SE429704B - SET FOR CODE SIGNALS IN AN FM RADIO SYSTEM AND THE RECEIVER AND TRANSMITTER IN A RADIO RADIO SYSTEM FOR EXECUTION OF THE SET - Google Patents

Description

7802031-0 vid CCIR (Conite Coasultatif International des Radiocommunications). I denna an- läggning utsändes kodsígnalen medelst en lämylig underbärvâg ovanför stereoinforma~ tionssignalens frekvensspektrum. Denna underbärvåg är frekvensmodulerad med den bi- nära kodsignalen, vilken genom en digital kod innehåller information om t.ex~ pro- grammets namn, sändarens läge, programmets art och kanalnumret, så att t.ex. följan- de information bestående av sexton tecken mottages: hed1 Roerm KL 25 Mottagarna i en sådan anläggning är försedda med en avkodare, som avkodar den binära kodsignalen från den mottagna signalen, och använder den för att exempelvis helt eller delvis optiskt återge den sålunda översända informationen så att användaw ren omedelbart kan se på vilken sändare hans mottagare är avstämd. Alternativt är det möjligt att anordna mottagaren på sådant sätt att vid uppträdandet av en förin- ställd kod en del av mottagaren eller bandinspelnings- eller återgivningsapparaten kopplas till eller från. Om koden innehåller en speciell kod, som utsändes för tra- fikrapportering, kan koden i synnerhet användas för att koppla till återgivningsde- len av en bilradiomottagare eller att stanna en bandåtergivningsanordning som är i drift. 7802031-0 at CCIR (Conite Coasultatif International des Radiocommunications). In this system, the code signal is transmitted by means of a suitable subcarrier above the frequency spectrum of the stereo information signal. This subcarrier is frequency modulated with the near code signal, which through a digital code contains information about, for example, the name of the program, the position of the transmitter, the nature of the program and the channel number, so that e.g. the following information consisting of sixteen characters is received: hed1 Roerm KL 25 The receivers in such a system are provided with a decoder, which decodes the binary code signal from the received signal, and uses it to, for example, fully or partially optically reproduce the information thus transmitted. so that the user can immediately see which transmitter his receiver is tuned to. Alternatively, it is possible to arrange the receiver in such a way that during the occurrence of a preset code a part of the receiver or the tape recording or reproducing apparatus is switched on or off. If the code contains a special code, which was transmitted for traffic reporting, the code can in particular be used to connect the reproducing part of a car radio receiver or to stop a tape reproducing device which is in operation.

Denna kända rundradioanläggning med kodsignalering har testats i praktiken med följande värden: _ Underbärvâgsfrekvensen var 66 kHz och frekvenssvepet 1 kHz så att till följd av den binära informationen frekvensen varierades mellan 65 kHz och 67 kHz.This known radio signaling system has been tested in practice with the following values: The subcarrier frequency was 66 kHz and the frequency sweep 1 kHz so that due to the binary information the frequency was varied between 65 kHz and 67 kHz.

Den använda koden var 6-bits ASCII-koden med 16 tecken ter information.The code used was the 6-bit ASCII code with 16 characters for information.

Den modulerade kodsignalens amplitud var så vald att 1 kHz, d.v.s. 1,33% av det totala frekvenssvepet på 75 kHz som var tillgängligt för FM modulationen av huvud- bërvågen, upptogs av kodsignalen. Den relativt ringa amplituden (1 kHz) hos denna signal har valts emedan experiment har visat att en större amplitud kan förorsaka interferenshrus i vissa FH mottagare.The amplitude of the modulated code signal was so selected that 1 kHz, i.e. 1.33% of the total 75 kHz frequency sweep available for the FM modulation of the main wave was occupied by the code signal. The relatively small amplitude (1 kHz) of this signal has been chosen because experiments have shown that a larger amplitude can cause interference noise in some FH receivers.

Det visade sig emellertid att den'med nödvändighet ringa amplituden hos den modulerade kodsignalen och dess relativt höga frekvens (66 kHz) resulterar i ett dåligt signal-brusförhållande. För att återvinna kodsignalen felfritt kräver motta- garen ett filter med högt erdningstal och med en bra godhetsfaktor och en bra tempe- raturstabilitet. Dessutom visade det sig att trots användningen av ett sådant dyr- bart filter med högt ordningstal avkodningen av kodsignalen ej sker felfritt för antennspänningar under 10 /uV (vid 60 Ohm), under det att medel-FM-mottagarna fortfarande ger en acceptabel mono-mottagning vid dessa antennspänningar. 3 7802031-0 Ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett sätt för kodsignalering i en FM-rundradioanläggning, vilket medger en huvudsakligen felfri avkodning av kodsignalen vid mottagna antennspänningar, vid vilka en acceptabel monomottag- ning inte eller knappast är möjlig, under det att signalmottagningen i förefint- liga mottagare inte störes eller knappast störes, varjämte filter av högt ord- ningstal och således dyrbara filter i mottagaren enligt uppfinningen kan undva- ras. För detta ändamål kännetecknas sättet enligt uppfinningen därav att nämnda ytterligare underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som inte sammanfaller med en överton till stereopilotsignalen och är avledd på sändarsidan från samma frekvenskälla som stereopilotsignalen och att kodsignalen är binärt fasmodulerad på denna underbärvåg.However, it was found that the necessarily small amplitude of the modulated code signal and its relatively high frequency (66 kHz) results in a poor signal-to-noise ratio. In order to recover the code signal error-free, the receiver requires a filter with a high ground value and with a good goodness factor and a good temperature stability. In addition, it was found that despite the use of such an expensive high-order filter, the decoding of the code signal does not occur flawlessly for antenna voltages below 10 / uV (at 60 Ohm), while the average FM receivers still provide acceptable mono reception. at these antenna voltages. An object of the invention is to provide a method for code signaling in an FM broadcasting system, which allows a substantially error-free decoding of the code signal at received antenna voltages, at which an acceptable mono reception is not or hardly possible, while the signal reception in existing receivers are not disturbed or hardly disturbed, and filters of high order and thus expensive filters in the receiver according to the invention can be dispensed with. For this purpose, the method according to the invention is characterized in that said further subcarrier is a harmonic to an undertone of the stereopilot signal, which does not coincide with a harmonic of the stereopilot signal and is derived on the transmitter side from the same frequency source as the stereopilot signal.

Uttrycket binär fasmodulation avser härvid såsom vanligt en fasmodulation, vid vilken underbärvågens fas skiftas 180° av den binära kodsignalen. Detta ger en modulerad signal med en fullständigt undertryckt bärvåg.The term binary phase modulation here, as usual, refers to a phase modulation in which the phase of the subcarrier is shifted 180 ° by the binary code signal. This provides a modulated signal with a completely suppressed carrier.

Genom att använda fasmodulatíon av underbärvågen med den binära kodsignalen (fasskiftryckling) istället för frekvensmodulation (frekvensskiftnyckling) erhålles en förbättring i signal-brusförhållandet. I motsats till de-modulationen av den fre- kvensmodulerade underbärvågen kräver demodulationen av den fasmodulerade underbär- vågen emellertid en omodulerad ("ren") underbärvåg. Denna underbärvåg finns inte i den binärt fasmodulerade kodsignalen, emedan underbärvågen själv är undertryckt och bara sidbanden överföres. Alstring av denna underbärvåg på mottagarsidan kan emel- lertid ske genom att kvadrera den inkommande binärt fasmodulerede signalen, vilket resulterar i en bärvåg med dubbla frekvensen, och att därefter filtrera denna bärvåg med dubbla frekvensen samt återvinna bärvågen av den ursprungliga frekvensen från bärvågen med dubbla frekvensen genom en delare, som delar frekvensen med två.By using phase modulation of the subcarrier with the binary code signal (phase shift keying) instead of frequency modulation (frequency shift keying), an improvement in the signal-to-noise ratio is obtained. However, in contrast to the demodulation of the frequency modulated subcarrier, the demodulation of the phase modulated subcarrier requires an unmodulated ("pure") subcarrier. This subcarrier is not present in the binary phase modulated code signal, because the subcarrier itself is suppressed and only the sidebands are transmitted. However, generating this subcarrier on the receiving side can be done by squaring the incoming binary phase modulated signal, resulting in a dual frequency carrier, and then filtering this dual frequency carrier and recovering the carrier carrier from the original frequency from the dual frequency carrier. through a divider, which divides the frequency by two.

Med denna metod måste vid dåliga signal-brusförhållanden bärvågen med dubbla frekvensen alstras ur en signal med en hög halt av brus. Om t.ex. en s.k. faslåst slinga användes för detta ändamål kan detta sne genom att använda ett lågpassfilter med en låg gränsfrekvens i slingan på sådant sätt, att_fasen hos den spänningsstyrda oscillatorn i fasslingan inte moduleras alltför mycket av brus, men Å andra sidan reducerar ett sådant lågpassfilter med låg gränsfrekvens den faslåsta slingans in- dragningsområde i sådan grad att en spänningsstyrd oscillator med en mycket stabil tomgångsfrekvens erfordras. I praktiken kan detta bara uppnåsas med en kristallstyrd oscillator.With this method, in poor signal-to-noise conditions, the dual-frequency carrier must be generated from a signal with a high content of noise. If e.g. and s.k. phase-locked loop is used for this purpose, this snow can be used by using a low-pass filter with a low cut-off frequency in the loop in such a way that the phase of the voltage-controlled oscillator in the phase loop is not modulated too much by noise, but on the other hand such a low-pass filter phase-locked loop retraction area to such an extent that a voltage-controlled oscillator with a very stable idle frequency is required. In practice, this can only be achieved with a crystal controlled oscillator.

Genom förelig¿ande uppfinning vid vilken binär fasmodulation av kodsignalens undarbärvåg användes i kombination med ett Irekvensförhållande mellan stereopilot- signalen och nämnda anderbärvåg, vilket förhållande är fixerat på sändarsidan, er- hålles en anläggning i vilken avkodning kan äga rum utan filterorgan av högt ord- ningstal och vilken är relativt okänelíg för dåliga signal-brusförhållanden. 7802031-0 Underbärvågen för sändaridentifieringssignalen kan nu återvinnas med mycket enklare medel, emedan stereopilotsignalen är modulerad med ett mycket större fre kvenssvep (10% av det totala frekvenssvepeb på 75 kHz) på huvudbärvågen än sändari- dentifieringssignalen själv (1,33% av det totala frekvenssvepet på 75kHz). I en mot~ tagare i en anläggning enligt uppfinningen kan fasfel alstras till följd av olika ' fördröjningstider för den modulerade kodsignalen och för stereopilotsignalen i mot- tagarens avstämningsenhet och i mellanfrekvenssektionen. Fasmångfalder alstras också emedan underbärvågsfrekvensen (Åik) för den modulerade kodsígnalen är så vald att den är lika med en "del-" överton till stereopilotsignalen QJ); detta betyder att àfb = n/m,af, där m och n är heltal men n är ej delbart-med m. Den frekvensdelning som därvid krävs i sändaren och i mottagaren kan alstra dessa fasmångfalder.By the present invention in which binary phase modulation of the subcarrier of the code signal is used in combination with a frequency ratio between the stereopilot signal and said other carrier, which ratio is fixed on the transmitter side, a system is obtained in which decoding can take place without high word filter means. and which is relatively unrecognizable for poor signal-to-noise conditions. 7802031-0 The subcarrier for the transmitter identification signal can now be recovered by much simpler means, since the stereopilot signal is modulated with a much larger frequency sweep (10% of the total frequency sweep of 75 kHz) on the main carrier than the transmitter identification signal itself (1.33% of the total the frequency sweep of 75kHz). In a receiver in a plant according to the invention, phase errors can be generated due to different delay times for the modulated code signal and for the stereopilot signal in the tuner's tuning unit and in the intermediate frequency section. Phase multiples are also generated because the subcarrier frequency (Åik) of the modulated code signal is so selected that it is equal to a "sub" harmonic of the stereopilot signal QJ); this means that àfb = n / m, af, where m and n are integers but n is not divisible-with m. The frequency division required in this case in the transmitter and in the receiver can generate these phase diversity.

I enlighet med en ytterligare aspekt av uppfinningen användes en automatisk faskorrektionsanordning i en mottagare enligt uppfinningen, vilken kan ställa in den omodulerade vågens fas som krävs för detektering av den modulerade kodsignalen rela- tivt den modulerade kodsignalen själv. Denna faskorrektionsanordning styras från en fasdetektor som jämför den modulerade kcdsignalens fas med fasen hos den omodulerade våg; som erhålles ur stereopilotsignalen, och beroende på resultatet av denna jäm- förelse korrigerar faskorrektíonsanordningen alla fasfel. Då bärvågen själv saknas i den binärt modulerade kodsignalen kan detta emellertid inte göras utan ytterligare åtgärder.According to a further aspect of the invention, an automatic phase correction device is used in a receiver according to the invention, which can set the phase of the unmodulated wave required for detecting the modulated code signal relative to the modulated code signal itself. This phase correction device is controlled from a phase detector which compares the phase of the modulated source signal with the phase of the unmodulated wave; obtained from the stereopilot signal, and depending on the result of this comparison, the phase correction device corrects all phase errors. However, since the carrier itself is missing in the binary modulated code signal, this cannot be done without further measures.

En första metod att lösa denna svårighet är att använda frekvensdubbling av den modulerade kodsignalen, vilket ger en omodulerad bärvåg med'dubbla underbärvågsfre- kvensen. Denna bärvåg med dubbla underbärvâgsfrekvensen matas till en ingång på fas- detektorn, medan en våg som likaledes har dubbla underbärvågsfrekvensen, vilken är alstrad medelst frekvensmultíplikation och/eller- division av stereopilotsignaleu, matas till den andra ingången.A first method of solving this difficulty is to use frequency doubling of the modulated code signal, which gives an unmodulated carrier with twice the subcarrier frequency. This subcarrier with double subcarrier frequency is fed to one input of the phase detector, while a wave which also has double subcarrier frequency, which is generated by frequency multiplication and / or division of stereopilot signal, is fed to the other input.

En andra metod består i att använda en fasinverterare i en av ingângsledningar- _na till fasdetektorn eller i dess utgångsledning, vilken fasinverterare styres av den demodulerade utgångssignalen från den synkrona detektorn. Det'är uppenbart att detta i båda fallen leder till en fastvåtydighet vid detekteringen av kodsignalen.A second method consists in using a phase inverter in one of the input lines of the phase detector or in its output line, which phase inverter is controlled by the demodulated output signal from the synchronous detector. It is obvious that in both cases this leads to a fixed ambiguity in the detection of the code signal.

Denna fastvåtydighet är inte störande om en kod användes, vilken är okänslig för en sådan tvåtydighet, t.ex. en s.k. differentialkbd. Detta är en kod vid vilken de två binära tillstånden inte överföras av två fastillstånd hos underbärvågen utan genom uppträdandet eller inte av en fasövergång från den ena fasen till den andra och om- vant.This fixed ambiguity is not disturbing if a code is used, which is insensitive to such ambiguity, e.g. and s.k. differentialkbd. This is a code in which the two binary states are not transmitted by two fixed states of the subcarrier but by the occurrence or not of a phase transition from one phase to the other and vice versa.

Underbärvågens frekvens kan t.ex. vara vald att ligga mellan tredje och femte övertonen till stereopilotsignalen. Om man väljer den under den tredje övertonen kommer underbärvågen alltför nära stereoinformationssignalens spektrum och om man väljer den över den femte övertonen_ökas risken för störningar till följd av angrän- sande sändare. 5 7su2os1-o Vidare kan interferens inträffa i ett antal stereamottagare mellan underbärvå- gen för sändaridentifieringen och den andra övertonen till den signal på 38 kHz, som krävs för stereodetekteringen, vilket svarar mot den fjärde övertonen till pilotsig- nalen. För detta ändamål skall underkürvâgen för kodsignaleringen inte ligga alltför nära denna fjärde överton.The frequency of the subcarrier can e.g. be selected to be between the third and fifth harmonics of the stereo pilot signal. If you select it during the third harmonic, the subcarrier comes too close to the spectrum of the stereo information signal and if you select it over the fifth harmonic, the risk of interference due to adjacent transmitters increases. 5 7su2os1-o Furthermore, interference may occur in a number of stereo receivers between the subcarrier for the transmitter identification and the second harmonic of the 38 kHz signal required for the stereo detection, which corresponds to the fourth harmonic of the pilot signal. For this purpose, the sub-curve for the code signaling shall not be too close to this fourth harmonic.

Till följd av den olinjära faskarakteristiken hos mottagarens me1lanfrekvens~ sektion uppträder en interferensprodukt med en frekvens, som är lika med skillnade- frekvensen mellan underbärvâgen och stereopilotsígnalen, i den multiplexa signalen.Due to the non-linear phase characteristic of the receiver frequency section of the receiver, an interference product with a frequency equal to the difference frequency between the subcarrier and the stereopilot signal occurs in the multiplex signal.

Denna interferensprodukt kan efter detektering med spänningen på 38 kHz förorsaka hörbart brus, om underbärvågen ligger alltför nära den tredje övertonen till stereo- pilotsignalen.This interference product, after detection with the voltage of 38 kHz, may cause audible noise if the subcarrier is too close to the third harmonic of the stereo pilot signal.

Den nämnda ej linjära faskarakteristiken förorsakar vidare brus i området för alla övertonerna till stereopilotsignalen. Alla dessa överväganden leder till valet att underbärvâgen för kodsignalen inte skall sammanfalla med en hel överton till stereopilotsignalen. Följaktligen skall den företrädesvis vara en "bsåkdels"-överton till kodsignalens underbärvåg , varvid man avlägsnar fasmångtydigheten som därvid uppträder i mottagaren på det ovan beskrivna sättet.The said non-linear phase characteristic further causes noise in the range of all the harmonics of the stereopilot signal. All these considerations lead to the choice that the subcarrier of the code signal should not coincide with a whole harmonic of the stereopilot signal. Accordingly, it should preferably be a "base" harmonic to the subcarrier of the code signal, removing the phase ambiguity which then occurs in the receiver in the manner described above.

På basis av det ovan sagda skall underbärvågen företrädesvis ligga halvvägs mellan två övertoner till stereopilotsignalen, t.ex. vid 7/2 eller 9/2 gånger ste- roopilotsignalen. Uppfinningen har undersökts med en bärvågsfrekvens på 7/2 gånger pilotfrekvensen; för tydlighets skull beskrivs en utföringsform med en underbär- - vågsfrekvens av I6/5 gånger en pilotfrekvens.On the basis of the above, the subcarrier should preferably be halfway between two harmonics to the stereopilot signal, e.g. at 7/2 or 9/2 times the stereo pilot signal. The invention has been investigated with a carrier frequency of 7/2 times the pilot frequency; for the sake of clarity, an embodiment with a subcarrier frequency of I6 / 5 times a pilot frequency is described.

En ytterligare förbättring av sättet för kodsignaiering enligt uppfinningen, vid vilket med bibehållande av en tillförlitlig transmission av kodinformationen en reducerad risk för störning i mottagarna är möjlig, kännetecknas därav att den extra underbärvågen med den moduierade kodsignaien ligger i åtminstone en av de två haivorna av frekvensområdet, som är uppdelat i två delar av stereopiiotsígna- len, mellan den övre gränsen av 1judfrekvensinformationssignaiens frekvensspektrum och den undre gränsen av den moduierade stereoinformationssignaiens frekvensspekt- rum och att den moduierade kodsignaien har en amplitud, som bringar huvudbärvågen att avvika mindre än i kHz, företrädesvis 0,25 kHz.A further improvement of the method of code signaling according to the invention, in which while maintaining a reliable transmission of the code information a reduced risk of interference in the receivers is possible, is characterized in that the additional subcarrier with the modified code signal is located in at least one of the two levels of the frequency range. , which is divided into two parts of the stereo signal, between the upper limit of the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the lower limit of the frequency spectrum of the modified stereo information signal, and that the modulated code signal has an amplitude which preferably deviates the main carrier. 0.25 kHz.

Denna åtgärd har följande effekter. 1. Emedan underbärvâgen för kcdsignaleringen nu ligger på avstånd från de högre övertonerna till stereodetekteringssignalen på 38 kHz kan dessa högre ävertoner inte alstra hörbart brus i de existerande mottagarna. 2. Emedan underbärvågen för kodsignaleringen nu är belägen mycket lägre i den mul- tiplexa signalens frekvenssçektrum är signal-brusförhållandet mycket mera gynnsamt.This action has the following effects. 1. Since the subcarrier for the kcd signaling is now at a distance from the higher harmonics to the 38 kHz stereo detection signal, these higher harmonics cannot produce audible noise in the existing receivers. 2. Since the subcarrier for the code signaling is now located much lower in the frequency range of the multiplexed signal, the signal-to-noise ratio is much more favorable.

Följaktligen kan den modulerade kodsignalen ha ännu mindre amplitud än vad som var möjligt för en underbärvâg med t.ex. 65,5 kHz. Som jämförelse skall noteras att vid föreliggande föredragna utfärin sform den modulerade kodsignalen endast behöver upp- ta imgefär 0,25 kHz av det maximala frakvenssvepet på 75 kHz för att erhålla en 78D2031~0 e tillförlitlig kodsignaiering. I fallet med en underbärvåg på 66,5 kHz krävs ungefär 1 kHz. Den mycket mindre underbärvågsamplituden reducerar givetvis risken för in- terferensbrus förorsakat av andra komponenter i den multipïexa signalen. I En ytterligare reduktion av risken för brus i färefintlíga mottagare, i synner- het vid monomottagning, kan uppnås i enlighet med ett ytterligare kännetecken för uppfinningen om en underbärvåg, vars fas-är binärmodulerad med kodsignalen, ligger i var och en av de två halvorna av nämnda frekvensområde, som är delat i två delar av stereopilotsignalen, och om de två underbärvågorna som är modulerade av kodsignalen har lika amplituder och en sådan fas relativt stereopilotsignalen att de tillsammans med stereopilotsignalen bildar en signal som erhålles genom kvadraturmodulation av stereopilotsignalen med en underbärvåg, som är avledd från stereopilotsignalen, vil- ken underbärvåg själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen.Consequently, the modulated code signal may have even less amplitude than was possible for a subcarrier with e.g. 65.5 kHz. By way of comparison, in the presently preferred embodiment, the modulated code signal need only occupy approximately 0.25 kHz of the maximum frequency sweep of 75 kHz in order to obtain a 78D2031 ~ 0 e reliable code signaling. In the case of a subcarrier of 66.5 kHz, approximately 1 kHz is required. The much smaller subcarrier amplitude naturally reduces the risk of interference noise caused by other components of the multipix signal. A further reduction of the risk of noise in remote receivers, in particular in mono reception, can be achieved in accordance with a further feature of the invention if a subcarrier, the phase of which is binary modulated with the code signal, lies in each of the two halves. of said frequency range, which is divided into two parts of the stereopilot signal, and if the two subcarriers modulated by the code signal have equal amplitudes and such a phase relative to the stereopilot signal that together with the stereopilot signal they form a signal obtained by quadrature modulation of the stereopilot signal with a subcarrier which is derived from the stereopilot signal, which subcarrier itself is binary phase modulated by the code signal.

Vid en sådan signal kan var och en av de binärt fasmodulerade underbärvâgssig- nalerna betraktas som ett sidband i en dubbel-sidbandssignal med stereopilotsignalen såsom bärvåg. Stereopilotsignalen är kvadraturmodulerad av en modulationssignal, vilken själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. Hodulationssignalen har en fre- kvens, som är lika med skillnaden mellan stereopilotsignalens frekvens och en under- bärvâg. En anläggning enligt detta ytterligare kännetecken för uppfinningen, som undersökts i praktiken, har närmast stereopilotsignalen med-en frekvens f av 19 kHz en första underbärvåg på 16,625 kHz (7/8 f ), vars fas är binärt modulerad av kodsignalen, samt en andra underbärvâg på 21,375 kHz (9/8 fp) vars fas är binärt modulerad av kodsignalen. I fallet med lika amplituder på de båda underbärvågorna och ett korrekt relativt fasförhâllande mellan underbärvågorna och stereopilotsigna- len utgör de tre signalerna tillsammans en stereopilotsignal, som är kvadraturmodu~ lerad av en nnderbärvågssignal på 1/8 f , vilken själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. För detta ändamål måste en underbärvågs fas ligga före stereopilotsig- nalen som är fërskjuten 900 samma belopp som den andra underbärvågen ligger efter denna 900 fasförskjutna stereopilotsignal, med andra ord resultanten för de två modulerade underbärvågorna har en 900 fasförskjutning relativt stereopilotsigna- len. _ Summan av stereopilotsignalen och de två underbärvagorna bildar en pilotsignal vars amplitud är huvudsakligen konstant. Då i synnerhet amplitudvariationer i pilot- signalen ger upphov till distorsionsprodukter till följd av den olinjära faskarakte- ristiken hos mottagarnas mellanfrekvenssektion ger den ovan beskrivna åtgärden en_ ytterligare distorsionsminskning.In such a signal, each of the binary phase modulated subcarrier signals can be considered as a sideband in a dual sideband signal with the stereopilot signal as the carrier. The stereo pilot signal is quadrature modulated by a modulation signal, which itself is binary phase modulated by the code signal. The modulation signal has a frequency which is equal to the difference between the frequency of the stereopilot signal and a subcarrier. A plant according to this further feature of the invention, which has been investigated in practice, has closest to the stereopilot signal with a frequency f of 19 kHz a first subcarrier of 16.625 kHz (7/8 f), the phase of which is binary modulated by the code signal, and a second subcarrier at 21,375 kHz (9/8 fp) whose phase is binary modulated by the code signal. In the case of equal amplitudes of the two subcarriers and a correct relative phase relationship between the subcarriers and the stereopilot signal, the three signals together form a stereopilot signal, which is quadrature modulated by a subcarrier signal of 1/8 f, which is itself binary phase modulated by the code signal. For this purpose, a subcarrier phase must be before the stereopilot signal which is offset 900 the same amount as the other subcarrier is after this 900 phase shifted stereopilot signal, in other words the resultant of the two modulated subcarriers has a 900 phase shift relative to the stereopilot signal. The sum of the stereo pilot signal and the two subcarriers forms a pilot signal whose amplitude is substantially constant. In particular, since amplitude variations in the pilot signal give rise to distortion products due to the non-linear phase characteristic of the intermediate frequency section of the receivers, the measure described above gives a further reduction in distortion.

Inom ramen för uppfinningen är det alternativt möjligt att ge den med kodsig- nalerna modulerade underbärvågen en sådan fas att resultanterna alltid sammanfaller (00 eller 1800) med stereopilotsígnalen. De tvâ underbärvågor som verkar såsom aidband till stereopilutaignalen förorsakar därvid en amplitudmodulution hos stereo- pilotsígnalen med en bärvågssignal, som själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. 7802031-0 Vid tillförnnde av stereopilotsignalen, som är dubbelsidbandskvadratur- eller amplitudmodulerad av de två underbärvågorns, eller stereopilotsígnalen som är enkel- sidbands fas-och amplitudmodulerad av en underbärvåg, till stereoavkodaren i en ra- diomottagare undertryckes underbärvâgsamplituderna, vilka redan är små, så kraftigt av det stereopilotsignalfilter, som finns i sådana mottagare, relativt stereopilot- signalen själv att störningar i stereodetektorn i huvudsak inte inträffar. En sådan störning skulle bli mycket större vid en direkt fas- eller amplitudmodulation av stereopilotsignalen med kodsignalen.Within the scope of the invention, it is alternatively possible to give the subcarrier modulated with the code signals such a phase that the resultants always coincide (00 or 1800) with the stereopilot signal. The two subcarriers which act as aid bands to the stereo pilot signal thereby cause an amplitude modulation of the stereo pilot signal with a carrier signal which is itself binary phase modulated by the code signal. When the stereopilot signal, which is double-side band squared or amplitude modulated by the two subcarriers, or the stereopilot signal which is single-side band phase and amplitude modulated by a subcarrier, is supplied to the stereo decoder already in a radio receiver, strongly of the stereopilot signal filter present in such receivers, relative to the stereopilot signal itself that interference with the stereo detector does not occur in the main. Such a disturbance would be much greater with a direct phase or amplitude modulation of the stereopilot signal with the code signal.

Denna störning blir givetvis också större desto närmare stereopilotsignalen underbärvågorna ligger (t.ex. vid 11/12 fp och/eller 13/12 fp). Vid ett alltför stort avstånd mellan underbärvåg och stcreopilotsignalen blir å andra sidan under- bärvågen belägen alltför nära ljudinformationssignalens frekvensspektrum eller den modulerade stereoinformationssignalens spektrum. På grundval av dessa överväganden är ett avstånd av 1/8 fp mellan underbärvâg (respektive underbärvågor) och stereo- pilotsignalen att föredra.Of course, this disturbance also becomes greater the closer to the stereopilot signal the subcarriers are (eg at 11/12 fp and / or 13/12 fp). At an excessive distance between the subcarrier and the stereopilot signal, on the other hand, the subcarrier is located too close to the frequency spectrum of the audio information signal or the spectrum of the modulated stereo information signal. Based on these considerations, a distance of 1/8 fp between the subcarrier (respectively subcarriers) and the stereo pilot signal is preferred.

Då underbärvågsfrekvensen i anläggningen enligt föreliggande utföringsfbrm lig- ger relativt nära stereopilotsígnalens frekvens är det att föredra att i mottagaren för mottagning av sådana signaler först omvandla den modulerade underbärvågen (7/8 fp och/eller 9/8 fp) med stereopilotsignalen till en mellanfrekvens (1/8 fp), vilken står i ett övertonsförhållande till seriepilotsignalen och vilken är lika med skillnaden mellan underbärvågsfrekvensen och stereopilotfrekvensen. Den synkrona detekteringen av kodsignalen kan därvid utföras vid denna lägre frekvens på ett mot- svarande sätt som det som beskrivits tidigare.Since the subcarrier frequency in the system according to the present embodiment is relatively close to the frequency of the stereopilot signal, it is preferable to first convert in the receiver for receiving such signals the modulated subcarrier (7/8 fp and / or 9/8 fp) with the stereopilot signal to an intermediate frequency ( 1/8 fp), which is in a harmonic relationship to the serial pilot signal and which is equal to the difference between the subcarrier frequency and the stereo pilot frequency. The synchronous detection of the code signal can then be performed at this lower frequency in a manner corresponding to that described previously.

Uppfinningen förklaras närmare med hjälp av exempel under hänvisning till rit- ningarna, där fig 1 visar ett blockschema för en utföringsform av en sändare vid en första realisering av anläggningen enligt uppfinningen, fig 2 visar frekvensspektrat för den multiplexa signal, som alstras på sändarsidan i den första utföringsformen av anläggningen enligt uppfinningen och som erhålles på mottagarsidan efter FM-demo- dulation, fig 3 visar ett blockschema för en första utföríngsform av en mottagare enligt uppfinningen, fig 4 visar ett blockschema för en andra utföringsform av en mottagare enligt uppfinningen, fig 5 och fig 5a visar blockschemor för en sändare vid en andra utföringsform av anläggningen enligt uppfinningen, fig 6 visar fre- kvensspektrat för den multiplexa signal som alstras på sändarsidan och som erhålles på mottagarsidan efter FH-demodulation enligt den andra utföringsformen av anlägg- ningen, fig 7 visar ett blockschema för en utföringsform av en mottagare för mottag- ning av en signal enligt fig 6 och fig 8 visar ett blockschema för en andra utfö- ringsform av en mottagare för mottagning av en signal enligt fig 6.The invention is explained in more detail by means of examples with reference to the drawings, where Fig. 1 shows a block diagram of an embodiment of a transmitter in a first realization of the plant according to the invention, Fig. 2 shows the frequency spectrum of the multiplexed signal generated on the transmitter side. Fig. 3 shows a block diagram of a first embodiment of a receiver according to the invention, Fig. 4 shows a block diagram of a second embodiment of a receiver according to the invention, Fig. 5 shows a block diagram of a first embodiment of a receiver according to the invention. and Fig. 5a shows block diagrams for a transmitter in a second embodiment of the plant according to the invention, Fig. 6 shows the frequency spectrum of the multiplex signal generated on the transmitter side and obtained on the receiver side after FH demodulation according to the second embodiment of the plant, Figs. 7 shows a block diagram of an embodiment of a receiver for reception of a signal according to Fig. 6 and Fig. 8 shows a block diagram of a second embodiment of a receiver for receiving a signal according to Fig. 6.

Sändaren enligt fig 1 innefattar en källa för vënsterlJudsignaler 1 och en käl- la för högerljudsignaler 2. Var och en av dessa ljudsignaler matas via ett för- 7802031-o ' 8 f emfasnät 5 respektive 4 och via ett lågpassfilter 5 respektive o med en gränsfre- kvens på 15 kHz till en summeringskrets 7 och till en subtraktionskrets 8. Därefter matas summasignalen L+R som avledes från summeringskretsen till en ingång 9 på_en multiplexer 10. Skillnadssignalen L-R från subtraktionskretsen 8 moduleras i en ba- lanserad modulator 11 på en stereounderbärvåg av t.ex. 38 kHz och den sålunda er- hållna modulerade stereoinformationssignalen, som består av två sidbaud med under- tryckt stereounderbärvåg matas via ett bandpassfilter 12 till en andra ingång 13 på muitiplexern 1.0. ' Dessutom innefattar sändaren i fig 1 en stabil oscillator 14, t.ex. en kri- stalloscillator, som i allmänhet avger en våg på 19 kHz, vilken användes såsom ste- '_reopilotsignal. Denna stereopilotsignal matas till en tredje ingång 15 på multi- plexern 10.The transmitter according to Fig. 1 comprises a source for left-hand audio signals 1 and a source for right-hand audio signals 2. Each of these audio signals is fed via a pre-phase network 5 and 4, respectively, and via a low-pass filter 5 and 0, respectively, with a limit-free 15 kHz to a summing circuit 7 and to a subtraction circuit 8. Thereafter, the sum signal L + R derived from the summing circuit is fed to an input 9 of a multiplexer 10. The difference signal LR from the subtraction circuit 8 is modulated in a balanced modulator 11 on a stereo subcarrier of for example 38 kHz and the thus obtained modulated stereo information signal, which consists of two side beams with suppressed stereo subcarrier, is fed via a bandpass filter 12 to a second input 13 on the multiplexer 1.0. In addition, the transmitter in Fig. 1 comprises a stable oscillator 14, e.g. a crystal oscillator, which generally emits a wave of 19 kHz, which is used as a stereopilot signal. This stereo pilot signal is fed to a third input 15 of the multiplexer 10.

Oscillatorns 14 stereopilotsignal matas också till en s.k. faslåst slinga 16 vilken innefattar en fasdetektor 16a, ett lågpassfilter 16b, en spänningsstyrd osoillator 16c och en delare för frekvensdelning med två 16d- Den faslâstn slingan 16 användes för att alstra en underbärvåg, vars frekvens (38 kHz) är lika med dubbla stereopilotfrekvensen och som är låst till etereopilotsignalen. Funktionen hos en sådan faslåst slinga är känd. Utgångssignalen på 38 kHz från osoillatorn 16c omvand- las i delaren 16d till en signal på 19 kHz, vilken jämföras i fasdetektozn 16a med oscillatorns 14 pilotsignal på 19 kHz. Utgångsspänningen från fasdetektorn 16a fil- treras i lågpassfiltret 16b och matas såsom styrspänning till oscillatorn 160.The stereopilot signal of the oscillator 14 is also fed to a so-called phase locked loop 16 which includes a phase detector 16a, a low pass filter 16b, a voltage controlled oscillator 16c and a frequency division divider with two 16d- The phase locked loop 16 is used to generate a subcarrier whose frequency (38 kHz) is equal to twice the stereopilot frequency and which is locked to the etereopilot signal. The function of such a phase locked loop is known. The 38 kHz output signal from the oscillator 16c is converted in the divider 16d to a 19 kHz signal, which is compared in the phase detector 16a with the 19 kHz oscillator 14 pilot signal. The output voltage from the phase detector 16a is filtered in the low-pass filter 16b and supplied as control voltage to the oscillator 160.

Via en fasförskjutningsanordning 17 matas utgångssignalen på 38 kHz från den faslåsta slingan 16 såsom stereounderbärvåg till modulatorn 11 för påmodulering av signalen L-R. Fasförskjutningsanordningen 17 användes för att ge underbärvågen den internationellt föreskrivna fasen relativt stereopilotsignalen på 19 kHz.Via a phase shifting device 17, the output signal of 38 kHz is supplied from the phase-locked loop 16 as a stereo subcarrier to the modulator 11 for modulating the signal L-R. The phase shift device 17 is used to provide the subcarrier with the internationally prescribed phase relative to the stereo pilot signal of 19 kHz.

En andra fasläst slinga 18 som är ansluten till oscillatorn på 19 kHz innefat- tar en fasdetektor 18a, ett lågpassfilter 18b, en spänningsstyrd osoillator 18c och en 16-delare 18d. Den faslåsta slingan 18 arbetar på samma sätt som slingan 16 och avger en utgångssignal, som är låst till stereopilotsignalen, på 304 kHz, d.v.s. 16 gånger pilotsignalfrekvensen. Därefter reduceras signalen på 304 kHz från den fas- lâsta slingan 18 i en delare 19 för delning med fem till 60,8 kHz och den senare signalen matas såsom underbärvåg för sändaridentifieringssignalen till bär- vâgsin- gången på en balanserad modulator 20. Denna modulators modulationsingång är ansluten till ett schematiskt visat arrangemang 21 för alstring av en lämplig binärkod som innehåller sändaridentifieringsinformationen, t.ex. en kod av det slag som är defi- nierad i inledningen.A second phase read loop 18 connected to the 19 kHz oscillator includes a phase detector 18a, a low pass filter 18b, a voltage controlled oscillator 18c and a 16 divider 18d. The phase locked loop 18 operates in the same manner as the loop 16 and emits an output signal, which is locked to the stereopilot signal, at 304 kHz, i.e. 16 times the pilot signal frequency. Thereafter, the 304 kHz signal is reduced from the phase-locked loop 18 in a divider 19 for division by five to 60.8 kHz and the latter signal is fed as a subcarrier for the transmitter identification signal to the carrier input of a balanced modulator 20. The modulation input of this modulator is connected to a schematically shown arrangement 21 for generating an appropriate binary code containing the transmitter identification information, e.g. a code of the kind defined in the introduction.

Modulatorn 20 kan t.ex. vara en ringmodulator eller en långsvansad "dua1"~krets eller någon annan känd modulator vilken under inverkan av de bitar som avledes från anordningen 21 vrider fasen hos signalen på 60,8 kHz från delaren 19 18Û0_ Signa_ 9 7802031-0 len på 60,8 kHz som är fasmodulerad på detta sätt matas via ett bnndpassfilter 22 med en bandbredd av ungefär 4 kHz till en fjärde ingång 23 på multiplexern 10. Mul- tiplexern kombinerar signalerna på ingångarna 9,13,15 och 23 och avger dem samman- satta till en ej visad FBI-sändare.The modulator 20 can e.g. be a ring modulator or a long-tailed "dua1" circuit or any other known modulator which under the influence of the bits diverted from the device 21 rotates the phase of the signal of 60.8 kHz from the divider 19 18Û0_ Signa_ 9 7802031-0 kHz which is phase modulated in this way is fed via a bandpass filter 22 with a bandwidth of approximately 4 kHz to a fourth input 23 of the multiplexer 10. The multiplexer combines the signals at the inputs 9,13,15 and 23 and outputs them combined into a FBI transmitter not shown.

För ytterligare förklaring visar fig 2 frekvensspektrat för den signal som er- hålles på utgången av multiplexern. Mellan O och 15 kHz finns summnsignalen L+R som är tillförd genom ingången 9, vid 19 kHz uppträder stereopilotsignalen som är till- förd via ingången 15, mellan 23 och 53 kHz uppträder signalen L-R vilken är module- rad på 38 kHz och som är tillförd genom ingången 13 och vid 60,8 kHz uppträder den ungefär 4 kHz breda sändaridentifieringssignalen som är tillförd genom ingången 23.For further explanation, Fig. 2 shows the frequency spectrum of the signal obtained at the output of the multiplexer. Between 0 and 15 kHz there is the sum signal L + R which is applied through the input 9, at 19 kHz the stereopilot signal which is applied via the input 15 appears, between 23 and 53 kHz the signal LR occurs which is modulated at 38 kHz and which is applied through input 13 and at 60.8 kHz the approximately 4 kHz wide transmitter identification signal applied through input 23 appears.

Det observeras att de relativa amplitudförhållandena vanligen avviker mera från var- andra än vad som är visat för tydlighets skull. I allmänhet är stereopilotsignalexi ungefär 9 gånger mindre än komponenterna L+R och L-R medan amplituden hos sändari- dentifieringssignalen företrädesvis är vald ungefär 10 gånger mindre än stereopilot- signalens amplitud.It is observed that the relative amplitude conditions usually deviate more from each other than what is shown for the sake of clarity. In general, stereopilot signal selection is about 9 times smaller than components L + R and L-R, while the amplitude of the transmitter identification signal is preferably selected to be about 10 times smaller than the amplitude of the stereopilot signal.

Mottagaren enligt fig 3 innefattar en avstämningsenhet 24, en mellanfrekvens- förstärkare 25 och en FM-detektór 26. Den multiplexa signalen som är sammansatt av de i fig 2 visade komponenterna uppträder på utgången av denna FM-detektor. Vid en stereomottagare matas denna multiplexa signal till en stereoavkodare 27, vilken av- ger vänster- och höger~ljudsignaler som via ljudförstärkare 28 och 29 tillföres en vänster och en höger högtalare 30 respektive 31.The receiver according to Fig. 3 comprises a tuning unit 24, an intermediate frequency amplifier 25 and an FM detector 26. The multiplex signal composed of the components shown in Fig. 2 appears at the output of this FM detector. In the case of a stereo receiver, this multiplex signal is fed to a stereo decoder 27, which emits left and right audio signals which are applied via audio amplifiers 28 and 29 to a left and a right speaker 30 and 31, respectively.

För demodulering av sändaridentifieringssignalen matas den multiplexa signalen till ett 19 kHz bandpassfilter 32 för stereopílotsignalen och ett 60,8 kHz- band- passfilter 33 för sändaridentifíeringssignalen. Den medelst filtret 32 utfiltrerade stereopilotsignalen filtreras ytterligare och dess frekvens multipliceras genom en faslåst slinga 34 som innefattar en fasdetektor 34a, ett lågpassfilter 34b, en spänningsstyrd oscillator 340 och en frekvensdelare 34d för delning med 1:32. Dess funktion är likadan som funktionen hos de faslåsta slingorna 16 och 16 i fig 1. 'tgångsspänningen från den faslåsta slingan 34, vilken har en frekvens pâ 32 x 19 = 608 kHz, reduceras därefter till 121,6 kHz i en delare 35 för delning med fem, passerar därefter genom en styrbar fasförskjutningsanordning 36, vers funktion kom- mer att förklaras senare, delas därefter i en delare 37 för delning med två till 60,8 kHz och matas slutligen till en första ingång 38 på en synkron demodulator 39.To demodulate the transmitter identification signal, the multiplex signal is fed to a 19 kHz bandpass filter 32 for the stereopilot signal and a 60.8 kHz bandpass filter 33 for the transmitter identification signal. The stereopilot signal filtered out by the filter 32 is further filtered and its frequency is multiplied by a phase locked loop 34 which includes a phase detector 34a, a low pass filter 34b, a voltage controlled oscillator 340 and a frequency divider 34d for division by 1:32. Its function is the same as the function of the phase-locked loops 16 and 16 in Fig. 1. The output voltage from the phase-locked loop 34, which has a frequency of 32 x 19 = 608 kHz, is then reduced to 121.6 kHz in a divider 35 for division. with five, then passes through a controllable phase shift device 36, the function of which will be explained later, then divided into a divider 37 for division by two to 60.8 kHz and finally fed to a first input 38 on a synchronous demodulator 39.

Den fasmodulerede sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz som kommer från bandpassfiltret 33 matas via en 45° fasförskjutningsanordning 40 till en andra ingång 41 på den synkrona demodulatorn 39. Den synkrona detekteringen av den fasmo- dulerade sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz på inången 41 medelst den omodu- lerade spänningen på 60,8 kHz på ingången 38 ger på utgången av den eynkrona demodu- latorn 39 de demodulevade binära sändaridentifïeríngssígnnlerna. Denna binära.kod- 78023031-0 W signal leds genom ett lâgpassfilter 42, därefter formas den till rektangulära pulser i en pulsformare 43 samt matas till en avkodare 44. Denna avkodare omvandlar den binära sändaridentifieringssígnalen till signaler som är lämpade för att driva en "display" 45.The 60.8 kHz phase modulated transmitter identification signal coming from the bandpass filter 33 is fed via a 45 ° phase shift device 40 to a second input 41 of the synchronous demodulator 39. The synchronous detection of the 60.8 kHz phase modulated transmitter identification signal at the input 41 by means of the the unmodulated voltage of 60.8 kHz at the input 38 provides at the output of the synchronous demodulator 39 the demodulated binary transmitter identification signals. This binary coder 78023031-0 W signal is passed through a low pass filter 42, then it is formed into rectangular pulses in a pulse shaper 43 and fed to a decoder 44. This decoder converts the binary transmitter identification signal into signals suitable for driving a "display". "45.

För korrekt synkron detektering i demodulatorn 39 måste den omodulerade spänf ningen på ingången 38 ha korrekt fasförhållande relativt den modulerade signalen som tillföras ingången 41. I allmänhet är detta korrekta fasförhållande inte säkerställt av följande skäl: 1. Till följd av otillräckligt linjär faskarakteristik hos mellanfrekvensförstär- karen 25 kan stereopilotsignalen på 19 kHz och sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz utsättas för inbördes olika fördröjningstider. 2. Ingångsfiltren 32 och 33 kan åstadkomma ej önskade fasförskjutningar. 3. Till följd av frekvensdelningen i delaren 19 i sändaren är fasen hos den ut- sända sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz inte längre entydigt bestämd relativt den utsända stereopilotsignalen. En liknande fasmångfald förorsakas av frekvensdela- ren 35'i mottagaren. , För att eliminera dessa fasproblem innefattar kretsen enligt fig 3 den ovan nämnda inställbara fasförskjutningsanordningen 36. Denna fasförskjutningsanordning är styrd via ett lågpassfilter 46 från en fasdetektor 47. Fasdetektorn 47 har två ingångar 48 och 49, av vilka ingången 48 är ansluten till utgången av fasförskjut- ningsanordningen 36, medan ingången 49 är ansluten till utgången av en anordning 50 som alstrar en modulerad våg med dubbla frekvensen (d.v.s.121,6 kHz) av den fasmodu- lerade signalen från filtret 33. För detta ändamål har anordningen 50 en icke linjär karakteristik med en term av jämn potens och innefattar t.ex. en kvadreringskrets eller en helvågslikriktare.For correct synchronous detection in the demodulator 39, the unmodulated voltage at the input 38 must have the correct phase ratio relative to the modulated signal applied to the input 41. In general, this correct phase ratio is not ensured for the following reasons: 1. Due to insufficient linear phase characteristic of intermediate frequency At 25 kHz, the stereo pilot signal at 19 kHz and the transmitter identification signal at 60.8 kHz can be subjected to mutually different delay times. 2. The input filters 32 and 33 can cause unwanted phase shifts. 3. Due to the frequency division of the divider 19 in the transmitter, the phase of the transmitted transmitter identification signal of 60.8 kHz is no longer unambiguously determined relative to the transmitted stereopilot signal. A similar phase diversity is caused by the frequency divider 35 'in the receiver. To eliminate these phase problems, the circuit of Fig. 3 comprises the above-mentioned adjustable phase shift device 36. This phase shift device is controlled via a low-pass filter 46 from a phase detector 47. The phase detector 47 has two inputs 48 and 49, of which the input 48 is connected to the phase shift output. the input device 36, while the input 49 is connected to the output of a device 50 which generates a modulated wave with the dual frequency (ie 121.6 kHz) of the phase modulated signal from the filter 33. For this purpose, the device 50 has a non-linear characteristic with a term of even power and includes e.g. a squaring circuit or a full-wave rectifier.

Emedan den faslåsta slingan 34 multiplicerar stereopilotsignalen med en faktor 2 mera än som är nödvändigt för den synkrona detekteringen är frekvensen hos den spänning som tillföres fasdetektorns ingång 48 lika med dubbla bärvågsfrekvensen.Since the phase-locked loop 34 multiplies the stereopilot signal by a factor of 2 more than is necessary for the synchronous detection, the frequency of the voltage applied to the input 48 of the phase detector is equal to twice the carrier frequency.

Bestämning av fasen medelst fasdetektorn 47 utföres således vid dubbla bärvågsfre- kvensen och resultatet av mätningen användes för att kompensera de ovan nämnda ej önskade fasförskjutningarna medelst den styrbara fasförskjutningsanordningen 36. Det observeras att frekvenserna hos de två signaler, som matas till fasdetektorn 47 all- tid är lika med varandra varför inga infångningsprcblem kan uppstå. De fasfel som korrigeras varierar endast långsamt och lågpassfiltret 46 kan följaktligen ha en mycket låg gränsfrekvens (t.ex. 10 Hz). Till följd av denna låga gränsfrekvens kan snabba fasvariationer, som kan alstras till följd av bruset i överföringsbanan 33-40-41 för sändaridentifieringssignalen, undertryckas effektivt. Genom de angivna åtgärderna är det möjligt att för den synkrona detektorn 39 alstra en omodulerad spänning med korrekt frekvens och korrekt fas och vilken är brusfri i tillräcklig n 7802031-0 grad. Dä till följd av fasstyrningen medelst 36,45,47 fasen korrigeras vid dubbla bärvågsfrekvensen är fasförhållandet vid den synkrona detektorns 39 ingångar fortfa- rande inte entydigt (1800 fastvåtydighet). Vid användning av en (differential-)kod som är okänslig för detta kan emellertid en korrekt överföring av kodsignalen trots detta säkerställas.Determination of the phase by the phase detector 47 is thus performed at twice the carrier frequency and the result of the measurement is used to compensate for the above-mentioned undesired phase shifts by means of the controllable phase shift device 36. It is noted that the frequencies of the two signals fed to the phase detector 47 always are equal to each other why no capture problems can occur. The phase errors that are corrected vary only slowly and the low-pass filter 46 can consequently have a very low cut-off frequency (eg 10 Hz). Due to this low cut-off frequency, rapid phase variations that can be generated due to the noise in the transmission path 33-40-41 of the transmitter identification signal can be effectively suppressed. By the stated measures it is possible for the synchronous detector 39 to generate an unmodulated voltage with the correct frequency and the correct phase and which is noise-free to a sufficient degree. As a result of the phase control being corrected by means of the 36,45,47 phase at twice the carrier frequency, the phase relationship at the inputs of the synchronous detector 39 is still not unambiguous (1800 fixed-wave ambiguity). However, when using a (differential) code which is insensitive to this, a correct transmission of the code signal can nevertheless be ensured.

I praktiken fungerar den automatiska fasstyrningen medelst fasstyrunordningen 36 alltid så att de båda ingångssignalerna till fasdetektorn 47 är förskjutna 90° i fas relativt varandra. Dessutom är det önskvärt att det inbördes fasförhållandet mellan den synkrona detektorns ingångssígnaler är OO eller 1800. Om delaren 57 för delning med två är så utförd att nollgenomgångarna i dess utgångsspänning sam- manfaller med nollgenomgångarna i dess ingångsspänning och om frekvensdubblaren 50 är utförd såsom en kvadrerande krets, i vilken ingångsspänningens toppar sammanfal- ler med utgångsspänningens toppar, så är denna föredragna fasrelation automatiskt uppnådd. I andra fall kan en extra faskorrektion krävas 1 en av ingångsledningarna till detektorerna 47 och 39, t.ex. en 900 korrektion vid den dubbla bäzvâgsfre- kvensen eller en 450 korrektion vid bärvågsfrekvensen själv. Fasförskjutningsan- ordningen 40 för 450 fasvridning användes för detta ändamål. Det observeras att flera varianter av kretsen enligt fig 3 är tänkbara inom uppfinningens ram. Exempel- vis är det möjligt att ersätta delaren 57 för delning med två med en frekvensdubbla- re i fasdetektorns 47 ingångsledning 48. Den faslåsta slingans 34 frekvensmultipli- kationsfaktor skall då vara en faktor 2 mindre. Alternativt är det t.ex. möjligt att inkludera fasstyranordningen 36 i filtrets 33 utgångsledning.In practice, the automatic phase control by means of the phase control device 36 always functions so that the two input signals to the phase detector 47 are offset 90 ° in phase relative to each other. In addition, it is desirable that the mutual phase ratio between the input signals of the synchronous detector be 0 or 1800. If the divider 57 for division by two is designed so that the zero crossings in its output voltage coincide with the zero crossings in its input voltage and if the frequency doubler 50 is made circuit in which the peaks of the input voltage coincide with the peaks of the output voltage, this preferred phase relationship is automatically achieved. In other cases an additional phase correction may be required in one of the input lines of the detectors 47 and 39, e.g. a 900 correction at twice the carrier frequency or a 450 correction at the carrier frequency itself. The phase shift device 40 for 450 phase shift was used for this purpose. It is observed that several variants of the circuit according to Fig. 3 are conceivable within the scope of the invention. For example, it is possible to replace the divider 57 for division by two with a frequency doubler in the input line 48 of the phase detector 47. The frequency multiplication factor of the phase-locked loop 34 should then be a factor of 2 less. Alternatively, it is e.g. possible to include the phase control device 36 in the output line of the filter 33.

Om istället för 16/5 gånger stereopilotsignalen 7/2 gånger denna pilotsignal exempelvis skulle väljas såsom sändaridentifieringssignalens bärvågsfrekvens kan delarens 34d divisor vara lika med 14 och delarens 35 divisor kan vara lika med 2.If, instead of 16/5 times the stereo pilot signal 7/2 times this pilot signal, for example, were to be selected as the carrier frequency of the transmitter identification signal, the divisor of the divider 34d may be equal to 14 and the divisor of the divider 35 may be equal to 2.

Det är därvid enklare att göra delarens 54d divisor lika med 7, varigenom delaren 35 kan utelämnas.It is then easier to make the divider 54d divisor equal to 7, whereby the divider 35 can be omitted.

I utföringsformen enligt fig 4 har de enheter som svarar mot enheter i fig 3 försetts med samma hënvisningssiffror som i denna figur.In the embodiment according to Fig. 4, the units corresponding to units in Fig. 3 have been provided with the same reference numerals as in this figure.

Medan i utföringsformen enligt fig 3 fasjëmförelseu för styrning av faskorrek- tionsanordningen 56 utföres vid dubbla bärvâgsfrekvensen utföres denna jämförelse- vid utföringsformen enligt fig 4 vid bärvågsfrekvensen själv. För detta ändamål är den frekvensdubblande kretsen 50 och delaren 37 för frekvensdelning med 2 utelämnade och dívisorn i delaren 34d är reducerad till 16.While in the embodiment according to Fig. 3 the phase implementation for controlling the phase correction device 56 is performed at the double carrier frequency, this comparison is performed with the embodiment according to Fig. 4 at the carrier frequency itself. For this purpose, the frequency doubling circuit 50 and the divider 37 for frequency division by 2 are omitted and the divisor in the divider 34d is reduced to 16.

Via fasförskjutningsanordningen 36 avger delaren 35 nu en omodulerad bärvåg av bärvâgsfrekvens (60,8 kHz) till fasdetektorns d? ingång 48.Via the phase shift device 36, the divider 35 now emits an unmodulated carrier of carrier frequency (60.8 kHz) to the phase detector d? input 48.

En fasinverterare 51 (balanserad modulator) är inkopplad i ingångsledningen till fasdetektorns 47 ingång 49. Fasinverteraren 51 är styrd med ntgångssignalen från den synkrona detektorn 59 eller alternativt med pulsformarens 45 utgångssignal.F 7902031-0 i 12 Varje gång sändaridentifieringssignalens fas ändras 1800 till följd av kodsignalen åstadkommer detta en transient i pulsformarens 43 utgångssignale, vilket ger en fas- omkastning av fasinverteraren 51 så att på ingången_49 den ursprungliga fasomkast- ningen elimineras. Fasdetektorns 47 ingång 49 matas således med sändaridentifie- ringsbärvågen på 60,8 kHz från vilken den ursprungliga fasmodulationen har avlägs- nats . I fasdetektorn 47 jämföras fasen hos denna omodulerade bärvåg i förhållande till spänningen på ingången 48 och alla fasfel kompenseras bort av fasförskjutnings- anordningen 36 via lâgpassfiltret 46. " Istället för att vara inkopplad i ledningen till ingången 49 kan fasinvertera- ren 51 också vara inkopplad i matningsledningen till fasdetektorns 47 ingång 48.A phase inverter 51 (balanced modulator) is connected in the input line to the input 49 of the phase detector 47. The phase inverter 51 is controlled by the output signal from the synchronous detector 59 or alternatively by the output signal of the pulse shaper 45. Each time the transmitter identification signal phase changes 1800 to the code signal, this produces a transient in the output signal of the pulse shaper 43, which gives a phase reversal of the phase inverter 51 so that at the input_49 the original phase reversal is eliminated. The input 49 of the phase detector 47 is thus fed with the transmitter identification carrier of 60.8 kHz from which the original phase modulation has been removed. In the phase detector 47, the phase of this unmodulated carrier is compared in relation to the voltage at the input 48 and all phase errors are compensated away by the phase shift device 36 via the low-pass filter 46. "Instead of being connected in the line to the input 49, the phase inverter 51 may also be the supply line to the input 48 of the phase detector 47.

Bärvågen på 60,8 kHz som tillföres via fasförskjutningsanordningen 36 ör därvid fas- modulerad av den binära kodsignalen på samma sätt som sändaridentifieringssignalen själv har modu1eratsÅ Därvid avger fasdetektorn 47 åter en utgångsspänning som kan användas för faskorrektion.The carrier of 60.8 kHz which is applied via the phase shift device 36 is then phase modulated by the binary code signal in the same way as the transmitter identification signal itself has been modulated. In this case, the phase detector 47 again emits an output voltage which can be used for phase correction.

En tredje möjlighet är att inkoppla fasinverteraren i fasdetektorns 47 utgångs- ledning antingen före eller efter filtret 46. Fasdetektorn 47 avger därvid själv den binära kodsignalen men då fasinverteraren ändrar status för varje signaltransient i denna signal blir fasinverterarens utgångssignal en likspänning som kan användas för faskorrektionen.A third possibility is to connect the phase inverter to the output line of the phase detector 47 either before or after the filter 46. The phase detector 47 emits the binary code signal itself, but when the phase inverter changes status for each signal transient in this signal, the phase inverter output becomes a DC voltage.

En 90° fasförskjutningsanordning 52 i den synkrona detektorns ingångsledning 38 har en liknande funktion som 450 fasförskjutningsanordningen 40 i fig 2. Alter- nativt kan fasförskjutningsanordningen 52 vara inkopplad i den synkrona detektorns 39 ingângsledning 41 eller i en av fasdetektorns ingångsledningar.A 90 ° phase shift device 52 in the input line 38 of the synchronous detector has a similar function to the 450 phase shift device 40 in Fig. 2. Alternatively, the phase shift device 52 may be connected in the input line 41 of the synchronous detector 39 or in one of the input lines of the phase detector.

En ytterligare analys av kretsen enligt fig 4 visar att hela faskorrektionssy- stemet har två stabila regleringstillstånd där fasskillnaden hos signalen på faade- tektorns ingång 49 i förhållande till signalen på ingången 48 kan vara +90° eller -900. Detekteringen av den binära kodsignalen medelst den synkrona detektorn 59 har följaktligen samma mångtydighet som i mottagaren enligt fig 5.A further analysis of the circuit according to Fig. 4 shows that the whole phase correction system has two stable control states where the phase difference of the signal at the input detector 49 of the faad detector in relation to the signal at the input 48 can be + 90 ° or -900. The detection of the binary code signal by means of the synchronous detector 59 consequently has the same ambiguity as in the receiver according to Fig. 5.

De i fig 3 och 4 visade kretsarna kräver inte resonanta kretsar som uppfyller höga selektivitetskrav, emedan en stor del av den erforderliga selektivlteten kan realiseras vid låg frekvens, d.v.s. av lâgpassfilter-(34b,46,42). Följaktligen be- höver bandpassfiltren 32 och 33 bara ha måttliga godhetsfaktorer (ungefär 20). Sena- re undersökningar har till och med visat att stereopilotfiltret 32 kan helt undva- ras. I vissa fall är det också möjligt att från stereoavkodaren 27 erhålla en ste- reopilotsignal som redan har filtrerats. Den faslåsta slingans 34 ingång anslutes därvid till en lämplig punkt i stereoavkodaren 27. ' De i fig 1,5 och 4 visade funktionsenheterna är i och för sig kända och kräver således ingen ytterligare förklaring.The circuits shown in Figs. 3 and 4 do not require resonant circuits which meet high selectivity requirements, since a large part of the required selectivity can be realized at low frequency, i.e. of low-pass filter- (34b, 46,42). Consequently, the bandpass filters 32 and 33 only need to have moderate goodness factors (approximately 20). Subsequent investigations have even shown that the stereopilot filter 32 can be dispensed with completely. In some cases it is also possible to obtain from the stereo decoder 27 a stereo pilot signal which has already been filtered. The input of the phase-locked loop 34 is then connected to a suitable point in the stereo decoder 27. The functional units shown in Figs. 1,5 and 4 are known per se and thus require no further explanation.

Sändaren enligt fig 5 innefattar en stereomultiplexkodare 101 till vilken käl- 7802031-0 lorna 102 och 103 för vänster respektive höger ljudsignal är anslutna samt en oscil- lator 104 för 19 kHz vilken genererar en stereopilotsignal iè- Kodaren_101 samman- sätter på ett liknande sätt, som det som beskrivits under hänvisning till fig 1, standardmultiplexsignalen av de tillförda signalerna, vilken standardmultiplexsignal omfattar ljudfrekvenssummasignalen L+R, stereoinformationssignalen L-R modulerad på en undertryckt bärvåg av dubbla pilotfrekvensen samt stereopilotsignalen f själv.The transmitter according to Fig. 5 comprises a stereo multiplex encoder 101 to which the sources 102 and 103 for left and right audio signals are connected and a oscillator 104 for 19 kHz which generates a stereopilot signal iè- The encoder_101 composes in a similar manner, as described with reference to Fig. 1, the standard multiplex signal of the applied signals, which standard multiplex signal comprises the audio frequency sum signal L + R, the stereo information signal LR modulated on a suppressed carrier of the double pilot frequency and the stereopilot signal f itself.

Det antages att den från oscillatorn 104 avledda steropilotsignalen har samma fas som pilotsignalen i den sammansatta signalen.It is assumed that the steropilot signal derived from the oscillator 104 has the same phase as the pilot signal in the composite signal.

Stereopilotsignalen matas direkt till en andra kontakt b och dessutom via en 90° fasförskjutningsanordning 105 till en första kontakt a i en strömställare 106.The stereo pilot signal is fed directly to a second contact b and in addition via a 90 ° phase shift device 105 to a first contact a in a switch 106.

Strömställarens 106 huvudkontakt c är ansluten till en första ingång 107 på en lin- jär modulator 108. Då strömställaren 106 befinner sig i det på ritningen visade lä- get matas således en stereopilotsignal som är fasförskjuten 900 relativt stereopi- lotsignalen i den sammansatta signalen till denna ingång. I det andra läget av strömställaren mottar modulatorns 108 ingång 107 stereopilotsignalen i fas med pi- lotsignalen i den sammansatta signalen.The main contact c of the switch 106 is connected to a first input 107 of a linear modulator 108. When the switch 106 is in the position shown in the drawing, a stereopilot signal is thus fed which is phase shifted 900 relative to the stereopilot signal in the composite signal thereof. entrance. In the second position of the switch, the input 107 of the modulator 108 receives the stereopilot signal in phase with the pilot signal in the composite signal.

Dessutom matas stereopilotsignalen via en pulsformare 109 till en frekvensdela- re 110 som gör en fyrkantvåg av 1/8 x stereopilotfrekvensen (2,575 kHz). Ett band- passfilter 111, som är avstämt till denna frekvens, filtrerar ut grundtonsfrekvensen så att en sinusspänning med 1/8 x pilotfrekvensen uppträder på den andra ingången 112 av modulatorn 108.In addition, the stereopilot signal is fed via a pulse shaper 109 to a frequency divider 110 which makes a square wave of 1/8 x the stereopilot frequency (2.575 kHz). A bandpass filter 111 tuned to this frequency filters out the fundamental frequency so that a sinusoidal voltage of 1/8 x the pilot frequency appears at the second input 112 of the modulator 108.

Modulatorn 108 är en linjärt balanserad modulator som alstrar summa- och skill- nadsfrekvenserna (fp-fp/8 och fp+fp/8) av de båda tillförda sinussignalerna, medan de frekvenser (fp och fp/8) som ursprungligen tillfördes saknas i utgångs- signalen.The modulator 108 is a linearly balanced modulator which generates the sum and difference frequencies (fp-fp / 8 and fp + fp / 8) of the two applied sine signals, while the frequencies (fp and fp / 8) which were originally supplied are initially missing. - the signal.

Hodulatorns 108 utgångssignal matas därefter direkt till en första kontakt a 1 en trelägesströmställare 113 och även via ett bandpassfilter 114, som är avstämt till 16,625 kflx (7/8 fp), till en andra kontakt b och via ett bandpassfilter 115. som är avstämt till 21,375 kHz (9/8 fp) till en tredje kontakt o i trelägesström- ställaren 115. Trelägesströmställarens 113 huvudkontakt d är ansluten till en första ingång 116 på en linjär balanserad modulator 117. En anordning 120 som tillhandahål- ler den binära kodsignalen innehållande sändaridentifieringsinformationen är anslu- ten via en trapetsoidkurvformare 19 till modulatorns 117 andra ingång 118. Trapetso- idkurvformaren 119 reducerar halten av högre frekvenskomponenter så att den kodsig- nal, som tillföres modulatorn, omfattar ett begränsat frekvensområde (upp till unge- fär 600 Hz).The output signal of the modulator 108 is then supplied directly to a first contact a 1 a three-position switch 113 and also via a bandpass filter 114, which is tuned to 16,625 k fl x (7/8 fp), to a second contact b and via a bandpass filter 115. which is tuned to 21,375 kHz (9/8 fp) to a third contact in the three-position switch 115. The main contact d of the three-position switch 113 is connected to a first input 116 on a linearly balanced modulator 117. A device 120 which provides the binary code signal containing the transmitter identification information is connected via a trapezoidal waveform shaper 19 to the second input 11 of the modulator 117. The trapezoidal waveform shaper 119 reduces the content of higher frequency components so that the code signal supplied to the modulator covers a limited frequency range (up to about 600 Hz).

I det tredje läget (c) av strömställnren 113 fasmoduleras underbärvågen på 9/8 fp, som genomsläppts av filtret 115, binärt i modulatorn 117 med kodsignalen från nnordningen 120. I det andra läget (b) av strömställnren 115 fasmoduleras underbär- 7aß2os1-o ,k vägen på 7/8 fn, som genomsläppts av filtret 114, binärt av kodsignalen. I det första läget (Ä) av strömställaren 113 fasmoduleras båda underbärvågorna (7/8 fp och 9/8 fp), som härrör från modulatorn 108, binärt av kodsignalen. Slutligen ad- deras modulatorns 117 utgångssignal till sterecmultiplexsignalen från kodaren 101 i ett summeringssteg 121; allt detta på sådant sätt att amplituden hos den tillsatta underbärvågen respektive underbärvågorna är väsentligt (t.ex. 30 gånger) mindre än amplituden hos stereopilotsignalen, som ingår i den multiplexa signalen. Slutligen matas summeringsstegets 121 utgångssignal till en ej visad ET-sändare.In the third position (c) of the switch 113, the 9/8 fp subcarrier passed through the filter 115 is phase modulated binary in the modulator 117 with the code signal from the device 120. In the second position (b) of the switch 115, the subcarrier 7aß2os1-o is phase modulated. , k the path of 7/8 fn, passed through the filter 114, binary of the code signal. In the first position (Ä) of the switch 113, both subcarriers (7/8 fp and 9/8 fp), which originate from the modulator 108, are phase modulated binary by the code signal. Finally, the output signal of the modulator 117 is added to the sterec multiplex signal from the encoder 101 in a summing step 121; all this in such a way that the amplitude of the added subcarrier and the subcarriers, respectively, is substantially (eg 30 times) smaller than the amplitude of the stereopilot signal contained in the multiplex signal. Finally, the output signal of the summing step 121 is fed to an ET transmitter (not shown).

I inget (a) av ae båda strömställarna 106 och 113 innehåller den fullständiga utsända signalen närmast intill stereopilotsignalen få underbärvågorna fp+1/Sfp och få-1/Bfp vilka båda är binärt fasmodulerade av kodsignalen, Resultanten för de båda underbärvågorna är alltid fasförskjuten 90° relativt ste- reopilotsignalen så att stereopilotsignalen med de båda underbärvågorna såsom sid- band bildar en signal, vilken är kvadratur-modulerad, varför stereopilotsignalen är amplitudmodulerad i en mycket begränsad utsträckning. Hoduleringssignalen själv är en underbärvåg på 1/8 fp som är binärt fasmodulerad av kodsignalen. I det andra läget (b) av strömställaren 106 är resultanten för de två underbärvågorna i fas (eller 1800 ur fas)' med stereopilotsignalen så att stereopilotsignalen med de båda underbärvågorna såsom sidband bildar en signal som är amplitudmodulerad men inte fasmodulerad med den modulerade signalen på 1/8fp.In neither (a) of ae do both switches 106 and 113 contain the complete transmitted signal closest to the stereopilot signal get the subcarriers fp + 1 / Sfp and get-1 / Bfp which are both binary phase modulated by the code signal. The resultant of the two subcarriers is always phase shifted 90 Relative to the stereopilot signal so that the stereopilot signal with the two subcarriers as sidebands forms a signal which is quadrature modulated, so that the stereopilot signal is amplitude modulated to a very limited extent. The modulation signal itself is a subcarrier of 1/8 fp which is binary phase modulated by the code signal. In the second position (b) of the switch 106, the resultant of the two subcarriers is in phase (or 1800 out of phase) with the stereopilot signal so that the stereopilot signal with the two subcarriers as sidebands forms a signal which is amplitude modulated but not phase modulated with the modulated signal on 1 / 8fp.

I det andra respektive tredje läget av strömställaren 113 adderas bara det und- re respektive det övre sidbandet till stereopilotsignalen i den multiplexa signalen.In the second and third positions of the switch 113, respectively, only the lower and the upper sideband, respectively, are added to the stereopilot signal in the multiplex signal.

Omställning av strömställaren 106 resulterar i en 900 fasförskjutning av det enkla sidbandet relativt stereopilotsignalen men detta har liten praktisk betydelse.Adjusting the switch 106 results in a 900 phase shift of the single sideband relative to the stereopilot signal but this has little practical significance.

Det är uppenbart att blockschemat"i fig 5 avser en experimentsändare som är lämpad för att undersöka vilket system som är det bästa i praktiken. I sin slutliga - version behöver sändaren bara vara anpassad till ett system och kan därför vara rea- liserad på ett enklare sätt. Således kan en sändare, i vilken bara en modulerad un- derbärvåg på t.ex. 7/8 fp eller 9/8 fp tillsättes den multiplexa signalen (se fig Ea), innefatta en faslåst slinga 122 som avleder en signal på 7 fp eller 9 ~ I från stereopilotsignalen, vidare en 8-delare 123 för att avge en pulsformad signal på 7/8 fp eller 9/8 fp, samt ett bandpassfilter 124 för att omvandla den pulsformade signalen till en sinusformig signal på 7/8 fp eller 9/B fp, vilken sínusformiga signal matas till modulatorns 117 första ingång 116.It is obvious that the block diagram "in Fig. 5 refers to an experimental transmitter which is suitable for examining which system is the best in practice. In its final version the transmitter only needs to be adapted to a system and can therefore be realized on a simpler Thus, a transmitter in which only a modulated carrier wave of, for example, 7/8 fp or 9/8 fp is added to the multiplex signal (see Fig. Ea) may comprise a phase-locked loop 122 which derives a signal of 7 fp or 9 ~ I from the stereopilot signal, further an 8-divider 123 for emitting a pulse-shaped signal of 7/8 fp or 9/8 fp, and a bandpass filter 124 for converting the pulse-shaped signal into a sinusoidal signal of 7/8 fp or 9 / B fp, which sinusoidal signal is fed to the first input 116 of the modulator 117.

I en slutgiltig sändare för ett system med två modulerade underbärvâgor kan elementen 106,113,114,115 i fig 5 utelämnas. Oscillatorn 104 kan därvid vara anslu- ten direkt eller via fasförskjutningsanordningen 105 till modulatorns 108 första ingång 107 och utgången från 108 vara direkt ansluten till modulatorns 117 första 15 7802031-0 ingång 106, I stället för att först blanda pilotsignalen fp med signalen fp/8 och därefter modulera resultatet med kodsignalen är det också möjligt att modulera signalen fp/8 med kodsignalen oèh därefter blanda den med stereopilotsignalen el- ler att modulera stereopilotsignalen fp med kodsignalen och därefter blanda den med signalen fp/8. _ Fig 6 visar frekvensspektrat för den signal som avges av summeringssteget 121.In a final transmitter for a system with two modulated subcarriers, the elements 106,113,114,115 in Fig. 5 can be omitted. The oscillator 104 can then be connected directly or via the phase shift device 105 to the first input 107 of the modulator 108 and the output from 108 be directly connected to the first input 106 of the modulator 117, instead of first mixing the pilot signal fp with the signal fp / 8 and then modulate the result with the code signal, it is also possible to modulate the signal fp / 8 with the code signal and then mix it with the stereopilot signal or to modulate the stereopilot signal fp with the code signal and then mix it with the signal fp / 8. Fig. 6 shows the frequency spectrum of the signal emitted by the summing step 121.

Figuren visar räknat från 1judfrekvensinformationssignalen på O-15 kHz vid 19 kHz stereopilotsignalen, vid 23 kHz till 53 kHz (ej synligt) stereoinformationssignalen modulerad på 38 kHz samt vid 16,625 och 21,375 kHz de båda binärt fasmodulernde un- derbärvågorna som vardera har en bandbredd av ungefär 1200 Hz. Det observeras att signalkomponenternas amplituder skiljer sig avsevärt mycket mera från varandra än som för tydlighets skull är visat på ritningen. I praktiken kan signalkomponenterna L+R och L-R vara ungefär 9 gånger större än stereopilotsignalen, medan de två under- bärvågssignalerna t.ex. kan vara 30 gånger mindre än stereopilotsignalen.The figure shows, calculated from the sound frequency information signal at 0-15 kHz at 19 kHz the stereopilot signal, at 23 kHz to 53 kHz (not visible) the stereo information signal modulated at 38 kHz and at 16.625 and 21.375 kHz the two binary phase modulated subcarriers each having approximately one bandwidth 1200 Hz. It is observed that the amplitudes of the signal components differ considerably much more from each other than is shown in the drawing for the sake of clarity. In practice, the signal components L + R and L-R can be approximately 9 times larger than the stereopilot signal, while the two subcarrier signals e.g. can be 30 times smaller than the stereo pilot signal.

Mottagaren enligt fig 7 är särskilt lämplig för ett system i vilket bara en binärt fasmodulerad underbärvåg utsändes t.ex. vid 7/8 fp (16,625 kHz). De konven- tionella mottagarelementen, såsom högfrekvens- mellanfrekvens- och lågfrekvensstegen är ej visade i fig 7. Den sammansatta signalen som avledes från mottagarens fre- kvensdiskriminator matas till ett bandpassfilter 125 som är avstämt till underbär- vågsfrekvensen på 16,625 kHz och kan ha en effektiv godhetsfaktor på t. ex. 15. Det- ta filter genomsläpper den modulerade underbärvågsfrekvensen likaväl som stereopi- lotsignalen själv vilken, även om den sammanfaller med en flank hos filtret, fortfa- rande är avsevärt större än underbärvâgssignalen. Efter att ha förstärkta i en för- stärkare 126 matas de två signalerna till en första ingång 127 hos ett multiplikati- onssteg 128 med dubbel funktion.The receiver according to Fig. 7 is particularly suitable for a system in which only a binary phase-modulated subcarrier was transmitted, e.g. at 7/8 fp (16.625 kHz). The conventional receiver elements, such as the high frequency, intermediate frequency and low frequency steps, are not shown in Fig. 7. The composite signal derived from the receiver's frequency discriminator is fed to a bandpass filter 125 which is tuned to the subcarrier frequency of 16.625 kHz and may have an effective goodness factor of e.g. 15. This filter transmits the modulated subcarrier frequency as well as the stereopilot signal itself, which, even if it coincides with a flank of the filter, is still considerably larger than the subcarrier signal. After being amplified in an amplifier 126, the two signals are fed to a first input 127 of a dual function multiplier stage 128.

I första hand arbetar steget 128 såsom en fasdetektor i en faslâst slinga-som dessutom innefattar ett lågpassfilter 129, en spänningsstyrd oscillator 130 för 38 kHz och en delare 131 för delning med 2, vilken sistnämnda anordning matar en fyr- kantspänning på 19 kHz tillbaka till en andra ingång 132 på multiplikationssteget 128. Denna faslåsta slinga låser in sig på den mottagna stereopilctsignalen och av- ger följaktligen vid delarens 131 utgång en fyrkantspänning på 19 kHz vilken är syn- kroniserad med den mottagna stereopilotsignalen. Lågpassfiltret 129 som användes för att hindra att den faslåsta slingan påverkas av andra signalkomponenter än stereopi- lcteignalen kan t.ex. ha en gränsfrekvens på 500 Hz och en lutning på filterkarakte- ristiken över denna gränsfrekvens på 6 dB/oktav.Primarily, the step 128 operates as a phase detector in a phase locked loop which further comprises a low pass filter 129, a voltage controlled oscillator 130 for 38 kHz and a divider 131 for division by 2, the latter device supplying a square voltage of 19 kHz back to a second input 132 on the multiplication stage 128. This phase-locked loop locks in on the received stereo pilot signal and consequently emits at the output of the divider 131 a square voltage of 19 kHz which is synchronized with the received stereo pilot signal. The low pass filter 129 used to prevent the phase locked loop from being affected by signal components other than the stereo arrow signal may e.g. have a cut-off frequency of 500 Hz and a slope of the filter characteristic above this cut-off frequency of 6 dB / octave.

För det andra arbetar multiplikationssteget 128 såsom ett blandarsteg för den modulerade underbärvågen på 16,625 kHz (7/8 fp). Denna underbärvåg blandas med fyrkantvågen på 19kHz (fp) vid ingången 132, vilket resulterar i en binärt fasmo- dulerad mellanfrekvenssignal på 2,375 kHz (1/8 fp), vilken slgppßs igenom av 1å¿_ 78012031-0 16 passfiltret 133 som t.ex. kan ha en gränsfrekvens av 3 kHz och en högfrekvenslutning på 20 aB/omav. ' Istället för en spänningsstyrd oscillator på 19 kHz användes en spänningsstyrd oscillator 130 på 38 kHz efterföljd av en delare 131 för delning med 2, emedan i allmänhet en delare för delning med 2 avger en mera symmetrisk fyrkantvåg än en spänningsstyrd oscillator. Följaktligen styres steget 128 av en perfekt symmetrisk fyrkantspänning så att ingångssignalkomponenter omkring de jämna övertonerna till 19 kHz, i synnerhet omkring 38 kHz, inte inverkar på stegets_128 utgängssignal. Detek- tering av signalkomponenter omkring 57 kHz i steget 128 förhindras i tillräcklig utsträckning av filtret 125 som har en lämplig dämpning för dessa signalkomponenter.Second, the multiplication step 128 operates as a 16.625 kHz (7/8 fp) modulated subcarrier mixer step. This subcarrier is mixed with the square wave of 19 kHz (fp) at the input 132, which results in a binary phase modulated intermediate frequency signal of 2.375 kHz (1/8 fp), which is passed through the pass filter 133 such as e.g. . can have a cut-off frequency of 3 kHz and a high-frequency slope of 20 aB / omav. Instead of a 19 kHz voltage controlled oscillator, a 38 kHz voltage controlled oscillator 130 was used followed by a divider 131 for division by 2, since in general a divider for division by 2 emits a more symmetrical square wave than a voltage controlled oscillator. Consequently, step 128 is controlled by a perfectly symmetrical square voltage so that input signal components around the smooth harmonics to 19 kHz, in particular around 38 kHz, do not affect the output signal of step_128. Detection of signal components around 57 kHz in step 128 is sufficiently prevented by the filter 125 which has a suitable attenuation for these signal components.

Följaktligen erhålles medelst elementen 128,129,130 och 131 en filtrerad stereopi- lotsignal vid utgången av delaren 131 och en omvandlad binärt modulerad underbärvåg på utgången av steget 128. Det är emellertid givet att dessa funktioner även kan utföras genom andra lämpliga filter- och omvandlararrangemang.Accordingly, by means of elements 128, 123, 130 and 131, a filtered stereopilot signal is obtained at the output of the divider 131 and a converted binary modulated subcarrier at the output of step 128. However, it is given that these functions can also be performed by other suitable filter and converter arrangements.

Fyrkantvågen på 19 kHz från delaren 131 delas i en annan delare 134 för delning maa s till en fyrkantspänning med en frekvens av 2,375 kHz (1/8 fp). En binärt fasmodulerad bärvågssignal på 2,375 kHz uppträder därför vid utgången av filtret 133 och en omoduleradKfvrkantspänning på 2,375 kHz avledd från stereopilotsignalen på utgången av delaren 134. Den modulerade bärvågssignalen kan nu demoduleras synkront medelst den omodnlerade spänningen och behandlas i enlighet med någon av de metoder som beskrivits under hänvisning till figurerna 3 och 4. Den aktuella detekteringen utföres i en synkron detektor 135 med en första ingång 136, där den modulerade sig- nalen tillföres via en förstärkare 37, medan den omodulerade spänningen tillföres en andra ingång 138 via en styrbar fasförskjutningsanordning 139. De detekterade kod- signalerna filtreras i ett lågpassfilter 140, som exempelvis har en gränsfrekvens av 350 Hz och en lutning på filterkarakteristiken av 20 dB/oktav, och omvandlas däref-' ter till fyrkantpulser medelst en pulsformare 141 samt matas därefter till en avko- dare 142 som omvandlar den sålunda erhållna binära sändaridentifieringssignalen till signaler som är lämpliga för att tillföras en last 143. Lasten 143 kan vara olika beroende på den information som finns i koden. Om koden innehåller information om den mottagna sändaren och/eller det mottagna programmet kan lasten 143 bestå av en âtergivningsanordning för att återge denna information, så att t.ez. den vanliga avstämningsskalan kan undvaras. Alternativt kan lasten 143 innefatta en automatisk sändarsökningskrets, så att mottagaren bara avstämmes till de stationer som sänder en givet typ av program, t.ex. klassisk musik. Om koden innehåller tidangivelse kan anorduingen 143 t.ex. koppla till eller koppla ifrån en bandspelare, som är ansluten till densamma, vid en förinställd tidpunkt. Om koden är en semafon-signal utgöres anordningen 143 av en semafbn-mottagare.The square wave of 19 kHz from the divider 131 is divided into another divider 134 for division maa s to a square voltage with a frequency of 2.375 kHz (1/8 fp). A binary phase modulated carrier signal of 2.375 kHz therefore occurs at the output of the filter 133 and an unmodulated square edge voltage of 2.375 kHz derived from the stereopilot signal at the output of the divider 134. The modulated carrier signal can now be demodulated synchronously by the method described with reference to Figures 3 and 4. The actual detection is performed in a synchronous detector 135 with a first input 136, where the modulated signal is applied via an amplifier 37, while the unmodulated voltage is applied to a second input 138 via a controllable phase shift device 139 The detected code signals are filtered in a low-pass filter 140, which has, for example, a cut-off frequency of 350 Hz and a slope of the filter characteristic of 20 dB / octave, and are then converted into square pulses by means of a pulse shaper 141 and then fed to a decoder. 142 which converts the binary transmitter identifier thus obtained signal to signals suitable for supplying a load 143. The load 143 may differ depending on the information contained in the code. If the code contains information about the received transmitter and / or the received program, the load 143 may consist of a reproducing device for reproducing this information, so that e.g. the usual reconciliation scale can be dispensed with. Alternatively, the load 143 may include an automatic transmitter search circuit, so that the receiver is only tuned to the stations transmitting a given type of program, e.g. classical music. If the code contains a time indication, the device 143 can e.g. connect or disconnect a tape recorder connected to it at a preset time. If the code is a semaphone signal, the device 143 is constituted by a semaphone receiver.

Fasförskjutningsanordningen 139 tjänar att eliminera alla fasfel som kan alst- 7802031-0 17 ras mellan den modulerade signalen på 2,375 kHz och den omodulerade fiyrkantspänding- en på 2,375 kHz. Dessa fasfel kan uppkomma vid delaren 10 i sändaren och delaren 134 i mottagaren eller genom fördröjningstidsskilLnader i de olika filtren, t.ex. i filtret 125. För denna fasreglering omvandlas den binärt fasmodulerade signalen på 2,375 kHz medelst en kvadreringsanordning 141 och en pulsformare 145 till en fyr- kantspänning på 4,75 kHz. Den omodulerade spänningen från fasförskjutningsanordning- en 139 omvandlas till en fyrkantspänning på 4,75 kHz medelst en frekvensmultiplika- tor 146. De båda fyrkantspänningarna på 4,75 kHz jämföras i en fasdetektor 147 som alstrar en styrsignal av dessa fyrkantspänningar, vilken efter filtrering i ett låg- passfilter 148 och förstärkning i en förstärkare 149 matas till den styrbara fasför- skjutningsanordningens 139 styringång 150. Fasförskjutningsanordningen 139 säker- ställer således att fyrkantspänningen på 2,375 kHz och signalen på 2,375 kHz, vilka matas till den synkrona detektorn, har samma fas (eller är 180° fasförskjutna).The phase shift device 139 serves to eliminate all phase errors that can be generated between the 2.375 kHz modulated signal and the 2.375 kHz unmodulated fi transverse voltage. These phase errors can occur at the divider 10 in the transmitter and the divider 134 in the receiver or due to delay time differences in the different filters, e.g. in the filter 125. For this phase control, the binary phase modulated signal of 2.375 kHz is converted by means of a squaring device 141 and a pulse shaper 145 into a square voltage of 4.75 kHz. The unmodulated voltage from the phase shift device 139 is converted to a square voltage of 4.75 kHz by means of a frequency multiplier 146. The two square voltages of 4.75 kHz are compared in a phase detector 147 which generates a control signal of these square voltages, which after filtering in a low-pass filter 148 and gain in an amplifier 149 are fed to the control input 150 of the controllable phase shift device 139. The phase shift device 139 thus ensures that the square voltage of 2.375 kHz and the signal of 2.375 kHz, which are fed to the synchronous detector, have the same phase (or are 180 ° phase shifted).

Den fastvåtydighet som fortfarande finns kan man återigen bortse ifrån genom att använda en kod som är okänslig härför. Fasförskjutningsanordningen 139 liksom fas- förskjutningsanordningen 36 i fig 3 och 4 kan t.ex. bestå av tvâ i kaskad anordnade monostabila kretsar, varvid tidskonstanten för den första kretsen regleras av styr- signalen och tidskonstanten för den andra kretsen är lika med en halv period av den signal som skall fördröjas, varvid den första kretsen startas av den inkommande sig- nalen och den andra kretsen av den bakre flanken från den första kretsen. En sådan fasförskjutningsanordning kan fasförskjuta signalen nästan 3600, vilket är mer än tillräckligt eftersom signalen skall förskjutas 1800.The fixed ambiguity that still exists can again be ignored by using a code that is insensitive to this. The phase shift device 139 as well as the phase shift device 36 in Figs. 3 and 4 can e.g. consist of two monostable circuits arranged in cascade, the time constant of the first circuit being regulated by the control signal and the time constant of the second circuit being equal to half a period of the signal to be delayed, the first circuit being started by the incoming signal and the second circuit of the rear flank from the first circuit. Such a phase shift device can phase shift the signal almost 3600, which is more than sufficient since the signal is to be shifted 1800.

En föredragen utföringsform av en mottagare för mottagning av signaler som in- nehåller två binärt fasmodulerade underbärvågor på vardera sidan av stereopilotsig- nalen, varvid stereopilotslgnalen är i kvadratur mot resultanten för de båda under- bärvågorna, kan vara av samma form som i fig 7, varvid det är underförstått att filtret 125 inte är avstämt till en underbärvåg utan till stereo- pilctsignalen, medan filtrets bandbredd måste vara tillräckligt stor för att genomsläppa de båda underbärvågorna. Ä andra sidan måste dämpningen utanför passbandet, i synnerhet för signaler omkring 57 kHz, vara tillräckligt hög för att förhindra störningar.A preferred embodiment of a receiver for receiving signals containing two binary phase modulated subcarriers on each side of the stereopilot signal, the stereopilot signal being squared to the resultant of the two subcarriers, may be of the same shape as in Fig. 7. it being understood that the filter 125 is not tuned to a subcarrier but to the stereo arrow signal, while the bandwidth of the filter must be large enough to transmit the two subcarriers. On the other hand, the off-band attenuation, especially for signals around 57 kHz, must be high enough to prevent interference.

I en mottagare för mottagning av signaler med en binärt fasmodulerad underbär~ våg på vardera sidan om stereopilotsignalen, varvid resultanten för de båda under- bärvâgorna är i fas med stereopilotsignalen, är det inte möjligt att använda fasde- tektorn (128) i den faslästa slingan även för att omvandla signalen emedan fasdetek- torn och blandarsteget då måste styras med stereopilotsignaler som är förskjutna 900 relativt varandra. Fig 8 visar en tänkbar utföringsform av en sådan mottagare. i vilken figur motsvarande element har getts samma hänvisningsbeteckningar som 1 fig r~ [- 7902031-o W Uügångssígnalen från förstärkaren 126 matas därvid till fasdetektorn 128 samt till en andra detektor 151, som_tjänar såsom ett blandarsteg. I detta blandarsteg blandas ingångssignalen med en fyrkantspänning på 19 kHz vilken är avledd genom fre- kvensdelning med en delare 152 för delning med två från oscillatorn 150 för 38 kHz.In a receiver for receiving signals with a binary phase modulated subcarrier on each side of the stereopilot signal, the resultant of the two subcarriers being in phase with the stereopilot signal, it is not possible to use the phase detector (128) in the phase read loop. also to convert the signal because the phase detector and the mixer stage then have to be controlled with stereopilot signals which are offset 900 relative to each other. Fig. 8 shows a possible embodiment of such a receiver. in which figure corresponding elements have been given the same reference numerals as in Fig. 1, the output signal from the amplifier 126 is then fed to the phase detector 128 and to a second detector 151, which serves as a mixer stage. In this mixer step, the input signal is mixed with a square voltage of 19 kHz which is derived by frequency division with a divider 152 for division with two from the oscillator 150 for 38 kHz.

De båda delarna 131 och 152 styrks så att âe avger spänningar på 19 kHz, vilkas fä- " . . o . ser ar fbrskgutna 90 relativt varandra.The two parts 131 and 152 are tuned so that they emit voltages of 19 kHz, the capacitors 90 of which are relatively smooth 90 relative to each other.

Claims (18)

7862031-0 fatentkrav.7862031-0 patent requirements. 1. Sätt för kodsignalering i en FM-rundradioanläggning, där en multiplex signal som är frekvensmodulerad på en huvudbärvåg utsändes på sändarsidan, vilken multiplexa signal innefattar: en ljudfrekvensinformationssignal (L + R), vid stereoöverföring, en stereoinformationssignal (L - R) som är modulerad på en undertryckt underbärvåg (38 kHz), och en stereopilotsignal (fp = 19 kHz) vars frekvens ligger mellan ljudfrekvensinformationssignalens (L + R) hch den modulerade stereoinformationssignalens (L - R) frekvensspektra och vilken tjänar för demodulering av stereoinformationssignalen (L - R), samt en binär kodsignal som är modulerad på en ytterligare underbärvåg belägen utanför nämnda frekvensspektra och med en amplitud, som ej bringar huvudbärvågen att avvika mera än 1 kHz, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda ytterligare underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som inte sammanfaller med en överton till stereopilotsignalen och är avledd på sändarsidan från samma frekvenskälla som stereopilotsignalen och att kodsignalen är binärt fasmodule- rad på denna underbärvåg.A method of code signaling in an FM broadcasting system, wherein a multiplex signal which is frequency modulated on a main carrier is transmitted on the transmitter side, which multiplex signal comprises: an audio frequency information signal (L + R), in stereo transmission, a stereo information signal (L - R) which is modulated on a suppressed subcarrier (38 kHz), and a stereopilot signal (fp = 19 kHz) whose frequency is between the frequency spectra of the sound frequency information signal (L + R) and the modulated stereo information signal (L - R) and which serves to demodulate the stereo information signal (L - R) ), and a binary code signal which is modulated on a further subcarrier located outside said frequency spectra and having an amplitude which does not cause the main carrier to deviate by more than 1 kHz, characterized in that said further subcarrier is an harmonic to an undertone of the stereopilot signal, which does not coincide with a harmonic to the stereopilot signal and is diverted on the transmitter side from sa mma frequency source as the stereopilot signal and that the code signal is binary phase modulated on this subcarrier. 2. Sätt enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att den nämnda ytterligare underbärvågens frekvens ligger mitt emellan två övertoner till stereopilotsignalen.2. A method according to claim 1, characterized in that the frequency of said further subcarrier is in the middle between two harmonics of the stereopilot signal. 3. Sätt enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att den ytterli- gare underbärvågen med den modulerade kodsignalen ligger i åtminstone en av de båda halvorna av frekvensområdet, som är delat i tvâ av stereopilotsignalen, mellan den övre gränsen av ljudfrekvensinformationssignalens frekvensspektrum och den nedre gränsen av den modulerad stereoinformationssignalens frekvens- spektrum och att den modulerade kodsignalen har en amplitud som bringar huvud- bärvâgen att avvika mindre än 1 kHz, företrädesvis 0,25 kHz.3. A method according to claim 1, characterized in that the further subcarrier with the modulated code signal is located in at least one of the two halves of the frequency range, which is divided into two by the stereopilot signal, between the upper limit of the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the lower the limit of the frequency spectrum of the modulated stereo information signal and that the modulated code signal has an amplitude which causes the main carrier to deviate less than 1 kHz, preferably 0.25 kHz. 4. Sätt enligt patentkravet 3, k ä n n e t e c k n a t av att en underbär- väg som är binärt fasmodulerad av kodsignalen ligger i var och en av de båda halvorna av frekvensområdet, som är delat i två av stereopilotsignalen.4. A method according to claim 3, characterized in that a subcarrier which is binary phase modulated by the code signal is located in each of the two halves of the frequency range, which is divided into two by the stereopilot signal. 5. Sätt enligt patentkravet 4, k ä n n e t e c k n a t av att de båda underbärvâgorna som är modulerade av kodsignalen har lika amplituder och en sådan fas relativt stereopilotsignalen att de tillsammans med stereopilot- 7802051-0 20 signalen bildar en signal som är alstrad genom kvadratur-modulation av stereo- pilotsignalen med en underbärvåg, som är avledd från stereopilotsignalen, var- vid denna underbärvåg är binärt fasmodulerad av kodsignalen.5. A method according to claim 4, characterized in that the two subcarriers modulated by the code signal have equal amplitudes and such a phase relative to the stereopilot signal that they together with the stereopilot signal form a signal which is generated by quadrature modulation of the stereo pilot signal with a subcarrier derived from the stereopilot signal, this subcarrier being binary phase modulated by the code signal. 6. Sätt enligt patentkravet 3, k ä n n e t e c k n a t av att underbär- vågen, som är modulerad med kodsignalen ligger på ett avstånd från stereopilot- signalen, som är lika med 1/8 x stereopilotsignalens frekvens.6. A method according to claim 3, characterized in that the subcarrier, which is modulated with the code signal, is at a distance from the stereopilot signal which is equal to 1/8 x the frequency of the stereopilot signal. 7. Mottagare (24-52; 125-152) i en rundradioanläggnng för utförande av sättet 'för kodsignal ering enligt något av patentkraven 1-6, innefattande en frekvensdiskriminator (26) för demodulering av den mottagna huvudbärvågen, k ä n n e t e c k n a d av en synkron demodulator (39; 135) med första (38; 138) och andra (41; 136) ingångar och en utgång, en första över- föringsbana (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139) som är kopplad till frekvens- diskriminatorn (26) för att mata den binärt fasmodulerade kodsignalen till den synkrona demodulatorns (39; 135) första ingång (38, 138), en andra över- föringsbana (33, 40; 133, 137) som är kopplad till frekvensdiskriminatorn (26) för att mata en omodulerad våg, som är synkroniserad med stereopilot- signalen, till den synkrona demodulatorns (39; 135) andra ingång (41; 136) och entill den synkrona demodulatorns utgång kopplad utgångskrets (42, 140) för den demodulerade binära kodsignalen.A receiver (24-52; 125-152) in a broadcasting system for performing the method of code signaling according to any one of claims 1-6, comprising a frequency discriminator (26) for demodulating the received main carrier, characterized by a synchronous demodulator (39; 135) having first (38; 138) and second (41; 136) inputs and one output, a first transmission path (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139) connected to the frequency discriminator (26) to supply the binary phase modulated code signal to the first input (38, 138) of the synchronous demodulator (39; 135), a second transmission path (33, 40; 133, 137) connected to the frequency discriminator (26) for supplying an unmodulated wave, which is synchronized with the stereopilot signal, to the second input (41; 136) of the synchronous demodulator (39; 135) and to the output circuit (42, 140) of the demodulated binary code signal. 8. Mottagare enligt patentkravet 7, k ä n n e t e c k n a d av en anordning (46, 51; 144-149) som är inkopplad mellan de båda överföringsbanorna (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 respektive 33, 40; 133, 137) för att generera en styrsignal i beroende av den relativa fasen mellan bärvågen för den binärt fasmodulerade signalen, som tillföres den synkrona demodulatorns (39) första ingång (38), och den omodulerade vågen, som tillföres den synkrona demodula- torns (39) andra ingång (41), samt en elektroniskt styrbar fasförskjutnings- anordning (36, 139) som är inkopplad i en av de båda överföringsbanorna (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 respektive 33, 40; 133, 137) och styrd av nämnda styrsignal för att styra nämnda relativa fas.Receiver according to claim 7, characterized by a device (46, 51; 144-149) which is connected between the two transmission paths (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 and 33, 40, respectively; 133, 137) to generate a control signal depending on the relative phase between the carrier of the binary phase modulated signal applied to the first input (38) of the synchronous demodulator (39) and the unmodulated wave supplied to the synchronous demodulator ( 39) second input (41), and an electronically controllable phase shift device (36, 139) connected in one of the two transmission paths (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 and 33, 40, respectively; 133, 137) and controlled by said control signal to control said relative phase. 9. Mottagare enligt patentkravet 8, k ä n n e t e c k n a d av att anord- ningen (46-50) för att generera en styrsignal innefattar en fasdetektor (47) med första (48) och andra (49) ingångar och en utgång samt en frekvensdubb- lingskrets (50), som är kopplad mellan en anslutningspunkt i den andra över- 7802031-0 21 föringbanan (33, 40) och fasdetektorns (47) andra ingång (49), och att en anslutningspunkt i den första överföringsbanan (32, 34-37) är kopplad till fas- detektorns (47) första ingång (48) samt att fasdetektorns (47) utgång styr den elektroniskt styrbara fasförskjutningsanordningen (36).Receiver according to claim 8, characterized in that the device (46-50) for generating a control signal comprises a phase detector (47) with first (48) and second (49) inputs and one output and a frequency doubling circuit. (50), which is connected between a connection point in the second transmission path (33, 40) and the second input (49) of the phase detector (47), and that a connection point in the first transmission path (32, 34-37 ) is connected to the first input (48) of the phase detector (47) and that the output of the phase detector (47) controls the electronically controllable phase shift device (36). 10. Mottagare enligt patentkravet 8, k ä n n e t e c k n a d av att anord- ningen (46-49, 51) för att generera en styrsignal innefattar en fasdetektor (47) med första (48) och andra (49) ingångar och en utgång, varvid den första ingången (48) är ansluten via en första förbindning till en anslutningspunkt (36, 52) i den första överföringsbanan (32, 34-36, 62) och den andra ingången (49) är ansluten via en andra förbindning till en anslutningspunkt (33, 41) i den andra överföringsbanan (33), medan fasdetektorns (47) utgång styr den elektroniskt styrbara fasförskjutningsanordningen (36) via en tredje förbind- ning, samt en fasomvandlare (51) som är inkopplad i en av nämnda förbindningar och styrd med den synkrona demodulatorns (39) utgångssignal¿Receiver according to claim 8, characterized in that the device (46-49, 51) for generating a control signal comprises a phase detector (47) with first (48) and second (49) inputs and an output, wherein it the first input (48) is connected via a first connection to a connection point (36, 52) in the first transmission path (32, 34-36, 62) and the second input (49) is connected via a second connection to a connection point (33 , 41) in the second transmission path (33), while the output of the phase detector (47) controls the electronically controllable phase shift device (36) via a third connection, and a phase converter (51) which is connected in one of said connections and controlled by the output signal of the synchronous demodulator (39) 11. Mottagare enligt patentkravet 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d av att den elektroniskt styrbara förskjutningsanordningen (36) är inkopplad i den första överföringsbanan (32, 34-37, 52) före nämnda anslutningspunkt i den första överföringsbanan (32, 34-37, 52).Receiver according to claim 9 or 10, characterized in that the electronically controllable displacement device (36) is connected in the first transmission path (32, 34-37, 52) before said connection point in the first transmission path (32, 34-37, 52). 12. Mottagare enligt patentkravet 7, k ä n n e t e c k n a d av att en filter- och omvandlingsanordning (128-133, 151, 152) är ansluten till frekvens- diskriminatorns (26) utgång för utfiltrering av stereopilotsignalen (fp) och för att medelst den utfiltrerade stereopilotsignalen (fp) omvandla underbär- vågen som är binärt fasmodulerad av kodsignalen till en mellanfrekvensbärvåg, som är binärt fasmodulerad av kodsignalen och har en frekvens som är lika med frekvensavstândet mellan underbärvågen och stereopilotsignalen, att nämnda första överföringsbana (134, 139) är ansluten till en utgång på filter- och omvandlingsanordningen (128-133, 151, 152) och innefattar en eller flera fre- kvensdelare (134) för att mata en omodulerad mellanfrekvensbärvâg som är syn- kroniserad med den utfiltrerade stereopilotsignalen till den synkrona demodula- torns (135) första ingång (138) samt att en utgång på filter- och omvandlings- anordningen (128-133, 151, 152) är ansluten till den andra överföringsbanan (133, 137) för att mata den binärt fasmodulerade mellanfrekvensvågen till den synkrona demodulatorns (135) andra ingång (136). 7802031-0 22Receiver according to claim 7, characterized in that a filter and conversion device (128-133, 151, 152) is connected to the output of the frequency discriminator (26) for filtering out the stereopilot signal (fp) and for using the filtered out stereopilot signal (fp) converting the subcarrier which is binary phase modulated by the code signal into an intermediate frequency carrier which is binary phase modulated by the code signal and has a frequency equal to the frequency distance between the subcarrier and the stereopilot signal, that said first transmission path (134, 139) being connected output on the filter and conversion device (128-133, 151, 152) and includes one or more frequency dividers (134) for feeding an unmodulated intermediate frequency carrier synchronized with the filtered out stereopilot signal to the synchronous demodulator (135) first input (138) and that an output of the filter and conversion device (128-133, 151, 152) is connected to the second transmission path (133, 137) for feeding the binary phase modulated intermediate frequency wave to the second input (136) of the synchronous demodulator (135). 7802031-0 22 13. Mottagare enligt patentkravet 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda filter- och omvandlingsanordning (128-133) innefattar en faslåst slinga som är utförd med en spänningsstyrd oscillator (130), ett filter (129) och en fasde- tektor (128) för utfiltrering av stereopilotsignalen (fp), varvid utgângssigna- len från frekvensdiskriminatorn (26) matas till en första ingång (127) på fas- detektorn (128) och den utfiltrerade stereopilotsignalen (fp) som är avledd från den spänningsstyrda oscillatorn (130) matas till en andra ingång (132) på ifasdetektorn (128) och att fasdetektorn (128) i den faslåsta slingan också fun- gerar såsom en omvandlare för den modulerade underbärvågen emedan nämnda andra överföringsbana (133-137) är ansluten till fasdetektorns (128) utgång.Receiver according to claim 12, characterized in that said filter and conversion device (128-133) comprises a phase-locked loop formed with a voltage-controlled oscillator (130), a filter (129) and a phase detector (128). for filtering out the stereopilot signal (fp), the output signal from the frequency discriminator (26) being fed to a first input (127) on the phase detector (128) and the filtered out stereopilot signal (fp) derived from the voltage controlled oscillator (130) being fed to a second input (132) on the phase detector (128) and that the phase detector (128) in the phase locked loop also functions as a converter for the modulated subcarrier because said second transmission path (133-137) is connected to the output of the phase detector (128). . 14. Mottagare enligt patentkravet 12, k ä n n e t e c k n a d av att ett bandpassfilter (125) som är avstämt till underbärvågen, som är modulerad med kodsignalen, är inkopplat mellan frekvensdiskriminatorns (26) utgång och filter- och omvandlingsanordningens (128-133, 151, 152) ingång, varvid en lut- ning på fílterkarakeristiken för detta bandpassfilter (125) leder stereopilot- signalen.Receiver according to claim 12, characterized in that a bandpass filter (125) tuned to the subcarrier, which is modulated with the code signal, is connected between the output of the frequency discriminator (26) and the filter and conversion device (128-133, 151, 152). ) input, a slope of the filter characteristics of this bandpass filter (125) conducts the stereopilot signal. 15. Sändare i en rundradioanläggning för utförande av sättet för kodsignale- ring enligt något av patentkraven 1-6, innefattande en anordning för att gene- rera en ljudfrekvensinformationssignal, vid en stereosändare, en stereoinforma- tionssignal som är modulerad på en undertryckt stereounderbärvâg, samt en oscillator för att generera en stereopilotsignal vars frekvens ligger mellan ljudfrekvensinformationssignalens och den modulerade stereoinformationssigna- lens frekvensspektra, k ä n n e t e c k n a d av en källa (21; 120) för binära kodsignaler och en modulerings-signalgenerator (18-20) ansluten till denna källa (21; 120) och till oscillatorn (14-104) för att alstra en under- bärvåg, som är binärt fasmodulerad med kodsignalen, vilken underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som ej sammanfaller med en överton till denna pilotsignal och ligger utanför nämnda frekvensspektra.A transmitter in a broadcasting system for performing the code signaling method according to any one of claims 1-6, comprising a device for generating an audio frequency information signal, at a stereo transmitter, a stereo information signal modulated on a suppressed stereo subcarrier, and an oscillator for generating a stereopilot signal whose frequency is between the frequency spectra of the audio frequency information signal and the modulated stereo information signal, characterized by a source (21; 120) of binary code signals and a modulation signal generator (18-20) connected to this source (21). 120) and to the oscillator (14-104) for generating a subcarrier which is binary phase modulated with the code signal, which subcarrier is an harmonic of an undertone of the stereopilot signal which does not coincide with a harmonic of this pilot signal and is outside said frequency spectra. 16. Sändare enligt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att module- ringssignalgeneratorn (18-20) alstrar en underbärvåg som är binärt fasmodulerad med kodsignalen och ligger i åtminstone en av de båda halvorna av frekvensom- rådet, som är uppdelat i två av stereopilotsignalen, mellan den övre gränsen för ljudfrekvensinfonmationssignalens frekvensspektrum och den undre gränsen av den modulerade stereoinformationssignalens frekvensspektrum. 7802031-0 zaTransmitter according to claim 15, characterized in that the modulation signal generator (18-20) generates a subcarrier which is binary phase modulated with the code signal and is located in at least one of the two halves of the frequency range, which is divided into two of the stereopilot signal , between the upper limit of the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the lower limit of the frequency spectrum of the modulated stereo information signal. 7802031-0 za 17. Sändare enïigt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att module- ringssignaïgeneratorn (18-20) innefattar en underbärvågsgenerator (18, 19) för att aïstra nämnda underbärvåg samt en moduïator (20) ansïuten ti11 underbär- vâgsgeneratorn (18, 19) och kä11an (21) för binära kodsigna1er för att binärt fasmoduïera underbärvågen med kodsignaïerna.Transmitter according to claim 15, characterized in that the modulation signal generator (18-20) comprises a subcarrier generator (18, 19) for generating said subcarrier and a modulator (20) connected to the subcarrier generator (18, 19) and the binary code signal source (21) for binary phase modulating the subcarrier with the code signals. 18. Sändare enïigt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att moduïe- ringssignaïgeneratorn (105-117) innefattar en frekvensgenerator (109-111) som är ans1uten ti11 osciïïatorn (104) för att generera en meïïanfrekvensbärvåg med en frekvens, som är lika med frekvensavståndet meïïan underbärvågen och stereo- piïotsignaïen, samt första och andra moduïatorer (108, 117) som vardera har första och andra ingångar och en utgång, varvid den första moduïatorns (108) utgång är ansïuten ti11 den andra moduïatorns (117) första ingång (116), medan av den första moduïatorns (108) två ingångar (107, 112) och den andra modula- torns (117) andra ingång (118) en ingång är ansïuten ti11 osciïïatorn (104), en andra ingång (112) ti11 frekvensgeneratorn (109-111) och en tredje ingång (118) ti11 den binära kodsigna1kä11an.Transmitter according to claim 15, characterized in that the modulation signal generator (105-117) comprises a frequency generator (109-111) connected to the oscillator (104) for generating a mean frequency carrier with a frequency equal to the frequency distance the subcarrier and the stereo signal, and first and second modulators (108, 117) each having first and second inputs and one output, the output of the first modulator (108) being connected to the first input of the second modulator (117) (116). , while of the two inputs (107, 112) of the first modulator (108) and the second input (118) of the second modulator (117) one input is connected to the oscillator (104), a second input (112) to the frequency generator (109). -111) and a third input (118) to the binary code signal source.