JPS6033014B2 - Receiver used for radio broadcasting system - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、送信機と受信機とを具え、符号信号報知機能
を有するラジオ放送方式であって、前言己の送信機が、
音声周波数情報信号と、ステレオ放送の場合第１の副搬
送波上で変調され、この第１副搬送波が抑圧されたステ
レオ情報信号と、ステレオ放送の場合前記音声周波数情
報信号の周波数スペクトルと前記の変調されたステレオ
情報信号の周波数スペクトルとの間に位置する周波数を
有し前記のステレオ情報信号を復調する為のステレオ／
ぐィ。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a radio broadcasting system that includes a transmitter and a receiver and has a coded signal notification function, in which the transmitter as described above has a
an audio frequency information signal, a stereo information signal modulated on a first subcarrier in the case of stereo broadcasting and with this first subcarrier suppressed, and a frequency spectrum of the audio frequency information signal and the modulation in the case of stereo broadcasting. A stereo signal having a frequency located between the frequency spectrum of the stereo information signal and the frequency spectrum of the stereo information signal for demodulating the stereo information signal.
Gui.

ット信号と、前記の双方の周波数スペクトルの外部に位
置する第２の副搬送波上で変調されており、主搬送波を
ＩＫＨｚ以下の周波数だけ偏移させる振幅を有する２進
符号信号とを有する多重信号を発生する装置と、この多
重信号により前記主搬送波を周波数変調する周波数変調
器と、前記の双方の周波数スペクトルの外部でステレオ
パイロット信号の高調波に一致しないステレオパイロッ
ト信号の低調波の高調波上に位置する前記の第２副搬送
波をステレオパイロット信号と同じ周波数源から取出す
手段と、前記２進符号信号により前記第２副搬送波を２
進位相変調する変調手段とを具え、前記の受信機は受信
した主搬送波を復調する周波数弁別器を具えているラジ
オ放送方式に用いる受信機に関するものである。現在の
ＦＭラジオ受信機を同調させる場合、聴取者はいよいよ
その同調が極めて困難であるということを経験する。そ
の理由は同調目盛りには周波数およびチャネル番号の双
方或はいずれか一方しか記載されておらず、放送局名は
記載されていない為である。更にいよいよ１つの所定の
プログラムを数個の送信機によって送信する場合がある
為、聴取者は最強の送信機に同調されたかどうかを充分
に知ることができない。ＦＭ送信機を容易に認識しうる
標識と、送信機によって送信されたプログラムの内容を
容易に認識しうる頻識との双方或はいずれか一方を聴取
者に与える為に、前述した符号信号報知機能を有するラ
ジオ放送方式がすでにＣＯ瓜（国際無線通信諮問委員会
）で提案されている。a binary code signal modulated on a second subcarrier located outside of both said frequency spectra and having an amplitude that shifts the main carrier by a frequency below IKHz. a frequency modulator for frequency modulating the main carrier wave with the multiplexed signal; and a harmonic of a subharmonic of the stereo pilot signal that does not correspond to a harmonic of the stereo pilot signal outside the frequency spectrum of both said signals. means for extracting said second subcarrier located above from the same frequency source as the stereo pilot signal;
The above-mentioned receiver relates to a receiver used in a radio broadcasting system, comprising a modulating means for performing advance phase modulation, and the receiver comprises a frequency discriminator for demodulating the received main carrier wave. When tuning current FM radio receivers, listeners increasingly experience that tuning is extremely difficult. The reason for this is that the tuning scale only lists the frequency and/or the channel number, but not the name of the broadcasting station. Furthermore, since one given program may be transmitted by several transmitters, the listener is not fully aware whether he or she has been tuned to the strongest transmitter. In order to provide the listener with an easily recognizable sign of the FM transmitter and/or a familiarity with which the content of the program transmitted by the transmitter can be easily recognized, the aforementioned coded signal announcement is used. A radio broadcasting system with this function has already been proposed by COGU (International Radio Communications Consultative Committee).

この方式では符号信号はステレオ情報信号の首波数スペ
クトルよりも上の適当な副搬送波により送信される。こ
の副搬送波は２進符号信号により周波数変調され、この
２進符号信号はデジタル符号により情報、例えばプログ
ラムの題名、送信機の位置、プログラムの内容およびチ
ャネル番号を含んでおり、例えば以下に示す１畝固のキ
ャラクタより成る情報が受信される。上′・した方式に
用いられる受信機にはデコーダが設けられており、この
デコーダにより受信信号から２進符号信号を復写し、こ
の２進信号を、送信された情報を例えば完全に或は部分
的に光学的に表示するのに用いており、従って聴取者は
自分の受信機がどの送信機に同調されたかを直ちに知る
ことができる。In this system, the code signal is transmitted on an appropriate subcarrier above the neck frequency spectrum of the stereo information signal. This subcarrier is frequency modulated by a binary code signal, which binary code signal contains information in digital codes, such as the title of the program, the position of the transmitter, the content of the program and the channel number, such as the following: Information consisting of a number of characters is received. The receiver used in the above system is equipped with a decoder, which reproduces the binary code signal from the received signal and converts the transmitted information into complete or partial information. It is used to provide an optical display so that the listener can immediately know to which transmitter his or her receiver is tuned.

或はまたプリセット符号で受信機の一部或はテープレコ
ーダすなわち再生装置の一部がスイッチ・オン或はスイ
ッチ・オフされるように受信機を設定することができる
。特に、符号信号に交通情報の報道の為に送信された特
別な符号が含まれている場合には、この符号を、自動車
ラジオ受信機の再生区分をスイッチ・オンさせ、作動中
のテープ再生装置を停止させるのに用いることができる
。上述した符号信号報知機能を有する従来の放送方式を
以下の値で実際に試験してみた。Alternatively, the receiver can be configured such that at a preset code part of the receiver or part of the tape recorder or playback device is switched on or off. In particular, if the code signal contains a special code transmitted for reporting traffic information, this code can be used to switch on the play section of the car radio receiver and activate the tape playback device. It can be used to stop. A conventional broadcasting system having the code signal notification function described above was actually tested using the following values.

副搬送波の周波数を６離日ｚとし、その周波数偏移をＩ
ＫＨｚとし、従って２進情報によって周波数を６歌Ｈｚ
と６７ＫＨｚとの間で切換えた。Let the frequency of the subcarrier be 6 z, and its frequency deviation be I
KHz, so by binary information the frequency is 6Hz.
and 67KHz.

また使用した符号を情報当り１針固のキャラク夕を有す
る６ビットＡＳＣＩＩ符号とした。変調された符号信号
の振幅は、ＩＫＨｚ、すなわち主搬送波のＦＭ変調に対
して得られる７弧Ｈｚの全周波数偏移の１．３３％を符
号信号が占めるように選択した。The code used was a 6-bit ASCII code with one character per piece of information. The amplitude of the modulated code signal was chosen such that the code signal accounted for IKHz, ie 1.33% of the total frequency deviation of 7 arc Hz obtained for the FM modulation of the main carrier.

この符号信号の振幅を比較的小さく（ＩＫＨｎ）選択す
るのは、振幅を大きくするといくつかのＦＭ受信機に干
渉雑音を生ぜしめるということを実験により確かめた為
である。しかし、変調された符号信号の振幅を必要に応
じ小さくし、その周波数を比較的高く（６紬Ｈｚ）する
と、信号対雑音比が劣化するということを確かめた。The amplitude of this code signal is chosen to be relatively small (IKHn) because experiments have shown that increasing the amplitude causes interference noise in some FM receivers. However, it has been confirmed that if the amplitude of the modulated code signal is made as small as necessary and its frequency is made relatively high (6 Hz), the signal-to-noise ratio deteriorates.

符号信号を完全に（欠陥なく）回復させる為には、クオ
リティーフアクタＱが良く温度安定性が良い高級なフィ
ル夕を受信機に設ける必要がある。更に、このような高
級で高価なフィル夕を使用したにもかかわらず、一般の
ＦＭ受信機が許容しうるモノラル受信を行ないうるよう
な１０仏Ｖよりも低いアンテナ電圧（６０オームで）で
もはや符号信号の復号を完全に行なうことができないと
いうことを確かめた。本発明の目的は、許容しうるモノ
ラル受信が全く或はほとんどできないような受信アンテ
ナ電圧で符号信号をほぼ完全に復号することができ、現
存の受信機における信号受信に全く或はほとんど妨害を
及ぼさなく、高級で高価なフィルタ装置を受信機に設け
る必要を無くした符号信号報知機能を有するラジオ放送
方式に用いる受信機を提供せんとするにある。In order to completely recover the code signal (without defects), it is necessary to provide the receiver with a high-grade filter that has a good quality factor Q and good temperature stability. Furthermore, despite the use of such high-grade and expensive filters, antenna voltages (at 60 ohms) lower than 10 French V are no longer sufficient to provide acceptable mono reception with a typical FM receiver. It was confirmed that the encoded signal could not be completely decoded. It is an object of the present invention to be able to almost completely decode encoded signals at receive antenna voltages that do not provide any or little acceptable mono reception, and that cause no or little interference with signal reception in existing receivers. Therefore, it is an object of the present invention to provide a receiver for use in a radio broadcast system having a code signal notification function that eliminates the need to provide a high-grade and expensive filter device in the receiver.

本発明は送信機と受信機とを具え、符号信号報知機能を
有するラジオ放送方式であって、前記の送信機が、音声
周波数情報信号と、ステレオ放送の場合第１の副搬送波
上で変調され、この第１副搬送波が抑圧されたステレオ
情報信号と、ステレオ放送の場合前記音声周波数情報信
号の周波数スペクトルと前記の変調されたステレオ情報
信号の周波数スペクトルとの間に位置する周波数を有し
前記のステレオ情報信号を復調する為のステレオパイロ
ット信号と、前記の双方の周波数スペクトルの外部に位
置する第２の副搬送波上で変調されており、主搬送波を
ＩＫＨｚ以下の周波数だけ偏移させる振幅を有する２進
符号信号とを有する多重信号を発生する装置と、この多
重信号により前記主搬送波を周波数変調する周波数変調
器と、前記の双方の周波数スペクトルの外部でステレオ
パイロット信号の高調波に一致しないステレオパイロッ
ト信号の低調波の高調波上に位置する前記の第２副搬送
波をステレオパイロット信号と同じ周波数源から取出す
手段と、前記２進符号信号により前記第２副搬送波を２
進位相変調する変調手段とを具え、前記の受信機は受信
した主搬送波を復調する周波数弁別器を具えているラジ
オ放送方式に用いる受信機において、前記の受信機が、
前記の周波数弁別器に結合されて、ステレオパイロット
信号と同期した非変調波で、２進符号信号を復調する復
調手段を具えたことを特徴とする。The present invention is a radio broadcasting system comprising a transmitter and a receiver and having a coded signal broadcasting function, wherein the transmitter modulates an audio frequency information signal and, in the case of stereo broadcasting, on a first subcarrier. , the first subcarrier has a suppressed stereo information signal and, in the case of stereo broadcasting, a frequency located between the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the frequency spectrum of the modulated stereo information signal. is modulated on a stereo pilot signal for demodulating the stereo information signal of a frequency modulator for frequency modulating the main carrier wave with the multiplexed signal; means for extracting said second subcarrier located on a harmonic of a subharmonic of the stereo pilot signal from the same frequency source as the stereo pilot signal;
A receiver for use in a radio broadcast system, wherein the receiver includes a modulation means for performing advance phase modulation, and the receiver includes a frequency discriminator for demodulating the received main carrier wave.
The present invention is characterized in that it includes demodulation means coupled to the frequency discriminator for demodulating the binary code signal with a non-modulated wave synchronized with the stereo pilot signal.

前述した２進位相変調とは一般に、副搬送波の位相を２
進符号信号により１８００だけ偏移させる位相変調を意
味するものとする。The binary phase modulation mentioned above generally means changing the phase of the subcarrier by 2.
It is assumed that phase modulation is meant to be shifted by 1800 according to the decimal code signal.

これにより搬送波が完全に抑圧されて変調された信号を
形成することができる。副搬送波を２進符号信号で周波
数変調 （ＦＳＫ；ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎ
ｇ）せずに副搬送波を２進符号信号で位相変調（ＰＳＫ
；ｄｈａｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ）することにより
信号対雑音比を高めることができる。This makes it possible to completely suppress the carrier wave and form a modulated signal. Frequency shift keyin (FSK) is applied to the subcarrier using a binary code signal.
g) Phase modulation (PSK) of the subcarrier with a binary code signal without
; dhaseshiftkeying), the signal-to-noise ratio can be increased.

しかし、周波数変調された副搬送波を復調させる場合と
相違して位相変調された副搬送波を復調させる場合変調
されていない副搬送波を必要とする。この副搬送波は２
進位相変調を行なった符号信号には存在しない。その理
由は副搬送波自体は抑圧され、側波帯信号のみが送信さ
れる為である。しかし、受信側で到来する２進位相変調
された信号を自乗し、これにより２倍の周波数を有する
搬送波を形成し、その後にこの２倍の周波数を有する搬
送波を炉波し、次に２分周器によりこの２倍の周波数を
有する搬送波からもとの周波数の搬送波を再生させるこ
とにより、抑圧された前記の副搬送波を発生させること
ができる。この方法では、信号対雑音比が悪い場合に２
倍の周波数を有する搬送波を、大きな雑音を有する信号
から得なければならない。However, unlike demodulating a frequency modulated subcarrier, demodulating a phase modulated subcarrier requires an unmodulated subcarrier. This subcarrier is 2
It does not exist in code signals subjected to advance phase modulation. The reason is that the subcarrier itself is suppressed and only the sideband signal is transmitted. However, the incoming binary phase modulated signal is squared at the receiving end, thereby forming a carrier wave with twice the frequency, and then this carrier wave with twice the frequency is waved, and then By regenerating the carrier wave of the original frequency from the carrier wave having twice the frequency using a frequency generator, the suppressed subcarrier wave can be generated. In this method, if the signal-to-noise ratio is poor,
A carrier wave with twice the frequency must be obtained from a signal with large noise.

例えばこの目的の為にいわゆる位相ロックループを用い
る場合には、低い遮断周波数を有する低域通過フィル夕
をこのループに用いてこのループの電圧制御発振器の位
相が雑音によってあまり変調されないようにすることに
より上記の目的を実際に達成することがでるが、低い遮
断周波数を有する低域通過フィル外こよって、極めて安
定な自走周波数を有する電圧制御発振器を必要とする程
度に位相ロックループの同期引込み範囲を減少させてし
まう。実際には上述した極めて安定な自走周波数は水晶
制御発振器によってのみ得られるものである。しかし本
発明においては、符号信号に対する副搬送波の２進位相
変調を、ステレオパイロット信号と上記の副搬送波との
間の前述した周波数関係と組合せて適用するものである
。For example, if a so-called phase-locked loop is used for this purpose, a low-pass filter with a low cut-off frequency is used in this loop so that the phase of the voltage-controlled oscillator of this loop is not modulated too much by noise. Although the above objective can be achieved in practice, the synchronous pull-in of the phase-locked loop to such an extent that a voltage-controlled oscillator with an extremely stable free-running frequency is required due to the low-pass filter having a low cut-off frequency. It will reduce the range. In reality, the extremely stable free-running frequency described above can only be obtained with a crystal controlled oscillator. However, in the present invention, binary phase modulation of the subcarriers on the code signal is applied in combination with the above-described frequency relationship between the stereo pilot signal and the above-mentioned subcarriers.

送信側で一定であるこの周波数関係によれば、受信側で
極めて簡単な手段により、受信ステレオパイロット信号
から送信機識別信号（符号信号）に対する副搬送波を取
出しうるようになる。更に、ステレオパイロット信号か
ら取出された再生副搬送波は殆んど妨害によって影響を
受けない。This frequency relationship, which is constant on the transmitting side, allows the receiving side to extract the subcarrier for the transmitter identification signal (code signal) from the received stereo pilot signal by extremely simple means. Furthermore, the recovered subcarriers derived from the stereo pilot signal are largely unaffected by interference.

その理由は、ステレオパイロット信号は送信機識別信号
自体の周波数偏移（７靴Ｈｚの全周波数偏移の１．３３
％）よりも著しく多い周波数偏移（７靴Ｈｚの全周波数
偏移の１０％）で主搬送波上に変調されている為である
。従って、復調器の出力雑音レベルは主として送信機識
別信号のみの雑音レベルによって決まり、このことは副
調器の出力雑音レベルに対する入力雑音レベルの影響は
従釆の場合よりも著しく弱いということを意味する。実
際的に妨害を受けないこのような副搬送波によれば、満
足なモノラル受信が全く或し、は殆んど不可能な受信ア
ンテナ電圧でさえも２進位相変調された符号信号を殆ん
ど完全に復号しうる。本発明による受信機においては、
後述する複数の位相の為に、或いは受信機の同調器およ
び中間周波数区分における、変調された符号信号とステ
レオパイロット信号とに対する遅延時間が異なる為に生
じる」県れのある位相誤差を補正する目的で自動位相補
正器を設ける。変調された符号信号の副搬送波（周波数
のｋ）をステレオパイロット信号（周波数の）の分数調
波に選択した為（このことはのｋ＝ｎ／ｍのを意味し、
ここでｍおよびｎは整数であり、ｎはｍで割りきれない
ものとする）、上述した複数の位相が生じる。このよう
な選択の為に送信機および受信機において必要とする周
波数分割がこのような複数の位相を生ぜしめる」倶れが
ある。前記の自動位相補正器によれば、変調された符号
信号を検波するのに必要な変調されていない信号の位相
を変調された符号信号自体に対して調整しうるようにな
る。The reason is that the stereo pilot signal has a frequency deviation of the transmitter identification signal itself (1.33 of the total frequency deviation of 7Hz).
%) (10% of the total frequency deviation of 7Hz). Therefore, the output noise level of the demodulator is determined primarily by the noise level of the transmitter identification signal alone, which means that the influence of the input noise level on the output noise level of the submodulator is significantly weaker than in the secondary case. do. Such subcarriers, which are virtually uninterrupted, allow binary phase modulated code signals to be received almost immediately even at receive antenna voltages where satisfactory monophonic reception is not possible at all or is almost impossible. Fully decryptable. In the receiver according to the present invention,
The purpose is to correct a predetermined phase error caused by multiple phases described below or due to different delay times between the modulated code signal and the stereo pilot signal in the receiver tuner and intermediate frequency division. An automatic phase corrector is installed. Since we chose the subcarrier (k in frequency) of the modulated code signal to be a subharmonic of the stereo pilot signal (in frequency) (this means that k = n/m,
(where m and n are integers and n is not divisible by m), the above-mentioned plurality of phases occur. The frequency division required at the transmitter and receiver for such a selection may result in such multiple phases. According to the automatic phase corrector described above, it becomes possible to adjust the phase of the unmodulated signal necessary for detecting the modulated code signal with respect to the modulated code signal itself.

この位相補正器は、変調された符号信号の位相とステレ
オパイロット信号から得られた変調されていない信号の
位相とを比較し、この比較に応じていかなる位相誤差を
も補正するようにした位相検波器によって制御する。し
かし搬送波自体は２進位相変調された符号信号には存在
しない為、他の手段を講じなければ上述した補正を行な
うことができない。この欠点を解決する第１の方法は、
変調された符号信号の周波数を２倍にする手段を用い、
これにより副搬送波の２倍の周波数の変調されていない
搬送波を発生させることである。This phase corrector is a phase detector that compares the phase of the modulated code signal with the phase of the unmodulated signal obtained from the stereo pilot signal, and corrects any phase errors according to this comparison. controlled by the device. However, since the carrier wave itself does not exist in the binary phase modulated code signal, the above-mentioned correction cannot be performed unless other means are taken. The first way to solve this drawback is to
using means for doubling the frequency of the modulated code signal,
This generates an unmodulated carrier wave with twice the frequency of the subcarrier wave.

副搬送波の２倍の周波数のこの搬送波を前記の位相検波
器の一方の入力端子に供給し、ステレオパイロット信号
を周波数通情するかまたは分周するかまたはその双方を
行なうことにより得た副搬送波周波数の２倍の周波数の
信号を前記の位相検波器の他方の入力端子に供給する。
他の方法は、前記位相検波器の入力導線の一方或は出力
導線に位相反転器を設け、この位相反転器を同期検波器
の復調された出力信号により制御する方法である。A subcarrier obtained by feeding this carrier at twice the frequency of the subcarrier to one input terminal of the phase detector and frequency transmitting and/or dividing the stereo pilot signal. A signal of twice the frequency is supplied to the other input terminal of the phase detector.
Another method is to provide a phase inverter on one of the input conductors or the output conductor of the phase detector, and to control this phase inverter by the demodulated output signal of the synchronous detector.

これら双方の場合符号信号の検波に際し２つの位相が生
じる。この２つの位相の発生は、この２つの位相の発生
に無関係な符号、例えばいわゆる差動符号（２つの２進
状態を副搬送波の２つの位相状態によって伝送せず、１
方の位相から他方の位相への或はその逆の位相転換が生
じないかによって伝送するようにした符号）を用いる場
合には妨害とならない。副搬送の周波数は例えばステレ
オ／ぐィ。In both cases, two phases occur during detection of the code signal. The generation of these two phases is caused by a code that is unrelated to the generation of the two phases, for example a so-called differential code (not transmitting two binary states by two phase states of the subcarrier, but one
This will not cause interference if a code is used that is transmitted depending on whether a phase shift occurs from one phase to the other phase or vice versa. The frequency of the subcarrier is, for example, stereo/gui.

ット信号の第３および第５高調波の間に選択することが
できる。この副搬送波の周波数を第３高調波よりも低く
選択すると、副搬送波をステレオ情報信号の周波数スペ
クトルにあまりにも接近させすぎ、この副搬送波の周波
数を第５高調波よりも高く選択すると、隣接する送信機
によって妨害されれる倶れが増大する。更に多数のステ
レオ受信機において、送信機識別用の副搬送波と、ステ
レオ検波に必要な３離日ｚ信号の第２高調波（この第２
高調波はパイロット信号の第４高調波に相当する）との
間で干渉妨害が生じる漠れがある。between the third and fifth harmonics of the cut signal. Choosing the frequency of this subcarrier lower than the third harmonic brings the subcarrier too close to the frequency spectrum of the stereo information signal, and choosing the frequency of this subcarrier higher than the fifth harmonic brings the subcarrier too close to the frequency spectrum of the stereo information signal The amount of noise intercepted by the transmitter increases. Furthermore, in many stereo receivers, the subcarrier for transmitter identification and the second harmonic of the 3-day departure z signal (this second
The harmonics correspond to the fourth harmonics of the pilot signal).

従って符号信号報知用の搬送波をパイロット信号の第４
高調波のあまりにも近くに位置させてはならない。受信
機の中間周波区分の非直線位相特性の為に、副搬送波と
ステレオパイロット信号との間の差周波数に等しい周波
数を有する干渉成分が多重信号に生じる。Therefore, the carrier wave for code signal broadcasting is the fourth carrier wave of the pilot signal.
Must not be located too close to harmonics. Due to the non-linear phase characteristics of the intermediate frequency section of the receiver, an interference component with a frequency equal to the difference frequency between the subcarrier and the stereo pilot signal occurs in the multiplexed signal.

副搬送波をステレオパイロット信号の第３高調波のあま
りにも近くに位置させると、上述した干渉成分が、３桃
Ｈｚの信号での検波後に可聴雑音を生ぜしめる′漠れが
ある。更に上述した非直線位相特性はステレオパイロッ
ト信号のすべての高調波の領域に雑音を生ぜしめる。従
って符号信号用の副搬送波はステレオパイロット信号の
すべての高調波と一致しないようにする必要がある。従
って符号信号の副搬送波に対してステレオパイロット信
号の分数調波を選択し、前述したように受信機で生じる
位相の多様性を除去するのが好適である。上述した点を
考慮して、副搬送波の位置をステレオパイロット信号の
２つの高調波間の中間、例えばステレオパイロット信号
の周波数の７′２倍或は９ノ２倍の位置にするのが好適
である。If the subcarrier is located too close to the third harmonic of the stereo pilot signal, there is a possibility that the above-mentioned interference components will produce audible noise after detection with the 3Hz signal. Furthermore, the non-linear phase characteristics described above cause noise in all harmonic regions of the stereo pilot signal. Therefore, the subcarrier for the code signal must not coincide with all harmonics of the stereo pilot signal. It is therefore preferable to select sub-harmonics of the stereo pilot signal for the subcarriers of the code signal to eliminate the phase diversity occurring at the receiver as described above. Considering the above points, it is preferable to position the subcarrier midway between two harmonics of the stereo pilot signal, for example at 7'2 or 92 times the frequency of the stereo pilot signal. .

本発明はパイロット信号の周波数の７′２倍の副搬送波
で試験したが、簡単の為に後に記載する実施例ではパイ
ロット信号の周波数の１６′５倍の副搬送波周波数を用
いた。符号情報の信頼性のある伝送を行なうことができ
、現存の受信機を妨害する慎れを減少せしめうるように
した符号報知機能を有するラジオ放送方式では、前記２
進符号信号で変調した前記第２副搬送波を、前記音声周
波数情報信号の周波数スペクトルの上限と前記第１副搬
波上で変調された前記ステレオ情報信号の周波数スペク
トルの下限との間でステレオパイロット信号によって２
分した周波数範囲の２つの半部の少くとも一方に位置さ
せ、前記第２副搬送波上で変調された前記２進符号信号
の振幅を、前記主搬送波をＩＫＴｚよりも少ない好まし
くは０．２弧比だけ偏移させる振幅とする。Although the present invention was tested with a subcarrier frequency of 7'2 times the frequency of the pilot signal, for simplicity, the embodiment described below uses a subcarrier frequency of 16'5 times the frequency of the pilot signal. A radio broadcasting system with a code broadcasting function that allows reliable transmission of code information and reduces the risk of interfering with existing receivers,
The second subcarrier modulated with a base code signal is a stereo pilot between the upper limit of the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the lower limit of the frequency spectrum of the stereo information signal modulated on the first subcarrier. 2 by the signal
the amplitude of the binary code signal modulated on the second subcarrier is preferably 0.2 arc less than IKTz of the main carrier. The amplitude is set to shift by the ratio.

このようにすることにより以下の２つの効果が得られる
。By doing so, the following two effects can be obtained.

１ 符号信号報知用の副搬送波が３雛批のステレオ検波
信号の高調波から離れる為、これらの高調波により現存
の受信機に可聴雑音を生ぜしめない。1. Because the subcarrier for code signal broadcasting is separated from the harmonics of the three-dimensional stereo detection signal, these harmonics do not cause audible noise in existing receivers.

２ 符号信号報知用の副搬送波は多重信号の周波数スペ
クトル内で極めて低い周波数位置に位置する為、信号対
雑音比が可成り好適なものとなる。2. Since the subcarrier for code signal broadcasting is located at an extremely low frequency position within the frequency spectrum of the multiplexed signal, the signal-to-noise ratio is quite favorable.

従って、変調された符号信号の振幅を、例えば６６．歌
比の副搬送波に対する場合よりも小さくすることができ
る。信頼性のある符号信号報知を得る為のこの好適例の
場合、変調された符号信号は７靴位の最大周波数偏移の
約０．２弧舷を占めるだけでよい。Therefore, if the amplitude of the modulated code signal is set to 66. The signal ratio can be smaller than that for subcarriers. In this preferred embodiment for reliable code signal broadcasting, the modulated code signal only needs to occupy about 0.2 arc of a maximum frequency deviation of 7 degrees.

これに対し６６．弧位の副搬送波を用いた場合には変調
されない符号信号は約ＩＫ比を占める。副搬送波の振幅
を一層小さくすることにより、多重信号の他の成分によ
って生じる干渉雑音を著しく減少させることができるこ
と勿論である。篤にモノラル受信の場合に現存の受信機
に雑音を生ぜしめる快れを減少させる為には、前記２進
符号信号により２進位相変調した副搬送波を、ステレオ
パイロット信号により２分した周波数範囲の２つの半部
の各々に存在させ、前記２進符号信号により変調された
２つの副搬送波の、ステレオパイロット信号に対する位
相を、前記ステレオパイロット信号から取出され前記２
進符号信号によって２進位相変調された副搬送波により
前記ステレオパイロット信号を直角変調することにより
生ぜしめた信号を前記２つの副搬送波と前記パイロット
信号とを以つて形成するような位相とし、前記２つの副
搬送波の振幅を互に等しくする。In contrast, 66. When using arcuate subcarriers, the unmodulated code signal occupies approximately the IK ratio. Of course, by making the subcarrier amplitude smaller, the interference noise caused by other components of the multiplexed signal can be significantly reduced. In order to seriously reduce the noise that causes noise in existing receivers in the case of monaural reception, the subcarrier that has been binary phase modulated by the binary code signal is divided into two by the stereo pilot signal. The phase of the two subcarriers present in each of the two halves and modulated by the binary code signal relative to the stereo pilot signal is determined by
A signal generated by quadrature modulating the stereo pilot signal with a subcarrier subjected to binary phase modulation by a binary code signal is set to have a phase such that the two subcarriers and the pilot signal form a signal, Make the amplitudes of the two subcarriers equal to each other.

２進位相変調された副搬送波信号の上述した各信号はス
テレオパイロット信号を搬送波として有する両側波帯信
号の一方の側波帯信号とみなすことができる。Each of the above-mentioned binary phase modulated subcarrier signals can be considered as one sideband signal of a double-sideband signal having the stereo pilot signal as a carrier.

ステレオパイロット信号は、符号信号により２進位相変
調されている変調用信号により直角変調される。この変
調用信号はステレオパイロット信号の周波数と副搬送波
の周波数との間の差に等しい周波数を有する。実際に試
験した本発明による更に他の方式では、１鰍Ｈｚの周波
数ｆｐを有するステレオパイロット信号の隣りに、符号
信号により２進位相変調された１６．３２細Ｈｚ（７／
８ｆｐ）の第１副搬送波と、符号信号により２進位相変
調された２１．３７球位（９／８ｆｐ）の第２副搬送波
とを設ける。これら２つの副搬送波の振幅を等しくし、
これら副搬送波とステレオパイロット信号との間の相対
的位相関係を適正なものとした場合、これらの３つの信
号は、符号信号によつて２進位相変調された１／８ｆｐ
の割犯送波信号によって直角変調されたステレオパイロ
ット信号を構成する。この目的の為には、一方の副搬送
波の位相が９００偏移したステレオパイロット信号より
も進み、これと同じ量だけ他方の副搬送波がこの９０ｏ
偏移したステレオパイロット信号よりも遅れるようにす
る必要がある。換言すれば、２つの変調された副搬送波
の合成がステレオパイロット信号に対して９００移相す
るようにする必要がある。ステレオパイロット信号と２
つの副搬送波との加算により、振幅がほぼ一定なパイロ
ット信号を形成する。特にパイロット信号の振幅変動に
より受信機の中間周波区分の非直線位相特性に応じたひ
ずみ成分を生ぜしめる為、上述した手段によりひずみを
減少させる。また本発明によれば、符号信号により変調
された副搬送波にその合成がステレオパイロット信号と
常に一致する（ｏｏまたは１８０ｏ）ような位相を与え
ることもできる。The stereo pilot signal is quadrature modulated by a modulation signal which is binary phase modulated by a code signal. This modulating signal has a frequency equal to the difference between the frequency of the stereo pilot signal and the frequency of the subcarrier. In yet another method according to the present invention which has been actually tested, a stereo pilot signal having a frequency fp of 1 Hz is adjacent to a 16.32 fine Hz (7/7) frequency modulated by a code signal.
A first subcarrier of 8 fp) and a second subcarrier of 21.37 spheres (9/8 fp) which are binary phase modulated by a code signal are provided. Make the amplitudes of these two subcarriers equal,
If the relative phase relationship between these subcarriers and the stereo pilot signal is appropriate, these three signals are 1/8 fp binary phase modulated by the code signal.
A stereo pilot signal is constructed by quadrature modulating the signal transmitted by the criminal. For this purpose, the phase of one subcarrier leads the stereo pilot signal shifted by 900°, and the other subcarrier leads this 90° by the same amount.
It is necessary to lag behind the shifted stereo pilot signal. In other words, the combination of the two modulated subcarriers needs to have a phase shift of 900 with respect to the stereo pilot signal. Stereo pilot signal and 2
By adding with the two subcarriers, a pilot signal with approximately constant amplitude is formed. In particular, since amplitude fluctuations in the pilot signal produce distortion components corresponding to the non-linear phase characteristics of the intermediate frequency section of the receiver, the distortion is reduced by the above-mentioned means. According to the invention, it is also possible to give the subcarrier modulated by the code signal such a phase that its synthesis always matches the stereo pilot signal (oo or 180o).

この場合ステレオパイロット信号に対する側波帯信号と
して作用する２つの搬送波が、符号信号によって２進位
相変調された搬送波信号によるステレオパイロット信号
の振幅変調を生ぜしめる。２つの副搬送波によって直角
或は振幅変調されたステレオパイロット信号の両側波帯
信号を、または１つの副搬送波によって位相或は振幅変
調されたステレオパイロット信号の単側波帯信号をラジ
オ受信機のステレオデコ−ダーに供給すると、すでに小
さくされている副搬送波の振幅が上記のラジオ受信機に
設けたステレオパイロット信号フィル夕によってステレ
オパイロット信号自体に比べて著しく抑圧される為、ス
テレオ検波器の妨害がほとんど生じない。The two carrier waves, which in this case act as sideband signals for the stereo pilot signal, cause an amplitude modulation of the stereo pilot signal by the carrier signal, which is binary phase modulated by the code signal. The double sideband signal of a stereo pilot signal that is quadrature or amplitude modulated by two subcarriers or the single sideband signal of a stereo pilot signal that is phase or amplitude modulated by one subcarrier is used as a stereo signal of a radio receiver. When supplied to the decoder, the already small amplitude of the subcarrier is suppressed significantly compared to the stereo pilot signal itself by the stereo pilot signal filter installed in the radio receiver, so that interference with the stereo detector is suppressed. Almost never occurs.

このような妨害は、符号信号によってステレオパイロッ
ト信号を直接位相或は振幅変調する場合には著しく大き
くなる。この妨害は、副搬送波をステレオパイロット信
号の近くに（例えば叢ｆｐおよび髪ｆｐの双方或はいず
れか一方に）配置すればするほど大きくなること勿論で
ある。Such interference becomes significantly greater when the stereo pilot signal is directly phase or amplitude modulated by the code signal. Of course, this interference becomes greater the closer the subcarrier is placed to the stereo pilot signal (for example, in the plexus fp and/or the hair fp).

一方、副搬送波とステレオパイロット信号との間の距離
をあまり大きくすると、副搬送波は音声情報信号或は変
調されたステレオ情報信号の周波数スペクトルのあまり
にも近くに位置するようになる。これらの点を考慮して
副搬送波とステレオパイロット信号との間の間隔を１／
８ｆｐとするのが好適である。本例による方式において
は、副搬送波の周波数が比較的ステレオパイロット信号
の近くに位置する為、上述した信号を受信するようにし
た受信機において、最初ステレオパイロット信号を有し
た変調された副搬送波（７／８ｆｐおよび９／８ｆｐの
双方或はいずれか一方）を、ステレオパイロット信号に
調波的に関連し副搬送波周波数とステレオパイロット周
波数との間の差に等しい中間周波数（１／８ｆｐ）に変
換するのが好適である。On the other hand, if the distance between the subcarrier and the stereo pilot signal is too large, the subcarrier will be located too close to the frequency spectrum of the audio information signal or the modulated stereo information signal. Considering these points, the interval between the subcarrier and the stereo pilot signal is set to 1/
It is preferable to set it to 8 fp. In the method according to this example, since the frequency of the subcarrier is located relatively close to the stereo pilot signal, in a receiver configured to receive the above-mentioned signal, the modulated subcarrier ( 7/8fp and/or 9/8fp) to an intermediate frequency (1/8fp) that is harmonically related to the stereo pilot signal and equal to the difference between the subcarrier frequency and the stereo pilot frequency. It is preferable to do so.

この場合符号信号の同期検波を、前述した場合と同様に
この低い周波数で行なうことができる。図面につき本発
明を説明する。In this case, synchronous detection of the code signal can be performed at this low frequency as in the case described above. The invention will be explained with reference to the drawings.

第１図に示す本発明による受信機に適用される第１図に
示す送信機には左側音声信号源１と右側音声信号源２と
を設ける。The transmitter shown in FIG. 1 applied to the receiver according to the invention shown in FIG. 1 is provided with a left audio signal source 1 and a right audio signal source 2.

左側および右側音声信号はそれぞれ、プリェンフアシス
回路網３および４と、遮断周波数が１靴比の低域通過フ
ィル夕５および６とを経て、加算回路７と減算回路８と
に供給する。加算回路７から取出された和信号Ｌ＋Ｒは
マルチプレクサ１０の第１入力端子９に供給する。減算
回路８から取出された差信号Ｌ−Ｒは平衡変調器１ １
で例えば３郷Ｈｚのステレオ副搬送波上で変調され、ス
テレオ副搬送波が抑圧された両側波帯信号より成るこの
変調されたステレオ情報信号を平衡変調器１１から帯城
通過フィルター２を経てマルチプレクサの第２入力端子
１３に供給する。第１図の送信機には更に水晶発振器の
ような安定発振器１４を設け、この発振器から生じる一
般に１鰍比の信号をステレオパイロット信号として用い
る。The left and right audio signals are supplied to an adder circuit 7 and a subtracter circuit 8 via a pre-emphasis network 3 and 4 and a low-pass filter 5 and 6 with a cut-off frequency of 1 ratio, respectively. The sum signal L+R taken out from the adder circuit 7 is supplied to a first input terminal 9 of a multiplexer 10. The difference signal L−R taken out from the subtraction circuit 8 is sent to the balanced modulator 1 1
For example, this modulated stereo information signal consisting of a double-sideband signal modulated on a stereo subcarrier of 30Hz and with the stereo subcarrier suppressed is sent from a balanced modulator 11 to a pass filter 2 to a multiplexer. 2 input terminal 13. The transmitter of FIG. 1 is further provided with a stable oscillator 14, such as a crystal oscillator, from which a typically 1 gill ratio signal is used as a stereo pilot signal.

このステレオパイロット信号をマルチプレクサ１０の第
３入力端子１５に供給する。発振器１４のステレオパイ
ロット信号は、位相検波器１６ａと、低域通過フィル夕
１６ｂと、電圧制御発振器１６ｃと、２分周器１６ｄと
を有する第１のいわゆる位相ロックループ１６にも供総
合する。この第１位相ロックループ１６は、ステレオパ
イロット信号の周波数の２倍の周波数（籾犯ｚ）に固定
した副搬送波を発生させるのに用いる。This stereo pilot signal is supplied to the third input terminal 15 of the multiplexer 10. The stereo pilot signal of the oscillator 14 is also integrated into a first so-called phase-locked loop 16, which has a phase detector 16a, a low-pass filter 16b, a voltage-controlled oscillator 16c, and a divider-by-2 frequency divider 16d. This first phase-locked loop 16 is used to generate a subcarrier wave fixed at a frequency twice the frequency of the stereo pilot signal.

この位相ロックループの作動は既知であり、発振器１６
Ｃの父舷批出力信号は２分周器１６ｄで１歌Ｈｚ信号に
変換され、この１眺Ｈｚ信号が位相検波器１６ａで発振
器１４の１眺Ｈｚパイロット信号と比較される。位相検
波器１６ａの出力電圧は低域通過フィルター６ｄで炉波
され、制御電圧として発振器１６Ｃに供給される。位相
ロックループ１ ６の３９ＫＨｚ出力信号は移相器１７
を経てステレオ副搬送波としてＬ−Ｒ信号変調用の変調
器１１に供給する。移相器１７は、１眺ＨＺステレオパ
イロット信号に対し国際的に規定した関係にある位相を
副搬送波に与えるのに用いる。１歌比発振器１４に接続
した第２位相ロックループ１８には位相検波器１８ａと
低域通過フィルター８ｂと、電圧制御発振器１８Ｃと、
１６分周器１８ｄとを設ける。The operation of this phase-locked loop is known and the oscillator 16
The mainboard output signal of C is converted into a 1 Hz signal by a frequency divider 16d, and this 1 Hz signal is compared with the 1 Hz pilot signal of the oscillator 14 by a phase detector 16a. The output voltage of the phase detector 16a is filtered by a low-pass filter 6d and supplied to the oscillator 16C as a control voltage. The 39KHz output signal of phase-locked loop 16 is passed through phase shifter 17.
The signal is then supplied as a stereo subcarrier to a modulator 11 for L-R signal modulation. Phase shifter 17 is used to provide the subcarrier with a phase in an internationally defined relationship for the 1-view HZ stereo pilot signal. The second phase-locked loop 18 connected to the one-song ratio oscillator 14 includes a phase detector 18a, a low-pass filter 8b, and a voltage-controlled oscillator 18C.
16 frequency divider 18d is provided.

この位相ロックループ１８は位相ロックループ１６と同
様に作動し、３０４ＫＨｚ、すなわちパイロット周波数
の１針音の周波数に固定された出力信号を発生する。こ
の位相ロックループ１８のＫＨｚ信号を５分周器１９で
６０．桃比の信号に変換し、この６０．郷伍信号を送信
機識別信号の副搬送波として平衡変調器２０の搬送波入
力端子に供給する。この平衡変調器２０の変調入力端子
は、送信機識別情報、例えば明細書前文で定義した符号
を有する適当な２進符号信号を発生する符号信号発生回
路２１に接続する。変調器２０は、回路２１から生じる
ビットに応じて５分周器１９の６０．雛批出力信号の位
相を１８０ｏに亘つて偏移させるリング変調器、或はデ
ュアルロングテール回路、或は他のいかなる既知の変調
器とすることもできる。このようにして位相変調された
６０．離日ｚ信号を約必比の帯城幅の帯城通過フィル夕
２２を経てマルチブレクサ１０の第４入力端子２３に供
給する。マルチプレクサ１川ま入力端子９，１３，１５
および２３における信号を合成し、合成したこれら信号
をＦＭ送信部（図示せず）に供給する。第２図はマルチ
プレクサ１０の出力端子に得られた信号の周波数スペク
トルを示す。This phase-locked loop 18 operates similarly to phase-locked loop 16 and produces an output signal fixed at a frequency of 304 KHz, or one stitch of the pilot frequency. The KHz signal of this phase-locked loop 18 is divided into 60. This 60. The Gogo signal is applied to the carrier input terminal of the balanced modulator 20 as a subcarrier of the transmitter identification signal. The modulation input terminal of this balanced modulator 20 is connected to a code signal generation circuit 21 which generates a suitable binary code signal having transmitter identification information, eg a code as defined in the preamble. The modulator 20 divides the 60 . It could be a ring modulator that shifts the phase of the output signal by 180 degrees, or a dual long tail circuit, or any other known modulator. The phase modulated 60. The departure z signal is supplied to the fourth input terminal 23 of the multiplexer 10 through a band passing filter 22 having a band width of approximately the required width. Multiplexer 1 input terminals 9, 13, 15
The signals at 23 and 23 are combined, and the combined signals are supplied to an FM transmitter (not shown). FIG. 2 shows the frequency spectrum of the signal obtained at the output of multiplexer 10.

０〜 １郎Ｈｚには入力端子９に経て供給される和信号Ｌ＋Ｒ
があり、１蛇Ｈｂ｝こは入力端子１ ５を経て供給され
るステレオパイロット信号があり、２３〜５３ＫＨｚに
は入力端子１ ３を経て供給され３９ＫＨｚで変調され
たＬ−Ｒ信号があり、６０．舵Ｈｚには入力端子２３を
経て供給された約必比幅の送信機識別信号がある。For 0 to 1 Hz, the sum signal L+R is supplied via input terminal 9.
There is a stereo pilot signal supplied via input terminal 15, 23 to 53 KHz has an L-R signal supplied via input terminal 13 modulated at 39 KHz, and 60 ．． At the rudder Hz there is a transmitter identification signal of approximately the necessary width applied via input terminal 23.

相対的な振幅比は一般に図示する場合よりも相違するも
のである。一般にステレオパイロット信号の振幅はＬ十
ＲおよびＬ−Ｒ成分の振幅の１／９であり、送信機識別
信号の振幅はステレオパイロット信号の振抱の約１／１
０に選択するのが好適である。第３図の本発明の一例の
受信機には同調器２４、中間周波増幅器２５およびＦＭ
検波器２６を設ける。The relative amplitude ratios are generally different than shown. Generally, the amplitude of the stereo pilot signal is 1/9 of the amplitude of the L+R and LR components, and the amplitude of the transmitter identification signal is approximately 1/1 of the amplitude of the stereo pilot signal.
It is preferable to select 0. The receiver of the example of the present invention shown in FIG. 3 includes a tuner 24, an intermediate frequency amplifier 25, and an FM
A detector 26 is provided.

第２図に示す成分より成る多重信号はこのＦＭ検波器２
６の出力端子に得られる。ステレオ受信機の場合、この
多重信号はステレオデコーダ２７に供給され、このデコ
ーダ２７は左側および右側音声信号をそれぞれ音声増幅
器２８および２９を経て左側スピーカ３０および右側ス
ピーカ３１に供給する。送信機識別信号を復調させる為
に、多重信号を１眺Ｈｚのステレオパイロット信号用の
帯城通過フィル夕３２と、６０．８Ｋ世の送信機識別信
号用の帯城通過フィル夕３３とに供給する。The multiplexed signal consisting of the components shown in FIG.
6 output terminals. In the case of a stereo receiver, this multiplexed signal is fed to a stereo decoder 27 which feeds the left and right audio signals to a left speaker 30 and a right speaker 31 via audio amplifiers 28 and 29, respectively. In order to demodulate the transmitter identification signal, the multiplexed signal is supplied to a 1-Hz stereo pilot signal filter 32 and a 60.8K transmitter identification signal filter 33. do.

フィル夕３２によって炉波されたステレオパイロット信
号を、位相検波器３４ａと、低域通過フィル夕３４ｂと
、電圧制御発振器３４Ｃと３２分周器３４ｄとを有する
位相ロックループ３４によって更に炉波させるとともに
その周波数を逓倍させる。この位相ロックループ３４の
作動は第１図の位相。ックル−フ。１６および１８の作
動に類似するものである。３２ｘｌ９＝６０離日ｚの周
波数を有する位相ロックループ３４の出力信号の周波数
を５分周器３５で１２１．狐世に分周させ、次に可制御
移相器３６（この移相器の機能は後に説明する）に通し
、その後に２分周器３７で６０．８Ｋ比に分周させ、同
期復調器３９の第１入力端子に供聯合する。The stereo pilot signal waved by the filter 32 is further waved by a phase lock loop 34 having a phase detector 34a, a low-pass filter 34b, a voltage controlled oscillator 34C, and a frequency divider 34d. Multiply that frequency. The operation of this phase-locked loop 34 is as shown in FIG. Kkkloof. 16 and 18 in operation. The frequency of the output signal of the phase-locked loop 34 having a frequency of 32xl9=60 departure z is divided by a 5 frequency divider 35 to 121. The frequency is divided into a 60.8K ratio by a frequency divider 37, then passed through a controllable phase shifter 36 (the function of which will be explained later), and then divided by a 2 frequency divider 37 to a 60.8K ratio, and then passed through a synchronous demodulator 39. is connected to the first input terminal of the first input terminal.

帯域通過フィル夕３３から生じる６０．桃Ｈｚの位相変
調された送信機識別信号は４５０移相器４０を経て同期
復調器３９の第２入力端子に供給する。60. resulting from the bandpass filter 33. The Hz phase modulated transmitter identification signal is applied to a second input terminal of a synchronous demodulator 39 via a 450 phase shifter 40 .

入力端子４１における６０．磁化の変調された送信機識
別信号を、入力端子３８における変調されていない（非
変調の）６０．桃舷信号によって同機検波することによ
り同期復調器３９の出力端子に復調された２進送信機識
別信号を生ぜしめる。この２進符号信号を低域通過フィ
ル夕４２に通し、その後にパルス整形器４３で矩形パル
スにし、この矩形パルスをデコーダ４４に供給する。こ
のデコーダ４４は２進送信機識別信号を、表示装置４５
を駆動するのに通した信号に変換する。復調器３９で適
正な同期検波をする為には、入力端子３８における変調
されていない信号が入力端子４１に供給される変調され
た信号に対し適正な位相関係を有していなければならな
い。60. at the input terminal 41. The magnetization modulated transmitter identification signal is connected to an unmodulated (unmodulated) 60 . A demodulated binary transmitter identification signal is produced at the output terminal of the synchronous demodulator 39 by performing in-plane detection using the starboard signal. This binary code signal is passed through a low-pass filter 42 and then converted into a rectangular pulse by a pulse shaper 43, which is then supplied to a decoder 44. This decoder 44 outputs the binary transmitter identification signal to a display device 45.
Converts it into a signal that can be passed to drive. For proper synchronous detection at demodulator 39, the unmodulated signal at input terminal 38 must have a proper phase relationship with the modulated signal applied to input terminal 41.

一般にこの適正な位相関係は以下のような原因の為に保
証されない。１ 中間周波増幅器２５の直線位相特性が
不充分である為に、１眺比ステレオパイロット信号と６
０．桃位送信機識別信号とは互に異なる時間の遅延を受
ける。Generally, this proper phase relationship is not guaranteed due to the following reasons. 1 Because the linear phase characteristic of the intermediate frequency amplifier 25 is insufficient, the 1-view ratio stereo pilot signal and the 6
0. They are subject to different time delays from the top transmitter identification signal.

２ 入力フィル夕３２および３３は不所望な移相を行な
う・呉れがある。2. Input filters 32 and 33 exhibit undesirable phase shifts/drops.

３ 信機における分間器１９による分周の為に、送信さ
れた６０．雛比送信機識別信号の位相をもはや送信され
たステレオパイロット信号に対して明確に決定すること
ができない。60.3 transmitted for frequency division by divider 19 in the transmitter. The phase of the nest ratio transmitter identification signal can no longer be unambiguously determined with respect to the transmitted stereo pilot signal.

また受信機における分周器３５によって同様に種々の位
相が生じる。 ．これらの位相問題のすべてを解決する
為に、第３図の回路に前述した可制御移相器３６を設け
た。Similarly, various phases are generated by the frequency divider 35 in the receiver. ．． To solve all of these phase problems, the circuit of FIG. 3 is provided with the controllable phase shifter 36 described above.

この移相器３６を位相検波器４７により低域通過フィル
夕４６を介して制御する。位相検波器４７は２つの入力
端子４８および４９を有し、入力端子４８を移相器３６
の出力端子に接続し、入力端子４９を、フィル夕３３の
位相変調された出力信号の周波数の２倍、すなわち１２
１．跡比の周波数を有する変調された信号を生じる周波
数２倍器５０の出力端子に接続する。この目的の為に周
波数２倍器５０を、偶数のべきの項を有する非直線特性
とし、例えば自乗回路或は全波整流器を有するものとす
る。位相ロックループ３４は同期検波に必要な値の２倍
の乗数をステレオパイロット信号に乗じる為、位相検波
器４７の入力端子４８に供給される信号の周波数は搬送
波周波数の２倍に等しくなる。This phase shifter 36 is controlled by a phase detector 47 via a low-pass filter 46 . Phase detector 47 has two input terminals 48 and 49, and input terminal 48 is connected to phase shifter 36.
is connected to the output terminal of the filter 33, and the input terminal 49 is connected to the output terminal of
1. It is connected to the output terminal of a frequency doubler 50, which produces a modulated signal having a frequency of 0.05 m. For this purpose, the frequency doubler 50 has a non-linear characteristic with an even power term, and has, for example, a square circuit or a full-wave rectifier. Since the phase-locked loop 34 multiplies the stereo pilot signal by a multiplier twice the value required for synchronous detection, the frequency of the signal supplied to the input terminal 48 of the phase detector 47 is equal to twice the carrier frequency.

従って位相検波器４７による位相の測定は搬送波周波数
の２倍で行なわれ、この測定の結果を可制御位相器３６
において前述した不所望な移相に対する補償を行なうの
に用いる。位相検波器４７に供給される２つの周波数は
常に互に等しくなる為、同期引込み問題は生じない。こ
れにより補正された位相誤差はゆっくり変化するだけで
あり、従って低域通過炉波器４６の遮断周波数を極めて
低く、例えば１皿ｚにすることができる。この低い遮断
周波数の為に、送信機識別信号の伝送路３３一４０−４
１における雑音により生じる操れのある急速な位相変動
を有効に抑圧することができる。従って同期検波器３９
に対し、適正な周波数および適正な位相を有し、しかも
充分小さな雑音しか有さず、変調されていない信号が得
られる。また装置３６，４６，４７による位相制御によ
って位相を搬送波周波数の２倍で補償する慰、同期検波
器３９の入力端子における位相関係は依然として明確で
はない。その理由は１８００異なる位相も含まれる為で
ある。しかし、この１８００の位相の相違に無関係な符
号を用いれば、符号信号の適正な伝送を保証することが
できる。実際には可制御移相器３６による自動位相制御
は常に位相検波器４７の２つの入力信号が互に９００移
相されるように行なう。Therefore, the phase measurement by the phase detector 47 is performed at twice the carrier frequency, and the result of this measurement is transmitted to the controllable phase detector 36.
It is used to compensate for the undesired phase shift described above. Since the two frequencies supplied to the phase detector 47 are always equal to each other, no synchronization problem occurs. The phase error corrected in this way changes only slowly, so that the cut-off frequency of the low-pass wave generator 46 can be made very low, for example one plate z. Because of this low cut-off frequency, the transmission line 33-40 of the transmitter identification signal is
1 can be effectively suppressed. Therefore, the synchronous detector 39
On the other hand, an unmodulated signal with a proper frequency and a proper phase, and with sufficiently small noise can be obtained. Moreover, even though the phase is compensated by twice the carrier frequency by the phase control by the devices 36, 46, 47, the phase relationship at the input terminal of the synchronous detector 39 is still not clear. The reason is that 1800 different phases are included. However, if a code is used that is independent of this 1800 phase difference, proper transmission of the code signal can be guaranteed. In practice, the automatic phase control by the controllable phase shifter 36 is always carried out in such a way that the two input signals of the phase detector 47 are phase shifted by 900 relative to each other.

更に、同期検波器３９の入力信号間の相対的位相関係を
００或は１８０ｏとするのが好適である。２分周器３７
を、その出力信号のゼロ交差点がその入力信号のゼロ交
差点を一致するように構成し、周波数２倍器５０を、入
力信号のピークが出力信号のピークと一致する自乗回路
として構成する場合には、この好適な位相関係が自動的
に得られる。Further, it is preferable that the relative phase relationship between the input signals of the synchronous detector 39 is 00 or 180 degrees. 2 frequency divider 37
is configured such that the zero crossing point of its output signal coincides with the zero crossing point of its input signal, and the frequency doubler 50 is configured as a square circuit in which the peak of the input signal coincides with the peak of the output signal. , this preferred phase relationship is automatically obtained.

その他の場合には、検波器４７および３９の入力導線の
一方において追加の位相補正、例えば搬送波周波数の２
倍の周波数に対する９００補正、或は搬送波周波数自体
に対する４５０補正を必要とする。４５０移相器４０‘
まこの目的の為に用いる。In other cases, an additional phase correction may be made in one of the input leads of the detectors 47 and 39, e.g.
It requires a 900 correction for the doubled frequency, or a 450 correction for the carrier frequency itself. 450 phase shifter 40'
Used for this purpose.

第３図の回路は数種類の変形が可能であること勿論であ
る。例えば、２分周器３７の代りに位相検波器４７の入
力様子４８の導線に周波数２倍器を設けることができる
。この場合位相ロックループ３４の周波数倍率をその１
′２の倍率にする必要がある。或はまた例えばフィル夕
３３の出力導線に可制御移相器３６を設けるようにする
こともできる。送信機識別信号の搬送波周波数に対して
ステレオパイロット信号の周波数の１６′牙音を選択せ
ずにステレオパイロット信号の周波数の７′２倍を選択
する場合には、分周器３４ｄの除数を１４とし、分周器
３５の除数を２とする。Of course, the circuit of FIG. 3 can be modified in several ways. For example, instead of the 2 frequency divider 37, a frequency doubler can be provided on the input line 48 of the phase detector 47. In this case, the frequency multiplier of the phase-locked loop 34 is set to 1.
It is necessary to set the magnification to '2. Alternatively, it is also possible, for example, to provide a controllable phase shifter 36 in the output conductor of the filter 33. When selecting 7'2 times the frequency of the stereo pilot signal without selecting 16' of the frequency of the stereo pilot signal for the carrier frequency of the transmitter identification signal, the divisor of the frequency divider 34d should be set to 14. Let the divisor of the frequency divider 35 be 2.

この場合、分周器３４ｄの除数を７に選択し、分周器３
５を省略しうるようにすることに回路構成がより一層簡
単となること勿論である。第４図に示す本発明による受
信機の他の例において、第３図の装置に対応する装置に
は第３図と同一の符号を付して示す。In this case, the divisor of the frequency divider 34d is selected to be 7, and the divisor of the frequency divider 34d is selected to be 7.
It goes without saying that the circuit configuration can be further simplified by omitting 5. In another example of a receiver according to the invention shown in FIG. 4, devices corresponding to those in FIG. 3 are designated with the same reference numerals as in FIG.

第３図の例では可制御移相器３６の制御に対する位相比
較を搬送波周波数の２倍で行なったが、第４図の例では
この位相比較を搬送波周波数自体で行なう。In the example of FIG. 3, the phase comparison for the control of the controllable phase shifter 36 is performed at twice the carrier wave frequency, but in the example of FIG. 4, this phase comparison is performed at the carrier wave frequency itself.

この目的の為に周波数２倍器５０および２分周器３７を
省略し、分筒器３４ｄの除数を１６に減少させる。従っ
て分周器３５は移相器３６を経て位相検波器４７の入力
端子４８に、搬送波周波数（６０．級比）を有し変調さ
れていない搬送波を供給する。For this purpose, frequency doubler 50 and frequency divider 37 are omitted, and the divisor of tube divider 34d is reduced to 16. Therefore, the frequency divider 35 supplies an unmodulated carrier wave having a carrier frequency (60.degree. scale ratio) to the input terminal 48 of the phase detector 47 via the phase shifter 36.

本例の場合位相検波器４７の入力端子４９に通じる入力
導線に（平衡変調）位相反転器５１を設ける。In this example, a (balanced modulation) phase inverter 51 is provided in the input conductor leading to the input terminal 49 of the phase detector 47.

この位相反転器５１を同期検波器３９の出力信号により
或はパルス整形器４３の出力信号により制御する。送信
機識別信号の位相が符号信号の為に１８０ｏ変化するた
びに、この変化にパルス整形器４３の出力信号に変換点
を生ぜしめ、これにより位相反転器５１で位相反転を生
ぜしめ、入力端子４９におけるもとの位相反転を相殺さ
せる。従って位相検波器４７の入力端子４９には、もと
の位相変調が除去された６０／雛批送信機識別搬送波が
供給される。位相検波器４７においては、この変調され
ていない搬送波の位相が入力端子４８における信号と比
較され、低域通過フィル夕４６を介して移相器３６を制
御することによりいかなる位相誤差をも補償する。位相
反転器５１は入力端子４９に通じる導線に入れる代りに
位相検波器４７の入力端子４８に通じる入力導線に入れ
ることもできる。This phase inverter 51 is controlled by the output signal of the synchronous detector 39 or the output signal of the pulse shaper 43. Every time the phase of the transmitter identification signal changes by 180° due to the code signal, this change causes a conversion point in the output signal of the pulse shaper 43, which causes a phase inversion in the phase inverter 51, and the input terminal The original phase reversal at 49 is canceled out. The input terminal 49 of the phase detector 47 is therefore supplied with a 60/10 transmitter identification carrier wave from which the original phase modulation has been removed. In a phase detector 47, the phase of this unmodulated carrier is compared with the signal at an input terminal 48 and compensates for any phase errors by controlling a phase shifter 36 via a low pass filter 46. . Instead of being placed in the line leading to the input terminal 49, the phase inverter 51 can also be placed in the input line leading to the input terminal 48 of the phase detector 47.

この場合移相器３６を経て供給される６０．桃比搬送波
は、送信機識別信号自体が変調されたのと同様に２進符
号により位相変調される。従って位相検波器４７は位相
補正に用いうる出力電圧を発生する。或はまた位相検波
器４７の出力導線においてフィル夕４６の前或は後に位
相反転器を設けることができる。この場合位相検波器４
７自体は２進符号信号を発生するが、位相反転器がこの
信号の各信号転換部の状態を変える為、位相反転器の出
力信号は位相補正に用いうる直流電圧となる。同期検波
器３９の入力端子３８に通じる入力導線に設けた９００
移相器５２は第２図の４５０移相器４０と同様な機能を
有する。この９００移相器５２は図示の位置に入れる代
りに同期検波器３９の入力端子４１に通じる入力導線に
或は位相検波器のいずれか一方の入力導線に入れること
ができる。更に第４図の回路の位相補正部は、位相検波
器の入力端子４８における信号に対する入力端子４９に
おける信号の位相差が十９００或は一９０ｏとなりうる
２つの安定制御状態を有する。従って同期検波器３９に
よる２進符号信号の検波は第３図の受信機と同様に不明
確となる。第３および４図に示す回路は選択度を高くす
る条件を満足する共振回路を必要としない。In this case, 60. The carrier wave is phase modulated by a binary code in the same way that the transmitter identification signal itself was modulated. Therefore, phase detector 47 generates an output voltage that can be used for phase correction. Alternatively, a phase inverter can be provided in the output conductor of the phase detector 47 before or after the filter 46. In this case the phase detector 4
7 itself generates a binary code signal, but since the phase inverter changes the state of each signal inversion part of this signal, the output signal of the phase inverter becomes a DC voltage that can be used for phase correction. 900 provided on the input conductor leading to the input terminal 38 of the synchronous detector 39
Phase shifter 52 has a similar function to 450 phase shifter 40 of FIG. The 900 phase shifter 52, instead of being placed in the position shown, could be placed in the input lead leading to the input terminal 41 of the synchronous detector 39 or in the input lead of either of the phase detectors. Furthermore, the phase correction section of the circuit of FIG. 4 has two stable control states in which the phase difference of the signal at input terminal 49 with respect to the signal at input terminal 48 of the phase detector can be 1900 degrees or 190 degrees. Therefore, the detection of the binary code signal by the synchronous detector 39 becomes unclear as in the receiver of FIG. The circuits shown in FIGS. 3 and 4 do not require a resonant circuit that satisfies the conditions for high selectivity.

その理由は、所要の選択度の大部分は低周波数で、すな
わち低域通過フィル夕３４ｂ，４６，４２によって得る
ことができる為である。従って、帯域通過フィル夕３２
および３３は普通のクオリティーフアクタ（約２０）を
有するようにするだけで足りる。ステレオ／ぐィ。ツト
信号用のフィル夕３２は完全に省略することもできると
いうことを実験により磁かめた。またある場合には、す
でに炉波されたステレオパイロット信号をステレオデコ
ーダ２７から得ることもできる。この場合位相ロックル
ープ３４の入力端子はステレオデコーダ２７内に適当な
点に接続する。第１，３および４図に示す各構成装置自
体はすべて既知である為、その詳細は説明は省略する。The reason is that most of the required selectivity can be obtained at low frequencies, ie by the low-pass filters 34b, 46, 42. Therefore, the bandpass filter 32
and 33 need only have a normal quality factor (approximately 20). Stereo/gui. Through experiments, we have found that the filter 32 for the cut signal can be completely omitted. Also, in some cases, a stereo pilot signal that has already been subjected to radio waves can be obtained from the stereo decoder 27. In this case, the input terminal of the phase-locked loop 34 is connected to a suitable point within the stereo decoder 27. Since each of the constituent devices shown in FIGS. 1, 3, and 4 is well known, detailed explanation thereof will be omitted.

第５図に示す本発明による送信機の他の例には、左側音
声信号源１０２および右側音声信号源１０３が接続され
たステレオマルチプレクス（多重）ェンコーダ１０１と
、ステレオパイロット信号（周波数ｆｐ）を発生する１
鰍比発振器１０４とを設ける。ェンコーダ１０１は第１
図に示すマルチプレクサ１０と同様に、供給された信号
から標準の多重信号を形成する。この標準の多重信号は
音声周波数の和信号Ｌ十Ｒと、パイロット信号の周波数
の２倍の周波数の搬送波上で変調されこの搬送波が抑圧
されたＬ−Ｒステレオ情報信号と、ステレオパイロット
信号（周波数ｆｐ）自体とも有している。発振器１０４
から取出したステレオパイロット信号は多重信号におけ
るパイロット信号と同じ位相を有するものとする。ステ
レオパイロット信号はスイッチ１０６の第１接点ａに９
０ｏ移相器１０５を介して供給するとともにスイッチ１
０６の第２銭点ｂに直接供給する。Another example of a transmitter according to the invention, shown in FIG. Occurs 1
A gill ratio oscillator 104 is provided. Encoder 101 is the first
Similar to the multiplexer 10 shown in the figure, it forms a standard multiplexed signal from the supplied signals. This standard multiplexed signal consists of a sum signal L + R of audio frequencies, an L-R stereo information signal which is modulated on a carrier wave with a frequency twice that of the pilot signal and this carrier wave is suppressed, and a stereo pilot signal (frequency fp) itself. Oscillator 104
It is assumed that the stereo pilot signal extracted from the stereo pilot signal has the same phase as the pilot signal in the multiplexed signal. The stereo pilot signal is connected to the first contact a of the switch 106.
0o phase shifter 105 and switch 1
06 directly to the second coin point b.

スイッチ１０６の主接点ｃは直線変調器ｌｏ８の第１入
力端子に接続する。従ってスイッチ１０６が図面に示す
状態にあると、多重信号内のステレオパイロット信号に
対して９０ｏ移相されたステレオパイロット信号が第１
入力端子に供給される。スイッチ１０６が他の状態に切
換わると、直線変調器１０８の入力端子１０７は多重信
号内のステレオパイロット信号と同相のステレオパイロ
ット信号を受ける。ステレオパイロット信号は更にパル
ス整形器１０９を経て８分周器１１０に供給し、この分
周器１１０１こよりステレオパイロット信号の周波数の
１／８倍の周波数（２．３７弧世）を有する矩形波を発
生させる。The main contact c of switch 106 is connected to the first input terminal of linear modulator lo8. Therefore, when the switch 106 is in the state shown in the drawing, the stereo pilot signal, which is phase shifted by 90° with respect to the stereo pilot signal in the multiplex signal, is placed in the first position.
Supplied to the input terminal. When switch 106 is toggled to the other state, input terminal 107 of linear modulator 108 receives a stereo pilot signal that is in phase with the stereo pilot signal in the multiplex signal. The stereo pilot signal is further supplied to an 8 frequency divider 110 via a pulse shaper 109, and the frequency divider 1101 generates a rectangular wave having a frequency (2.37 arcs) that is 1/8 times the frequency of the stereo pilot signal. generate.

この周波数に同調された帯域通過フィルター１１により
基本周波数を炉過し、パイロット信号周波数の１／８倍
の正弦波が変調器１０８の第２入力端子１１２に得られ
るようにする。変調器１０８は直線平衡変調器とし、こ
の変調器によりこれに供給された２つの正弦波状信号か
ら和および差周波数（ｆｐ−１／８ｆｐおよびｆｐ十１
／８ｆｐ）の出力信号を発生させ、この出力信号から最
初の周波数（ｆｐおよびｆｐノ８）の信号が除去される
ようにする。変調器１０８の出力信号は３位置スイッチ
１１３の第１接点ａに直接供給し、また１６．６２弧Ｈ
ｚ（７／８ｆｐ）に同調させた帯城通過フィル夕１１４
を経てスイッチ１１３の第２接点ｂに供給し、更に２１
．３７靴比（９ノ８ｆｐ）に同調させた帯城通過フィル
ター１５を経てスイッチ１１３の第３接点ｃに供給する
。A bandpass filter 11 tuned to this frequency passes the fundamental frequency so that a sine wave of 1/8 times the pilot signal frequency is obtained at the second input terminal 112 of the modulator 108. The modulator 108 is a linearly balanced modulator which calculates the sum and difference frequencies (fp-1/8fp and fp-11
/8 fp) from which the signals at the first frequency (fp and fp no 8) are removed. The output signal of the modulator 108 is directly supplied to the first contact a of the three-position switch 113, and the output signal of the 16.62 arc H
Obijo passing filter tuned to Z (7/8fp) 114
is supplied to the second contact b of the switch 113 via 21
．． The signal is supplied to the third contact c of the switch 113 through the Obijo pass filter 15 which is tuned to a ratio of 9 to 8 fp.

３位置スイッチ１１３の主接点ｄは直線平衡変調器１１
７の第１入力端子１１６に接続する。The main contact d of the three-position switch 113 is the linear balanced modulator 11
7 is connected to the first input terminal 116 of No. 7.

送信機識別情報を有する２進符号信号を発生する符号信
号発生回路１２０は台形波形整形器１１９を経て上記の
変調器１１７の第２入力端子１１８に接続する。台形波
形整形器１１９は高周波成分を減少させる為、変調器１
１７に供給される符号信号の周波数範囲は（約６００Ｈ
ｚまでに）制限される。スイッチ１１３が第３位置ｃに
あると、フィルター１５を通過した９／８ｆ鰭８搬送波
が変調器１１７において符号信号発生回路１２０の符号
信号で２進位相変調される。A code signal generation circuit 120 that generates a binary code signal having transmitter identification information is connected to the second input terminal 118 of the modulator 117 via a trapezoidal waveform shaper 119. The trapezoidal waveform shaper 119 reduces the high frequency components of the modulator 1.
The frequency range of the code signal supplied to 17 is (approximately 600H
(up to z). When the switch 113 is in the third position c, the 9/8f 8 carrier waves that have passed through the filter 15 are subjected to binary phase modulation in the modulator 117 using the code signal from the code signal generation circuit 120.

スイッチ１１３が第２位置ｂにあると、フィルター１４
を通過した７／８ｆｐ副搬送波が符号信号により２進位
相変調される。スィッチ１１３が第１位置ａにあると、
変調器１０８から生じる７／８ｆｐおよび９／８ｆｐの
２つの副搬送波が符号信号により２進位相変調される。
変調器１１７の出力信号は加算段１２１においてェンコ
ーダ１０１のステレオ多重信号に加える。この加算は加
える１つ以上の副搬送波が多重信号内に含まれるステレ
オパイロット信号の振幅よりも可成り小さくなるように
（例えば１／３０倍となるように）行なう。加算段１２
１の出力信号はＦＭ送信部（図示せず）に供孫合する。
２つのスイッチ１０６および１１３が第１位置ａにある
と、送信された全信号はステレオパイロット信号の隣り
にｆｐ＋１／８ｆｐおよびｆｐ−１／８ｆｐ副搬送波を
有し、これらの双方の副搬送波は符号信号により２進位
相変調されている。When the switch 113 is in the second position b, the filter 14
The 7/8fp subcarrier that has passed through is subjected to binary phase modulation by the code signal. When the switch 113 is in the first position a,
Two subcarriers, 7/8 fp and 9/8 fp, originating from modulator 108 are binary phase modulated by the code signal.
The output signal of modulator 117 is added to the stereo multiplexed signal of encoder 101 in addition stage 121 . This addition is performed so that the amplitude of the one or more subcarriers to be added is significantly smaller (for example, 1/30 times) than the amplitude of the stereo pilot signal included in the multiplexed signal. Addition stage 12
The output signal of No. 1 is sent to an FM transmitter (not shown).
When the two switches 106 and 113 are in the first position a, the total transmitted signal has fp+1/8fp and fp-1/8fp subcarriers next to the stereo pilot signal, both of these subcarriers having the sign The signal is binary phase modulated.

これら２つの副搬送波の合成はステレオパイロット信号
に対し常に９０ｏ移相されている為、２つの副搬送波を
側波帯信号として有するステレオパイロット信号は直角
変調された信号を形成し、従ってステレオパイロット信
号の振幅変調度は極めて制限される。変調を行なう信号
自体は符号信号により２進位相変調された１／８ｆｐの
副搬送波である。スイッチ１０６を第２位置ｂにすると
、２つの副搬送波の合成はステレオパイロット信号に対
し同相（或は１８０ｏ位相外れ）となる為、２つの副搬
送波を側波帯信号として有するステレオパイロット信号
は、変調された１／８ｆｐ信号で振幅変調されるも位相
変調されない。スイッチ１１３を第２或位置にするとそ
れぞれ下側波帯信号或は上側波帯信号が多重信号のステ
レオパイロット信号に加わる。Since the combination of these two subcarriers is always phase shifted by 90o with respect to the stereo pilot signal, the stereo pilot signal with the two subcarriers as sideband signals forms a quadrature modulated signal and therefore the stereo pilot signal The amplitude modulation depth of is extremely limited. The signal itself to be modulated is a 1/8 fp subcarrier that is binary phase modulated by a code signal. When the switch 106 is in the second position b, the combination of the two subcarriers is in phase with the stereo pilot signal (or 180 degrees out of phase), so the stereo pilot signal having the two subcarriers as sideband signals is The modulated 1/8 fp signal is amplitude modulated but not phase modulated. When switch 113 is in a second position, the lower sideband signal or upper sideband signal, respectively, is added to the stereo pilot signal of the multiplexed signal.

スイッチ１０６を切換えると実際に単側波帯信号がステ
レオパイロット信号に対して９０ｏ移相されるが、この
ことは実際的にあまり重要なことではない。第５図はど
の方式が実際に最も満足であるかを試験するのに好適な
実験的な送信機を示すものである。Although switching switch 106 actually phase-shifts the single sideband signal by 90 degrees relative to the stereo pilot signal, this is of little practical importance. FIG. 5 shows an experimental transmitter suitable for testing which scheme is actually most satisfactory.

実際の適用に当っては送信機を１つの方式に対してのみ
好適なようにするだけでよい為、送信機をより一層簡単
な構成とすることができる。従って例えば７／８ｆｐ或
は９／８ｆｐの１つのみの変調された副搬送波を多重信
号に加えるようにした送信機（第５ａ図参照）には、ス
テレオパイロット信号から７ｆｐ或は＄ｐの信号を発生
する位相ロックループ１２２と、７／８ｆｐ或は９／８
ｆｐのパルス整形信号を発生する８分周器１２３と、上
記のパルス整形信号を７／８ｆｐ或は９／８ｆｐの正弦
波状信号に変換する帯城通過フィル夕１２４とを設け、
この正弦波状信号を変調器１１７の第１入力端子１１６
に供給するようにすることができる。２つの変調された
副搬送波を有する方式に対する実際の送信機では第５図
の素子１０６，１１３，１１４，１１６を省略すること
ができる。In practical applications, the transmitter only needs to be made suitable for one system, resulting in an even simpler construction of the transmitter. Therefore, for example, a transmitter that adds only one modulated subcarrier of 7/8fp or 9/8fp to the multiplexed signal (see Figure 5a) may have a signal of 7fp or $p from the stereo pilot signal. and a phase-locked loop 122 that generates 7/8fp or 9/8fp.
An 8-frequency divider 123 that generates an fp pulse-shaped signal, and an Obijo pass filter 124 that converts the pulse-shaped signal into a 7/8 fp or 9/8 fp sine wave signal,
This sinusoidal signal is transmitted to the first input terminal 116 of the modulator 117.
can be supplied to In a practical transmitter for a scheme with two modulated subcarriers, elements 106, 113, 114, 116 of FIG. 5 can be omitted.

この場合発振器１０４は直接或は移相器１０５を経て変
調器１０８の第１入力端子１０７に接続し、変調器１０
８の出力端子は変調器１１７の第１入力端子１０６に直
接接続することができる。またｆｐステレオパイロット
信号とｆｐ′８信号とを混合し、次にこの混合した信号
を符号信号により変調する代りに、ｆｐ／別信号を符号
信号により変適し、次にこの変調された信号をステレオ
パイロット信号と混合するようにするか、或はｆｐステ
レオパイロット信号を符号信号により変調し、次にこの
変調された信号をｆｐ／靴信号と混合するようにするこ
ともできる。第６図は加算段１２１から生じる信号の周
波数スペクトルを示す。In this case, the oscillator 104 is connected directly or via a phase shifter 105 to a first input terminal 107 of the modulator 108 and the modulator 10
The output terminal of 8 can be directly connected to the first input terminal 106 of the modulator 117. Also, instead of mixing the fp stereo pilot signal and the fp'8 signal and then modulating this mixed signal with a code signal, the fp/separate signal is modulated by the code signal, and then this modulated signal is modulated into a stereo signal. Alternatively, the fp stereo pilot signal can be modulated with a code signal and this modulated signal can then be mixed with the fp/shoe signal. FIG. 6 shows the frequency spectrum of the signal resulting from summing stage 121.

この第６図に示すように０〜１郎Ｈｚには音声周波数情
報信号が存在し、１眺Ｈｚにはステレオパイロット信号
が存在し、２松ＨＺから５氷舷（図示せず）までに３磯
Ｈｚで変調されたステレオ情報信号が存在し、１６．３
２５および２１．３７弧＆に２つの２進位相変調された
副搬送波が存在し、これら副搬送波の各々は約１２００
世の帯城幅を有する。As shown in Fig. 6, there is an audio frequency information signal from 0 to 1 Hz, a stereo pilot signal exists at 1 Hz, and 3 Hz from 2 Hz to 5 Hz (not shown). There is a stereo information signal modulated at Iso Hz, 16.3
There are two binary phase modulated subcarriers at 25 and 21.37 arc & each of these subcarriers is about 1200
It has the width of a castle in the world.

信号成分の振幅は第６図に示す関係よりも互に一層相違
すること勿論である。実際にはＬ＋ＲおよびＬ−Ｒ信号
成分はステレオパイロット信号の約９倍とすることがで
き、２つの副搬送波信号はステレオパイロット信号の例
えば１／３Ｍ苦とすることができる。第７図の受信機は
２進位相変調された１つのみの副搬送波を例えば７′８
ｆｐ（１６．６２靴批）で送信する方式に特に適したも
のである。高周波、中間周波および低周波段のような通
常の受信機素子は第７図に示さない。受信機の周波数別
弁器から取出した多重信号は、１６．３２歌世の副搬送
波周波数に同調されクオリティーフアクタを例えば１５
とすることのできる帯城通過フィル夕１２５に供給する
。このフィル夕１２５は変調された副搬送波周波数と、
このフィル夕の通過帯城の端緑に一致するも副搬送波信
号よりも依然として可成り大きなステレオパイロット信
号自体とを通す。これら盤箸雲務韓霞奉呈毒灘事ｇ；後
肌機この乗算段１２８はまず第１に位相ロックループの
位相検波器として作用し、この位相。Of course, the amplitudes of the signal components are even more different from each other than the relationship shown in FIG. In practice, the L+R and LR signal components may be approximately 9 times as large as the stereo pilot signal, and the two subcarrier signals may be, for example, 1/3 times as large as the stereo pilot signal. The receiver of FIG. 7 transmits only one binary phase modulated subcarrier, e.g.
This is particularly suitable for transmission using fp (16.62 fps). Conventional receiver elements such as high frequency, intermediate frequency and low frequency stages are not shown in FIG. The multiplexed signal taken out from the receiver's frequency divider is tuned to a subcarrier frequency of 16.32 and has a quality factor of, for example, 15.
The filter 125 is supplied to a filter 125 that can pass through the Obi Castle. This filter 125 has a modulated subcarrier frequency;
This filter passes through the stereo pilot signal itself, which is still significantly larger than the subcarrier signal, even though the pass band coincides with the edge of the filter. This multiplier stage 128 first acts as a phase detector of a phase-locked loop, and this phase.

ツクルーブは他に低域通過フィルター２９と、滋ｍＺの
電圧制御発振器１３０と、２分周器１３１とを具え、こ
の２分周器１３１は１鰍伍の矩形波信号を乗算段１２８
の第２入力端子１３２に帰還させる。この位相ロックル
ープは受信されたステレオパイロット信号に固定を行な
い、従って２分周器１３１の出力端子に、受信されたス
テレオパイロット信号と同期した１９ＫＨｚの矩形波信
号を発生する。ステレオパイロット信号とは異なる信号
成分によって位粗相ロックループが影響されないように
する為に用いた低減通過フィル夕１２９は例えば３０世
セの遮断周波数と、この遮断周波数よりも上で６船′オ
クターブの特性曲線傾斜とを有するものとすることがで
きる。前記多重段１２８は第２に、１６．６２弧比（７
′８ｆｐ）の変調された副搬送波に対する混合段として
作用する。The Tsuklub also includes a low-pass filter 29, a voltage-controlled oscillator 130, and a frequency divider 131.
is fed back to the second input terminal 132 of. This phase-locked loop locks on the received stereo pilot signal, thus producing a 19 KHz square wave signal at the output terminal of the divide-by-two frequency divider 131 that is synchronized with the received stereo pilot signal. In order to prevent the phase-coarse phase-locked loop from being influenced by signal components different from the stereo pilot signal, the reduced pass filter 129 used has a cutoff frequency of, for example, 30s, and a cutoff frequency of 6' octaves above this cutoff frequency. The characteristic curve may have a slope. The multistage 128 secondly has a 16.62 arc ratio (7
'8 fp) modulated subcarrier.

この副搬送波は入力端子１３２で１雌Ｈｚ（ｆｐ）の矩
形波と混合され、２．３７郎Ｈｚ（１／８ｆｐ）の２進
位相変調された中間周波信号となり、この中間周波信号
が、例えば雛Ｈｚの遮断周波数を有しこの遮断周波数よ
りも上で２０胆／オクターブの特性曲線傾斜を有する低
域通過フィル夕１３３を通過する。１眺比の電圧制御発
振器を用いずに２分周器１３１を後段に設けた３雛Ｈｚ
の電圧制御発振器１３０を用いた理由は、一般に２分周
器が電圧制御発振器によるよりも一層対称的な矩形波を
発生する為である。This subcarrier is mixed with a 1 female Hz (fp) rectangular wave at the input terminal 132, resulting in a 2.37 Hz (1/8 fp) binary phase modulated intermediate frequency signal, and this intermediate frequency signal is, for example, It passes through a low-pass filter 133 with a cut-off frequency of Hz and a characteristic slope of 20 octaves above this cut-off frequency. 3Hz frequency divider 131 is provided at the rear stage without using a voltage controlled oscillator with a 1 view ratio
The reason for using the voltage controlled oscillator 130 is that a divide-by-two frequency divider generally generates a more symmetrical square wave than a voltage controlled oscillator.

従って、乗算段１２８が完全に対称的な矩形波によって
制御される為、１眺Ｈｚ信号の偶数高調波、特に３離日
ｚの周波数を有する高調波のそばの入力信号成分によっ
て乗算段１２８の出力信号に影響を及ぼさない。乗算段
１２８による５７ＫＨｚのそばの信号成分の検波は、こ
れらの信号成分に対して充分な減衰特性を有するフィル
夕１２５により充分に防止される。従って素子１２８，
１２９，１３０およぼ１３１によって炉波されたステレ
オパイロット信号が２分周器１３１の出力端子に得られ
、変換され２進位相変調された副搬送波が乗算段１２８
の出力端子に得られる。しかし、上述した乗算段１２８
の２つの機能は他のいかなるフィルター変換器装置によ
っても行なうことができること勿論である。２分周器１
３１によって得た１眺Ｈｚの矩形波は８分周器１３４に
より２．３７弧Ｈｚ（１／８ｆｐ）の周波数を有する矩
形波に分周させる。Therefore, since the multiplier stage 128 is controlled by a completely symmetrical square wave, the input signal components near the even harmonics of the 1 view Hz signal, especially the harmonics having a frequency of 3 z, will affect the multiplier stage 128. Does not affect the output signal. Detection of signal components near 57 KHz by multiplier stage 128 is largely prevented by filter 125 having sufficient attenuation characteristics for these signal components. Therefore element 128,
129, 130 and 131 are obtained at the output terminal of the divider by two 131, and the converted and binary phase modulated subcarriers are sent to the multiplication stage 128.
is obtained at the output terminal of. However, the multiplication stage 128 mentioned above
Of course, the two functions can be performed by any other filter converter device. 2 divider 1
The 1 view Hz rectangular wave obtained by 31 is frequency-divided by an 8 frequency divider 134 into a rectangular wave having a frequency of 2.37 arc Hz (1/8 fp).

従って、パイロット信号から取出され変調されていない
２．３７弧位の矩形波が８分周器１３４の出力端子に得
られ、２．３７歌Ｈｚの２進位相変調された搬送波信号
がフィルター３３の出力端子に得られる。この変調され
た搬送波信号は変調されていない矩形波により同期復調
させることができ、第３および４図につき説明した方法
の一方によって処理することができる。実際の横波は同
期検波器１３５内で行なう。この目的の為に変調された
搬送波信号を増幅器１３７を経て同期検波器１３５の第
１入力端子１３６に供給し、変調されていない矩形波を
可制御移相器１３９を経て同期検波器１３５の第２入力
端子１３８に供給する。検波された符号信号は、例えば
３５０Ｈｚの遮断周波数と２は旧／オクターブの特性曲
線傾斜とを有する低域通過フィルター４０で炉波し、そ
の後にパルス整形器１４１によって矩形波パルスに変換
し、その後にデコーダー４２に供給する。このデコーダ
１４２は２進送信機識別信号を負荷１４３に用いるのに
適した信号に変換する。この負荷１４３は符号信号に設
けられた情報に応じて種々に異ならせることができる。
符号信号が、受信した送信機および受信したプログラム
の双方或はいずれか一方に関する情報を有する場合には
、負荷１４３にこの情報を表示する表示装置を設け、例
えば通常の同調メモリを省略するようにすることができ
る。或はまた負荷１４３に自動送信機探索回路を設け、
受信機が、所定の種類のプログラム、例えばクラシック
音楽を放送している局にのみ同調されるようにすること
ができる。また符号信号が時間情報を有する場合には、
負荷１４３により例えばこの負荷に接続されたテープレ
コーダをプリセツト（予め設定した）時間にスイッチ・
オン或はスイッチ・オフさせることができる。符号信号
がページング信号である場合には装置１４３をこのペー
ジング信号を受信する受信機を以つて構成することがで
きる。移相器１３９は、変調された２．３７弧Ｈｚの信
号と変調されていない２．３７斑位の矩形波との間で生
じる操れのあるあらゆる位相誤差をも除去する作用をす
る。Therefore, an unmodulated 2.37 arc square wave extracted from the pilot signal is obtained at the output terminal of the divider by 8 frequency divider 134, and a binary phase modulated carrier signal of 2.37 Hz is obtained at the output terminal of the divider 134. obtained at the output terminal. This modulated carrier signal can be synchronously demodulated with an unmodulated square wave and processed by one of the methods described in connection with FIGS. 3 and 4. The actual transverse wave is generated within the synchronous detector 135. For this purpose, a modulated carrier signal is applied via an amplifier 137 to a first input terminal 136 of a synchronous detector 135, and an unmodulated square wave is applied via a controllable phase shifter 139 to a first input terminal 136 of a synchronous detector 135. 2 input terminal 138. The detected code signal is filtered by a low-pass filter 40 having a cutoff frequency of, for example, 350 Hz and a characteristic curve slope of 2 octaves, then converted into a square wave pulse by a pulse shaper 141, and then is supplied to the decoder 42. This decoder 142 converts the binary transmitter identification signal into a signal suitable for use with load 143. This load 143 can be varied depending on the information provided in the code signal.
If the encoded signal contains information about the received transmitter and/or the received program, the load 143 may be provided with a display device for displaying this information, e.g. to omit the usual tuning memory. can do. Alternatively, an automatic transmitter search circuit is provided in the load 143,
The receiver can be tuned only to stations broadcasting certain types of programs, for example classical music. Also, if the code signal has time information,
The load 143 can, for example, switch a tape recorder connected to this load at a preset (preset) time.
It can be turned on or switched off. If the code signal is a paging signal, the device 143 can be configured with a receiver for receiving this paging signal. Phase shifter 139 also serves to remove any erroneous phase errors that occur between the modulated 2.37 arc Hz signal and the unmodulated 2.37 arc Hz square wave.

これらの位相誤差は、送信機では分周器１１０で、受信
機では分周器１３４で種々のフィル夕、例えばフィル夕
１２５内の遅延時間の差によって生じる漠れがある。従
って位相制御を行なう為に、２進位相変調された２．３
７郎世の信号を自乗装置１４４およびパルス整形器１４
５によって４．７弧伍の矩形波に変換する。また移相器
１３９から生じる変調されていない矩形波を周波数２倍
器１４６によって４．７弧批の矩形波に変換する。４．
７歌伍のこれら２つの矩形波は位相検波器１４７で比較
し、この位相検波器１４７により上記の矩形波から制御
信号を発生させ、この制御信号を低域通過フィル夕で炉
波し増幅器１４９で増幅した後可制御移相器１３９の制
御入力端子１５０‘こ供給する。These phase errors may be caused by differences in delay times within the various filters, such as filter 125, in frequency divider 110 at the transmitter and frequency divider 134 at the receiver. Therefore, in order to perform phase control, the binary phase modulated 2.3
7. The signal of
5 to convert it into a square wave of 4.7 arc degrees. Further, the unmodulated rectangular wave generated by the phase shifter 139 is converted by the frequency doubler 146 into a rectangular wave of 4.7 arc degrees. 4.
These two rectangular waves of 7 meters are compared by a phase detector 147, which generates a control signal from the above rectangular wave, which is filtered through a low-pass filter and sent to an amplifier 149. After amplification, the control input terminal 150' of the controllable phase shifter 139 is supplied.

従って移相器１３９は、同期検波器１３５に供給される
２．３７靴Ｈｚの矩形波と２．３７靴比の信号とが同じ
位相（或は互に１８００ずれた位相）を有するようにす
る。上記の移相器１３９や第３および４図の移相器３６
は例えば２つの縦続接続した単安定回路を以つて構成す
ることができ、この場合第１の単安定回路の時定数を前
記の制御信号により制御し、第２の単安定回路の時定数
を、遅延すべき信号の１サイクルの１／２に等しくし、
第１の単安定回路を到来信号により始動させ、第２の単
安定回路を第１の単安定回路の出力信号の後縁によって
始動するようにする。このような移相器はほぼ３６００
に百つて信号の位相を偏移させることができ、この偏移
量は充分すぎる量である。その理由は信号は１８００に
百つて偏移させる必要がある為である。２進位相変調さ
れた２つの副搬送波をステレオパイロット信号の各々の
側に有し、このステレオパイロット信号を２つの副搬送
波の合成に対し直角とした信号を受信する受信機の好適
例は第７図に示す受信機と同じ構成にすることができる
も、この場合フィル夕１２５を一方の副搬送波に同調さ
せずにステレオパイロット信号に同調させ、このフィル
夕の通過帯城幅を、２つの副搬送波を通すのに充分に大
し〈する必要がある。Therefore, the phase shifter 139 ensures that the 2.37Hz square wave and the 2.37Hz signal supplied to the synchronous detector 135 have the same phase (or are 1800 out of phase with each other). . The phase shifter 139 described above or the phase shifter 36 in FIGS. 3 and 4
can be constructed, for example, by two cascaded monostable circuits, in which case the time constant of the first monostable circuit is controlled by the aforementioned control signal, and the time constant of the second monostable circuit is equal to 1/2 of one cycle of the signal to be delayed;
The first monostable circuit is activated by the incoming signal and the second monostable circuit is activated by the trailing edge of the output signal of the first monostable circuit. Such a phase shifter is approximately 3600
The phase of the signal can be shifted by a factor of 100, and this amount of shift is more than sufficient. The reason is that the signal needs to be shifted by 1800 degrees. A preferred example of a receiver for receiving a signal having two binary phase modulated subcarriers on each side of a stereo pilot signal, the stereo pilot signal being orthogonal to the combination of the two subcarriers is the seventh embodiment. Although it is possible to have the same configuration as the receiver shown in the figure, in this case the filter 125 is not tuned to one of the subcarriers but to the stereo pilot signal, and the pass band width of this filter is It needs to be large enough to pass the carrier wave.

一方、通過帯城の外部の減衰率、特に５７ＫＨｚ付近の
信号に対する減衰率は妨害を無すす為に充分大きくする
必要がある。２進位相変調された副搬送波をステレオパ
イロット信号の各々の側に有し、これら２つの副搬送波
の合成をステレオパイロット信号と同相にした信号を受
信する受信機においては、上記の信号を低い周波数に変
換するのに前述した移相検波器１２８を用いることがで
きない。On the other hand, the attenuation rate outside the passband castle, especially the attenuation rate for signals around 57 KHz, must be sufficiently large to eliminate interference. In a receiver that receives a signal that has a binary phase modulated subcarrier on each side of the stereo pilot signal, and the combination of these two subcarriers is in phase with the stereo pilot signal, such a signal is transmitted at a lower frequency. The above-described phase shift detector 128 cannot be used to convert the signal into a signal.

その理由は、この場合位相検波器と混合段とを互に９０
０移相したステレオパイロット信号によって制御しなけ
ればならない為である。第８図はこのような受信機の一
例を示すもので、第７図と同一な素子には同一符号を付
した。この場合、増幅器１２６の出力信号を位相検波器
１２８と、混合段として作用する他の検波器１５１とに
供給する。The reason is that in this case the phase detector and the mixing stage are
This is because control must be performed using a stereo pilot signal with a zero phase shift. FIG. 8 shows an example of such a receiver, and the same elements as in FIG. 7 are given the same reference numerals. In this case, the output signal of amplifier 126 is fed to phase detector 128 and another detector 151 acting as a mixing stage.

この混合段１５１において、上記の信号と、３郷比の発
振器１３０から２分周器１５２によって取出した１鰍比
の矩形波とを混合する。２つの分周器１３１および１５
２は、これらが互に９００移相した位相を有する１眺Ｈ
ｚの矩形波を発生するように附勢されるようにする。In this mixing stage 151, the above-mentioned signal is mixed with a rectangular wave having a one-element ratio extracted from the three-ratio oscillator 130 by a frequency divider 152. Two frequency dividers 131 and 15
2 are 1 view H with phases shifted by 900 from each other.
Energized to generate a z square wave.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明による受信機に適用される送信機の一例
を示すブロック線図、第２図は第１図の送信機のマルチ
プレクサによって発生させられた多重信号であり、受信
側でＦＭ復調後に得られた多重信号の周波数スペクトル
を示す線図、第３図は本発明による受信機の一例を示す
ブロック線図、第４図は本発明による受信機の他の例を
示すフロック線図、第５および５ａ図は本発明による受
信機に適用される送信機の他の例を示すブロック線図、
第６図は第５図の送信機の加算段から生じる多重信号で
あり、受信側でＦＭ復調後に得られた多重信号の周波数
スペクトルを示す線図、第７図は第６図に示すような信
号を受信する受信機の一例を示すブロック線図、第８図
は第６図に示すような信号を受信する受信機の他の例を
示すブロック線図である。 １…左側音声信号源、２…右側音声信号源、３，４・・
・プリェンフアシス回路網、５，６・・・低域通過フィ
ル夕、７・・・加算回路、８・・・減算回路、Ｉ０…マ
ルチプレクサ、１１・・・平衡変調器、１２・・・帯域
通過フィル夕、１４・・・安定発振器、１６・・・第１
位相ロックループ、１６ａ・・・位相検波器、１６ｂ…
低域通過フィル夕、１６ｃ…電圧制御発振器、１６ｄ・
・・２分周器、１７・・・移相器、１８・・・第２位相
ロックループ、１８ａ・・・位相検波器、１８ｂ・・・
低域通過フィル夕、１８ｃ・・・電圧制御発振器、１８
ｄ・・・１８分周器、１９・・・５分周器、２０・・・
平衡変調器、２１・・・符号信号発生回路、２２・・・
帯減速過フィル夕、２４…同調器、２５・・・中間周波
増幅器、２６・・・ＦＭ検波器、２７…ステレオデコー
ダ、２８，２９・・・音声増幅器、３０・・・左側スピ
ーカ、３１…右側スピーカ、３２，３３・・・帯城通過
フィル夕、３４・・・位相ロックループ、３４ａ・・・
位相検波器、３４ｂ・・・低域通過フィル夕、３４ｃ・
・・電圧制御発振器、３４ｄ・・・３２分周器、３５・
・・５分周器、３６・・・可制御移相器、３７・・・２
分周器、３９・・・同期復調器（同期検波器）、４０・
・・４５ｏ移相器、４２・・・低域通過フィル夕、４３
・・・パルス整形器、４４・・・デコーダ、４５・・・
表示装置、４６・・・低域通過フィル夕、４７・・・位
相検波器、５０・・・周波数２倍器、５１・・・位相反
転器、５２…９ぴ移相器、１０１…ステレオマルチプレ
クスエンコーダ、１０２・・・左側音声信号源、１０３
・・・右側音声信号源、１０４…１眺Ｈｚ発振器、１０
５・・・９００移相器、１０６，１１３・・・スイッチ
、１０８，１１７・・・直線平衡変調器、１０９・・・
パルス整形器、１１０・・・８分周器、１１１，１１４
，１１５・・・帯城通過フィル夕、１１９・・・台形波
形整形器、１２０…符号信号発生回路、１２１…加算段
、１２２…位相ロックループ、１２３・・・８分周器、
１２４・・・帯城通過フィル夕、１２５・・・帯城通過
フィル夕、１２６，１３７，１４９・・・増幅器、１２
８・・・乗算段、１２９，１３３，１４０，１４８・・
・低域通過フィル夕、１３０・・・電圧制御発振器、１
３１・・・２分周器、１３４・・・８分周器、１３５・
・・同期検波器、１３９・・・可制御移相器、１４１，
１４５・・・パルス整形器、１４２・・・デコーダ、１
４３・・・負荷、１４４・・・自乗装置、１４７・・・
位相検波器、１５１・・・検波器（混合段）、１５２・
・・２分周器。 Ｆｉ９．１Ｆも‐２ Ｆｉｇ．３ Ｆｉ９．４ Ｆ９．５ ＦＳ．５ａ Ｆｉ９．６ Ｆｉ９．７ Ｆｉｇ．８FIG. 1 is a block diagram showing an example of a transmitter applied to a receiver according to the present invention, and FIG. 2 is a multiplexed signal generated by the multiplexer of the transmitter of FIG. 1, and is FM demodulated on the receiving side. FIG. 3 is a block diagram showing an example of the receiver according to the present invention; FIG. 4 is a block diagram showing another example of the receiver according to the present invention; 5 and 5a are block diagrams showing other examples of transmitters applied to receivers according to the invention;
Figure 6 shows the multiplexed signal generated from the adder stage of the transmitter in Figure 5, and is a diagram showing the frequency spectrum of the multiplexed signal obtained after FM demodulation on the receiving side. FIG. 8 is a block diagram showing an example of a receiver that receives signals. FIG. 8 is a block diagram showing another example of a receiver that receives signals as shown in FIG. 1...Left audio signal source, 2...Right audio signal source, 3, 4...
- Preamplification circuit network, 5, 6...Low pass filter, 7...Addition circuit, 8...Subtraction circuit, I0...Multiplexer, 11...Balanced modulator, 12...Band pass filter Evening, 14... stable oscillator, 16... 1st
Phase-locked loop, 16a... Phase detector, 16b...
Low-pass filter, 16c...Voltage controlled oscillator, 16d.
...2 frequency divider, 17... Phase shifter, 18... Second phase locked loop, 18a... Phase detector, 18b...
Low-pass filter, 18c...Voltage controlled oscillator, 18
d...18 frequency divider, 19...5 frequency divider, 20...
Balanced modulator, 21... Code signal generation circuit, 22...
Band deceleration overfilter, 24... Tuner, 25... Intermediate frequency amplifier, 26... FM detector, 27... Stereo decoder, 28, 29... Audio amplifier, 30... Left speaker, 31... Right speaker, 32, 33... Obijo passing filter, 34... Phase lock loop, 34a...
Phase detector, 34b...Low pass filter, 34c.
...Voltage controlled oscillator, 34d...32 frequency divider, 35.
...5 frequency divider, 36...controllable phase shifter, 37...2
Frequency divider, 39... Synchronous demodulator (synchronous detector), 40...
...45o phase shifter, 42...Low pass filter, 43
...Pulse shaper, 44...Decoder, 45...
Display device, 46...Low pass filter, 47...Phase detector, 50...Frequency doubler, 51...Phase inverter, 52...9-pin phase shifter, 101...Stereo multi Plex encoder, 102...Left audio signal source, 103
...Right side audio signal source, 104...1 view Hz oscillator, 10
5...900 phase shifter, 106,113...switch, 108,117...linear balanced modulator, 109...
Pulse shaper, 110...8 frequency divider, 111, 114
, 115... Obijo passing filter, 119... Trapezoidal waveform shaper, 120... Code signal generation circuit, 121... Addition stage, 122... Phase locked loop, 123... 8 frequency divider,
124... Obijo passing filter, 125... Obijo passing filter, 126, 137, 149... Amplifier, 12
8... Multiplication stage, 129, 133, 140, 148...
・Low pass filter, 130...Voltage controlled oscillator, 1
31...2 frequency divider, 134...8 frequency divider, 135.
... Synchronous detector, 139 ... Controllable phase shifter, 141,
145...Pulse shaper, 142...Decoder, 1
43...Load, 144...Squaring device, 147...
Phase detector, 151...Detector (mixing stage), 152...
...2 frequency divider. Fi9.1F also-2 Fig. 3 Fi9.4 F9.5 FS. 5a Fi9.6 Fi9.7 Fig. 8

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 送信機と受信機とを具え、符号信号報知機能を有す
るラジオ放送方式であつて、前記の騒信機が、音声周波
数情報信号と、ステレオ放送の場合第１の副搬送波上で
変調され、この第１副搬送波が抑圧されたステレオ情報
信号と、ステレオ放送の場合前記音声周波数情報信号の
周波数スペクトルと前記の変調されたステレオ情報信号
の周波数スペクトルとの間に位置する周波数を有し前記
のステレオ情報信号を復調する為のステレオパイロツト
信号と、前記の双方の周波数スペクトルの外部に位置す
る第２の副搬送波上で変調されており、主搬送波を１Ｋ
Ｈｚ以下の周波数だけ偏移させる振幅を有する２進符号
信号とを有する多重信号を発生する装置と、この多重信
号により前記主搬送波を周波数変調する周波数変調器と
、前記の双方の周波数スペクトルの外部でステレオパイ
ロツト信号の高調波に一致しないステレオパイロツト信
号の低調波の高調波上に位置する前記の第２副搬送波を
ステレオパイロツト信号と同じ周波数源から取出す手段
と、前記２進符号信号により前記第２副搬送波を２進位
相変調する変調手段とを具え、前記の受信機は受信した
主搬送波を復調する周波数弁別器を具えているラジオ放
送方式に用いる受信機において、前記の受信機が、前記
の周波数弁別器に結合されて、ステレオパイロツト信号
と同期した非変調波で、２進符号信号を副調する副調手
段を具えたことを特徴とするラジオ放送方式に用いる受
信機。 ２ 特許請求の範囲１記載のラジオ放送方式に用いる受
信機において、前記第２副搬送波の周波数をステレオパ
イロツト信号の２つの高調波間の中心に位置させること
を特徴とするラジオ放送方式に用いる受信機。 ３ 特許請求の範囲１記載のラジオ放送方式に用いる受
信機において、前記第２副搬送波が、前記音声周波数情
報信号の周波数スペクトルの上限と前記第１副搬送波上
で変調された前記ステレオ情報信号の周波数スペクトル
の下限との間にありステレオパイロツト信号によつて２
分した周波数範囲の２つの半部の一方に位置し、前記第
２副搬送波上で変調された前記２進符号信号の振幅が、
前記主搬送波を０．２５ＫＨｚ程度だけ偏移させる振幅
となるようにしたことを特徴とするラジオ放送方式に用
いる受信機。 ４ 特許請求の範囲３記載のラジオ放送方式に用いる受
信機において、前記２進符号信号により変調した副搬送
波を前記ステレオパイロツト信号からこのステレオパイ
ロツト信号の周波数の１／８倍に等しい位置に位置させ
ることを特徴とするラジオ放送方式に用いる受信機。 ５ 特許請求の範囲１〜４のいずれか１つに記載のラジ
オ放送方式に用いる受信機において、前記の複調手弾が
、第１入力端子、第２入力端子および出力端子を有する
同期副調器と、前記周波数弁別器に結合され、ステレオ
パイロツト信号と同期した非変調波を前記同期副調器の
第１入力端子に供給する第１伝送器と、前記周波数弁別
器に結合され、２進位相変調された２進符号信号を前記
同期副調器の第２入力端子に供給する第２伝送路と、前
記同期副調器に結合され、副調された２進符号信号を出
力する出力回路とを設けたことを特徴とするラジオ放送
方式に用いる受信機。 ６ 特許請求の範囲５記載のラジオ放送方式に用いる受
信機において、前記同期復調器の第１入力端子に供給さ
れた非変調波と前記同期復調器の第２入力端子に供給さ
れ、２進位相変調された前記２進符号信号の搬送波との
間の相対的位相に依存して制御信号を発生する装置が前
記第１および第２伝送路間に設けられ、前記制御信号に
より制御され、前記の相対的位相を制御する電気可制御
移相器が前記第１および第２伝送路のいずれか一方に設
けられていることを特徴とするラジオ放送方式に用いる
受信機。 ７ 特許請求の範囲６項記載のラジオ放送方式に用いる
受信機において、制御信号を発生する前記の装置が、第
１入力端子、第２入力端子および出力端子を有する位相
検波器と、前記第２伝送路の接続点および前記位相検波
器の第２入力端子間に結合した周波数２倍回路とを具え
るようにし、前記第１伝送路の接続点を前記位相検波器
の第１入力端子に結合し、前記位相検波器の出力により
前記電気可制御移送器を制御するようにしたことを特徴
とするラジオ放送方式に用いる受信機。 ８ 特許請求の範囲６記載のラジオ放送方式に用いる受
信機において、制御信号を発生する前記装置が、第１入
力端子、第２入力端子および出力端子を有する位相検波
器を具え、前記位相検波器の第１入力端子を第１接続線
を経て前記第１伝送路の接続点に接続し、前記位相検波
器の第２入力端子を第２接続線を経て前記第２伝送路の
接続点に接続し、前記位相検波器の出力により第３接続
線を経て前記電気可制御移相器を制御するようにし、前
記同期復調器の出力信号により制御される位相変換器を
前記の接続線のうちの１つの接続線内に設けたことを特
徴とするラジオ放送方式に用いる受信機。 ９ 特許請求の範囲７または８記載のラジオ放送方式に
用いる受信機において、前記電気可制御移相器を前記第
１伝送器の前記の接続点の前で前記第１伝送路内に設け
たことを特徴とするラジオ放送方式に用いる受信機。 １０ 特許請求の範囲５記載のラジオ放送方式に用いる
受信機において、ステレオパイロツト信号を濾波して取
出すとともに、この濾波して取出したステレオパイロツ
ト信号により、２進符号信号で２進位相変調された副搬
送波を、この副搬送波とステレオパイロツト信号との間
の周波数間隔に等しい周波数を有し２進符号信号により
２進位相変調された中間周波搬送波に変換するフイルタ
ー変換器回路が前記周波数弁別器の出力端子に接続され
、２進位相変調された前記中間周波搬送波を前記同期復
調器の第２入力端子に供給する為の前記フイルター変換
器回路の出力端子に前記第２伝送路が接続され、濾波し
て取出したステレオパイロツト信号を出力する為の前記
フイルター変換器回路の出力端子が、濾波して取出した
ステレオパイロツト信号と同期し変調されていない中間
周波信号を発生させるとともにこの変調されていない中
間周波信号を前記同期復調器の第１入力端子に供給する
為の１個以上の分周器を有する前記第１伝送路に接続さ
れていることを特徴とするラジオ放送方式に用いる受信
機。 １１ 特許請求の範囲１０記載のラジオ放送方式に用い
る受信機において、電圧制御発振器と、フイルタと、位
相検波器とを裕しステレオパイロツト信号を濾波して取
出す為の位相ロツクループを前記フイルター変換器回路
が具え、前記周波数弁別器の出力信号を前記位相ロツク
ループの前記位相検波器の第１入力端子に供給し、前記
電圧制御発振器から生じ、前記の濾波して取出されたス
テレオパイロツト信号を前記位相ロツクループの前記位
相検波器の第２入力端子に供給するようにし、前記第２
伝送路を前記位相ロツクループの前記位相検波器の出力
端子に接続することにより該位相検波器が変調された副
搬送波に対する変換器としても機能するようにしたこと
を特徴とするラジオ放送方式に用いる受信機。 １２ 特許請求の範囲１０記載のラジオ放送方式に用い
る受信機において、２進符号信号によつて変調された副
搬送波に同調させた帯域通過フイルタが前記周波数弁別
器の出力端子と前記フイルター変換器回路の入力端子と
の間に設けられ、この帯域通過フイルタの特性はステレ
オパイロツト信号を通す特性となつていることを特徴と
するラジオ放送方式に用いる受信機。[Scope of Claims] 1. A radio broadcasting system comprising a transmitter and a receiver and having a coded signal notification function, wherein the above-mentioned noise transmitter transmits an audio frequency information signal and, in the case of stereo broadcasting, a first secondary broadcasting system. a stereo information signal modulated on a carrier wave, the first subcarrier of which is suppressed, and which, in the case of stereo broadcasting, is located between the frequency spectrum of said audio frequency information signal and the frequency spectrum of said modulated stereo information signal; a stereo pilot signal having a frequency for demodulating said stereo information signal, and a second subcarrier located outside of both said frequency spectra, with a main carrier of 1K.
a device for generating a multiplexed signal having a binary code signal having an amplitude shifted by a frequency of Hz or less; a frequency modulator for frequency modulating the main carrier wave with the multiplexed signal; means for extracting said second subcarrier from the same frequency source as the stereo pilot signal, which is located on a harmonic of a subharmonic of the stereo pilot signal that does not correspond to a harmonic of the stereo pilot signal; a modulation means for performing binary phase modulation on two subcarriers, and the receiver is equipped with a frequency discriminator for demodulating the received main carrier wave. 1. A receiver for use in a radio broadcasting system, characterized in that the receiver is coupled to a frequency discriminator and subtonizes a binary code signal with a non-modulated wave synchronized with a stereo pilot signal. 2. A receiver for use in a radio broadcasting system according to claim 1, characterized in that the frequency of the second subcarrier is located at the center between two harmonics of a stereo pilot signal. . 3. In the receiver for use in a radio broadcasting system according to claim 1, the second subcarrier has an upper limit of the frequency spectrum of the audio frequency information signal and the stereo information signal modulated on the first subcarrier. 2 between the lower limit of the frequency spectrum and the stereo pilot signal
the amplitude of the binary code signal modulated on the second subcarrier is located in one of the two halves of the divided frequency range;
A receiver for use in a radio broadcast system, characterized in that the amplitude of the main carrier wave is shifted by about 0.25 KHz. 4. In the receiver used for the radio broadcast system according to claim 3, the subcarrier modulated by the binary code signal is located from the stereo pilot signal at a position equal to 1/8 times the frequency of the stereo pilot signal. A receiver used in a radio broadcasting system characterized by: 5. A receiver for use in a radio broadcasting system according to any one of claims 1 to 4, wherein the double-toned grenade is a synchronous sub-toned grenade having a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal. a first transmitter coupled to the frequency discriminator for providing a non-modulated wave synchronized with the stereo pilot signal to a first input terminal of the synchronized sub-tuner; a second transmission line that supplies a phase-modulated binary code signal to a second input terminal of the synchronous submodulator; and an output circuit that is coupled to the synchronous submodulator and outputs a submodulated binary code signal. A receiver used for a radio broadcasting system, characterized by being provided with. 6. A receiver for use in a radio broadcasting system according to claim 5, in which a non-modulated wave is supplied to a first input terminal of the synchronous demodulator and a binary phase is supplied to a second input terminal of the synchronous demodulator. A device for generating a control signal depending on the relative phase between the modulated binary code signal and the carrier wave is provided between the first and second transmission paths, and is controlled by the control signal, and is controlled by the control signal. A receiver for use in a radio broadcast system, characterized in that an electrically controllable phase shifter for controlling relative phase is provided on either one of the first and second transmission paths. 7. A receiver for use in a radio broadcasting system according to claim 6, wherein the device for generating a control signal includes a phase detector having a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal; a frequency doubling circuit coupled between a connection point of the transmission line and a second input terminal of the phase detector, the connection point of the first transmission line being coupled to the first input terminal of the phase detector; A receiver for use in a radio broadcast system, characterized in that the electrically controllable transfer device is controlled by the output of the phase detector. 8. A receiver for use in a radio broadcast system according to claim 6, wherein the device for generating a control signal includes a phase detector having a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal, and the phase detector A first input terminal of the phase detector is connected to a connection point of the first transmission line via a first connection line, and a second input terminal of the phase detector is connected to a connection point of the second transmission line via a second connection line. The output of the phase detector controls the electrically controllable phase shifter via a third connection line, and the phase converter controlled by the output signal of the synchronous demodulator is connected to one of the connection lines. A receiver used in a radio broadcast system, characterized in that it is provided within one connection line. 9. In the receiver for use in a radio broadcast system according to claim 7 or 8, the electrically controllable phase shifter is provided in the first transmission path in front of the connection point of the first transmitter. A receiver used for a radio broadcasting system characterized by: 10 In the receiver used for the radio broadcast system according to claim 5, the stereo pilot signal is filtered and extracted, and the filtered and extracted stereo pilot signal is used to generate a sub signal which is binary phase modulated with a binary code signal. A filter converter circuit for converting the carrier wave into an intermediate frequency carrier wave having a frequency equal to the frequency interval between this subcarrier wave and the stereo pilot signal and binary phase modulated by the binary code signal is arranged at the output of the frequency discriminator. the second transmission line is connected to an output terminal of the filter converter circuit for supplying the binary phase modulated intermediate frequency carrier wave to a second input terminal of the synchronous demodulator; The output terminal of the filter converter circuit for outputting the filtered and extracted stereo pilot signal generates an unmodulated intermediate frequency signal in synchronization with the filtered and extracted stereo pilot signal, and outputs the unmodulated intermediate frequency signal. A receiver for use in a radio broadcast system, characterized in that the receiver is connected to the first transmission path having one or more frequency dividers for supplying a signal to the first input terminal of the synchronous demodulator. 11. A receiver for use in a radio broadcasting system according to claim 10, in which a voltage controlled oscillator, a filter, and a phase detector are connected to each other, and a phase lock loop for filtering and extracting a stereo pilot signal is provided in the filter converter circuit. the frequency discriminator output signal to a first input terminal of the phase detector of the phase lock loop, and the filtered stereo pilot signal originating from the voltage controlled oscillator to the phase lock loop. the second input terminal of the phase detector;
A reception device for use in a radio broadcast system, characterized in that by connecting a transmission path to an output terminal of the phase detector of the phase lock loop, the phase detector also functions as a converter for a modulated subcarrier. Machine. 12. In the receiver for use in a radio broadcast system according to claim 10, a bandpass filter tuned to a subcarrier modulated by a binary code signal connects the output terminal of the frequency discriminator and the filter converter circuit. 1. A receiver for use in a radio broadcast system, characterized in that the band-pass filter is provided between an input terminal of the receiver and an input terminal of the receiver, and the characteristic of the band-pass filter is such that a stereo pilot signal can be passed through.