RU2766429C1

RU2766429C1 - Digital non-coherent amplitude-phase-shift keying signal demodulator

Info

Publication number: RU2766429C1
Application number: RU2021111462A
Authority: RU
Inventors: Олег Вячеславович Чернояров; Александра Валериевна Сальникова; Кирилл Андреевич Мельников; Алексей Николаевич Глушков; Владимир Петрович Ливиненко; Юлия Владимировна Литвиненко
Priority date: 2021-04-22
Filing date: 2021-04-22
Publication date: 2022-03-15
Also published as: RU2766429C9

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: invention relates to radio engineering and can be used in digital devices for receiving information signals with combined amplitude and relative phase binary shift keying. Said technical result is achieved, in particular, by the fact that in a digital incoherent signal demodulator with amplitude-phase shift keying, a clock synchronization unit (CSU) generates clock pulses marking the moments of the end of the received symbols, threshold generator (TG) averages the incoming signal amplitude estimates by clock pulses from the CSU, and the decision generating unit (DGU) determines the sign of the amplitude of the current symbol.

EFFECT: increased information transfer speed.

1 cl, 11 dwg

Description

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с комбинированной амплитудной и относительной фазовой двоичной манипуляцией (АМ-ОФМ2).The invention relates to the field of radio engineering and can be used in digital devices for receiving information signals with combined amplitude and relative phase binary keying (AM-OPM2).

Известно устройство когерентной демодуляции сигналов с комбинированной амплитудно-фазовой манипуляцией АМ-ФМ (в международном обозначении ASK-PSK или АРК), содержащее корреляторы и схему принятия решения (Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2003. - 1104 с.).A device for coherent demodulation of signals with combined amplitude-phase keying AM-PM (in the international designation ASK-PSK or ARK) containing correlators and a decision circuit (Sklyar B. Digital communication. Theoretical foundations and practical application. - M .: Publishing House "Williams", 2003. - 1104 p.).

Недостатком данного технического решения является аналоговая реализация и когерентная обработка сигнала, требующая фазовой синхронизации демодулятора.The disadvantage of this technical solution is the analog implementation and coherent signal processing, which requires phase locking of the demodulator.

Известен демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией АМ-ОФМ (Скляр B.C., Бураковский А.З., Заваршина Э.А. Демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство СССР SU 1023666 А, МПК H04L 27/22, опубл. 15.06.1983, Бюл. №22), содержащий блоки корреляционного приема, оценки амплитуды и вычисления сдвига фаз сигнала, согласующий и пороговый блоки.A known demodulator of signals with amplitude-phase modulation AM-OPM (Sklyar BC, Burakovskiy A.Z., Zavarshina E.A. Demodulator of signals with amplitude-phase modulation // Author's certificate of the USSR SU 1023666 A, IPC H04L 27/22, publ. 06/15/1983, Bull. No. 22), containing blocks of correlation reception, amplitude estimation and calculation of the phase shift of the signal, matching and threshold blocks.

Недостатком данного технического решения является аналоговая обработка сигнала.The disadvantage of this technical solution is analog signal processing.

Известен цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной фазовой манипуляцией (Герасименко Е.С., Глушков А.Н., Калинин М.Ю. Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2633183 С1, МПК Н04В 1/10, опубл. 11.10.2017, бюл. №29), содержащий аналого-цифровой преобразователь, генератор тактовых импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на два отсчета, вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов, каждый из которых состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, и блок принятия решения.Known digital coherent signal demodulator with binary phase shift keying (Gerasimenko E.S., Glushkov A.N., Kalinin M.Yu. Digital coherent signal demodulator with binary phase shift keying // RF Patent No. 2633183 C1, IPC H04V 1/10, publ. 10/11/2017, bul. No. 29), containing an analog-to-digital converter, a clock generator, a shift register for multi-bit codes for two samples, a subtractor and serially connected blocks for processing samples, each of which consists of a shift register for multi-bit codes and an adder, and decision block.

Недостатком этого технического решения является когерентная обработка сигнала, требующая фазовой синхронизации демодулятора.The disadvantage of this technical solution is the coherent signal processing, which requires phase locking of the demodulator.

Известен цифровой обнаружитель узкополосных сигналов (Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Проскуряков Ю.Д. Цифровой обнаружитель узкополосных сигналов // Патент РФ №2257671 С1, МПК Н04В 1/10 от 27.07.2005, Бюл. 21), обеспечивающий демодуляцию сигналов с амплитудной манипуляцией (AM или ASK).Known digital detector of narrow-band signals (Glushkov A.N., Litvinenko V.P., Proskuryakov Yu.D. Digital detector of narrow-band signals // Patent of the Russian Federation No. providing demodulation of signals with amplitude shift keying (AM or ASK).

Недостатком данного технического решения является независимость отклика от фазы принимаемого сигнала.The disadvantage of this technical solution is the independence of the response from the phase of the received signal.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией (Литвиненко В.П., Глушков А.Н. Цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2505922 С2, МПК Н04В 1/10, H03D 3/02, опубл. 27.01.2013, бюл. №3), содержащий аналого-цифровой преобразователь, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй w-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, первый и второй формирователи отклика канала на элементы сигнала с ОФМ, содержащие сумматор, вычитатель и регистр сдвига многоразрядных кодов, первый и второй квадратичные преобразователи и решающее устройство.The closest in technical essence to the proposed invention is a digital demodulator of signals with relative phase shift keying (Litvinenko V.P., Glushkov A.N. Digital demodulator of signals with relative phase shift keying // RF Patent No. 2505922 C2, IPC H04V 1/10, H03D 3/02, publ. 27.01.2013, bull. No. 3), containing an analog-to-digital converter, a shift register of multi-bit codes for four samples, the first and second w-cascade channels of quadrature signal processing, the first and second shapers of the channel response to signal elements with OFM, containing an adder, a subtractor and a shift register of multi-bit codes, the first and second quadratic converters and a solver.

Недостатком данного технического решения является отсутствие оценки амплитуды принимаемого сигнала, что приводит к уменьшению числа позиций сигнала.The disadvantage of this technical solution is the lack of estimation of the amplitude of the received signal, which leads to a decrease in the number of signal positions.

Технической задачей предлагаемого изобретения является увеличение числа позиций сигнала с АМ-ОФМ2 и его цифровой некогерентной демодуляции, не требующей фазовой синхронизации устройства.The technical objective of the invention is to increase the number of signal positions with AM-OPM2 and its digital incoherent demodulation, which does not require phase synchronization of the device.

Технический результат заключается в увеличении скорости передачи информации.The technical result is to increase the speed of information transfer.

Это достигается тем, что цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), своим выходом соединенный с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) первого n-каскадного канала квадратурной обработки сигналов (ККО), а четные выходы - с соответствующими входами В второго ККО, первый и второй формирователи отклика канала (ФОК), первые выходы которых соединены с соответствующими входами первого квадратичного преобразователя (КП), а вторые выходы - с соответствующими входами второго КП, генератор тактовых импульсов (ГТИ), выходы которого подключены к соответствующим входам каждого ККО, РС4, АЦП, второго ФОК, согласно изобретению он снабжен третьим КП, который в момент окончания текущего символа формирует на выходе оценку его амплитуды, блоком тактовой синхронизации (БТС), формирующим синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, формирователем порога (ФП), усредняющим поступающие в него оценки амплитуды сигнала по тактовым синхроимпульсам от БТС, блоком формирования решения (БФР), в котором в момент окончания текущего символа сравнивают значения с выходов первого и второго КП и по результатам сравнения определяют знак амплитуды текущего символа, а решение о принятой амплитудной позиции определяют в результате сравнения по тактовым синхроимпульсам от БТС отклика третьего КП с порогами от ФП, при этом выход первого ККО подключен к общей точке, образованной соединением первого входа первого ФОК и первого входа третьего КП, а выход второго ККО - к общей точке, образованной соединением первого входа второго ФОК и второго входа третьего КП, первые входы БТС, ФП и БФР образуют общую точку, соединенную с выходом третьего КП, второй вход БТС и второй вход первого ФОК образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ, а первый выход БТС подключен к второму входу ФП, второй и третий входы БФР соединены соответственно с выходами первого и второго КП, четвертый вход БФР подключен к выходу ФП, а пятый вход - ко второму выходу БТС, выход БФР является выходом демодулятора. Сущность изобретения поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, на фиг. 2 - созвездия сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (четырехпозиционный сигнал), на фиг. 3 - созвездия сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (восьмипозиционный сигнал), на фиг. 4 - процесс квантования, на фиг. 5, 6 - результаты моделирования работы демодулятора без помех, на фиг. 7, 8 - результаты моделирования работы демодулятора при наличии гауссовских помех, на фиг. 9 - плотности вероятности значений сигнала, на фиг. 10 и фиг. 11 показаны результаты расчета и моделирования вероятности ошибок предлагаемого демодулятора.This is achieved by the fact that a digital incoherent signal demodulator with amplitude-phase keying, containing an analog-to-digital converter (ADC), with its output connected to the first input of the shift register of multi-bit codes for four samples (PC4), the odd outputs of which are connected to the corresponding subtractor inputs ( C) the first n-cascade channel of quadrature signal processing (QSC), and even outputs - with the corresponding inputs B of the second QSC, the first and second channel response shapers (FCC), the first outputs of which are connected to the corresponding inputs of the first quadrature converter (CP), and the second outputs - with the corresponding inputs of the second CP, a clock pulse generator (GTI), the outputs of which are connected to the corresponding inputs of each CCC, PC4, ADC, the second FOC, according to the invention, it is equipped with a third CP, which, at the end of the current symbol, generates an estimate of its output amplitude, a clock synchronization unit (BTS), which generates clock pulses, noting ending moments of the received symbols, a threshold shaper (TF), averaging the incoming signal amplitude estimates from the clock pulses from the BTS, a decision forming unit (DFR), in which, at the end of the current symbol, the values from the outputs of the first and second CP are compared and according to the results comparisons determine the sign of the amplitude of the current symbol, and the decision on the received amplitude position is determined by comparing the clock pulses from the BTS of the response of the third CP with the thresholds from the FP, while the output of the first CCC is connected to a common point formed by connecting the first input of the first FOC and the first input of the third KP, and the output of the second KCO - to a common point formed by connecting the first input of the second FOC and the second input of the third KP, the first inputs of the BTS, FP and BFR form a common point connected to the output of the third KP, the second input of the BTS and the second input of the first FOC form a common point connected to the corresponding output of the GTI, and the first output of the BTS is connected to the second input FP, the second and third inputs of the BFR are connected respectively to the outputs of the first and second CP, the fourth input of the BFR is connected to the output of the FP, and the fifth input is connected to the second output of the BTS, the output of the BFR is the demodulator output. The essence of the invention is illustrated by drawings, where in Fig. 1 shows a block diagram of a digital non-coherent signal demodulator with amplitude-phase keying, in Fig. 2 - signal constellations with amplitude-phase keying (four-position signal), in FIG. 3 - signal constellations with amplitude-phase keying (eight-position signal), in FIG. 4 shows the quantization process, FIG. 5, 6 - the results of modeling the operation of the demodulator without interference, in Fig. 7, 8 - the results of modeling the operation of the demodulator in the presence of Gaussian noise, in Fig. 9 - probability densities of signal values, in FIG. 10 and FIG. 11 shows the results of calculating and modeling the error probability of the proposed demodulator.

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией содержит АЦП 1, своим первым входом соединенный с выходом усилителя промежуточной частоты радиоприемника (ПРМ) 2. Выход АЦП 1 соединен с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами вычитателя (В) 6 второго ККО 7. Каждый ККО содержит В и n каскадно соединенные блоки накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n определяется двоичным логарифмом числа N периодов сигнала в информационном символе (n=log₂ N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2ⁿ.A digital incoherent demodulator of signals with amplitude-phase shift keying contains an ADC 1, its first input connected to the output of an intermediate frequency amplifier of a radio receiver (PRF) 2. The output of ADC 1 is connected to the first input of a four-count multi-bit code shift register (PC4) 3, the odd outputs of which are connected to the corresponding inputs of the subtractor (B) 4 of the first CEC 5, and the even outputs are connected to the corresponding inputs of the subtractor (B) 6 of the second CEC 7. Each CEC contains B and n cascaded blocks of accumulation of samples (BNO). The number of BNO n is determined by the binary logarithm of the number N of signal periods in the information symbol (n=log ₂ N). This construction of the device provides the minimum number of BNOs, while the number of processed signal periods is N=2 ⁿ .

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (MP) и сумматора (СУМ). БНО 8-1, …, 8-n содержат MP 10-1, …, 10-n и СУМ 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n - соответственно MP 12-1, …, 12-n и СУМ 13-1, …, 13-n.The first KCO 5 contains serially connected BNO 8-1, ..., 8-n, and the second KCO 7 - serially connected BNO 9-1, ..., 9-n. Each BNO consists of a multi-bit code shift register (MP) and an adder (SUM). BNO 8-1, …, 8-n contain MP 10-1, …, 10-n and SUM 11-1, …, 11-n, respectively, and BNO 9-1, …, 9-n - respectively MP 12- 1, ..., 12-n and SUM 13-1, ..., 13-n.

Первый вход MP 10 является первым входом каждого БНО 8, а соответствующие выходы MP 10 соединены с первым и вторым входами СУМ 11. Выход СУМ 11 является выходом БНО 8.The first input of MP 10 is the first input of each BNO 8, and the corresponding outputs of MP 10 are connected to the first and second inputs of SUM 11. The output of SUM 11 is the output of BNO 8.

Аналогично первый вход MP 12 является первым входом каждого БНО 9, а соответствующие выходы MP 12 соединены с первым и вторым входами СУМ 13. Выход СУМ 13 является выходом БНО 9.Similarly, the first input of MP 12 is the first input of each BNO 9, and the corresponding outputs of MP 12 are connected to the first and second inputs of SUM 13. The output of SUM 13 is the output of BNO 9.

Выход В 4 соединен с входом БНО 8-1 ККО 5, а выход БНО 8-n, соединенный с входом первого формирователя отклика канала (ФОК) 14, является выходом ККО 5. Выход В 6 соединен с входом БНО 9-1 ККО 7, а выход БНО 9-n, соединенный с входом второго ФОК 15, является выходом ККО 7.Output B 4 is connected to the input of BNO 8-1 KKO 5, and the output of BNO 8-n, connected to the input of the first channel response shaper (FOC) 14, is the output of KKO 5. Output B 6 is connected to the input of BNO 9-1 KKO 7, and the output of the BNO 9-n, connected to the input of the second FOC 15, is the output of the KCO 7.

В ФОК 14 первый вход первого регистра сдвига многоразрядных кодов на N отсчетов (MPN) 16, первый вход сумматора СУМ 18 и первый вход вычитателя В 20 образуют общую точку, которая является входом ФОК 14, а выход MPN 16 подключен к второму входу СУМ 18 и второму входу В 20. Выход СУМ 18, являющийся первым выходом ФОК 14, подключен к первому входу первого квадратичного преобразователя КП1 22, а выход В 20, являющийся вторым выходом ФОК 14, подключен к второму входу второго квадратичного преобразователя КП2 23.In FOC 14, the first input of the first shift register of multi-bit codes for N samples (MPN) 16, the first input of the adder SUM 18 and the first input of the subtractor B 20 form a common point, which is the input of the FOC 14, and the output of MPN 16 is connected to the second input of SUM 18 and to the second input B 20. The output SUM 18, which is the first output of the FOC 14, is connected to the first input of the first quadratic converter KP1 22, and the output B 20, which is the second output of the FOC 14, is connected to the second input of the second quadratic converter KP2 23.

Аналогично в ФОК 15 первый вход второго MPN 17, первый вход СУМ 19 и первый вход вычитателя В 21 образуют общую точку, которая является входом ФОК 15, а выход MPN 17 подключен к второму входу СУМ 19 и второму входу В 21. Выход СУМ 19, являющийся первым выходом ФОК 15, подключен к второму входу КП1 22, а выход В 21, являющийся вторым выходом ФОК 15, подключен к первому входу КП2 23.Similarly, in the FOC 15, the first input of the second MPN 17, the first input of the SUM 19 and the first input of the subtractor B 21 form a common point, which is the input of the FOC 15, and the output of the MPN 17 is connected to the second input of the SAM 19 and the second input of B 21. The output of the SUM 19, which is the first output of FOC 15, is connected to the second input of KP1 22, and the output B 21, which is the second output of FOC 15, is connected to the first input of KP2 23.

Выходы БНО 8-n и БНО 9-n соединены соответственно с первым и вторым входами третьего квадратичного преобразователя КП3 24. Первый вход ФОК 14 и первый вход КП3 24 образуют общую точку, а первый вход ФОК 15 и второй вход КП3 24 также образуют общую точку, при этом образованные общие точки соединены с соответствующими выходами ККО 5 и ККО 7. Первые входы блока тактовой синхронизации БТС 25, формирователя порога ФП 26 и блока формирования решения БФР 27 образуют общую точку и соединены с выходом КП3 24. Второй вход ФП 26 соединен с первым выходом БТС 25. Выходы КП1 22 и КП2 23 подключены соответственно ко второму и третьему входам БФР 27, четвертый вход БФР 27 соединен с выходом ФП 26, а пятый вход БФР 27 - со вторым выходом БТС 25. Выход БФР 27 является выходом демодулятора.The outputs of BNO 8-n and BNO 9-n are connected respectively to the first and second inputs of the third quadratic converter KP3 24. The first input FOC 14 and the first input KP3 24 form a common point, and the first input FOC 15 and the second input KP3 24 also form a common point , while the formed common points are connected to the corresponding outputs of the KCO 5 and KCO 7. The first inputs of the clock synchronization unit BTS 25, the threshold generator FP 26 and the decision block BFR 27 form a common point and are connected to the output of the KP3 24. The second input of the FP 26 is connected to the first output of the BTS 25. The outputs of KP1 22 and KP2 23 are connected respectively to the second and third inputs of the BFR 27, the fourth input of the BFR 27 is connected to the output of the FP 26, and the fifth input of the BFR 27 is connected to the second output of the BTS 25. The output of the BFR 27 is the output of the demodulator.

Второй вход АЦП 1, второй вход РС4 3, вторые входы MP 10-1, …, 10-n первого ККО 5 и вторые входы MP 13-1, …13-n второго ККО 7, второй вход MPN 17 соединены с соответствующими выходами генератора тактовых импульсов ГТИ 28. Вторые входы MPN 16 и MPN 17 являются вторыми входами первого ФОК 14 и второго ФОК 15. При этом второй вход ФОК 14 и второй вход БТС 25 образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ 28. При этом вторые входы MP 10-1, …, 10-n первого ККО 5 и вторые входы MP 12-1, …12-n второго ККО 7 являются тактовыми входами и управляющими входами БНО 8 и БНО 9.The second input of the ADC 1, the second input of PC4 3, the second inputs MP 10-1, ..., 10-n of the first CCC 5 and the second inputs MP 13-1, ... 13-n of the second CCC 7, the second input MPN 17 are connected to the corresponding outputs of the generator clock pulses GTI 28. The second inputs MPN 16 and MPN 17 are the second inputs of the first FOC 14 and the second FOC 15. In this case, the second input of the FOC 14 and the second input of the BTS 25 form a common point connected to the corresponding output of the GTI 28. In this case, the second inputs MP 10-1, ..., 10-n of the first CCC 5 and the second inputs MP 12-1, ...12-n of the second CCC 7 are clock inputs and control inputs of BNO 8 and BNO 9.

Устройство работает следующим образом (фиг. 1).The device works as follows (Fig. 1).

На вход АЦП 1 с выхода ПРМ 2 поступает i-й информационный элемент сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (АМ-ОФМ2) видаThe i-th information element of the signal with amplitude-phase keying (AM-OPM2) of the form

где

- амплитуда сигнала, принимающая значения из счетного множества

U - минимальная амплитуда элемента, m - число позиций (значений) амплитуды сигнала, ƒ₀ - его центральная частота,

=0 или 1 - две возможные позиции сигнальной составляющей фазы, ϕ₀ - произвольная начальная фаза. Общее число позиций сигнала равно М=2m. Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией описывается «созвездием», два варианта которого показаны на фиг. 2 (m=2 - четырехпозиционный сигнал) и фиг. 3 (m= 4 - восьмипозиционный сигнал). Там же в качестве примера указаны соответствующие значениям сигнала двоичные коды Грея. Для сигнала АМ-ОФМ2 его знак на фиг. 2, 3 определяется разностью фаз (0 или π) соседних информационных элементов или величинами

и

в (1), именно, их одинаковые значения соответствуют разности фаз 0 и знаку «+», а противоположные - разности фаз π и знаку «-».where

- signal amplitude, taking values from a countable set

U - the minimum amplitude of the element, m - the number of positions (values) of the signal amplitude, ƒ ₀ - its center frequency,

=0 or 1 - two possible positions of the signal component of the phase, ϕ ₀ - arbitrary initial phase. The total number of signal positions is M=2m. A phase-shift keyed signal is described by a "constellation", two variants of which are shown in FIG. 2 (m=2 - four position signal) and FIG. 3 (m= 4 - eight-position signal). In the same place, as an example, the binary Gray codes corresponding to the values of the signal are indicated. For the AM-OPK2 signal, its sign in FIG. 2, 3 is determined by the phase difference (0 or π) of neighboring information elements or by the values

And

in (1), namely, their identical values correspond to the phase difference 0 and the “+” sign, and the opposite ones correspond to the phase difference π and the “-” sign.

Входной сигнал (1) дискретизируется во времени по четыре отсчета на период повторения T=1/ƒ₀ (частота дискретизации равна ƒ_д=4ƒ₀). При этом информационный элемент сигнала длительностью Т_э содержит N периодов Т несущего колебания (T_э=NT), где N=2ⁿ, n - целое число. Процесс дискретизации сигнала для случая, когда N=4 (Т_э=4Т), а фазы соседних элементов меняются на противоположные, показан точками на фиг. 4. В результате на i-м периоде формируются отсчеты сигнала s_jk,

The input signal (1) is sampled in time by four samples per repetition period T=1/ƒ ₀ (sampling rate is equal to ƒ _d =4ƒ ₀ ). When this information element of the signal duration T _e contains N periods T of the carrier wave (T _e =NT), where N=2 ⁿ , n is an integer. The signal sampling process for the case when N=4 (T _e =4T), and the phases of neighboring elements are reversed, is shown by dots in Fig. 4. As a result, the signal samples s _jk are formed on the i-th period,

Регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3 заполняется на интервале Т для i-го периода четырьмя отсчетами s_i1, s_i2, s_i3, s_i4.The shift register of multi-bit codes for four samples (PC4) 3 is filled in the interval T for the i-th period with four samples s _i1 , s _i2 , s _i3 , s _i4 .

На вход В 4 поступают нечетные отсчеты s_i1 и s_i3, а на его выходе формируется разность s_i3-s_i1=2Scosϕ₀, которая поступает на вход СУМ 11-1 первого БНО 8-1 первого ККО 5. На выходе СУМ 11-1 первого БНО 8-1 первого ККО 5 получают сумму поступившей разности отсчетов и ранее записанной в MP 10-1 предшествующей разности в виде (s_i3-s_i1)+(s_(i-1)3-s_(i-1)1)=4Scosϕ₀. В БНО 8-2 суммируются четыре разности, в БНО 8-3 восемь разностей и т.д. При отсутствии помех на выходе СУМ 11-n последнего БНО 8-n первого ККО 5 получают величинуOdd readings s _i1 and s _i3 are received at input B 4, and at its output a difference s _i3 -s _i1 =2Scosϕ ₀ is formed, which is fed to the input of SAM 11-1 of the first BNO 8-1 of the first CCC 5. At the output of SUM 11- 1 of the first BNO 8-1 of the first CCC 5 receive the sum of the received difference of samples and the previous difference previously recorded in MP 10-1 in the form (s _i3 -s _i1 )+(s _(i-1)3 -s _(i-1)1 )=4Scosϕ ₀ . In BNO 8-2 four differences are summed up, in BNO 8-3 eight differences, etc. In the absence of interference at the output of the SUM 11-n of the last BNO 8-n of the first CCC 5 receive the value

Здесь и далее полагается, что за время T_э начальная фаза ϕ₀ входного сигнала меняется незначительно.Here and below, it is assumed that during the time T _e the initial phase ϕ ₀ of the input signal changes insignificantly.

На вход В 6 поступают четные отсчеты s_i2 и s_i4, разности которых аналогичным образом накапливаются во втором ККО 7. В результате на выходе ККО 7 формируется суммаThe input B 6 receives even samples s _i2 and s _i4 , the differences of which are similarly accumulated in the second CEC 7. As a result, the sum is formed at the output of the CEC 7

В СУМ 18 первого ФОК 14 вычисляется величинаIn SUM 18 of the first FOC 14 the value is calculated

а в В 20 первого ФОК 14 - разностьand in B 20 of the first FOC 14 - the difference

Значения y_i1 поступают с выхода ККО 5, а y_(i-N)1 - с выхода MPN 16 первого ФОК 14 емкостью N ячеек памяти.Values y _i1 come from the output of the RCC 5, and y _(iN)1 - output MPN 16 of the first FOC 14 with a capacity of N memory cells.

Аналогично во втором ФОК 15 производится обработка «в целом» четных отсчетов двух последних принятых символов. При этом в СУМ 19 второго ФОК 15 вычисляется величинаSimilarly, in the second FOC 15 is processed "as a whole" even samples of the last two received characters. In this case, in the SUM 19 of the second FOC 15, the value is calculated

а в В 21 второго ФОК 15 - разностьand in B 21 of the second FOC 15 - the difference

Значения y_i0 поступают с выхода ККО 7, a y_(i-N)0 - с выхода MPN 17 а второго ФОК 15 емкостью N ячеек памяти. В КП1 22 вычисляется величинаValues y _i0 come from the output of the KCO 7, ay _(iN)0 - output MPN 17 and the second FOC 15 with a capacity of N memory cells. In KP1 22 the value is calculated

а в КП2 23 - соответственно,and in CP2 23 - respectively,

Значения V_i0, V_i1 поступают в БФР 27, в котором в момент окончания приема текущего символа проверяются условия и выносится решение: если (V_i0-V_i1)>0, то фазы поступившего и предшествующего символов совпадают (знак «+» у амплитуды принятого символа), в противном случае сдвиг фаз между ними равен π (знак «-» у амплитуды принятого символа).The values of V _i0 , V _i1 are received by the BFR 27, in which at the end of the reception of the current symbol, the conditions are checked and a decision is made: if (V _i0 -V _i1 )>0, then the phases of the incoming and previous symbols coincide (the “+” sign at the amplitude of the received symbol), otherwise the phase shift between them is equal to π (sign "-" at the amplitude of the received symbol).

Примеры реализаций разности (V_i0-V_i1) в зависимости от номера отсчета i/N показаны на фиг. 5 (при отсутствии помех) и фиг. 7 (при воздействии гауссовской помехи с независимыми отсчетами, если отношении сигнал/шум равно 6 дБ). Пунктиром здесь изображено изменение фазы сигнала (0 или π). Как видно, значения (V_i0-V_i1)>0 по окончании текущего элемента, если его фаза совпадает с фазой предшествующего элемента, а иначе - (V_i0-V_i1)<0.Examples of implementations of the difference (V _i0 -V _i1 ) depending on the sample number i/N are shown in FIG. 5 (in the absence of interference) and FIG. 7 (under the influence of Gaussian interference with independent samples, if the signal-to-noise ratio is 6 dB). The dotted line here shows the change in the phase of the signal (0 or π). As can be seen, the values (V _i0 -V _i1 )>0 at the end of the current element, if its phase coincides with the phase of the previous element, otherwise - (V _i0 -V _i1 )<0.

Отклики ККО 5 y_i1 (2) и ККО 7 y_i0 (3) подаются на КП3 24. На выходе КП3 24 формируется величинаThe responses of the ECC 5 y _i1 (2) and the ECC 7 y _i0 (3) are fed to KP3 24. At the output of KP3 24, the value

которая в момент окончания текущего символа является оценкой его амплитуды в (1) и при отсутствии помех равна 2NS_i.which at the end of the current symbol is an estimate of its amplitude in (1) and in the absence of interference is equal to 2NS _i .

Примеры реализаций значений U_i/N в зависимости от номера отсчета i/N показаны на фиг. 6 (при отсутствии помех) и фиг. 8 (при воздействии гауссовской помехи с независимыми отсчетами, если отношении сигнал/шум равно 6 дБ). Здесь же пунктиром изображено изменение нормированной амплитуды символа (1 или 3). Как видно, демодулятор корректно оценивает амплитуду символа в момент его окончания.Examples of implementations of U _i /N values depending on the i/N sample number are shown in FIG. 6 (in the absence of interference) and FIG. 8 (under the influence of Gaussian interference with independent samples, if the signal-to-noise ratio is 6 dB). Here, the dotted line shows the change in the normalized symbol amplitude (1 or 3). As can be seen, the demodulator correctly estimates the symbol amplitude at the moment of its termination.

Отклик с выхода КП3 24 поступает в БТС 25, формирующий синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, которые поступают на ФП 26 и БФР 27. В ФП 26 поступающие в него оценки амплитуды сигнала с выхода КП3 24 усредняются по тактовым синхроимпульсам от БТС 25 и по полученной величине G определяются пороговые уровни для определения амплитудной позиции принимаемого сигнала. Например, для четырехпозиционного сигнала с АФМ при m=2 на фиг. 2 для равновероятных информационных символов получим G=2U, что совпадает с необходимым пороговым уровнем (фиг. 2). При m=4 на фиг. 3 соответственно имеем G=4U, а соответствующие пороги должны быть равны 2U, 4U и 6U.The response from the output of KP3 24 is fed to the BTS 25, which generates clock pulses that mark the end of the received symbols that are received at the FP 26 and BFR 27. In the FP 26, the estimates of the signal amplitude from the output of the KP3 24 coming into it are averaged over the clock pulses from the BTS 25 and the received value of G determines the threshold levels to determine the amplitude position of the received signal. For example, for a four position APM signal with m=2 in FIG. 2 for equiprobable information symbols we get G=2U, which coincides with the required threshold level (Fig. 2). With m=4 in FIG. 3, respectively, we have G=4U, and the corresponding thresholds should be equal to 2U, 4U and 6U.

В БФР 27 отклики КП3 24 по тактовым синхроимпульсам от БТС 25 сравниваются с порогами от ФП 26, и принимается решение о принятой амплитудной позиции сигнала, а ее знак определяется сравнением величин V_i0 и V_i1. Результат поступает на выход БФР 27.In BFR 27 responses KP3 24 clock pulses from BTS 25 are compared with the thresholds of the OP 26, and a decision is made on the received amplitude position of the signal, and its sign is determined by comparing the values of V _i0 and V _i1 . The result is sent to the output of the BFR 27.

Тактовые импульсы формируются ГТИ 28 и поступают на АЦП 1, РС4 3,МР 10-1, …,10-n, MP 13-1, …13-n, MPN16, MPN17, и БТС 25.Clock pulses are generated by GTI 28 and fed to ADC 1, PC4 3, MP 10-1, ..., 10-n, MP 13-1, ... 13-n, MPN16, MPN17, and BTS 25.

При отсутствии помех по окончании приема символа с амплитудой в k-й позиции, синфазного с предыдущим имеемIn the absence of interference at the end of the reception of a symbol with an amplitude in the kth position, in-phase with the previous one, we have

противофазного - соответственно,antiphase - respectively,

а отклик U_i третьего КП равенand the response U _i of the third CP is equal to

При воздействии гауссовского шума с некоррелированными отсчетами, дисперсия которых на выходе АЦП равна

, дисперсии величин V_i0 и V_i1 определятся какWhen exposed to Gaussian noise with uncorrelated samples, the variance of which at the output of the ADC is

, the dispersions of V _i0 and V _i1 are defined as

а для дисперсии U_i получимand for the variance U _i we get

При анализе помехоустойчивости предлагаемого демодулятора учтем, что ошибка с вероятностью Р_ош возникает или при неправильном определении интервала (позиции), в который попадает амплитуда принятого сигнала с вероятностью P_ошам, или при ошибке демодуляции сигнала с ОФМ (ошибке знаке принятого сигнала) с вероятностью Р_ошофм. ТогдаWhen analyzing the noise immunity of the proposed demodulator, we take into account that an error with a probability P _osh occurs either when the interval (position) in which the amplitude of the received signal falls with a probability P _{osh occurs} , or when a demodulation error of a signal with OFM (sign error of the received signal) occurs with a probability P _oshofm . Then

илиor

Вероятность Р_ошам можно приближенно оценить следующим образом. Расстояние между средними значениями соседних позиций (фиг. 5) равноThe probability _{of Rosham} can be approximately estimated as follows. The distance between the average values of neighboring positions (Fig. 5) is equal to

При воздействии аддитивной гауссовой помехи плотность вероятностей значений S амплитуды имеет видUnder the influence of additive Gaussian noise, the probability density of the values S of the amplitude has the form

График функции (5) показан на фиг. 5, 6 сплошной линией.The graph of function (5) is shown in Fig. 5, 6 with a solid line.

При приеме символа в k-й позиции произойдет ошибка, если значение модуля разности S и его среднего значения S_k выйдет за пределы ΔХ, как показано на фиг. 9. Для вероятности ошибки Р_ошам при числе позиций амплитуды М/2 получим (Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М: Радио и связь. 2000. - 800 с.)When receiving a symbol at the kth position, an error will occur if the modulus of the difference S and its average value S _k are outside ΔX, as shown in FIG. 9. For the error probability R _osham with the number of positions of the amplitude M / 2, we get (Prokis D. Digital communication. Translated from English / Edited by D.D. Klovsky. - M: Radio and communication. 2000. - 800 p. )

ТогдаThen

где

аwhere

but

- отношение сигнал/шум, соответствующее минимальной амплитуде U позиции сигнала.- signal-to-noise ratio corresponding to the minimum amplitude U of the signal position.

Для вероятности ошибки P_ошофм можем записать (Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Попов П.А. Помехоустойчивость цифровой квадратурной демодуляции сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Вестник Воронежского государственного университета. - 2003. - №4-3. - С. 9-12)For the error probability P _{, we} can write (Glushkov A.N., Litvinenko V.P., Popov P.A. Noise immunity of digital quadrature demodulation of signals with relative phase shift keying // Bulletin of the Voronezh State University. - 2003. - No. 4-3. - S. 9-12)

где h определяется согласно (6), то есть для позиции сигнала с минимальной амплитудой. С увеличением амплитуды символа вероятность ошибки уменьшается.where h is determined according to (6), that is, for the position of the signal with the minimum amplitude. As the symbol amplitude increases, the error probability decreases.

На фиг. 10 показаны зависимости вероятностей ошибок Р_ошAм для различных М (сплошные линии) и P_ошофм (пунктир) от отношения сигнал/шум h (6). Кружками отмечены оценки вероятностей P_ошОФМ, полученные методом статистического имитационного моделирования, зачерненными точками - оценки вероятностей Р_ошам при М=4, а крестиками - оценки вероятностей Р_ош (4). Из фиг. 10 следует, что теоретические значения вероятностей ошибок демодуляции удовлетворительно согласуются с соответствующими экспериментальными данными в широком диапазоне отношений сигнал/шум.In FIG. 10 shows dependences of the error probabilities P _oshAm for different M (solid lines) and P _oshofm (dashed line) on the signal-to-noise ratio h (6). The circles mark the estimates of the probabilities P _oshOFM obtained by the method of statistical simulation, the black dots are the estimates of the probabilities of P _osh at M=4, and the crosses are the estimates of the probabilities of P _osh (4). From FIG. 10 that the theoretical values of the demodulation error probabilities are in good agreement with the corresponding experimental data over a wide range of signal-to-noise ratios.

Информационные элементы сигнала с многопозиционной AM имеют различную амплитуду (мощность). При их равновероятных значениях среднеквадратическое значение амплитуды равноThe information elements of a signal with multi-position AM have different amplitudes (power). For their equiprobable values, the rms value of the amplitude is equal to

Тогда (6) преобразуется к видуThen (6) is transformed to the form

Многопозиционные сигналы имеют различную информационную скорость, поэтому для их корректного сравнения используют эквивалентное отношение сигнал/шум h₂ для двоичных элементов. При числе позиций сигнала М получимMulti-position signals have different information rates, therefore, for their correct comparison, the equivalent signal-to-noise ratio h ₂ for binary elements is used. With the number of positions of the signal M, we get

Зависимости вероятностей ошибок, представленных на фиг. 10, показаны на фиг. 11 в координатах h₂ (7). Аналогичные кривые при аналоговой демодуляции приведены в литературе (Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.). Для канала демодуляции знака (сигнала с ОФМ) пересчет (7) не требуется. Отмеченные кружками результаты моделирования учитывают различную амплитуду символов, что уменьшает вероятность ошибки. В целом помехоустойчивость сигнала с АМ-ОФМ2 определяется каналом демодуляции амплитуды символов.The dependences of the error probabilities presented in Figs. 10 are shown in FIG. 11 in coordinates h ₂ (7). Similar curves for analog demodulation are given in the literature (Prokis D. Digital communication. Translated from English / Edited by D.D. Klovsky. - M.: Radio and communication, 2000. - 800 p.). For the sign demodulation channel (OPSK signal), recalculation (7) is not required. The simulation results marked with circles take into account different symbol amplitudes, which reduces the probability of error. In general, the noise immunity of an AM-PSK2 signal is determined by the symbol amplitude demodulation channel.

Использование цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией позволяет увеличить число позиций сигнала с АМ-ОФМ2 и его цифровой некогерентной демодуляции, не требующей фазовой синхронизации устройства, за счет чего повышается скорость передачи информации.The use of a digital incoherent signal demodulator with amplitude-phase keying allows you to increase the number of signal positions with AM-OPM2 and its digital incoherent demodulation, which does not require phase synchronization of the device, thereby increasing the information transfer rate.

Claims

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), своим выходом соединенный с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) первого n-каскадного канала квадратурной обработки сигналов (ККО), а четные выходы - с соответствующими входами В второго ККО, первый и второй формирователи отклика канала (ФОК), первые выходы которых соединены с соответствующими входами первого квадратичного преобразователя (КП), а вторые выходы - с соответствующими входами второго КП, генератор тактовых импульсов (ГТИ), выходы которого подключены к соответствующим входам каждого ККО, РС4, АЦП, второго ФОК, отличающийся тем, что он снабжен третьим КП, который в момент окончания текущего символа формирует на выходе оценку его амплитуды, блоком тактовой синхронизации (БТС), формирующим синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, формирователем порога (ФП), усредняющим поступающие в него оценки амплитуды сигнала по тактовым синхроимпульсам от БТС, блоком формирования решения (БФР), в котором в момент окончания текущего символа сравнивают значения с выходов первого и второго КП и по результатам сравнения определяют знак амплитуды текущего символа, а решение о принятой амплитудной позиции определяют в результате сравнения по тактовым синхроимпульсам от БТС отклика третьего КП с порогами от ФП, при этом выход первого ККО подключен к общей точке, образованной соединением первого входа первого ФОК и первого входа третьего КП, а выход второго ККО - к общей точке, образованной соединением первого входа второго ФОК и второго входа третьего КП, первые входы БТС, ФП и БФР образуют общую точку, соединенную с выходом третьего КП, второй вход БТС и второй вход первого ФОК образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ, а первый выход БТС подключен к второму входу ФП, второй и третий входы БФР соединены соответственно с выходами первого и второго КП, четвертый вход БФР подключен к выходу ФП, а пятый вход - к второму выходу БТС, выход БФР является выходом демодулятора.A digital non-coherent signal demodulator with amplitude-phase shift keying, containing an analog-to-digital converter (ADC), with its output connected to the first input of the shift register of multi-bit codes for four samples (PC4), the odd outputs of which are connected to the corresponding inputs of the subtractor (B) of the first n- cascade channel of quadrature signal processing (QPC), and even outputs - with the corresponding inputs B of the second QPC, the first and second channel response shapers (FCC), the first outputs of which are connected to the corresponding inputs of the first quadrature converter (CP), and the second outputs - to the corresponding inputs of the second CP, a clock generator (GTI), the outputs of which are connected to the corresponding inputs of each CCG, PC4, ADC, the second FOC, characterized in that it is equipped with a third CP, which, at the end of the current symbol, generates an estimate of its amplitude at the output, a block clock synchronization (BTS), which generates clock pulses that mark the end points of n of the received symbols, a threshold shaper (TF), averaging the signal amplitude estimates incoming to it according to the clock pulses from the BTS, a decision forming unit (DFR), in which, at the end of the current symbol, the values from the outputs of the first and second CP are compared and, based on the results of the comparison, the sign is determined the amplitude of the current symbol, and the decision on the received amplitude position is determined by comparing the clock pulses from the BTS of the response of the third CP with the thresholds from the FP, while the output of the first CCC is connected to a common point formed by connecting the first input of the first FOC and the first input of the third CP, and the output of the second KCO - to a common point formed by connecting the first input of the second FOC and the second input of the third CP, the first inputs of the BTS, FP and BFR form a common point connected to the output of the third CP, the second input of the BTS and the second input of the first FOC form a common point connected with the corresponding output of the GTI, and the first output of the BTS is connected to the second input of the FP, the second and third inputs dy BFR are connected respectively to the outputs of the first and second CP, the fourth input of the BFR is connected to the output of the FP, and the fifth input is connected to the second output of the BTS, the output of the BFR is the output of the demodulator.