangene for transistorene 123, 124 og et forsterket utgangssignal fremkommer ved punkt A i de sammenkoplede kollek-torelektroder for utgangstransistorene 126 og 128. Dette signal benyttes som for å drive en liten hjelpeåkspole. 130 som ligger under hovedåket på halsen av fjernsynsmottagerens kineskop (ikke vist). I dette eksempel er systemet innrettet slik at det signal som opptrer ved punktet A omfatter positive linje-tilbakeløpspulser frembrakt av avbøyningskretsene og forsterket, med differensierte pulser med positiv og negativ polaritet, (frembrakt av differensiatorvirkningen fra kondensatoren 118). lagt mellom på hverandre følgende positive tilbakeløpspulser. The output signal from transistor 122 is applied to the base inputs of transistors 123, 124 and an amplified output signal appears at point A in the connected collector electrodes of output transistors 126 and 128. This signal is used to drive a small auxiliary yoke coil. 130 which is located under the main yoke on the neck of the television receiver's kinescope (not shown). In this example, the system is arranged so that the signal appearing at point A comprises positive line return pulses produced by the deflection circuits and amplified, with differentiated pulses of positive and negative polarity, (produced by the differentiator action from the capacitor 118). placed between successive positive return pulses.

Da forsterkeren 125 forsterker et differensiert luminanssignal, vil bare sort til hvitt og hvitt til sort amplitudeovergangene for luminanssignalet bli forsterket av forsterkeren 125. Disse overganger og de tilknyttede høy-frekvenskomponenter opptrer sporadisk under normale program-tilstander. Forsterkertransistorene 123, 124 og 126, 128 vil derfor lede for bare meget korte perioder under hver horisontale billedlinje, noe som tillater bruk av laveffekttransistorer som de nevnte transistorene. Transistorer som er vel egnet som transistorene 123, 124 innbefatter typene 2N 4126 og 2N 4624 As the amplifier 125 amplifies a differentiated luminance signal, only the black to white and white to black amplitude transitions of the luminance signal will be amplified by the amplifier 125. These transitions and the associated high frequency components occur sporadically under normal program conditions. The amplifier transistors 123, 124 and 126, 128 will therefore conduct for only very short periods during each horizontal image line, which allows the use of low power transistors such as the aforementioned transistors. Transistors well suited as transistors 123, 124 include types 2N 4126 and 2N 4624

og transistorer som er egnet som transistorene 126 og 128 omfatter typene MPS 6531 og MPS 6534. and transistors suitable as transistors 126 and 128 include types MPS 6531 and MPS 6534.

På samme måte som når det gjelder videoutgangstrinnene på fig. 2, vil forsterkeren 125 når den tilføres et unormalt inngangssignal, f.eks. et signal som kan inneholde en betydelig mengde ikke-sporadiske høyfrekvenskomponenter som opptrer med en høy varighetstetthet, få sine transistorer til å lede omtrent kontinuerlig under varigheten av det unormale signal. Dette bringer kraftforbruket i disse transistorer til å øke, noe som også øker sannsynligheten for at transistorene blir ødelagt på grunn av overoppvarmning og det tilknyttede fenomen med at de løper termisk løpsk. En beskyttelseskrets 150 er bygget inn for å hindre at dette skjer. Kretsen 150 er i store deler bygget opp og har samme virkemåte som beskyttelseskretsen 50 som er vist på fig. 2. In the same way as in the case of the video output stages of fig. 2, the amplifier 125 when supplied with an abnormal input signal, e.g. a signal that may contain a significant amount of non-sporadic high-frequency components occurring at a high duration density, cause its transistors to conduct approximately continuously for the duration of the abnormal signal. This causes the power consumption of these transistors to increase, which also increases the likelihood of the transistors being destroyed due to overheating and the associated phenomenon of thermal runaway. A protection circuit 150 is built in to prevent this from happening. The circuit 150 is largely built up and has the same mode of operation as the protection circuit 50 shown in fig. 2.

I kretsen 150 blir en prøve på det utgangssignal som opptrer ved punktet A koplet via en motstand 154 til en likeretterdiode 155. I dette eksempel likeretter dioden 155 In circuit 150, a sample of the output signal that occurs at point A is connected via a resistor 154 to a rectifier diode 155. In this example, diode 155 rectifies

den negativt løpende del av utgangssignalet i stedet for den mer positive del av signalet. Denne løsning er å foretrekke i det foreliggende eksempel fordi den negative del av signalet ikke inneholder den positive tilbakeløpspuls som frembringes under de horisontale tilbakeløpsintervaller og som innføres i hjelpeåket 130. På grunn av de positive tilbakeløpspulser vil den positive del av signalet være mindre nyttig når det gjelder å føle støy sammenliknet med systemet på fig. 2. the negative-going part of the output signal instead of the more positive part of the signal. This solution is preferable in the present example because the negative part of the signal does not contain the positive return pulse which is produced during the horizontal return intervals and which is introduced into the auxiliary yoke 130. Because of the positive return pulses the positive part of the signal will be less useful when applies to feeling noise compared to the system in fig. 2.

Det likerettede signal fra dioden 155 lader en integratorkondensator 15 7 til en spenning som er proporsjonal med gjennomsnittsverdien for det likerettede signal. Kondensatoren 157 og en lekkasjemotstand 158 er koplet i parallell over basis-emitterpunktet for en normalt ikke-ledende PNP styretransistor 152 (f.eks. type 2N4126). Under normale ventede signaltilstander vil den ladning som utvikles i kondensatoren 157 ved basiselektroden for transistoren 152 være utilstrekkelig til å forspenne transistorene 152 slik at den leder på grunn av den sporadiske natur av høyfrekvensinnholdet i et normalt videosignal og lekkasjevirkningen av motstanden 158 som nevnt, i forbindelse med fig. 2. The rectified signal from the diode 155 charges an integrator capacitor 15 7 to a voltage which is proportional to the average value of the rectified signal. The capacitor 157 and a leakage resistor 158 are connected in parallel across the base-emitter point of a normally non-conducting PNP control transistor 152 (eg type 2N4126). Under normal expected signal conditions, the charge developed in the capacitor 157 at the base electrode of the transistor 152 will be insufficient to bias the transistors 152 to conduct due to the sporadic nature of the high frequency content of a normal video signal and the leakage effect of the resistor 158 as mentioned, in conjunction with fig. 2.

Hvis det imidlertid finnes større innhold av signaler med stor tetthet vil kondensatoren 157 lades hurtigere enn den kan utlades via motstanden 158, og utvikler dermed en spenning som er tilstrekkelig til å få transistoren 152 til å lede. Kollektorstrømmen i den ledende transistor 152 flyter gjennom en motstand 156 og en motstand 119 for å gi ytterligere basisstrømdrift til for-forsterkertransistoren 122. Denne ytterligere basisstrøm bringer transistoren 122 til metning for derved å dempe eller begrense utgangssignalet ved kollektoren for transistoren 122. Det pulsformede utgangssignal ved punktet A og dermed inngangen til beskyttelseskretsen 150 avtar inntil en likevektstilstand blir nådd, ved hvilken tilstand transistoren 152 leder tilstrekkelig til å holde signalet ved punktet A på et maksimalt, på forhånd bestemt nivå. Dette resultat blir oppnådd mens den unormale tilstand hersker, hvor-etter transistoren 152 går tilbake til normal avskjærings-tilstand. If, however, there is a greater content of high-density signals, the capacitor 157 will charge faster than it can be discharged via the resistor 158, and thus develop a voltage sufficient to cause the transistor 152 to conduct. The collector current in the conducting transistor 152 flows through a resistor 156 and a resistor 119 to provide additional base current operation to the preamplifier transistor 122. This additional base current saturates the transistor 122 to thereby attenuate or limit the output signal at the collector of the transistor 122. The pulsed output signal at point A and thus the input to protection circuit 150 decreases until an equilibrium state is reached, at which state transistor 152 conducts sufficiently to maintain the signal at point A at a maximum, predetermined level. This result is achieved while the abnormal condition prevails, after which the transistor 152 returns to the normal cut-off condition.

Nivået for signalet ved punktet A blir bestemt_av verdiene av motstandene 154 og 158 og kondensatoren 157. Et økende signal ved punktet A bringer den spenning som fremkommer over motstandene 154 og 158 til å øke, noe som på sin side øker ledningen gjennom transistoren 152 og transistoren 122 som mettes, hvorved kollektorutgangssignalet fra transistoren 12 2 reduseres av den begrensende virkning av transistoren 122. Motstandene 154 og 158 omfatter en spenningsdeler slik at når verdien av motstanden 154 økes for en gitt verdi av motstanden 158, tillates signalet ved punktet A å øke til et høyere nivå før terskelnivået for ledningen gjennom transistoren 152 er nådd. Kondensatoren 157 tjener til å integrere signalpulsene som fremkommer ved basis i transistoren 152 for derved å hindre sporadiske signaler i å forspenne transistoren 152 mot ledning. The level of the signal at point A is determined by the values of resistors 154 and 158 and capacitor 157. An increasing signal at point A causes the voltage across resistors 154 and 158 to increase, which in turn increases the conduction through transistor 152 and transistor 122 which saturates, whereby the collector output signal from transistor 12 2 is reduced by the limiting effect of transistor 122. Resistors 154 and 158 comprise a voltage divider such that when the value of resistor 154 is increased for a given value of resistor 158, the signal at point A is allowed to increase to a higher level before the threshold level for conduction through transistor 152 is reached. The capacitor 157 serves to integrate the signal pulses that appear at the base of the transistor 152 to thereby prevent occasional signals from biasing the transistor 152 towards conduction.

Motstanden 156 tjener som en strømbegrensende motstand for å beskytte transistoren 122 hvis styretransistor 152 svikter. F.eks., hvis en kineskoplysbue ødelegger transistoren 152 ved en kortslutning i basis-emitter eller basis-kollektorkoplingene for transistoren 152, vil motstanden 156 redusere basisstrømmen til transistoren 122 idet denne strøm ellers ville kunne øke til et nivå som ødelegger transistoren. Resistor 156 serves as a current limiting resistor to protect transistor 122 if control transistor 152 fails. For example, if a kinescope arc destroys the transistor 152 by a short circuit in the base-emitter or the base-collector connections of the transistor 152, the resistor 156 will reduce the base current of the transistor 122 as this current could otherwise increase to a level that destroys the transistor.

Det begrensede utgangssignal fra transistoren 122 begrenser ledningen gjennom de transistorer som utgjør forsterkertrinnet 125 til et nivå som er tilstrekkelig til å The limited output signal from the transistor 122 limits the conduction through the transistors making up the amplifier stage 125 to a level sufficient to

sikre at disse transistorer ikke skades eller ødelegges på grunn av for stort kraftforbruk. Som et eksempel, under normale signalbetingelser, er det blitt observert at det gjennomsnitlige kraftforbruk for utgangstrinnet 125 er omtrent 0,35 watt. Med antennen koplet fra mottageren for å simulere en avbrutt signaloverføring eller en tom kanal stiger kraftforbruket til 7 watt og øker med tiden hvis man ikke har beskyttelseskretsen 150. Med beskyttelseskretsen 150 installert blir kraftforbruket begrenset til -3-:, 3 watt konstant, noe som kan aksepteres. ensure that these transistors are not damaged or destroyed due to excessive power consumption. As an example, under normal signal conditions, it has been observed that the average power consumption of the output stage 125 is approximately 0.35 watts. With the antenna disconnected from the receiver to simulate an interrupted signal transmission or an empty channel, the power consumption rises to 7 watts and increases over time if one does not have the protection circuit 150. With the protection circuit 150 installed, the power consumption is limited to -3-:, 3 watts constant, which can be accepted.

Temperaturkompensasjon har man også i dette eksempel. Mer bestemt vil en temperaturfrembrakt økning i forsterkning Temperature compensation is also available in this example. More specifically, a temperature-induced increase in gain

og dermed økning i kraftforbruket for videoforsterkertrinnet 125 øke nivået på det signal som styres av beskyttelseskretsen 150. Strømledningen gjennom styretransistoren 152 øker som resultat av dette signal, hvorved transistoren 152 tilfører ytterligere temperaturavhengig basisstrøm for drift av for-forsterkerens transistor 122. Denne strøm har en retning som motvirker virkningen av den signalstrøm som er tilført transistoren 122 og tjener til å redusere signalforsterkningen i transistoren 12 2 og dermed kraftforbruket i utgangstrinnet 125. and thus increase in the power consumption of the video amplifier stage 125 increase the level of the signal controlled by the protection circuit 150. The current through the control transistor 152 increases as a result of this signal, whereby the transistor 152 supplies additional temperature-dependent base current for operation of the pre-amplifier's transistor 122. This current has a direction which counteracts the effect of the signal current supplied to the transistor 122 and serves to reduce the signal amplification in the transistor 12 2 and thus the power consumption in the output stage 125.

Som en oppsummering har man her fått en ukomplisert, økonomisk og virkningsfull krets til beskyttelse mot overbelastning. Ingen spesielle komponenter som f.eks. høyeffektstransis-torer behøves og ingen energi blir forbrukt under normale arbeidsbetingelser fordi beskyttelseskretsens styretransistor (f.eks. transistoren 152 på fig. 3) normalt er ikke-ledende. Videre kan et system som gjør bruk av foreliggende beskyttelses- In summary, a simple, economical and effective circuit for protection against overload has been obtained here. No special components such as e.g. high power transistors are needed and no energy is consumed under normal operating conditions because the protection circuit's control transistor (eg transistor 152 in Fig. 3) is normally non-conductive. Furthermore, a system that makes use of the present protection

krets kunne nytte videoutgangstransistorer uten varmesumper, circuit could use video output transistors without heat sinks,

noe man ellers måtte ha for å kompensere for det økte kraftforbruk og dermed varmeutviklingen som ville oppstå under de vanskelige signalforhold som er nevnt tidligere. something you would otherwise have to have to compensate for the increased power consumption and thus the heat generation that would occur under the difficult signal conditions mentioned earlier.

Selv om oppfinnelsen er blitt beskrevet under henvisning til bestemte utførelsesformer kan en lang rekke modifikasjoner gjøres innenfor rammen av oppfinnelsen. Although the invention has been described with reference to specific embodiments, a large number of modifications can be made within the scope of the invention.

Når det gjelder utførelsen på fig. 2 kan f.eks. beskyttelseskretsen innrettes til å styre de utgangssignaler som fremkommer ved klemmen 10 på enheten 17 i stedet for det signal som fremkommer ved klemmen 15 på behandlingsenheten 17 As regards the embodiment in fig. 2 can e.g. the protection circuit is arranged to control the output signals that appear at terminal 10 of the unit 17 instead of the signal that appears at terminal 15 of the processing unit 17

i overensstemmelse med de krav som stilles til det bestemte system. I det sistnevnte tilfellet vil virkningen av kontrast og styrkereguleringene på videoutgangssignalet ved klemmen 10 in accordance with the requirements set for the particular system. In the latter case, the effect of the contrast and the strength controls on the video output signal at terminal 10

ikke endre driften av den beskrevne beskyttelseskrets. do not change the operation of the described protection circuit.

Det kan også være ønskelig å anordne beskyttelseskretsen på en slik måte at man styrer støyen for en "støykvele"-anvendelse der signalet har komponenter med høy tetthet og høy frekvens uavhengig av billedsignalet under linjeinter- It may also be desirable to arrange the protection circuit in such a way as to control the noise for a "noise suppression" application where the signal has components with high density and high frequency independent of the image signal during line inter-

vallet. Dette kan foregå ved å styre utgangen fra synksearatoren 4 2 som ikke inneholder noen billedinformasjon. the whey. This can be done by controlling the output from the syncerator 4 2 which does not contain any image information.

Claims (7)

1. Anordning til beskyttelse mot overbelastning i et system til behandling av videosignaler med en overføringsbane, innbefattende en videosignalforsterker som kan bli utilsiktet utsatt for for høy ledning og energiavgivning når inngangs-signalet til forsterkeren inneholder høyfrekvenskomponenter av betydelig størrelse og som opptrer med stor tetthet,karakterisert vedmidler som er koplet til signalbanen og er selektiv påvirket av høyfrekvenssignaler for avledning av et signal som angir tilstedéværelse av høyfrekvens-signaler, styrbare ledningsmidler koplet til de nevnte signalavledende midler og følsomme for det nevnte avledede signal1. Device for protection against overload in a system for processing video signals with a transmission path, including a video signal amplifier which can be inadvertently subjected to excessive conduction and energy dissipation when the input signal to the amplifier contains high frequency components of significant size and which occur with great density, characterized by means coupled to the signal path and selectively influenced by high frequency signals for deriving a signal indicating the presence of high frequency signals, controllable conducting means coupled to said signal deriving means and sensitive to said derived signal for frembringelse av et utgangsstyresignal når det nevnte avledede signal overskrider et gitt nivå for angivelse av tilstedeværelse av de nevnte høyfrekvenskomponenter som har betydelig størrelse og stor tetthet, og midler til kopling av det nevnte styresignal til videosignalbanen for å variere signal forsterkningen i denne og dermed nivået av det signal som koples via den nevnte signalbane i en retning for å redusere verdien av det koplede signal, hvorved ledning og energi-forbruk i forsterkeren på grunn av de nevnte høyfrekvenskompo-nenter med stor tetthet blir redusert tilsvarende. for producing an output control signal when said derived signal exceeds a given level for indicating the presence of said high frequency components of significant size and high density, and means for coupling said control signal to the video signal path to vary the signal gain therein and thus the level of the signal that is coupled via the aforementioned signal path in a direction to reduce the value of the coupled signal, whereby conduction and energy consumption in the amplifier due to the aforementioned high-frequency components with high density are reduced accordingly. 2. Anordning som angitt i krav 1,karakterisert vedat de signalavledende midler innbefatter: signaldifferensierende midler koplet til signalbanen for selektiv føring av høyfrekvenssignalkomponentene, amplitudefølsomme midler koplet til differensieringsmidlene for føring av en gitt polaritet av signaler fra differensieringsmidlene og midler for integrering av signalene med den nevnte gitte polaritet fra de amplitudefølsomme midler til frembringelse av det nevnte avledede signal. 2. Device as set forth in claim 1, characterized in that the signal deriving means include: signal differentiating means coupled to the signal path for selective routing of the high-frequency signal components, amplitude-sensitive means coupled to the differentiating means for routing a given polarity of signals from the differentiating means and means for integrating the signals with the said given polarity from the amplitude-sensitive means for generating said derived signal. 3. Anordning som angitt i krav 2,karakterisert vedat de nevnte integreringsmidler omfatter en ladningslagrende anordning og at de nevnte signalavledende midler videre innbefatter midler for utladning av den nevnte anordning med bestemt hastighet. 3. Device as stated in claim 2, characterized in that the said integration means comprise a charge storage device and that the said signal diverting means further include means for discharging the said device at a specific rate. 4. Anordning som angitt i krav 2 eller 3,karakterisert vedat de nevnte amplitudefølsomme midler omfatter en likeretter koplet mellom differensieringsmidlene og de nevnte integrerende midler. 4. Device as stated in claim 2 or 3, characterized in that the said amplitude-sensitive means comprise a rectifier connected between the differentiating means and the said integrating means. 5. Anordning som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav,karakterisert vedat de nevnte styrbare ledende midler omfatter en normalt ikke-ledende transistor, hvilken transistor gjøres ledende som resultat av det nevnte avledede signal for frembringelse av et utgangsstyresignal når det nevnte avledede signal overskrider en gitt verdi. 5. Device as stated in any one of the preceding claims, characterized in that said controllable conductive means comprise a normally non-conductive transistor, which transistor is made conductive as a result of said derived signal for producing an output control signal when said derived signal exceeds a given value. 6. Anordning som angitt i krav 1,karakterisert vedat de signalavledende midler er koplet til den nevnte videoforsterker for avføling av videoutgangssig-nalene fra forsterkeren. 6. Device as set forth in claim 1, characterized in that the signal diverting means are connected to the aforementioned video amplifier for sensing the video output signals from the amplifier. 7. Anordning som angitt i krav 1,karakterisert vedat den nevnte signalbane innbefatter midler som er anbrakt i denne foran forsterkeren for selektiv kopling av høyfrekvenskomponentene i videosignalet til forsterkeren og at de signalavledende midler er koplet til signalbanen etter de frekvensselektive midler.7. Device as stated in claim 1, characterized in that the said signal path includes means which are placed in it in front of the amplifier for selective coupling of the high frequency components in the video signal to the amplifier and that the signal diverting means are connected to the signal path after the frequency selective means.