RU2718753C1 - Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals - Google Patents

Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals Download PDF

Info

Publication number
RU2718753C1
RU2718753C1 RU2019124942A RU2019124942A RU2718753C1 RU 2718753 C1 RU2718753 C1 RU 2718753C1 RU 2019124942 A RU2019124942 A RU 2019124942A RU 2019124942 A RU2019124942 A RU 2019124942A RU 2718753 C1 RU2718753 C1 RU 2718753C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
inputs
output
outputs
input
pnp
Prior art date
Application number
RU2019124942A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Иван Илларионович Сныткин
Тимур Иванович Сныткин
Ольга Сергеевна Кокорева
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова"
Priority to RU2019124942A priority Critical patent/RU2718753C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2718753C1 publication Critical patent/RU2718753C1/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/15—Correlation function computation including computation of convolution operations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/08—Speed or phase control by synchronisation signals the synchronisation signals recurring cyclically

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Data Mining & Analysis (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

FIELD: computer engineering.
SUBSTANCE: invention relates to computer engineering. Technical result is achieved due to device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals, containing: two processing channels of correlator type; reference sequence generator; synchronism by delay monitoring circuit; shift computer c1 and c2; a unit of digital sub-correlators, each of which contains: acoustic-electronic convolver, amplifier, analogue-to-digital converter; accumulation and extrapolation circuit, which contains for two processing channels along l1 and l2 search subchannels; key assembly; accumulator-adder unit; verification unit, which is a two-input AND element block; central digital comparator; unit for selecting subchannel number, including cross-block and delay unit per cycle; search sub-channel; digital parallel adder, wherein the device includes first and second reception and decision channels as receiving parts of the first and second processing channels, comprising first and second units of l1 and l2 parallel adders.
EFFECT: technical result consists in faster search and synchronization of signals, as well as higher reliability of receiving-processing derivatives of nonlinear recurrent sequences and making a decision.
1 cl, 14 dwg

Description

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных и принятия решения в широкополосной радиосвязи и радионавигации (ШРСРН), где этапу эффективного и достоверного приема и принятия решения по соответствующему критерию оптимального приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью, обязательно предшествует этап синхронизации [1].The invention relates to methods and devices for data processing and decision making in broadband radio communication and radio navigation (SRRS), where the stage of effective and reliable reception and decision making according to the corresponding criterion of optimal reception of information signals with extended spectrum (SRS), manipulated by some pseudorandom sequence, is necessarily preceded synchronization stage [1].

С точки зрения реализации этой синхронизации в ШРСРН известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов псевдослучайных последовательностей (ПСП) [2]. Текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимно корреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала [2].From the point of view of realizing this synchronization, a method for searching for CPC by delay is known in the SRRS, using a priori information about the location and structure of segments of pseudo-random sequences (PSP) to reduce the average search time [2]. The current signal delay is determined by the threshold detection of the value of the cross-correlation function between some short reference sequence and a regularly located segment of a similar structure of the received signal [2].

Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимно корреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.The most important disadvantages of this method are, firstly, its applicability only for linear recurrent M-sequences and for which their segment structure has been studied, and secondly, the threshold assessment is carried out against the background of comparison with very large levels of lateral bursts of the cross-correlation function segment, which significantly reduces the likelihood of correct detection of current energy.

Так же близким к заявляемому является устройство по реализации способа поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности, при этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров [3]. Данное устройство обладает рядом недостатков:Also close to the claimed one is a device for implementing a CPC search method, the essential features of which are the weighted summation of the responses of several digital matched filters tuned to several different elements of the SRP with an a priori known structure, having minimal cross-correlation with respect to each other and unevenly distributed along the length the received manipulating sequence, while the summation weights are determined by the order of the segments, and the current delay is determined divided by the fact that the threshold value of the weighted sum of responses of the matched filters is exceeded [3]. This device has several disadvantages:

сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;a reduction in the average search time is ensured only under close to ideal interference conditions, when the probability of false detection or omission of the bandwidth segment is very small;

применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимно корреляционных свойств составляющих сегментов;the use of a limited class of SRP, studied in detail from the point of view of the cross-correlation properties of the constituent segments;

значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.significant hardware costs for building a block of digital matched filters to search for long-bandwidth SRP.

Известно устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [4], решающее задачу поиска сигнала с использованием 2-х каналов квадратурной обработки с аналого-цифровыми и цифроаналоговыми преобразователями, циклическими накопителями и вычислителями корреляционных функций, что позволяет считать данное устройство близким аналогом к заявляемому устройству как по составу, так и по решаемым задачам.A device for synchronizing noise-like signals [4], solving the problem of searching for a signal using 2 channels of quadrature processing with analog-to-digital and digital-to-analog converters, cyclic storage devices and calculators of correlation functions, which allows us to consider this device as a close analogue to the claimed device as in composition , and for tasks to be solved.

Однако данное устройство повышает скорость поиска сигнала лишь за счет повышения помехозащищенности этапа обнаружения состояния синхронизма, но при этом не реализуется алгоритм ускоренного поиска, оптимизирующий порядок анализа области неопределенности сигнала по задержке, либо, учитывающий особенности и закономерности структуры используемых манипулирующих ПСП.However, this device increases the signal search speed only by increasing the noise immunity of the stage of detecting the synchronism state, but an accelerated search algorithm is not implemented that optimizes the analysis of the signal uncertainty domain by delay, or that takes into account the structural features and patterns of the manipulating SRPs used.

Известно устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [5].A device that implements the method of accelerated search for broadband signals according to the patent [5].

В данном устройстве осуществляется:In this device is carried out:

использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;the use of a priori information about the ratio of the value of the number of the measure of the current delay of the received signal and the detection cycle of the total values of the cross-correlation between the received and reference sequences;

поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными рекуррентными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины

Figure 00000001
, в другом
Figure 00000002
;A search for the delay of signals manipulated by derivatives of non-linear recurrence sequences (PNP) is carried out in parallel along 2 channels, in one of which a sequentially repeating length component is used as a reference
Figure 00000001
, in a different
Figure 00000002
;

в результате из

Figure 00000001
и
Figure 00000002
накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов
Figure 00000003
и
Figure 00000004
относительно начальных соответствующих
Figure 00000005
; и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с1 и с2 производящих компонент по следующим соотношениям:as a result of
Figure 00000001
and
Figure 00000002
the values of the periodic cross-correlation function (PVKF) accumulated in each of the 2 channels, select the maximum value and record the numbers of the mutual shift cycles
Figure 00000003
and
Figure 00000004
relative to the initial relevant
Figure 00000005
; and further, according to the obtained imax and jmax, the values of cyclic shifts from 1 and 2 producing components are determined by the following relations:

Figure 00000006
Figure 00000006

затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин

Figure 00000001
и
Figure 00000002
, генерируемых с циклическими сдвижками c1 и с2, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность
Figure 00000007
, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного сигнала ПНП, а его значение С обусловлено значениями c1 и с2 в соответствии с выражениями:then by parallel formation of 2 sequences of repeating producing component lengths
Figure 00000001
and
Figure 00000002
generated with cyclic shifts c 1 and c 2 , respectively, as well as symbol-by-symbol summation modulo 2 of these 2 sequences form the reference derivative sequence
Figure 00000007
, the obtained cyclic shift With which at the control stage eliminates the time mismatch between the received and reference PNP signal, and its value C is determined by the values of c 1 and c 2 in accordance with the expressions:

Figure 00000008
Figure 00000008

решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.the decision to capture the PNP signal by the delay is made upon exceeding the set threshold by the PVKF value of the received and received reference derivative of the PNP signal, otherwise the search continues.

Однако в данном устройстве:However, in this device:

- в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПВКФ и тем самым - значительному количеству «прогонов» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывается вышеуказанная информация для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации. Как показали исследования авторов, ПВКФ ПНП имеет детерминированную структуру, т.е. ПВКФ является детерминированной функцией времени, причем такой, что при определенном приближении ее можно считать практически дискретной функцией времени. При этом структура ПВКФ однозначно определяет состав производящих компонент (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длины

Figure 00000001
и
Figure 00000002
и их вид (тонкую внутреннюю структуру НЛРП). Т.е. между видом, длительностями
Figure 00000001
и
Figure 00000002
производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) и ПВКФ ПНП имеется детерминированное взаимооднозначное соответствие. Поэтому, зная состав ПНП (т.е. состав ПК-1 и ПК-2), можно однозначно экстраполировать (предсказывать) структуру ПВКФ и наоборот - по структуре ПВКФ можно однозначно экстраполировать состав ПНП. Под структурой ПВКФ ПНП как функции времени понимается периодическое распределение во времени ярко выраженных и детерминированных по величине (амплитуде) и времени появления частных боковых пиков (всплесков) ПВКФ, которые обозначим как
Figure 00000009
и
Figure 00000010
. На фиг. 4, 5, 7 представлены примеры ПВКФ некоторых ПНП, демонстрирующих это утверждение. Поэтому, априорно зная на приемной стороне СРС состав принимаемой ПНП, можно однозначно априорно экстраполировать структуру ПВКФ, т.е. можно использовать априорную информацию о структуре ПВКФ для организации ускорения и повышения достоверности процесса поиска, обнаружения и синхронизации ПСП в СРС, но этого не делается в данном устройстве;- on the whole, a priori information about the structure of PVKF PNP is not taken into account and is not used, which leads, firstly, to “blind” energy accumulation of the side peaks of PVKF and thereby to a significant number of “runs” (increase in the number p) and ultimately - to increase the search and detection time, including by slowly increasing the signal-to-noise ratio (s / w) at the output of the quick search device (UBP) for making a decision, and secondly, the above information is not taken into account to speed up the search, detection and synchronization. As the studies of the authors showed, PVKF PNP has a deterministic structure, i.e. PVKF is a deterministic function of time, and such that, with a certain approximation, it can be considered an almost discrete function of time. Moreover, the structure of PVKF uniquely determines the composition of the producing components (simple nonlinear recurrence sequences - NLRP) of length
Figure 00000001
and
Figure 00000002
and their appearance (the subtle internal structure of NLRP). Those. between view, duration
Figure 00000001
and
Figure 00000002
producing components (PK-1 and PK-2) and PVKF PNP there is a determined one-to-one correspondence. Therefore, knowing the composition of the PNP (i.e., the composition of PK-1 and PK-2), it is possible to unambiguously extrapolate (predict) the structure of PVKF and vice versa - the composition of the PNP can be uniquely extrapolated from the structure of PVKF. The structure of PVKF PNP as a function of time is understood to mean the periodic distribution in time of pronounced and determined by the magnitude (amplitude) and time of occurrence of private side peaks (bursts) of PVKF, which we denote by
Figure 00000009
and
Figure 00000010
. In FIG. 4, 5, 7 are examples of PVKF of some PNPs demonstrating this statement. Therefore, a priori knowing the composition of the received PNP on the receiving side of the CDS, it is possible to unambiguously a priori extrapolate the structure of PVKF, i.e. you can use a priori information about the structure of PVKF to organize the acceleration and increase the reliability of the search, detection and synchronization of memory bandwidth in the CDS, but this is not done in this device;

- первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через

Figure 00000001
и
Figure 00000002
тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых
Figure 00000001
и
Figure 00000002
тактов;- the first summation (accumulation) in the parallel adder of the prototype occurs only through
Figure 00000001
and
Figure 00000002
measures after the start of each sweep phase, i.e. information is lost that can be "removed" during these first
Figure 00000001
and
Figure 00000002
measures

- «накопление» максимальных пиков ПВКФ

Figure 00000011
осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из
Figure 00000001
,
Figure 00000002
тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ
Figure 00000009
и
Figure 00000010
, что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового» (*) отношения с/ш. Таким образом, для увеличения итогового отношения
Figure 00000012
и
Figure 00000013
в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения
Figure 00000014
и
Figure 00000015
и число прогонов р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП. Именно этот факт подтверждают результаты имитационного моделирования, приведенные на фиг. 7 патента [5] и на фиг 2. описания данного заявляемого устройства, которые показывают зависимость математического ожидания средневыборочного накопленного значения M(RΣ1i) ПВКФ от количества периодов р-накопления, т.е. числа р-прогонов ПНП, при 25% искаженных символов принимаемой ПНП;- "accumulation" of the maximum peaks of PVKF
Figure 00000011
It is carried out “blindly”: the obviously “zero” (or very small) side bursts of PVKF (in all shear ticks except one of
Figure 00000001
,
Figure 00000002
cycles) with private pronounced maxima of PVKF
Figure 00000009
and
Figure 00000010
, which leads either to a decrease in the reliability of the search, or to an increase in the search time due to the lower "final" (*) ratio s / n. Thus, to increase the final ratio
Figure 00000012
and
Figure 00000013
in search channels, i.e. to increase the reliability of decision making and it is necessary to increase the number of runs p. Moreover, for a significant increase in this final ratio
Figure 00000014
and
Figure 00000015
and the number of runs p should increase not “by”, but “by” times. Consequently, the search and detection time of the memory bandwidth increases significantly. It is this fact that is confirmed by the simulation results shown in FIG. 7 of the patent [5] and FIG. 2. descriptions of this inventive device, which show the dependence of the mathematical expectation of the average sample accumulated value M (RΣ 1i ) of PVKF on the number of periods of p-accumulation, i.e. the number of p-runs of PNP, at 25% of the distorted characters of the received PNP;

- выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонов, т.е. pmin=1)) за

Figure 00000001
и
Figure 00000002
тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии
Figure 00000009
и
Figure 00000010
не периодически через
Figure 00000001
и
Figure 00000002
тактов, а потактово, т.е. в каждый такт поиска;- the choice of the maximum PVKF value (and comparison) among the incoming PVKF side peaks in the digital comparator of the prototype occurs only at the final stage of the sweep (in the best case, sweeps of the entire PNP (L or pL, where p is the given number of runs, i.e. pmin = 1)) for
Figure 00000001
and
Figure 00000002
measures until the end of the sweep. Thus, a priori information about the structure of PVKF is lost during the entire sweep phase, which could be used to significantly speed up the search due to energy storage
Figure 00000009
and
Figure 00000010
not periodically through
Figure 00000001
and
Figure 00000002
tacts, but tact, i.e. in every step of the search;

- не учитывается и не указывается, что и структура ПВКФ, и тем самым весь процесс накопления максимальных боковых пиков ПВКФ зависит от направленности взаимно-встречного движения («встречно-прямого» или «встречно-инверсного») опорных производящих компонент и принимаемой ПНП в корреляционных устройствах-конвольверах. А именно, организация правильной направленности этого движения - «встречно-инверсного» может привести к ускорению накопления и поиска в целом.- it does not take into account and does not indicate that the structure of PVKF, and thus the whole process of accumulation of the maximum side peaks of PVKF, depends on the direction of the reciprocal movement (“counter-direct” or “counter-inverse”) of the supporting generating components and the received EOR in the correlation convolver devices. Namely, the organization of the correct direction of this movement - “counter-inverse” can lead to acceleration of accumulation and search in general.

Наиболее близким к заявляемому устройству является устройство, реализующее способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту [6], имеющее следующую совокупность сходных действий с заявляемым устройством:Closest to the claimed device is a device that implements the method of accelerated search for broadband signals according to the patent [6], having the following set of similar actions with the claimed device:

- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;- the use of a priori information about the ratio of the value of the measure number of the current delay of the received signal and the measure of detection of the total values of the mutual correlation between the received and reference sequences;

- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины

Figure 00000001
, в другом -
Figure 00000002
;- the search for the delay of signals manipulated by derivatives of non-linear sequences (PNP) is carried out in parallel along 2 channels, in one of which a sequentially repeating length component is used as a reference
Figure 00000001
, in a different -
Figure 00000002
;

- в результате из

Figure 00000001
и
Figure 00000002
накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов imax∈(0,1, …, l1-1) и
Figure 00000004
относительно начальных соответствующих
Figure 00000005
, и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов c1 и с2 производящих компонент по следующим соотношениям:- as a result of
Figure 00000001
and
Figure 00000002
the values of the periodic cross-correlation function (PVKF) accumulated in each of the 2 channels, select the maximum value and fix the corresponding numbers of the mutual shift cycles imax∈ (0,1, ..., l1-1) and
Figure 00000004
relative to the initial relevant
Figure 00000005
, and then, from the obtained imax and jmax, the cyclic shifts c 1 and c 2 of the producing components are determined by the following relations:

Figure 00000016
Figure 00000016

- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин

Figure 00000001
и
Figure 00000002
, генерируемых с циклическими сдвижками c1 и с2 соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность
Figure 00000007
, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с1 и с2 в соответствии с выражениями:- then through the parallel formation of 2 sequences of repeating producing component lengths
Figure 00000001
and
Figure 00000002
generated with cyclic shifts c 1 and c 2, respectively, as well as symbol-wise summation modulo 2 of these 2 sequences form the reference derivative sequence
Figure 00000007
, the resulting cyclic shift With which at the control stage eliminates the time mismatch of the received and reference derived signals (PNP), and its value C is due to the values from 1 and 2 in accordance with the expressions:

Figure 00000017
Figure 00000017

- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают;- the decision to capture the PNP signal by the delay is made upon exceeding the set threshold by the PVKF value of the received and received reference derivative of the PNP signal, otherwise the search continues;

- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности

Figure 00000007
структуре частных ПВКФ1i, ПВКФ2j формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j подканалам
Figure 00000018
соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности
Figure 00000001
и
Figure 00000002
) - ПК-1i и ПК-2j,
Figure 00000019
;- used a priori information about the structure of PVKF PNP duration
Figure 00000007
the structure of private PVKF 1i , PVKF 2j formed by parallel, simultaneous, in the "counter-inverse" correlation mode for all possible i, j subchannels
Figure 00000018
respectively, the first (1) and second (2) channels for receiving incoming PNP with various automorphisms (cyclic shifts) of segments (generating components (PK-1 and PK-2) in the form of simple nonlinear recurrence sequences (NLRP) of duration
Figure 00000001
and
Figure 00000002
) - PC-1 i and PC-2 j ,
Figure 00000019
;

- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ1i, ПВКФ2j, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа

Figure 00000020
,
Figure 00000021
, где p1 и р2 - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p1min=p2min=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления для реализации подэтапа экстраполяции;- simultaneous parallel primary accumulation of the values of the partial PVKF 1i , PVKF 2j is carried out, in the subchannels i and j of the search for the 1st and 2nd channels in each correlation cycle during the analysis time
Figure 00000020
,
Figure 00000021
where p 1 and p 2 are the number of runs of the producing components PC-1, PC-2, p 1min = p 2min = L and the summation of the accumulated values in each channel at the end of the primary accumulation sub-stage for the implementation of the extrapolation sub-stage;

- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k1-й, k2-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков

Figure 00000009
,
Figure 00000010
1-ми 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами Nk1+1 и Nk2+1, устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ1, СЭ2 подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:- moreover, the extrapolation (prediction) of the structure of private PVKF, PVKF in the form of extrapolation to each k 1st , k 2nd clock moments (after a sub-stage of primary accumulation) of private peaks
Figure 00000009
,
Figure 00000010
1st 2 channels respectively at the outputs of certain extrapolated search subchannels with extrapolated numbers N k1 + 1 and N k2 + 1 , set according to the extrapolation functions of SE 1 , SE 2 subchannels of the 1st and 2nd processing channels:

СЭ1=f(Nk1), СЭ2=f(Nk2), Nk1=1, …,

Figure 00000001
, Nk2=1, …,
Figure 00000002
, как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками
Figure 00000009
,
Figure 00000010
на своих выходах в каждый k1-й, k2-й такты:SE 1 = f (N k1 ), SE 2 = f (N k2 ), N k1 = 1, ...,
Figure 00000001
, N k2 = 1, ...,
Figure 00000002
as functions of a sequence of subchannel numbers and with private peaks
Figure 00000009
,
Figure 00000010
at its outputs in each k 1 th, k 2 th bars:

- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками

Figure 00000009
,
Figure 00000010
и по фактору уровней накопления
Figure 00000022
и
Figure 00000023
;- moreover, 2-factor control of extrapolation is implemented according to the majority principle: according to the factor of extrapolated subchannel numbers and with private peaks
Figure 00000009
,
Figure 00000010
and factor accumulation levels
Figure 00000022
and
Figure 00000023
;

- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков

Figure 00000009
,
Figure 00000010
на экстраполируемых выходах i-x и j-x подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й
Figure 00000024
и
Figure 00000025
) тактовый момент приема;- moreover, the accumulation is carried out at the outputs of 2 channels of identified extrapolated private peaks
Figure 00000009
,
Figure 00000010
at the extrapolated outputs ix and jx of the search subchannels of the 1st and 2nd processing channels, respectively, to each kth
Figure 00000024
and
Figure 00000025
) timing of reception;

- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором imax и jmax есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов imax=Nk1, jmax=Nk2 соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.- moreover, the control of the establishment of synchronism by delay is realized by the formation of the reference signal of the PNP without directly determining the current time delay of the received PNP, and by such a combination of numbers of clock cycles of synchronization with the production bars, in which i max and j max are essentially extrapolated subchannel numbers i max = N k1 , j max = N k2, respectively, with private peaks at their outputs and after a positive 2-factor control of extrapolation.

Для реализации этих сходных действий устройство-прототип имеет следующие сходные признаки с заявляемым устройством, а именно, устройство содержит:To implement these similar actions, the prototype device has the following similar features with the claimed device, namely, the device contains:

два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, а вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов с1 и с2, причем в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов

Figure 00000001
и
Figure 00000002
(циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых
Figure 00000001
и
Figure 00000002
выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно; блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а
Figure 00000001
и
Figure 00000002
выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно
Figure 00000001
и
Figure 00000002
ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно с1 и с2, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт,
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) выходов которого соединены со вторыми
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа.two channels of correlator processing, moreover, correlation processing is implemented on the basis of acoustoelectronic convolvers (AEC), a received signal is applied to one input of each channel; reference sequence generator, the first output of this generator of each channel is connected to the corresponding input of the derivative signal generator, the output of which is connected to one of the inputs of the delay synchronism control circuit, the other input of which is the input of the received signal, and the input of the reference sequence generator of each channel is connected to the output of the corresponding calculating shifts 1 and 2, wherein each channel processing sequence generator support is designed as a generator of all possible automorphism isms
Figure 00000001
and
Figure 00000002
(cyclic shifts) issued in parallel to the group of second
Figure 00000001
and
Figure 00000002
outputs, respectively, and issued on the first output of one of the automorphisms of the reference sequence generating a repeating component of length
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively; block of digital sub-correlators (BTsPK), which contains respectively for each channel by
Figure 00000001
and
Figure 00000002
sub-correlators, each of which contains: a series-connected acoustoelectronic convolver (AEC), one input of which is the first input of the sub-correlator and connected to the first input of the processing channel, and the second input is the second input of the sub-correlator and connected to one of the second outputs of the reference sequence generator; an amplifier and an analog-to-digital converter (ADC), the output of which is a parallel output bus and is the output of the sub-correlator and the corresponding output of the BCPC, the outputs of which are a parallel output bus, are connected to the corresponding inputs of the accumulation and extrapolation (SES) circuit, which contains respectively one and the other processing channels by
Figure 00000001
and
Figure 00000002
search subchannels, the inputs of which are the corresponding inputs of the SES, and the outputs are connected to the corresponding first inputs of the central digital comparator (CCC), the first input of which is connected to the output of the first key, and
Figure 00000001
and
Figure 00000002
outputs (respectively for one and the other channels) are connected respectively with the inputs of the digital adder and with the first inputs of the keys of the block of keys (BC), containing respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
keys, the second inputs of which are connected to the output of the first key, and the outputs of the keys of the CD are connected to the corresponding inputs of the shift calculator, respectively 1 and 2 , the output of which is the output of the SNE and the processing channel and connected to the input of the corresponding generator of the reference sequence, and the output of the digital adder is connected with one input of the first key, the other input of which is connected to the output of the accumulator-adder, the input of which is connected to the output of the verification unit, which is a block (set) of two-input elements AND first
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) whose inputs are connected to the corresponding outputs of the CCC and the inputs of the subchannel number selection block (BCH), which is a cross-block and a delay block per cycle, connected in series,
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) the outputs of which are connected to the second
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) inputs of the verification unit; moreover, each search subchannel (PEP) of the accumulation and extrapolation (SES) circuit contains a digital parallel adder, the first inputs of which are connected to the corresponding bus of the BCPC parallel outputs, and the second inputs are connected respectively to the outputs of the corresponding coincidence elements, the first inputs of which are clock, the second inputs are connected respectively, with the outputs of random access memory (RAM), the inputs of which are connected to the outputs of the digital parallel adder and the corresponding first inputs of the second a beam, the second input of which is connected to the output of the first counter, the input of which is clockwise, and the input of the second counter, the output of which is connected to one input of the AND circuit, the output of which is connected to the control panel output, and the second input is connected to the output of the digital comparator, the inputs of which are connected to the outputs of the second key.

Однако известное устройство-прототип, несмотря на заложенные в нем новые базовые существенные признаки (по осуществлению и реализации ускоренного поиска СРС манипулированных ПНП) на основе использования детерминированности ПВКФ, не позволяет использовать эти признаки для осуществления и реализации следующего за этапом поиска и вхождения в синхронизм (синхронизации) - этапа эффективного и достоверного оптимального приема СРС, манипулированных ПНП, по методу третьей решающей схемы (ТРС).However, the known prototype device, despite the new essential essential features incorporated in it (on the implementation and implementation of the accelerated search for CPC of manipulated PNPs) based on the use of the PVKF determinism, does not allow the use of these features for the implementation and implementation of the search and synchronization following the stage ( synchronization) - the stage of effective and reliable optimal reception of CDS, manipulated PNP, according to the method of the third decision scheme (TRS).

Элементы теории ТРС, опубликованные в [7, 8], обосновывают возможности и пути использования детерминированности корреляционных функций (КФ) ПНП (или ПНЛРП - производных нелинейных рекуррентных последовательностей) для повышения эффективности всех процедур приема СРС с манипуляцией ПНП. Так именно детерминированность КФ (и в частности ПВКФ) ПНП являются основным фактором, использующимся в способе-прототипе (и устройстве для его реализации) для осуществления ускорения этапа поиска и синхронизации СРС с ПНП. А кроме того в [7, 8] показывается, что в отличие от классических категорий и понятий «1-я решающая схема» и «2-я решающая схема», применяемых в теории и практике передачи дискретных сообщений [9], использование установленных авторами свойств детерминированности КФ (ПВКФ) ПНП при построении процедур их приема позволяет создавать в интересах повышения эффективности и достоверности приема СРС с ПНП новый вид приемной решающей схемы - третью решающую схему (ТРС) для этапа «приема-обработки» ПНП и принятия решения о приеме элементарного сообщения на основе анализа и идентификации структуры детерминированной КФ (ПВКФ) ПНП посредством реализации теоремы-«закона сложения» Бреннана излагаемой в [9] при разнесении процесса приема уже «по форме» (в отличие от классических методов разнесения «по пространству», «по частоте», «по времени» [7, 8]). При этом каналами и ветвями разнесения уже являются формы (структура) детерминированной КФ (ПВКФ) (это каналы) и формы детерминированной частной ПВКФ (это ветви или подканалы). Таким образом, согласно [7, 8] ТРС как процедура приема СРС с ПНП на всех этапах (режимах) - обнаружения, поиска, синхронизации, приема-обработки ПНП по принятию решения о структуре ПНП и, следовательно, об элементарном сообщении на основе анализа и идентификации структуры детерминированной ПВКФ ПНП, реализует «закон сложения» (накопления) Бреннана [9], отношений «сигнал/помеха» или (что то же самое) «сигнал/шум» (с/ш) в ветвях и каналах разнесения уже «по форме» в интересах получения итогового выигрыша отношения (с/ш)вых/(с/ш)вх «третьей решающей схемы», и тем самым - в интересах повышения достоверности приема - обработки ПНП и принятия решения «свой-не свой» элементарный «сигнал-сообщение» (представляемый кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС).Elements of the TPC theory published in [7, 8] substantiate the possibilities and ways to use the determinism of correlation functions (CF) of PNP (or PNLRP - derivatives of nonlinear recurrence sequences) to increase the efficiency of all procedures for receiving SRS with PNP manipulation. So it is the determinism of CF (and in particular PVKF) PNPs are the main factor used in the prototype method (and device for its implementation) to accelerate the search and synchronization of CPC with PNP. And besides, it is shown in [7, 8] that, in contrast to the classical categories and concepts “1st decisive scheme” and “2nd decisive scheme” used in the theory and practice of transmitting discrete messages [9], the use established by the authors the determination properties of CF (PVKF) PNP during the construction of procedures for their reception allows you to create, in the interests of increasing the efficiency and reliability of receiving CDS with PNP, a new type of receiving decision scheme - the third decision scheme (TRS) for the stage of reception-processing of the PNP and deciding on the adoption of elementary posts based on the analysis and identification of the structure of the determined CF (PVKF) PNP by implementing the Brennan's “addition law” theorem stated in [9] when the reception process is spaced “already in shape” (in contrast to the classical methods of diversity “in space”, “in frequency ”,“ In time ”[7, 8]). Moreover, the channels and diversity branches are already the forms (structure) of the determined CF (PVKF) (these are the channels) and the forms of the determined private PVKF (these are the branches or subchannels). Thus, according to [7, 8] TRS as a procedure for receiving CDS with EOR at all stages (modes) - detection, search, synchronization, reception-processing of EOR to decide on the structure of the EOR and, therefore, about an elementary message based on analysis and identifying the structure of the determined PVKF PNP, implements the “Brennan law of addition” (accumulation) [9], the signal-to-noise ratios, or (which is the same thing) the signal-to-noise ratio (s / n) in the branches and diversity channels already “by form "in the interests of obtaining the final gain in the ratio (s / w) out / (s / w) in " the third decisive schemes ”, and thereby - in the interests of increasing the reliability of receiving - processing PNP and making a“ not-your-own ”decision elementary“ signal-message ”(represented by the code form of the PNP to expand the spectrum of SRS).

Именно эту процедуру приема - обработки ПНП уже после вхождения в синхронизм и не может реализовать способ - прототип.It is this procedure of reception - processing of PNPs after entering synchronism that cannot implement the method - the prototype.

Технический результат, на достижение которого направлено изобретение заключается в том что, заявляемое устройство ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов решает задачи не только быстрого поиска и синхронизации сигналов, манипулированных ПНП (или что то же самое - ПНЛРП), но и задачи эффективного приема-обработки (и принятия решения «свой-не свой») элементарного сигнала-сообщения, представляемого кодовой формой ПНП для расширения спектра СРС после вхождения в синхронизм. В основу заявляемого устройства заложено использование свойств тонкой внутренней структуры ПНП и ее производящих компонент-простых НЛРП, свойств детерминированности структуры ПВКФ ПНП, элементов теории третьей решающей схемы приема-обработки и принятия решения, использующей «закон сложения» Бреннана при разнесении процедуры приема-обработки «по форме» детерминированной структуры как всей ПВКФ, так и частных ПВКФ ПНП [7,8] в интересах повышения итогового отношения (с/ш)вых/(с/ш)вх ТРС и тем самым повышения достоверности приема-обработки ПНП и принятия решения.The technical result, the invention is aimed at, is that the claimed device for accelerated search and efficient reception of broadband signals solves not only the quick search and synchronization of signals manipulated by PNP (or, what is the same, PNLRP), but also the problem of efficient reception of processing (and making the decision “own-not own”) of the elementary signal-message represented by the code form of the PNP to expand the spectrum of the SRS after entering synchronism. The basis of the claimed device is the use of the properties of the fine internal structure of the PNP and its producing component-simple NLRP, the determinism of the structure of the PVKF PNP, the elements of the theory of the third decisive reception-processing scheme and decision making using the Brennan’s “addition law” when posting the reception-processing procedure “ shaped "deterministic structure as a whole PVKF and private PVKF ANP [7,8] in order to improve the final ratio (S / N) out / (S / N) Rin TPC and thereby improve the reliability of the reception processing and PUP and decision making.

Это позволяет достичь комплекса характеристик, определяющих лучший по сравнению с устройством-прототипом технический результат следующей совокупности свойств:This allows you to achieve a set of characteristics that determine the best technical result of the following set of properties compared to the prototype device:

1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, детерминированная структура и ПВКФ, и частых КФ (ЧКФ) ПНП, использование на основе их применения двухканального (K1; К2) и (

Figure 00000001
,
Figure 00000002
) - подканального (соответственно по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
ветвям в К1, К2 каналах) разнесения «по форме» процедуры приема-обработки и принятия решения позволяют реализовать заявленный способ «третьей решающей схемы» ускоренного поиска и эффективного достоверного приема широкополосных сигналов и обеспечивает совместно и значительное сокращение времени поиска по задержке СРС, повышение достоверности приема-обработки и принятия решения.1. The PNP code structure stipulated by the construction rule, the deterministic structure of both PVKF and frequent KF (FKF) PNP, the use of two-channel (K 1 ; K 2 ) and (
Figure 00000001
,
Figure 00000002
) - subchannel (respectively by
Figure 00000001
and
Figure 00000002
branches in K 1 , K 2 channels) diversity "in form" of the reception-processing and decision-making procedures allow to implement the claimed method of the "third decision scheme" of accelerated search and effective reliable reception of broadband signals and provides a joint and significant reduction in search time for delay CPC, increasing the reliability of reception, processing and decision making.

2. Обеспечение высокой имитостойкости и структурной скрытности СРС на всех этапах приема СРС (поиска, синхронизации, обработки, принятия решения) за счет как применения непосредственно ПНП, обладающих высоким уровнем имитостойкости и структурной скрытности, так и соответствующего реализуемого метода приема-обработки в рамках «третьей решающей схемы».2. Ensuring high imitation resistance and structural secrecy of the CDS at all stages of the reception of the CDS (search, synchronization, processing, decision making) due to the use of directly PNP with a high level of resistance and structural secrecy, and the corresponding implemented method of reception-processing in the framework of " third decisive scheme. "

3. Так как реализация устройства не требует предварительного выбора внутренней структуры ПСП в виде ПНП вследствие того, что в качестве опорных сегментов ПНП используются производящие компоненты ПК-1, ПК-2 в виде простых НЛРП, и тем самым внутренняя структура ПНП «квазинеуправляемо» изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени, а процедура приема-обработки осуществляется при этом посредством разнесения «по форме» ПВКФ и ЧКФ в аналоговом итоговом режиме одноканального «решения и приема» и при «дискретном методе итоговом двухканальном» принятия решений, обеспечивается [8] дополнительно высокая имитостойкость этапа приема-обработки и принятия решения.3. Since the implementation of the device does not require pre-selection of the internal structure of the SRP in the form of EOR due to the fact that the production components PK-1, PC-2 are used as the basic segments of the EOR in the form of simple NLRP, and thus the internal structure of the EOR is “quasi-uncontrollably” changed with each processing cycle in real time, and the reception-processing procedure is carried out in this case by spacing “in shape” of the PVKF and the CCF in the analog final mode of a single-channel “decision and reception” and with the “discrete method of the final two “natural” decision making, [8] provides an additional high imitostability of the stage of reception, processing and decision making.

4. Реализация заявляемого устройства может быть осуществлено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритными показателями [10].4. The implementation of the inventive device can be carried out using traditional elements, as well as elements of acoustoelectronic technology, satisfying stringent requirements for energy intensity, time and weight indicators [10].

5. В основе достижений указанного технического результата лежит реализуемая заявляемым устройством следующая отличительная совокупность действий:5. The basis of the achievements of the specified technical result is the following distinctive set of actions implemented by the claimed device:

а) т.к. этап приема-обработки и принятия решения «свой-чужой» сигнал (СЧС) осуществляется после вхождения в синхронизм, т.е. когерентно, следовательно накопление в каждый тактовый момент (i, j) частных пиков

Figure 00000026
и
Figure 00000027
как отношений (с/ш)вых в каждый такт (i, j) на выходе приемников каналов К1 и К2
Figure 00000028
и
Figure 00000029
, в каждых подканалах i и j осуществляется когерентно (синхронно) и оптимально, что отражается символами с1 и с2 для
Figure 00000030
в условиях некоррелированного приема в двух каналах К1 и К2 и их подканалах вследствие использования в них различных по форме порождающих компонент ПК1 и ПК2;a) since the step of receiving, processing and making a “friend-or-foe” signal (SES) is carried out after entering synchronism, i.e. coherently, therefore, accumulation at each clock moment (i, j) of private peaks
Figure 00000026
and
Figure 00000027
as a relationship (s / w) output per cycle (i, j) at the output of the receivers of channels K 1 and K 2
Figure 00000028
and
Figure 00000029
, in each subchannels i and j it is carried out coherently (synchronously) and optimally, which is reflected by the symbols 1 and 2 for
Figure 00000030
under conditions of uncorrelated reception in two channels K 1 and K 2 and their subchannels due to the use of PC 1 and PC 2 generators of different shapes in them;

б) два частных одноканальных решения

Figure 00000031
принимаются «в итоговом режиме одноканального приема и решения», т.е. отдельно в каждом канале К1 и К2 по закону сложения Бреннана с разнесением каналов К1 и К2 и их подканалов i и j
Figure 00000032
приема «по форме» структур соответственно ПК1 и ПК2 и их циклических сдвижек ПК1,i и GR2,j, и на основании полученных за время приема (период L) всей ПНП итоговых (результирующих) уровней накопления частных пиков на выходах синхронных (c1 и с2) подканалов
Figure 00000033
и
Figure 00000034
в каналах К1 и К2 соответственно
Figure 00000035
:b) two private single-channel solutions
Figure 00000031
taken "in the final mode of single-channel reception and decision", i.e. separately in each channel K 1 and K 2 according to Brennan’s addition law with the diversity of channels K 1 and K 2 and their subchannels i and j
Figure 00000032
receiving “in form” of structures of PC 1 and PC 2 , respectively, and their cyclic shifts of PC 1, i and GR 2, j , and based on the total (resulting) accumulation levels of private peaks at the synchronous outputs obtained during the reception (period L) of the whole PNP (c 1 and c 2 ) subchannels
Figure 00000033
and
Figure 00000034
in channels K 1 and K 2, respectively
Figure 00000035
:

Figure 00000036
Figure 00000036

где

Figure 00000037
и
Figure 00000038
- частные пики ПВКФ (с/ш)вых) на выходах каналов соответственно К1 и К2, в тактовые моменты i и j соответственно прогонов в синхронных подканалах
Figure 00000039
и
Figure 00000040
; c1 и с2 - циклические сдвижки в синхронных подканалах после вхождения в синхронизм;
Figure 00000041
- усредненные значения; n и m - число прогонов в подканалах соответственно
Figure 00000042
и
Figure 00000043
, - с использованием критерия «максимального правдоподобия» и с вероятностями ошибки
Figure 00000044
и
Figure 00000045
в первом и втором каналах разнесения (К1 и К2) соответственно:Where
Figure 00000037
and
Figure 00000038
are the private peaks of the PVKF (s / w) out ) at the channel outputs K 1 and K 2 , respectively, at clock moments i and j, respectively, of runs in synchronous subchannels
Figure 00000039
and
Figure 00000040
; c 1 and c 2 - cyclic shifts in synchronous subchannels after entering synchronism;
Figure 00000041
- average values; n and m are the number of runs in subchannels, respectively
Figure 00000042
and
Figure 00000043
, - using the criterion of “maximum likelihood” and error probabilities
Figure 00000044
and
Figure 00000045
in the first and second diversity channels (K 1 and K 2 ), respectively:

Figure 00000046
Figure 00000046

где Ф [⋅] - табулированная функция Крампа (или «интеграл вероятности»); γ - коэффициент, учитывающий уровень ортогональности ПСП (в нашем случае - ПНП) и равный в пределах

Figure 00000047
;where Ф [⋅] is the tabulated Crump function (or “probability integral”); γ is a coefficient taking into account the level of orthogonality of the SRP (in our case, the PNP) and equal to
Figure 00000047
;

в) с использованием двух автономных частных решений

Figure 00000048
и
Figure 00000049
, как дискретных решений с дискретными значениями
Figure 00000050
и
Figure 00000051
, принимается наиболее правдоподобное итоговое двухканальное дискретное решение СЧСитог с вероятностью ошибки:c) using two autonomous private solutions
Figure 00000048
and
Figure 00000049
as discrete solutions with discrete values
Figure 00000050
and
Figure 00000051
It adopted the most likely final two-channel discrete solution ESS result from the probability of error:

Figure 00000052
Figure 00000052

г) в процессе когерентного приема-обработки обеспечивается контроль и коррекция синхронизации за счет того, что осуществляется накопление

Figure 00000053
и
Figure 00000054
и в других подканалах также, как и в синхронных подканалах со сдвижками соответственно с1 и с2 каналов К1 и К2, но результаты этих накоплений - итоговые уровни накопления
Figure 00000055
,
Figure 00000056
соответственно в i-x подканалах канала К1,
Figure 00000057
, и в j-x подканалах канала К2,
Figure 00000058
, за все время приема (период L) ПНП соответственно будут равны:d) in the process of coherent reception-processing, control and correction of synchronization is ensured due to the fact that accumulation is carried out
Figure 00000053
and
Figure 00000054
in other subchannels as well as in synchronous with the shift of subchannels respectively with 1 and 2 with channels K 1 and K 2, but the results of these accumulations - final accumulation levels
Figure 00000055
,
Figure 00000056
respectively, in ix subchannels of channel K 1 ,
Figure 00000057
, and in jx subchannels of channel K 2 ,
Figure 00000058
, for the entire time of reception (period L), the PNP will accordingly be equal to:

Figure 00000059
Figure 00000059

где

Figure 00000060
- усредненные значения, - что и используются для контроля синхронизации, а именно: после приема всей ПНП в каждом канале К1, К2 сравниваются итоговые уровни накоплений в каждом из подканалов
Figure 00000061
с итоговыми уровнями накоплений в синхронных подканалах соответственно
Figure 00000062
,
Figure 00000063
, и для любых i и j будет выполнятся всегда при правильной, имитостойкой, устойчивой синхронизации условие соответственно
Figure 00000064
,
Figure 00000065
Figure 00000066
, а если будет установлено, что для какого-то (или каких-то) подканала (подканалов) это условие не выполняется, т.е. окажется, что
Figure 00000067
,
Figure 00000068
, то для такого (таких) подканала (подканалов) фиксируется этот факт как «сигнал рассинхронизации» (СРС), равный 1, т.е.
Figure 00000069
,
Figure 00000070
;Where
Figure 00000060
- averaged values, - which are used to control synchronization, namely: after receiving the entire PNP in each channel K 1 , K 2 , the total accumulation levels in each of the subchannels are compared
Figure 00000061
with total accumulation levels in synchronous subchannels, respectively
Figure 00000062
,
Figure 00000063
, and for any i and j it will always be fulfilled with the correct, imitostable, stable synchronization, respectively
Figure 00000064
,
Figure 00000065
Figure 00000066
, and if it is established that for some (or some) subchannel (subchannels) this condition is not fulfilled, i.e. it turns out that
Figure 00000067
,
Figure 00000068
, then for such (such) subchannel (subchannels) this fact is recorded as a “desync signal” (CPC) equal to 1, i.e.
Figure 00000069
,
Figure 00000070
;

д) если в процессе «приема-обработки» ПНП для какого-то из подканалов i* и j* в К1 и К2 сумма СРС за время контроля Тконтр оказывается больше или равна соответственно

Figure 00000071
и (или)
Figure 00000072
, т.е.e) if in the process of “receiving-processing” the PNP for any of the subchannels i * and j * in K 1 and K 2, the amount of SRS during the monitoring time T counter turns out to be greater than or equal respectively
Figure 00000071
and / or
Figure 00000072
, i.e.

Figure 00000073
Figure 00000073

то принимается решение на проведение «контрольного анализа», когда для таких подканалов i* и j* осуществляется проверка их циклических сдвижек c1,i* и c2,j* на соответствие соотношению (2), и если это соотношение выполняется, то фиксируется «сигнал соответствия» СС=1 (CC1i=1 и CC2j=1); причем если в процессе приема ПНП за выбранное мажоритарное число (МЧ) периодов Тконтр: МЧ=(5, 7, 9, …)(нечетное число), - таких сигналов соответствия из какого-либо подканалов будет соответственно получено число NCC≥(3, 5, 7 …), то будет принято решение на смену циклических сдвижек ПК1 и (или) ПК2 в каналах К1 и К2, т.е. на смену используемых синхронных подканалов на подканалы с циклическими сдвижками

Figure 00000074
и
Figure 00000075
соответственно и на выход из режима «контрольного анализа». Тем самым будет осуществлена адаптивная коррекция тактовой синхронизации на соответствующее числам
Figure 00000076
,
Figure 00000077
тактов без прекращения «приема-обработки». В противном случае коррекция синхронизации не производится;then a decision is made to conduct a “control analysis” when, for such subchannels i * and j *, their cyclic shifts c 1, i * and c 2, j * are checked for compliance with relation (2), and if this relation is satisfied, then it is fixed “Compliance signal” CC = 1 (CC 1i = 1 and CC 2j = 1); moreover, if during the reception of the PNP for the selected majority number (MCH) of the periods T counter : MCH = (5, 7, 9, ...) (odd number), - such CC signals from any subchannels will accordingly receive the number N CC ≥ ( 3, 5, 7 ...), then a decision will be made to change the cyclic shifts of PC 1 and (or) PC 2 in channels K 1 and K 2 , i.e. to change used synchronous subchannels to subchannels with cyclic shift
Figure 00000074
and
Figure 00000075
accordingly, to exit the "control analysis" mode. Thus, adaptive correction of clock synchronization to the corresponding numbers will be carried out.
Figure 00000076
,
Figure 00000077
measures without stopping the "reception-processing". Otherwise, synchronization correction is not performed;

е) если в процессе «приема-обработки» ПНП за время Тконтр окажется, что для

Figure 00000071
и
Figure 00000072
и более числа соответственно подканалов в каждом из каналов К1 и К2 окажется справедливым выражение (7), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации под воздействием помех, и тогда принимается решение на прекращение «приема-обработки» информации и переход к этапу поиска и синхронизации.f) if in the process of "receiving-processing" of the PNP during the time T counter it turns out that for
Figure 00000071
and
Figure 00000072
and more than the number of subchannels in each of the channels K 1 and K 2, respectively, expression (7) turns out to be valid, then this will indicate a failure of synchronization due to interference, and then a decision is made to stop the “reception-processing” of information and go to the search stage and synchronization.

В основе реализации заявляемого устройства лежат: особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования; особенностиThe basis of the implementation of the inventive device are: features of the code structure of the PNP, due to their formation rule; features

и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени; особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверностей приема. Укажем эти особенности.and the determinism properties of PVKF PNP as a function of time; features and properties of the method of the "third decision scheme" (TRS) of the reception-processing and decision-making, providing increased reliability of the reception. We indicate these features.

1. Особенности кодовой структуры ПНП.1. Features of the code structure of the PNP.

1.1 Согласно [11] ПНП 2-го порядка (называемые также двукратными производными нелинейными рекуррентными последовательностями ПНЛРП) вида W2 длины L называются последовательности, которые образуются из 2-х производящих линеек (ПЛ) - повторяющихся производящих компонент ПК-1, ПК-2 (простых нелинейных рекуррентных последовательностей - НЛРП) длин

Figure 00000001
и
Figure 00000002
(
Figure 00000001
<
Figure 00000002
) вида Vj, j=1, 2 по правилу (8):1.1 According to [11], second-order PNPs (also called double derivatives of non-linear recurrent PNLRP sequences) of the form W 2 of length L are sequences that are formed from 2 producing rulers (PL) - repeating generating components PK-1, PK-2 (simple nonlinear recurrence sequences - NLRP) lengths
Figure 00000001
and
Figure 00000002
(
Figure 00000001
<
Figure 00000002
) of the form V j , j = 1, 2 according to rule (8):

Figure 00000078
Figure 00000078

V1 и V2 - производящие линейки НЛРП;

Figure 00000079
,
Figure 00000080
- двоичные символы (0 или 1) с номером i, взятым по модулям длин
Figure 00000001
и
Figure 00000002
периодически повторяющихся ПК-1 и ПК-2 НЛРП.V 1 and V 2 - producing line NLRP;
Figure 00000079
,
Figure 00000080
- binary characters (0 or 1) with number i taken over length modules
Figure 00000001
and
Figure 00000002
periodically recurring PK-1 and PK-2 NLRP.

1.2 Правило формирования двукратных ПНП иллюстрирует фиг. 1.1.2 The rule for the formation of double EORs is illustrated in FIG. 1.

В качестве производящих компонент ПК используются НЛРП 2-х типов: известные коды квадратичных вычетов (ККВ) с числом символов

Figure 00000081
и
Figure 00000082
где t=4x+1 (тип K1), t=4x+3 (тип К3), а также характеристические коды (ХК) с числом символов t=4x (тип Х0), t=4x+2 (тип Х2), х=1, 2, 3, … [11]. Типы ПНП определяются сочетанием типов ПК.2 types of NLRP are used as the generating components of the PC: the well-known codes of quadratic residues (CCR) with the number of characters
Figure 00000081
and
Figure 00000082
where t = 4x + 1 (type K1), t = 4x + 3 (type K3), as well as characteristic codes (XK) with the number of characters t = 4x (type X0), t = 4x + 2 (type X2), x = 1, 2, 3, ... [11]. Types of PNP are determined by a combination of PC types.

1.3 Производящие компоненты - НЛРП, как показано в [11], не подвержены раскрытию их структуры известными алгоритмами Мэсси, так как НЛРП не формируются регистрами сдвига с линейными обратными связями, что и определяет базовые высокие характеристики по структурной скрытности и имитостойкости НЛРП.1.3 Generating components - NLRP, as shown in [11], are not subject to disclosure of their structure by the well-known Massey algorithms, since NLRP are not formed by shift registers with linear feedback, which determines the basic high characteristics of structural secrecy and imitability of NLRP.

А алгоритм (правило (8)) формирования ПНП дополнительно существенно повышает, как показано в [11], скрытностные и имитостойкие свойства ПНП. Кроме того, так как ПНП и ее длительность L носят мультипликативный характер (являются производными от НЛРП), то при больших и сверхбольших длительностях L ПНП становятся близкими к оптимальным [11] согласно признаков оптимальности, отраженных в [1]. Таким образом, особенности внутренней кодовой структуры ПНП обеспечивают лучший, выше указанный технический результат.And the algorithm (rule (8)) of the formation of the PNP additionally significantly increases, as shown in [11], the stealth and imitation-resistant properties of the PNP. In addition, since the PNP and its duration L are multiplicative in nature (they are derived from NLRP), then for large and very long durations L, the PNPs become close to optimal [11] according to the signs of optimality reflected in [1]. Thus, the features of the internal code structure of the PNP provide the best, the above technical result.

2. Особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП.2. Features and properties of determinism of PVKF PNP.

Заявляемый способ поиска основан на свойствах ПВКФ ПНП, установленных как в [11], так и в последующих исследованиях авторов, в том числе, и в результате машинного имитационного моделирования этих свойств, которые состоят в следующем:The inventive search method is based on the properties of PVKF PNP, established both in [11] and in subsequent studies of the authors, including as a result of machine simulation of these properties, which consist of the following:

2.1 При организации традиционных способов приема поиска, обнаружения ПСП анализируется периодическая функция ПВКФ, когда приходящая ПСП сравнивается на приемной стороне в корреляторе (согласованном фильтре) с полной ее копией. При реализации этих способов по отношению к применяемым ПНП мы и говорим о ПВКФ ПНП. ПВКФ двукратных ПНП различных типов с производящими линейками, составленными из повторяющихся ККВ и ХК одного типа и длины, имеет до трех фиксированных уровней в зависимости от рассматриваемых ПСП. Их значения приведены в таблице на фиг. 3 и на фиг. 4, 5.2.1 When organizing traditional methods for receiving search, detecting SRP, the periodic function of PVKF is analyzed, when the incoming SRP is compared on the receiving side in the correlator (matched filter) with its full copy. When implementing these methods in relation to the applied PNP, we are talking about PVKF PNP. PVKF of two different types of PNP with production lines made up of repeating KKV and KK of the same type and length has up to three fixed levels, depending on the considered PSP. Their values are shown in the table in FIG. 3 and in FIG. 4, 5.

2.2 Среди этих фиксированных уровней всегда выделяются два ярко выраженных частных боковых пика Rчп1 и Rчп2, которые, во-первых, на порядок превышают третий (пик), а во-вторых, отношение значений пиков Rчп1/Rчп2 пропорционально отношению

Figure 00000083
:
Figure 00000084
Таким образом, в анализе двукратных ПНП всегда можно пренебречь третьим очень маленьким пиком, в-третьих, количество Rчп1 и Rчп2 в составе ПВКФ за один период L ПНП составляет соответственно числа
Figure 00000001
и
Figure 00000002
, так что сумма энергетических всплесков в относительном измерении составляет:
Figure 00000085
, что как видно, соответствует в относительном измерении величине основного корреляционного пика ПНП Rоп≈1 в случае полного совпадения входящей и опорной ПНП.2.2 Among these fixed levels, there are always two distinct private partial side peaks R ch1 and R ch2 , which, firstly, are an order of magnitude higher than the third (peak), and secondly, the ratio of the peaks R ch1 / R ch2 is proportional to the ratio
Figure 00000083
:
Figure 00000084
Thus, in the analysis of double EORs, one can always neglect the third very small peak, and thirdly, the amount of R pn1 and R pn2 in the composition of PVCF for one period L of EOR is, respectively, the number
Figure 00000001
and
Figure 00000002
so that the sum of the energy bursts in relative measurement is:
Figure 00000085
which, as can be seen, corresponds in relative measurement to the magnitude of the main correlation peak of the PNP R op ≈1 in the case of complete coincidence of the incoming and reference PNP.

2.3 Анализ ПВКФ ПНП как функции времени однозначно показывает (в том числе на примере фиг. 4, 5), что ПВКФ имеет строгую детерминированную структуру, а именно: каждые частные пики Rчп1 и Rчп2 повторяются во времени строго периодически с периодами соответственно

Figure 00000001
и
Figure 00000002
:
Figure 00000086
,
Figure 00000087
, т.е. периодическая цикличность появления Rчп1 и Rчп2 строго повторяет периодическую цикличность начала (и конца) генерирования порождающих компонент ПК-1, ПК-2 (НЛРП-1 и НЛРП-2) соответствующих длительностей
Figure 00000001
и
Figure 00000002
в составе производящих линеек ПЛ-1, ПЛ-2 при генерировании (формировании) ПНП (фиг. 1, правило (8)). Таким образом, имеется взаимооднозначное соответствие между составом двукратной ПНП (т.е. конкретными значениями
Figure 00000001
и
Figure 00000002
и видом ПК-1 и ПК-2) и структурой ПВКФ. Следовательно, зная состав двукратной ПНП, можно предсказывать (экстраполировать) структуру ПВКФ этой ПНП, что является важной априорной информацией, которую можно использовать при организации процесса поиска и обнаружения ПНП.2.3 The analysis of PVKF PNP as a function of time unambiguously shows (including the example of Figs. 4, 5) that PVKF has a strict deterministic structure, namely: each particular peaks R np1 and R np2 are repeated in time strictly periodically with periods respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
:
Figure 00000086
,
Figure 00000087
, i.e. the periodic cyclicity of the appearance of R pn1 and R pn2 strictly repeats the periodic cyclicality of the beginning (and end) of the generation of the generating components PK-1, PK-2 (NLRP-1 and NLRP-2) of corresponding durations
Figure 00000001
and
Figure 00000002
as part of the production lines PL-1, PL-2 during the generation (formation) of PNP (Fig. 1, rule (8)). Thus, there is a one-to-one correspondence between the composition of two-time PNP (i.e., specific values
Figure 00000001
and
Figure 00000002
and view PK-1 and PK-2) and the structure of PVKF. Therefore, knowing the composition of double-term PNP, it is possible to predict (extrapolate) the structure of PVKF of this PNP, which is important a priori information that can be used to organize the search and detection of PNP.

2.4 Как показали исследования авторов, в случае применения ПНП возможно получение той же структуры ПВКФ ПНП без необходимой корреляции на приемной стороне со всей копией ПНП, а достаточно осуществлять корреляцию входящей (принимаемой) ПНП с копиями производящих компонент по 2-м каналам корреляции. В этом случае мы имеем дело с частными ПВКФ (ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые при наложении на общую временную ось по принципу суперпозиции полностью отражают и повторяют структуру ПВКФ всей ПНП (что, кстати, полностью подтверждает справедливость классических временных методов анализа радиотехнических систем с использованием вышеуказанного принципа). На фиг. 5, а, б, в приведены соответственно ПВКФ ПНП с L=77 и частные ПВКФ-1, ПВКФ-2 с производящими компонентами, которые иллюстрируют это утверждение.2.4 As the authors' studies showed, in the case of an EOR, it is possible to obtain the same PVKF EOR structure without the necessary correlation on the receiving side with the entire copy of the EOR, and it is sufficient to correlate the incoming (received) EOR with copies of the generating components through the 2 correlation channels. In this case, we are dealing with private PVKF (PVKF-1 and PVKF-2), which, when superimposed on a common time axis, completely reflect and repeat the structure of PVKF of the whole PNP (which, by the way, fully confirms the validity of the classical temporal methods of radio engineering analysis systems using the above principle). In FIG. 5a, b, c, respectively, are given PVKF PNP with L = 77 and particular PVKF-1, PVKF-2 with generating components that illustrate this statement.

2.5 Наличие в структуре частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 ярко выраженных Rчп1 и Rчп2, периодически повторяющихся на всем этапе анализа длины L входящей ПНП, можно использовать для реализации процедуры поиска обнаружения и синхронизации ПНП по задержке с точностью до единиц длин

Figure 00000001
и
Figure 00000002
, а не с точностью до длины L в случае использования ПВКФ всей ПНП, что, очевидно, предполагает ускорение процесса поиска и синхронизации, так как (
Figure 00000001
и
Figure 00000002
)<<L. Как видно из таблицы фиг. 3, для реализации способа поиска СРС по задержке, основанного на установлении синхронного во времени состояния с каждой ПК по ярко выраженным значениям ПВКФ-1, ПВКФ-2 с ней, целесообразно использовать ПНП из ПК типа К3 и К1. Это объясняется наличием выраженной взаимной корреляции ПНП с обеими ПЛ этих типов. Из правила построения ПНП (фиг. 1) видно, что по сочетанию номеров тактов ПНП отдельно с каждой из 2-х ПЛ, определенных на одном периоде обработки сигнала, может быть установлена текущая задержка всей ПНП, т.е. номер текущего такта взаимного сдвига принимаемой и опорной последовательностей.2.5 The presence in the structure of private PVKF-1, PVKF-2 of pronounced R np1 and R np2 , periodically repeating at the whole stage of the analysis of the length L of the incoming PNP, can be used to implement the search procedure for detection and synchronization of PNP by delay with an accuracy of units of length
Figure 00000001
and
Figure 00000002
, and not accurate to the length L in the case of using the PVKF of the entire PNP, which, obviously, implies an acceleration of the search and synchronization process, since (
Figure 00000001
and
Figure 00000002
) << L. As can be seen from the table of FIG. 3, in order to implement the method of searching for CPC by delay, based on the establishment of a time-synchronous state from each PC using the clearly expressed values of PVKF-1, PVKF-2 with it, it is advisable to use PNP from a PC of type K3 and K1. This is due to the presence of a pronounced cross-correlation of PNP with both submarines of these types. From the rule of constructing the PNP (Fig. 1) it can be seen that by combining the numbers of the PNP clocks separately with each of the 2 submarines defined on the same signal processing period, the current delay of the entire PNP can be set, i.e. the number of the current measure of the mutual shift of the received and reference sequences.

2.6 Учитывая вышеуказанное, очевидным является тогда и то, что, осуществляя процедуру поиска и синхронизации по задержке не ПНП, а по задержке производящих компонент, т.е. осуществляя на приемной стороне корреляцию принимаемой ПНП с циклическими сдвижками копий производящих компонент (что само по себе намного проще, чем осуществлять то же самое с циклическими сдвижками копии всей ПНП), т.е. осуществляя формирование частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2 с циклическими сдвижками производящих компонент, мы моделируем получение ПВКФ входящей ПНП с циклическими сдвижками ее копий. А так как периодичность циклических сдвижек копий производящих компонент кратна

Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно в 1-м и 2-м каналах приема и корреляции, то очевидно, что:2.6 Taking into account the above, it is then obvious that, while carrying out the search and synchronization procedure for the delay, not the PNP, but the delay of the producing components, i.e. by correlating the received PNP on the receiving side with the cyclic shifting of copies of the producing components (which in itself is much simpler than doing the same with cyclic shifting of the copy of the whole PNP), i.e. by forming private PVKF-1 and PVKF-2 with cyclic shifts of the producing components, we model the receipt of PVKF of incoming PNP with cyclic shifts of its copies. And since the periodicity of cyclic shifts of copies of the producing components is a multiple
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively in the 1st and 2nd reception and correlation channels, it is obvious that:

1) реализация процесса поиска, обнаружения и синхронизации по задержке будет осуществляться значительно быстрее при задержке (циклической сдвижке) не всей копии ПНП, а при задержках (циклических сдвижках) производящих компонент; 2) частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 будут появляться всегда при любых сдвижках производящих компонент и намного чаще (на периоде всей ПНП, как было указано выше, число частных пиков Rчп1 и Rчп2 будет соответственно

Figure 00000001
и
Figure 00000002
раз); чем возможно появляющийся один раз основной пик ПВКФ ПНП при точной синхронизации; 3) эти частные пики Rчп1 и Rчп2 можно накапливать для повышения отношения с/ш для принятия решения об обнаружении и синхронизации ПНП.1) the implementation of the search, detection and synchronization process for the delay will be much faster when the delay (cyclic shift) is not the whole copy of the PNP, but with delays (cyclic shift) of the producing components; 2) the private peaks of PVKF-1, PVKF-2 will always appear with any shifts of the producing components and much more often (during the period of the entire PNP, as was indicated above, the number of partial peaks R cn1 and R cn2 will be, respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
time); Than the main peak of PVKF PNP appearing once possible with exact synchronization; 3) these partial peaks R np1 and R np2 can be accumulated to increase the s / n ratio for deciding on the detection and synchronization of PNP.

2.7. Исследованиями авторов установлено, что частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 с различными циклическими сдвижками производящих компонент отличаются друг от друга тем, что частные ПВКФ-1 и ПВФК-2, сохраняя уровни Rчп1 и Rчп2 одинаковыми, имеют циклически сдвинутые периодические последовательности моментов появления (tчп1, tчп2) частных пиков Rчп1 и Rчп2. То есть структура в целом частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 меняется циклически: или по последовательности tчп1 появления Rчп1 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-1 с

Figure 00000001
), или по последовательности tчп2 появления Rчп2 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-2 с
Figure 00000002
), или по обеим последовательностям tчп1, tчп2 появления Rчп1 и Rчп2 (в случае циклических сдвижек обеих порождающих компонент ПК-1, ПК-2 с
Figure 00000001
,
Figure 00000002
). Следовательно, имеется три возможных вида изменения структуры ПВКФ-1 и ПВКФ-2.2.7. The authors found that the partial peaks of PVKF-1, PVKF-2 with different cyclic shifts of the producing components differ from each other in that the partial PVKF-1 and PVFK-2, keeping the levels of RRP1 and RRN2 identical, have cyclically shifted periodic sequences the moments of occurrence (t pn1 , t pn2 ) of the private peaks R pn1 and R pn2 . That is, the structure as a whole of private PVKF-1, PVKF-2 changes cyclically: or according to the sequence t pn1 of the appearance of R pn1 (in the case of cyclic shifts of the generating component PK-1 with
Figure 00000001
), or according to the sequence t pn2 of the appearance of R pn2 (in the case of cyclic shifts of the generating component PK-2 with
Figure 00000002
), or in both sequences t чп1 , t чп2 occurrence of R чп1 and R чп2 (in the case of cyclic shifts of both generating components of PC-1, PC-2 with
Figure 00000001
,
Figure 00000002
) Therefore, there are three possible types of structural changes in PVKF-1 and PVKF-2.

Таким образом, в этих случаях можно говорить (по аналогии понятий «автоморфизма», используемого по отношению к автоморфным преобразованиям - циклическим сдвижкам - НЛРП в [11]) об автоморфных изменениях структуры частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 трех видов, причем имеется однозначное соответствие между величиной циклической сдвижки (автоморфизма) производящего компонента и величиной автоморфизма частных ПВКФ. Следовательно, по величине автоморфизма производящего компонента (или компонентов) можно предсказывать (экстраполировать) величину и вид частных ПВКФ-1, ПВКФ-2, т.е. экстраполировать «тонкую» структуру частных ПВКФ-1, ПВКФ-2.Thus, in these cases we can talk (by analogy with the concepts of “automorphism” used in relation to automorphic transformations — cyclic shifts — NLRP in [11]) about automorphic changes in the structure of partial PVKF-1, PVKF-2 of three types, and there is a unique the correspondence between the magnitude of the cyclic shift (automorphism) of the generating component and the magnitude of the automorphism of partial PVKF. Therefore, by the magnitude of the automorphism of the producing component (or components), it is possible to predict (extrapolate) the size and type of the partial PVKF-1, PVKF-2, i.e. extrapolate the “thin” structure of private PVKF-1, PVKF-2.

2.8 Имеется еще одно важное свойство, связанное с анализом совокупности частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Если осуществлять одновременно получение частных ПВКФ-1 (или ПВКФ-2) со всеми возможными автоморфизмами (циклическими сдвижками) одного производящего компонента, например длительности

Figure 00000001
, т.е. получать одновременно автоморфные частные ПВКФ-1i, i=1…l1 по отдельным i-м подканалам корреляции, то можно наблюдать: 1) что в каждый корреляционный такт будет наблюдаться частный пик Rчп1 с определенного подканала корреляции; 2) если подканал корреляции пронумеровать соответственно величине циклического сдвига производящего компонента, то можно наблюдать, что последовательность номеров подканалов, на выходе которых в каждый последующий такт корреляции появляется Rчп1, будет иметь детерминированную циклически повторяющуюся структуру номеров с периодом повторения
Figure 00000001
тактов; 3) при циклическом одновременном взаимном сдвиге (что соответствует процедуре поиска по задержке) между принимаемой входящей ПНП и всеми автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящего компонента указанная последовательность номеров подканалов будет тоже циклически сдвигаться.2.8 There is another important property associated with the analysis of the totality of private PVKF-1 and PVKF-2. If you simultaneously receive private PVKF-1 (or PVKF-2) with all possible automorphisms (cyclic shifts) of one producing component, for example, duration
Figure 00000001
, i.e. If at the same time to receive automorphic private PVKF-1i, i = 1 ... l 1 from the individual i-th correlation subchannels, then one can observe: 1) that at each correlation clock a particular peak R ch1 will be observed from a particular correlation subchannel; 2) if the correlation subchannel is numbered according to the magnitude of the cyclic shift of the generating component, then it can be observed that the sequence of subchannel numbers, at the output of which R ch1 appears at each subsequent correlation step , will have a deterministic cyclically repeating number structure with a repetition period
Figure 00000001
measures 3) during a cyclic simultaneous mutual shift (which corresponds to the delay search procedure) between the received incoming PNP and all automorphisms (cyclic shifts) of the generating component, the indicated sequence of subchannel numbers will also cyclically shift.

Таким образом, независимо от того, с какого взаимного циклического сдвига

Figure 00000088
между входящей ПНП и i-ми автоморфизмами производящего компонента (подканалами корреляции) начался процесс формирования частных ПВКФ-1i, внутренняя структура последовательности номеров подканалов корреляции, на выходе которых последовательно в каждый такт корреляции появляется частный пик Rчп1, будет постоянной, но циклически смещаться в зависимости от конкретного значения взаимного сдвига
Figure 00000088
. Этот факт и определяет возможность детерминированного предсказания (экстраполяции), с выхода какого подканала корреляции в следующий такт корреляции следует ожидать частный пик Rчп1. Закономерность последовательности номеров подканалов всегда можно однозначно установить, в том числе в аналитической форме арифметического уравнения, связывающего: номер такта k, в который появился Rчп1; номер подканала Nk, на выходе которого появился Rчп1 в k-й такт; номер подканала Nk+1, на выходе которого появится в следующий (k+1)-й такт частный пик Rчп1; и
Figure 00000001
. Такая закономерность будет характерна для 1-го канала корреляции, работающего с ПК-1 длительностью
Figure 00000001
. Аналогичная по смыслу закономерность будет характерна, естественно, и для 2-го канала корреляции, работающего с ПК-2 длительностью
Figure 00000002
. Причем такие однозначные закономерные зависимости будут строго соответствовать составу ПНП, т.е. из каких производящих компонент получается ПНП. Таким образом, для каждого из 2-х каналов приема и корреляции будет своя зависимость:So no matter what the mutual cyclic shift
Figure 00000088
between the incoming PNP and the i-th automorphisms of the producing component (correlation subchannels), the process of forming private PVKF-1 i began , the internal structure of the sequence of numbers of the correlation subchannels, at the output of which a particular peak R cn1 appears consecutively at each correlation step , will be constant but cyclically shifted depending on the specific value of the mutual shift
Figure 00000088
. This fact determines the possibility of deterministic prediction (extrapolation), from the output of which correlation subchannel in the next correlation step, we should expect a private peak R hn1 . The regularity of the sequence of numbers of subchannels can always be unambiguously established, including in the analytical form of an arithmetic equation that relates: the measure number k, into which R hn1 appeared; the number of the subchannel N k , at the output of which R ch1 appeared in the kth beat; the number of the subchannel N k + 1 , at the output of which the private peak R hn1 appears at the next (k + 1) -th beat; and
Figure 00000001
. Such a pattern will be characteristic of the 1st correlation channel working with PC-1 duration
Figure 00000001
. A similar regularity in meaning will be characteristic, naturally, of the 2nd correlation channel, which works with PC-2 for a duration
Figure 00000002
. Moreover, such unambiguous regular relationships will strictly correspond to the composition of the PNP, i.e. from which producing components is the PNP obtained. Thus, for each of the 2 channels of reception and correlation there will be its own dependence:

Figure 00000089
Figure 00000089

Получение таких зависимостей представляет предмет отдельного исследования и анализа, не имеющего особой важности для данного заявляемого способа. На фиг. 6 приведена упрощенная наглядная числовая модель, иллюстрирующая положения, изложенные в пункте 2.8. На этой фиг. 6: 1) цифрами в горизонтальной линейке отражены циклически повторяющиеся элементы входящей ПНП, соответствующие положению элементов одного производящего компонента длиной

Figure 00000090
при формировании ПНП; 2) цифрами в вертикальных столбцах отражены элементы копии того же производящего компонента длиной
Figure 00000090
на приемной стороне в составе различных подканалов корреляции (число подканалов равно
Figure 00000090
, что соответствует 7 возможным автоморфизмам ПК-1 с
Figure 00000090
); 3) показаны взаимные последовательные циклические сдвиги входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 подканалов корреляции в подкорреляторах подканалов; 4) справа в крайнем вертикальном столбце показаны номера подканалов, в которых в каждый последующий такт появляется максимум Rчп=7(Rчп1), соответствующий полному совпадению символов производящего компонента входящей ПНП и подканала корреляции; 5) можно проследить, что последовательность номеров подканалов, в которых последовательно в каждый такт появляется Rчп1=7, будет иметь структуру:Obtaining such dependencies is the subject of a separate study and analysis that is not of particular importance for this proposed method. In FIG. Figure 6 shows a simplified, visual numerical model illustrating the provisions set forth in paragraph 2.8. In this FIG. 6: 1) the numbers in the horizontal ruler reflect the cyclically repeating elements of the incoming EOR corresponding to the position of the elements of one producing component of length
Figure 00000090
in the formation of PUP; 2) the numbers in the vertical columns reflect the elements of a copy of the same producing component with a length
Figure 00000090
on the receiving side as part of various correlation subchannels (the number of subchannels is
Figure 00000090
, which corresponds to 7 possible automorphisms PK-1 with
Figure 00000090
); 3) mutual sequential cyclic shifts of the incoming PNP and automorphisms of PC-1 correlation subchannels in the subchannel correlators are shown; 4) the right in the extreme vertical column shows the numbers of subchannels in which at each subsequent clock cycle a maximum of R chn = 7 (R chn1 ) appears , corresponding to the complete coincidence of the symbols of the generating component of the incoming EOR and the correlation subchannel; 5) it can be seen that the sequence of subchannel numbers in which R ch1 = 7 appears successively in each clock cycle will have the structure:

Figure 00000091
Figure 00000091

где Nk1=1, …

Figure 00000001
, a Nk2=1, …,
Figure 00000002
.where N k1 = 1, ...
Figure 00000001
, a N k2 = 1, ...,
Figure 00000002
.

Данная структура CЭ1 (9) не изменяется, а циклически сдвигается в зависимости от того, с какого случайного момента-такта

Figure 00000005
взаимного сдвига между входящей ПНП и автоморфизмами ПК-1 одновременно на приемной стороне начался процесс корреляционного приема. Аналогичная закономерность последовательности номеров подканалов СЭ2 будет и для другого канала приема, осуществляющего корреляцию входящей ПНП с ПК-2 длительности
Figure 00000002
. Такие закономерности СЭ1, СЭ2 будем называть функциями экстраполяции подканалов в каналах соответственно 1 и 2. Как функции последовательности номеров подканалов Nk1, Nk2 с частными пиками Rчп1, Rчп2 на своих выходах в каждый k1- и, k2-й такты.This structure of CE 1 (9) does not change, but cyclically shifts depending on which random moment-beat
Figure 00000005
the mutual shift between the incoming PNP and the PK-1 automorphisms simultaneously on the receiving side the process of correlation reception has begun. A similar regularity of the sequence of numbers of subchannels of SE 2 will also be for another receiving channel, which correlates incoming PNP with PC-2 of duration
Figure 00000002
. We will call such regularities SE 1 , SE 2 extrapolation functions of subchannels in channels 1 and 2, respectively. As functions of a sequence of numbers of subchannels N k1 , N k2 with partial peaks R ch1 , R ch2 at their outputs, each k 1 - and, k 2 - th measures.

Следует указать так же, что данные закономерности проиллюстрированы и имеют место для случая, если корреляционный прием в обоих каналах будет осуществляться именно при «встречно-инверсном» вхождении в подкорреляторы конвольверного типа (как будет указано ниже) принимаемой ПНП и автоморфных копий производящих компонент ПК-1, ПК-2, т.е. когда последовательности цифр (элементов) производящего компонента входящей ПНП и копий компонент приемной стороны входят инверсно (обратно по счету) навстречу друг другу в конвольвер. Для других типов корреляторов (например, дискретных согласованных фильтров) будет иметь место другая модель, в том числе числовая, - «встречно-прямая», которая в случае использования конвольверов эти вышеуказанные закономерности не порождает. Таким образом, для подкорреляторов конвольверного типа очень важным является факт встречно-инверсной модели корреляционного приема.It should also be noted that these regularities are illustrated and occur for the case if the correlation reception in both channels will be carried out precisely when the convolver type (as will be indicated below) is received in the correlators of the received PNP and automorphic copies of the producing PC-components 1, PC-2, i.e. when the sequences of digits (elements) of the generating component of the incoming EOR and copies of the components of the receiving side enter inversely (back to count) towards each other in the convolver. For other types of correlators (for example, discrete matched filters), there will be another model, including a numerical one - “on-the-go”, which in the case of using convolvers does not generate these above patterns. Thus, for convolver-type sub-correlators, the fact of a counter-inverse model of correlation reception is very important.

Авторами получены многочисленные машинные имитационные модели положений, изложенных в пункте 2.8., и на фиг. 7 показаны, в качестве примеров, результаты этого моделирования для ПНП с

Figure 00000092
,
Figure 00000093
,
Figure 00000094
, где видно, что действительно имеется строго детерминированная последовательность СЭ1 номеров подканалов корреляции, на выходе которых появляются в каждый последующий такт частные пики Rчп1.The authors obtained numerous machine simulation models of the provisions set forth in clause 2.8., And in FIG. 7 shows, as examples, the results of this simulation for EOR with
Figure 00000092
,
Figure 00000093
,
Figure 00000094
, where it can be seen that there really is a strictly determined sequence of CE1 numbers of correlation subchannels, at the output of which, at each subsequent beat, private peaks R hn1 appear .

3. Особенности и свойства метода «третьей решающей схемы» (ТРС) приема-обработки и принятия решения, обеспечивающие повышение достоверности приема.3. Features and properties of the method of the "third decisive scheme" (TRS) reception, processing and decision making, providing increased reliability of the reception.

3.1 Повышение помехоустойчивости приема.3.1 Improving the noise immunity of the reception.

Свойство детерминированности ПВКФ ПНП как фактор приобретает особое значение при построении эффективных процедур «приема-обработки» и повышения достоверности принятия решения, т.к. в этом случае структура ПВКФ (которая формируется уже при обработке на приемной стороне) совершенно определенно идентифицирует кодовую форму ПНП и ее состав (порождающие компоненты ПК1 и ПК2), т.е. имеется однозначное соответствие между формой-структурой ПВКФ ПНП и конкретным составом (ПК1 и ПК2) и соответственно кодовой формой ПНП. В этой связи вполне обоснованно и однозначно можно говорить о том, что ПВКФ ПНП несет информацию о структуре и кодовой форме ПНП, и т.к. ПВКФ является функцией времени, то естественно ПВКФ можно трактовать и считать «сигналом», несущим информацию о структуре ПНП, и следовательно (т.к. структура ПНП есть идентификатор полезного сообщения) - информацию о сообщении. Поэтому осуществляя идентификацию структуры ПНП по структуре ПВКФ ПНП определенных каналов приема-обработки и принятия решения, можно говорить о совершенно новой решающей схеме, отличной по своей сущности от классических 1-й и 2-й решающих схем, описываемых например, в [8], и определенной авторами в [7] такой категорией как «третья решающая схема» (ТРС), реализуемая как «фактор-шлюз» между 1-м и 2-м, 2-м и 3-м уровнями логической структуры открытых информационных систем 7-ми уровневой модели OSI. При этом ТРС может являться как единственным и самостоятельным вариантом процедуры приема-обработки ШШС и принятия решения, что и реализовано в предлагаемом способе, так и параллельным (или дополнительным) «каналом-процедурой», обеспечивающих повышение помехоустойчивости приема и тем самым -достоверности принятия решения. Моделирование процедуры приема в рамках ТРС, как показали исследования [7, 8], оказалось удобным осуществлять, используя аппарат теории разнесенного приема (ТРП) [9]. Оперируя классическими видами разнесенного приема (частотное, временное, пространственное) ТРП определяет главную идею повышения помехоустойчивости приема в увеличении числа Q образцов (Кi) полезного сигнала (с), смешанного с помехой (ni): S1=с+n1, S2=с+n2, ……, Si=с+ni, - полученных по разнесенным каналам (Кi) приема

Figure 00000095
. Чем больше Q, тем больше возможности для статистического различения приходящих сигналов и тем самым - повышения верности принятия решения. Причем в ТРП доказывается, что результирующее значение отношения сигнал/помеха (с/п)
Figure 00000096
(или сигнал/шум (с/ш) - что тоже самое для схемы решения) перед схемой решения будет равно
Figure 00000097
, где
Figure 00000098
- отношение с/п (усредненное) на выходе одного канала разнесения. Это положение получило в ТРП название «закона сложения» Бреннана [9]. В предложенном способе при приеме-обработке ПНП в одном приемном устройстве исключаются факторы - каналы разнесения классического вида -частотное, пространственное, временное, т.к. обработка ПНП осуществляется в одной точке трехмерных координат разнесения (пространство, частота, время), а используется новый вид разнесения - «разнесение по форме». В качестве каналов разнесения по форме выступают два канала приема, разнесенные по форме (кодовой форме) порождающих ПНП компонент ПК1 и ПК2, причем у каждого такого канала имеются соответственно
Figure 00000001
и
Figure 00000002
подканалов разнесения, соответствующие кодовым формам циклических сдвижек ПК1 и ПК2. При этом «сигналом» в подканалах и в каналах являются структуры частных соответственно ПВКФ циклических сдвижек ПК1 и ПК2 и ПВКФ непосредственно ПК1 и ПК2. В этом случае после прогона-приема всей ПНП, как показывается в [7], на выходе каждого из двух каналов (К1, К2) разнесения будем иметь соответственно
Figure 00000099
, где
Figure 00000100
,
Figure 00000101
- называются «базами» приема в каналах разнесения по форме, то есть:
Figure 00000102
;
Figure 00000103
, а на выходе двух каналов разнесения перед схемой принятия решения будем иметь
Figure 00000104
, - HOD - наибольший общий делитель.The determinism property of PVKF PNP as a factor acquires special significance when constructing effective “receiving-processing” procedures and increasing the reliability of decision-making, as in this case, the PVKF structure (which is already formed during processing at the receiving side) quite definitely identifies the PNP code form and its composition (generating components of PC 1 and PC 2 ), i.e. There is an unambiguous correspondence between the PVKF PNP form-structure and the specific composition (PK 1 and PK 2 ) and, accordingly, the PNP code form. In this regard, it is quite reasonable and unambiguous to say that the PVKF PNP carries information about the structure and code form of the PNP, and since Since PVKF is a function of time, naturally PVKF can be interpreted and considered a “signal” that carries information about the structure of the PNP, and therefore (since the structure of the PNP is the identifier of the useful message) is information about the message. Therefore, identifying the PNP structure by the PVKF PNP structure of certain reception-processing and decision-making channels, we can talk about a completely new decision scheme that is different in essence from the classic 1st and 2nd decision schemes described for example in [8], and defined by the authors in [7] by such a category as “third decision scheme” (TRS), implemented as a “factor gateway” between the 1st and 2nd, 2nd and 3rd levels of the logical structure of open information systems 7- mi OSI layer model. At the same time, the TRS can be both the only and independent version of the SHS reception and processing procedure and decision making, which is implemented in the proposed method, as well as a parallel (or additional) “channel-procedure”, which provide an increase in the noise immunity of the reception and, thus, the reliability of decision making . Studies of the reception procedure within the framework of the TRS, as shown by studies [7, 8], turned out to be convenient to carry out using the diversity theory apparatus (TRP) [9]. Using the classical types of diversity reception (frequency, time, spatial), the TRP determines the main idea of increasing the noise immunity of the reception by increasing the number Q of samples (K i ) of the useful signal (s) mixed with noise (n i ): S 1 = с + n 1 , S 2 = s + n 2 , ......., S i = s + n i , - received on diversity channels (K i ) of reception
Figure 00000095
. The larger the Q, the greater the possibility for a statistical distinction between incoming signals and thereby increase the fidelity of decision making. Moreover, in the TRP it is proved that the resulting signal-to-noise ratio (s / p)
Figure 00000096
(or signal / noise (s / w) - which is the same for the solution circuit) before the solution circuit will be equal
Figure 00000097
where
Figure 00000098
- s / n ratio (averaged) at the output of one diversity channel. This provision is called the Brennan “law of addition” in the TRP [9]. In the proposed method, when receiving-processing PNP in one receiving device, factors are excluded - diversity channels of the classical form — frequency, spatial, temporal, because PNP processing is carried out at one point of the three-dimensional diversity coordinates (space, frequency, time), and a new type of diversity is used - “shape diversity”. The form diversity channels are two reception channels spaced in shape (code form) generating PND components PC 1 and PC 2 , each channel having respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
diversity subchannels corresponding to the code forms of cyclic shifts of PC 1 and PC 2 . At the same time, the “signal” in the subchannels and in the channels is the structures of the partial PVKF, respectively, cyclic shifts of PC 1 and PC 2 and PVKF directly to PC 1 and PC 2 . In this case, after running-receiving the entire PNP, as shown in [7], at the output of each of the two channels (K 1 , K 2 ) we will have diversity, respectively
Figure 00000099
where
Figure 00000100
,
Figure 00000101
- are called “bases” of reception in form diversity channels, that is:
Figure 00000102
;
Figure 00000103
, and at the output of two diversity channels in front of the decision scheme, we will have
Figure 00000104
, - HOD is the largest common factor.

Как видно выигрыш в помехоустойчивости в ТРС с разнесением каналов приема по форме существенно больший, чем в классических процедурах приема ШШС, реализуемых на базе корреляторов или согласованных фильтрах, в которых выигрыш равен базе сигналов

Figure 00000105
. В нашем случае применения ПНП
Figure 00000106
. Таким образом выигрыш в помехоустойчивости ТРС составляет по одному из каналов К1 и К2 соответственноAs you can see, the gain in noise immunity in the TRS with the spacing of the reception channels in form is substantially larger than in the classical SHS reception procedures implemented on the basis of correlators or matched filters in which the gain is equal to the signal base
Figure 00000105
. In our case, the use of PNP
Figure 00000106
. Thus, the gain in noise immunity TPC is one of the channels K 1 and K 2, respectively

и

Figure 00000107
and
Figure 00000107

т.е. составляет приблизительно

Figure 00000108
, а в целом (при двухканальном разнесении по форме) выигрыш в помехоустойчивости составляет
Figure 00000109
. И как видно, чем больше значения длин ПК1, ПК2, выигрыш в помехоустойчивости при реализации ТРС по сравнению с классическими (1й и 2й) решающими схемами растет по линейному закону.those. is approximately
Figure 00000108
, and in general (with two-channel diversity in form), the gain in noise immunity is
Figure 00000109
. And as you can see, the larger the lengths of PC 1 , PC 2 , the gain in noise immunity during the implementation of TPCs in comparison with classical ( 1st and 2nd ) decision circuits grows according to a linear law.

Именно эти возможности и реализуются в предложенном способе для повышения достоверности приема и принятия решения. В подтверждение выше указанного на фиг. 8 представлены результаты расчетов Рош согласно выражению (4) для классического пространственного разнесения (ПР) и для нашего случая реализации ТРС в итоговом режиме одноканального решения и приема (ИРОРП), которые показывают, что в зависимости от длительностей L всей ПНП и состава (

Figure 00000001
и
Figure 00000002
) ПНП при одном и том же значении
Figure 00000110
выигрыш в помехоустойчивости составляет от 5 до 8 порядков по отношению к пространственному разнесению (ПР) (фиг. 8).It is these capabilities that are realized in the proposed method to increase the reliability of the reception and decision-making. In confirmation of the above indicated in FIG. Figure 8 shows the results of the calculations of Rsh according to expression (4) for the classical spatial diversity (PR) and for our case of TPC implementation in the final mode of single-channel decision and reception (IRRP), which show that, depending on the lengths L of the whole PNP and composition (
Figure 00000001
and
Figure 00000002
) PNP at the same value
Figure 00000110
the gain in noise immunity is from 5 to 8 orders with respect to spatial diversity (PR) (Fig. 8).

3.2 Повышение достоверности принятия решения.3.2 Improving the reliability of decision making.

Однако имеется еще одно обстоятельство сущности применения ТРС, обеспечивающее повышение достоверности принятия решения.However, there is another circumstance of the essence of the application of TRS, which provides an increase in the reliability of decision making.

Так как решения в каждом из двух каналов (К1 и К2) принимается самостоятельно, т.е. эти решения - «частные», то окончательное (результирующее) решение может приниматься на основании сравнения «частных» решений без сложения

Figure 00000111
, т.е. не учитывая ни различий в энергиях сигналов, ни коэффициентов передачи в отдельных подканалах и каналах. И правдоподобным решением будет то, которое зафиксировано в наибольшем числе каналов и подканалов разнесения. И так как «частное» решение - это дискретное решение, которое можно запоминать и накапливать как дискретные величины, то учитывая, что в нашем случае имеется два канала разнесения «по форме», то наиболее правдоподобное решение принимается такое, которое зафиксировано в обоих (двух) каналах. И тогда такой дискретный метод принятия решений - «итоговый двухканальный» будет иметь вероятность ошибки принятия решения согласно выражения (5).Since decisions in each of the two channels (K 1 and K 2 ) are made independently, i.e. these decisions are “private”, then the final (resulting) decision can be made based on a comparison of “private” decisions without addition
Figure 00000111
, i.e. taking into account neither differences in signal energies, nor transmission coefficients in individual subchannels and channels. And a plausible solution is that which is recorded in the largest number of diversity channels and subchannels. And since the “private” solution is a discrete solution that can be stored and accumulated as discrete quantities, then, given that in our case there are two diversity channels “in shape”, the most plausible decision is made that is fixed in both (two ) channels. And then such a discrete decision-making method - the “final two-channel” will have the probability of a decision error according to expression (5).

Для реализации выше указанного технического результата отличительной совокупности действий с учетом особенностей и свойств метода ТРС приема-обработки и принятия решения в известное устройство [11] со сходными вышеуказанными признаками введены: первый и второй каналы приема и принятия решения как приемные части первого и второго каналов обработки и содержащие первый и второй блоки соответственно по

Figure 00000001
и
Figure 00000002
параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2), шины параллельных по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно входов которых соединены соответственно с
Figure 00000001
и
Figure 00000002
шинами по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
параллельных выходов соответственно первого и второго блоков цифровых подкорреляторов (БЦПК-1, БЦПК-2), причем шины с (1-й по
Figure 00000001
) и с (1-й по
Figure 00000002
) по соответственно
Figure 00000001
и
Figure 00000002
параллельных выходов БПС-1 БПС-2 соответственно соединены с первой и второй группой по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно шин по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
входов соответственно первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1, БЦК-2) и соответствующими с (1-й по
Figure 00000001
) и с (1-й по
Figure 00000002
) шинами по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно параллельных входов соответственно первого и второго узлов с (1-го по
Figure 00000001
) и с (1-го по
Figure 00000002
) соответственно вентилей (УВ-1, УВ-2), управляющий вход каждого из которых соединен соответственно с (1-го по
Figure 00000001
) и с (1-го по
Figure 00000002
) выходами соответственно первого и второго блоков ключей схем накопления и экстрополяции (СНЭ) соответственно первого и второго каналов обработки, а соответствующие с (1-й по
Figure 00000001
) и с (1-й по
Figure 00000002
) шины по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно параллельных выходов соответствующих с (1-го по
Figure 00000001
) и с (1-го по
Figure 00000002
) соответственно первых и вторых УВ-1 и УВ-2 соединены соответственно с третьей и четвертой группой по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно шин по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
входов соответственно БЦК-1 и БЦК-2 и соответствующими с (1-й по
Figure 00000001
) и с (1-й по
Figure 00000002
) шинами по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
соответственно параллельных входов соответственно первого и второго блоков приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2), первые и вторые выходы («Да» и «Нет») каждого из которых подключены к соответствующим входам итогового дешифратора (ИД), первый и второй выходы которого являются решающими выходами («Да» и «Нет»)устройства в целом, причем выходы с (1 по
Figure 00000001
) и с (1 по
Figure 00000002
) соответственно первого и второго БЦК-1 и БЦК-2 соединены соответственно с (1 по
Figure 00000001
) и с (1 по
Figure 00000002
) входами соответственно третьего и четвертого БЦК-3 и БЦК-4, выходы соответственно с (1 по
Figure 00000001
) и с (1 по
Figure 00000002
) которых соединены соответственно с (1 по
Figure 00000001
) и с (1 по
Figure 00000002
) входами соответственно первого и второго компаратора-анализатора (КА-1 и КА-2) и с (1 по
Figure 00000001
) и с (1 по
Figure 00000002
) входами соответственно первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2), выходы соответственно (1-го по
Figure 00000001
) и с (1-го по
Figure 00000002
) которых соединены соответственно с (1-го по
Figure 00000001
) и с (1-го по
Figure 00000002
) входами соответственно первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) соответственно с1 и с2, выходы которых соединены соответственно со входом первого и второго генераторов опорных последовательностей ГОП-1, ГОП-2, причем выход первого и выход второго КА-1 и КА-2 соединены соответственно со входом первого и входом второго порогового устройства (ПУ-1 и ПУ-2), выходы которых соединены соответственно с первым и вторым входами приемной схемы совпадения (ПСС), выход которой является блокирующим прием ПНП выходом и соединен с блокирующими входами соответственно первого и второго блоков параллельных сумматоров БПС-1 и БПС-2, а третий вход ПСС является деблокирующим входом и соединен с выходом деблокирования схемы контроля синхронизации (СКС), причем вторые входы ГОП-1 и ГОП-2 соединены соответственно с выходами первого и второго корректирующих вычислителей задержек КВЗ-1 и КВЗ-2.To implement the above technical result of a distinctive set of actions, taking into account the features and properties of the TPC reception-processing method and making a decision, the following devices are introduced into the known device [11] with similar above features: the first and second channels of reception and decision-making as receiving parts of the first and second processing channels and containing the first and second blocks, respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
parallel adders (BPS-1 and BPS-2), parallel bus
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively inputs which are connected respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
by tires
Figure 00000001
and
Figure 00000002
parallel outputs, respectively, of the first and second blocks of digital sub-correlators (BTsPK-1, BTsPK-2), with buses from (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) by respectively
Figure 00000001
and
Figure 00000002
parallel outputs BPS-1 BPS-2 respectively connected to the first and second group of
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively tires
Figure 00000001
and
Figure 00000002
the inputs of the first and second blocks of digital comparators (BTsK-1, BTsK-2), respectively, and the corresponding ones (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) by tires
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively parallel inputs, respectively, of the first and second nodes from (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
), respectively, valves (UV-1, UV-2), the control input of each of which is connected respectively with (1st
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) outputs respectively of the first and second blocks of keys of the schemes of accumulation and extrapolation (SNE), respectively, of the first and second processing channels, and the corresponding from (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) tires by
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively parallel outputs corresponding to (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
), respectively, the first and second UV-1 and UV-2 are connected respectively with the third and fourth group in
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively tires
Figure 00000001
and
Figure 00000002
the inputs of BCC-1 and BCC-2, respectively, and the corresponding with (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) by tires
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively parallel inputs, respectively, of the first and second blocks of the receiving digital comparators (BPCK-1 and BPCK-2), the first and second outputs ("Yes" and "No") of each of which are connected to the corresponding inputs of the final decoder (ID), the first and second the outputs of which are decisive outputs ("Yes" and "No") of the device as a whole, and outputs from (1 to
Figure 00000001
) and from (1 to
Figure 00000002
) respectively, the first and second BCC-1 and BCC-2 are connected respectively with (1 to
Figure 00000001
) and from (1 to
Figure 00000002
) inputs of the third and fourth BCC-3 and BCC-4, respectively, outputs respectively from (1 to
Figure 00000001
) and from (1 to
Figure 00000002
) which are connected respectively with (1 to
Figure 00000001
) and from (1 to
Figure 00000002
) the inputs of the first and second comparator-analyzer (KA-1 and KA-2), respectively, and (1 to
Figure 00000001
) and from (1 to
Figure 00000002
) inputs respectively of the first and second blocks of majority comparators (BMK-1 and BMK-2), outputs respectively (1st
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) which are connected respectively with (1st to
Figure 00000001
) and from (1st to
Figure 00000002
) the inputs of the first and second corrective calculators of delays (KVZ-1 and KVZ-2), respectively, with 1 and 2 , the outputs of which are connected respectively to the input of the first and second generators of the reference sequences GOP-1, GOP-2, the output of the first and the output the second KA-1 and KA-2 are connected respectively to the input of the first and input of the second threshold device (PU-1 and PU-2), the outputs of which are connected respectively to the first and second inputs of the receiving matching circuit (PSS), the output of which is blocking the reception of PNP output and connected with blocking inputs, respectively, of the first and second blocks of parallel adders BPS-1 and BPS-2, and the third input of the MSS is a deblocking input and is connected to the release output of the synchronization control circuit (SCS), and the second inputs of GOP-1 and GOP-2 are connected respectively to the outputs of the first and second corrective calculators of delays KVZ-1 and KVZ-2.

Схема заявляемого устройства представлена на фиг. 10, а, б, в.A diagram of the inventive device is shown in FIG. 10, a, b, c.

Процесс поиска, обнаружения и синхронизации реализуется устройством в два этапа: этап поиска и обнаружения, состоящий из двух подэтапов - подэтап первичного накопления и подэтап экстраполяции: этап синхронизации.The search, detection and synchronization process is implemented by the device in two stages: the search and discovery phase, which consists of two sub-steps - the primary accumulation sub-step and the extrapolation sub-step: the synchronization step.

Этот процесс осуществляется двумя одновременно работающими идентичными по строению каналами обработки по первой и второй производящей компонентам (ПК-1, ПК-2), а также общими для этих каналов схемой 3 контроля синхронизма по задержке и генератором 4 производного сигнала (ГПС). Каждый канал обработки содержит соответственно: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК) 16 (БЦПК1) и 1 (БЦПК2); генератор опорной последовательности (ГОП) 5 (ГОП1) и 2 (ГОП2); схему накопления и экстраполяции (СНЭ) 17 (СНЭ1) и 18 (СНЭ2). Каждый БЦПК (БЦПК1, БЦПК2) содержат подкорреляторы (ПКР) 6 (для 1-го канала подкорреляторов

Figure 00000001
Figure 00000112
, для 2-го канала -
Figure 00000002
Figure 00000112
), при этом каждый подкоррелятор содержит акустоэлектронный конвольвер (АЭК) 6-1, усилитель (УС) 6-2, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 6-3. Каждая СНЭ (СНЭ1, СНЭ2) содержит: подканалы поиска (ПКП) 7 (для 1-го канала подканалов поиска
Figure 00000001
Figure 00000113
, для 2-го канала -
Figure 00000002
Figure 00000114
); центральный цифровой компаратор (ЦЦК) 8; ключ 9; блок выбора номера подканала (БВНП) 10, содержащий кросс-блок 10-1 и блок линий задержки (БЛЗ) 10-2; накопитель-сумматор (НС) 11; блок ключей (БК) 12, содержащий по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
ключей соответственно для 1-го и 2-го каналов; устройство проверки (УП) 13; цифровой сумматор (ЦС) 14; вычислитель 15 задержки c1 и с2 соответственно для 1-го и 2-го каналов. Каждый подканал поиска (ПКП) содержит: параллельный сумматор (ПС) 19, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) (состоящее из элементов памяти 21), каждая линейка которого имеет такое количество элементов 21, которое позволяет запоминать в цифровом виде максимальное по уровню значение ПВКФ, а каждый столбец содержит N элементов памяти, причем для 1-го канала
Figure 00000115
, а для 2-го канала
Figure 00000116
; счетчик 20; ключ 22; цифровой компаратор (ЦК) 23; схему «И» 24; счетчик 25; схемы совпадения 26.This process is carried out by two processing channels that are simultaneously identical in structure to the first and second producing components (PC-1, PC-2), as well as the synchronism control circuit 3 for delay and the derivative signal generator 4 (GPS) common to these channels. Each processing channel contains, respectively: a block of digital sub-correlators (BTsPK) 16 (BTsPK 1 ) and 1 (BTsPK 2 ); reference sequence generator (GOP) 5 (GOP 1 ) and 2 (GOP 2 ); accumulation and extrapolation (CHE) scheme 17 (CHE 1 ) and 18 (CHE 2 ). Each BTsPK (BTsPK 1 , BTsPK 2 ) contain sub-correlators (RCC) 6 (for the 1st channel of sub-correlators
Figure 00000001
Figure 00000112
for channel 2 -
Figure 00000002
Figure 00000112
), each sub-correlator contains an acoustoelectronic convolver (AEC) 6-1, an amplifier (US) 6-2, an analog-to-digital converter (ADC) 6-3. Each SNE (SNE 1 , SNE 2 ) contains: search subchannels (PKP) 7 (for the 1st channel of search subchannels
Figure 00000001
Figure 00000113
for channel 2 -
Figure 00000002
Figure 00000114
); central digital comparator (CCC) 8; key 9; a subchannel number selection unit (BCH) 10, comprising a cross-block 10-1 and a delay line block (BLZ) 10-2; drive-adder (NS) 11; block of keys (BC) 12, containing
Figure 00000001
and
Figure 00000002
keys, respectively, for the 1st and 2nd channels; verification device (UP) 13; digital adder (CA) 14; delay calculator 15 with 1 and 2, respectively, for the 1st and 2nd channels. Each search subchannel (PKP) contains: a parallel adder (PS) 19, random access memory (RAM) (consisting of memory elements 21), each line of which has such a number of elements 21 that allows you to digitally store the maximum level of PVKF, and each column contains N memory elements, and for the 1st channel
Figure 00000115
, and for channel 2
Figure 00000116
; counter 20; key 22; digital comparator (CC) 23; scheme "And"24; counter 25; match patterns 26.

Итогом работы каждого канала обработки в конце двух этих этапов является определение значений c1 и с2 циклических сдвигов производящих компонент ПК-1 и ПК-2, т.е. определение тех автоморфизмов (циклических сдвижек) для соответственно ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2), которые должны будут выдаваться по их первым выходам в ГПС (4) на этапе контроля синхронизации для обеспечения формирования генератором 4 опорного производного сигнала с результирующим центральным сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке.The result of the operation of each processing channel at the end of these two stages is the determination of the values of c 1 and 2 cyclic shifts of the producing components PC-1 and PC-2, i.e. determination of those automorphisms (cyclic shifts) for GOP-1 (5) and GOP-2 (2), respectively, which should be issued at their first outputs in GPS (4) at the synchronization control stage to ensure that the generator 4 generates a reference derivative signal with the resulting central shift C, eliminating the delay mismatch.

Процесс эффективного когерентного приема ПНП и принятия решения реализуется приемными частями (59 и 60) первого и второго каналов обработки ПК-1 и ПК-2 как первым и вторым каналами приема и принятия решения, структура и состав которых практически идентичны и представлены на фиг 11, в: (27…29) и (30…32) - соответственно первый и второй блоки параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2); (33…35) и (36…38) - соответственно первый и второй узлы вентилей (УВ-1 и УВ-2); (39…41) и (42…44) - соответственно первый и второй блоки приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2); 45 - итоговый дешифратор (ИД); 46 и 47 - соответственно первый и второй блоки цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2); 48 и 49 - соответственно третий и четвертый блоки цифровых компараторов (БЦК-3 и БЦК-4); 50 и 51 - соответственно первый и второй блоки мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2); 52 и 53 - соответственно первый и второй корректирующие вычислители задержек КВЗ-1 КВЗ-2 соответственно c1 и с2; 54 и 55 - соответственно первый и второй компараторы-анализаторы (КА-1 и КА-2); 56 и 57 - соответственно первое и второе пороговые устройства (ПУ-1 и ПУ-2); 58 - приемная схема совпадения (ПСС).The process of effective coherent reception of PNP and decision-making is implemented by the receiving parts (59 and 60) of the first and second processing channels PC-1 and PC-2 as the first and second channels for receiving and making decisions, the structure and composition of which are almost identical and are presented in Fig. 11, c: (27 ... 29) and (30 ... 32) - respectively, the first and second blocks of parallel adders (BPS-1 and BPS-2); (33 ... 35) and (36 ... 38) - respectively, the first and second valve assemblies (UV-1 and UV-2); (39 ... 41) and (42 ... 44) - respectively, the first and second blocks of the receiving digital comparators (BPCK-1 and BPCK-2); 45 - the final decoder (ID); 46 and 47, respectively, the first and second blocks of digital comparators (BTsK-1 and BTsK-2); 48 and 49, respectively, the third and fourth blocks of digital comparators (BTsK-3 and BTsK-4); 50 and 51 - respectively, the first and second blocks of majority comparators (BMK-1 and BMK-2); 52 and 53 - respectively, the first and second corrective delay calculators KVZ-1 KVZ-2, respectively, with 1 and 2 ; 54 and 55, respectively, the first and second comparator analyzers (KA-1 and KA-2); 56 and 57, respectively, the first and second threshold devices (PU-1 and PU-2); 58 is a matching receiver circuit (MSS).

Итогом работы первого и второго каналов приема и принятия решения как приемных частей (59 и 60) ПК-1 и ПК-2 соответственно является выдача с выходов ИД (45) сигналов или «Да» («есть» своя ПНП) или «Нет» («нет» своей ПНП). Причем в процессе приема: блоками (46, 48, 50, 52) и (47, 49, 51, 53) осуществляется параллельный режим «коррекции» синхронизации соответственно по первому и второму каналам обработки (ПК-1 и ПК-2) с выдачей «откорректированных» значений задержек соответственно

Figure 00000117
и
Figure 00000118
соответственно с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (52 и 53) соответственно в первый и второй генераторы ГОП1(5) и ГОП2 (2); а блоками (46, 48, 54, 56) и (47, 49, 55, 57) с блоком 58 осуществляется режим проверки (контроля) синхронизации (в условиях значительного уровня помех) с выдачей с выхода блока 58 сигнала «блокировки» приема (в случае срыва синхронизации) и начала повторного этапа вхождения в синхронизм.The result of the first and second channels for receiving and making decisions as receiving parts (59 and 60) of PC-1 and PC-2, respectively, is the output from the outputs of the ID (45) of the signals or “Yes” (“has its own PNP”) or “No” ("No" of its PNP). Moreover, in the process of receiving: blocks (46, 48, 50, 52) and (47, 49, 51, 53) carry out a parallel mode of “correction” of synchronization, respectively, on the first and second processing channels (PC-1 and PC-2) with delivery “Adjusted” delay values respectively
Figure 00000117
and
Figure 00000118
respectively, from the outputs of KVZ-1 and KVZ-2 (52 and 53), respectively, into the first and second generators GOP 1 (5) and GOP 2 (2); and in blocks (46, 48, 54, 56) and (47, 49, 55, 57) with block 58, the synchronization check (control) mode (under conditions of a significant level of interference) is carried out with the reception of a “blocking” reception signal from block 58 ( in case of failure of synchronization) and the beginning of the second stage of entering synchronism.

Процесс эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с параллельно осуществляемым режимом контроля и коррекции синхронизации реализуется в объеме метода ТРС с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения. Данный процесс реализуется одновременно работающими, идентичными по строению и составу, двумя каналами приема и принятия решения, представляющими собой приемные части двух соответствующих каналов обработки, и взаимодействующими с определенными их элементами. Каждый канал приема и принятия решения принимает соответственно из БЦПК-1 (16) и БЦПК-2 (1) в цифровом виде по своим соответствующим

Figure 00000001
и
Figure 00000002
входным шинам по
Figure 00000001
и
Figure 00000002
входов в каждом соответственно из соответствующих АЦП (6-3) значения
Figure 00000119
на свои соответствующие параллельные сумматоры соответственно первого и второго блоков БПС-1 и БПС-2 (27…29 и 30…32). Далее: совокупность блоков первого и второго узлов вентилей УВ-1 и УВ-2 соответственно (33…35 и 36…38), принимающих управляющие (открывающие) выходные импульсы соответственно из БК (12) - схем CHЭ1(17) - и аналогичных СНЭ2 блока 18; приемные цифровые компараторы соответственно (БПЦК-1, БПЦК-2) (39…41, 42…44); итоговый дешифратор (ИД) (45), - обеспечивают эффективный прием и принятие решения: есть («Да») или («Нет») свой сигнал, - по своим соответствующим выходам «Да» и «Нет». Параллельно приему с использованием блоков: первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1 и БЦК-2) (46 и 47); третьего и четвертого блоков цифровых компараторов (БЦК-3 и БЦК-4) (48 и 49); первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2) (50 и 51); первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) (52 и 53) соответственно
Figure 00000120
и
Figure 00000121
, - осуществляется коррекция синхронизации с выдачей корректирующих значений
Figure 00000120
и
Figure 00000121
соответственно в ГОП-1 (5) и ГОП-2 (2). Так же параллельно приему и с использованием блоков: первого и второго КА-1 и КА-2 (54 и 55); первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57); приемной схемы совпадения ПСС (58), - осуществляется проверка (контроль) синхронизации в условиях значительного уровня помех по двум каналам приема с выдачей сигнала-решения на возобновление этапа поиска, обнаружения и синхронизации по выходу из ПСС.The process of effective coherent reception of SRS in the form of PNP and decision making with a parallel synchronization control and correction mode is implemented within the TPC method using the final two-channel discrete decision-making method in the final mode of single-channel reception and decision. This process is implemented simultaneously by working, identical in structure and composition, two reception and decision channels, which are the receiving parts of two corresponding processing channels, and interacting with their specific elements. Each channel for receiving and making decisions is adopted, respectively, from BTsPK-1 (16) and BTsPK-2 (1) in digital form according to its respective
Figure 00000001
and
Figure 00000002
input buses
Figure 00000001
and
Figure 00000002
inputs in each of the corresponding ADC (6-3) values
Figure 00000119
to their respective parallel adders, respectively, of the first and second blocks BPS-1 and BPS-2 (27 ... 29 and 30 ... 32). Further: the set of blocks of the first and second nodes of the UV-1 and UV-2 valves, respectively (33 ... 35 and 36 ... 38), receiving control (opening) output pulses from BC (12), respectively, CHE 1 (17) circuits and similar SNE 2 block 18; receiving digital comparators, respectively (BPCK-1, BPCK-2) (39 ... 41, 42 ... 44); the final decoder (ID) (45), - provide effective reception and decision-making: there is (“Yes”) or (“No”) its signal, - according to its respective outputs “Yes” and “No”. In parallel, using the following blocks: the first and second blocks of digital comparators (BTsK-1 and BTsK-2) (46 and 47); the third and fourth blocks of digital comparators (BTsK-3 and BTsK-4) (48 and 49); the first and second blocks of majority comparators (BMK-1 and BMK-2) (50 and 51); the first and second corrective delay calculators (KVZ-1 and KVZ-2) (52 and 53), respectively
Figure 00000120
and
Figure 00000121
, - synchronization correction is carried out with the issuance of correction values
Figure 00000120
and
Figure 00000121
respectively, in GOP-1 (5) and GOP-2 (2). It is also parallel to receiving and using blocks: the first and second KA-1 and KA-2 (54 and 55); the first and second threshold devices PU-1 and PU-2 (56 and 57); reception scheme matching PSS (58), - checks (control) synchronization under conditions of a significant level of interference on two reception channels with the issuance of a decision signal to resume the search, detection and synchronization phase of leaving the MSS.

Описание работы устройства осуществим с учетом описанной выше сходных и отличительных действий и признаков, а также с учетом того, что работа каждого канала по своему существу одинакова.A description of the operation of the device is feasible taking into account the similar and distinctive actions and features described above, and also taking into account the fact that the operation of each channel is essentially the same.

1 Этап поиска и обнаружения.1 Stage of search and discovery.

1.1 Подэтап первичного накопления.1.1 Sub-stage of primary accumulation.

В каждый канал на один вход АЭК 6-1 каждого подкоррелятора 6 поступает принимаемый сигнал Sвх в виде (повторяющихся во времени в общем случае) СРС, манипулированных ПНП (СРС-ПНП), а на другие входы соответствующих АЭК 6-1 поступают во встречно-инверсном режиме со вторых соответствующих (i-х и j-х) выходов генераторов 2 и 5 опорные сигналы Sопорil1 и Sопорil2, представляющие собой сигналы, манипулированные производящими линейками (повторяющихся циклически) i-х и j-х автоморфизмов производящих компонент соответственно ПК-1 и ПК-2. С каждым тактом с каждого i-го и j-го АЭК 6-1 1-го и 2-го каналов соответственно снимается напряжение, пропорциональное энергии сверток сегментов длин

Figure 00000001
и
Figure 00000002
движущихся навстречу друг другу опорных линеек Sопорil1 и Sопорjl2 и Sвх. Выходные сигналы АЭК усиливаются усилителями 6-2 и подвергаются преобразованию в АЦП 6-3 с частотой дискретизации, равной частоте ПСП, так что с выходов АЦП 6-3 получаем оцифрованные значения частных ПВКФ-1i и ПВКФ-2j. Первые значения этих частных ПВКФ (такты k1=k2=1) через параллельные сумматоры (ПС) 19 без изменений (так как к этому моменту с выходов ОЗУ 21 на другие входы ПС еще ничего не поступает) параллельно записываются в первые разряды (элементы памяти 21) регистров ОЗУ 21. Общее число регистров (число элементов памяти в линейке) ОЗУ должно соответствовать числу разрядов максимально возможного накопленного значения ПВКФ. Количество разрядов N в регистрах равно числу сдвигов, для которых будут накапливаться частные ПВКФ, т.е. для 1-го канала
Figure 00000122
, а для 2-го канала
Figure 00000123
.In each channel to one input of each AEC 6-1 podkorrelyatora 6 receives the received signal S in the form Rin (repeated in time in the general case) CDS manipulated EOR (CPC-PFP) and the other inputs of the respective AEC 6-1 receives in counter -inverse mode from the second corresponding (i-x and j-x) outputs of the generators 2 and 5 reference signals S support1 and S support2 , which are signals manipulated by generating lines (repeating cyclically) of the ith and jth automorphisms of the generating components, respectively PC-1 and PC-2. With each cycle, from each i-th and j-th AEC 6-1 of the 1st and 2nd channels, respectively, the voltage is proportional to the energy of the convolution of length segments
Figure 00000001
and
Figure 00000002
moving towards each other support lines and oporil1 S S S oporjl2 and Rin. The output signals of the AEC are amplified by amplifiers 6-2 and are converted to an ADC 6-3 with a sampling frequency equal to the frequency of the SRP, so that from the outputs of the ADC 6-3 we get the digitized values of the partial PVKF-1 i and PVKF-2 j . The first values of these partial PVKF (clock cycles k 1 = k 2 = 1) through parallel adders (PS) 19 are unchanged (since at this moment nothing is still coming from the outputs of RAM 21 to the other inputs of the PS) are written in parallel to the first bits (elements memory 21) of RAM registers 21. The total number of registers (the number of memory elements in the line) RAM should correspond to the number of bits of the maximum accumulated value of PVKF. The number of N digits in the registers is equal to the number of shifts for which private PVKF will accumulate, i.e. for channel 1
Figure 00000122
, and for channel 2
Figure 00000123
.

За первые

Figure 00000001
и
Figure 00000002
тактов соответственно для 1-го и 2-го каналов происходит первоначальное заполнение АЭК подкорреляторов своими автоморфизмами ПК-1 и ПК-2 с соответствующих вторых выходов генераторов соответственно 5 и 2. И начиная с тактов
Figure 00000124
и
Figure 00000125
соответственно для 1-го и 2-го каналов, осуществляется подэтап первичного накопления. С каждым тактом (k1, k2) ячейки регистров ОЗУ 21 через ПС 19 параллельно заполняются новыми цифровыми значениями ПВКФ так, что через
Figure 00000001
тактов и
Figure 00000002
тактов в 1-м и 2-м каналов соответственно ячейки 1…N ОЗУ 21 всех подканалов поиска ПКПi, ПКПj, будут заполнены
Figure 00000001
,
Figure 00000002
соответственно значениями автоморфных частных ПВКФ-1i, ПВКФ-2j. В следующий такт (k1-й, k2-й) получаемые с выходов БЦПК 16 значения автоморфных частных ПВКФ суммируются в ПС 19 со значениями этих ПВКФ, находящихся в последней N-й линейке ячеек памяти ОЗУ, за счет открывающихся тактовым импульсом элементов 26, и эта сумма значений ПВКФ поступает в первую линейку ОЗУ 21. В последующие такты происходят аналогичные суммирования значений автоморфных частных ПВКФ и продвижение этих сумм по линейкам ОЗУ до окончания времени анализа для 1-го и 2-го каналов соответственно Тан1, Тан2.For the first
Figure 00000001
and
Figure 00000002
respectively, for the 1st and 2nd channels, the AEC of the sub-correlators is initially filled with its automorphisms PK-1 and PK-2 from the corresponding second outputs of the generators, respectively, 5 and 2. And starting from the ticks
Figure 00000124
and
Figure 00000125
respectively, for the 1st and 2nd channels, a sub-step of primary accumulation is carried out. With each clock cycle (k 1 , k 2 ), the registers of RAM 21 through the PS 19 are simultaneously filled with new digital values of the PVKF so that through
Figure 00000001
measures and
Figure 00000002
cycles in the 1st and 2nd channels, respectively, cells 1 ... N RAM 21 of all search sub-channels of control panel i , panel j , will be filled
Figure 00000001
,
Figure 00000002
accordingly, the values of automorphic quotients PVKF-1 i , PVKF-2 j . In the next clock cycle (k 1 , k 2 ), the values of automorphic partial PVKF obtained from the outputs of the BCPC 16 are summed up in PS 19 with the values of these PVKF located in the last N-th line of RAM memory cells, due to the elements 26 opening by the clock pulse , and this sum of the PVKF values enters the first line of RAM 21. In subsequent cycles, similar summation of the values of automorphic partial PVKF takes place and these sums move along the RAM lines until the analysis time for the 1st and 2nd channels ends , respectively, T an1 , T an2 .

Так, в первой линейке ОЗУ 21 каждого ПКП 7 может появиться первый максимум Rчп1 и (и Rчп2) через

Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) начальных тактов, т.е. в момент
Figure 00000126
Figure 00000127
), и только через еще
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) тактов возможный первичный максимум будет складываться со вторым (по счету) аналогичным максимумом через элементы 26 в ПС 19. Счетчик 20 переполняется за
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) тактов до окончания времени анализа
Figure 00000128
,
Figure 00000129
; соответственно в 1-м и 2-м канале. Ключ 22 открывается за
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) тактов до окончания времени анализа Тан1 и (Тан2) по сигналу переполнения со счетчика 20 и пропускает на вход цифрового канала ЦК 23 в каждом i-м (и j-м) ПКП 7 первое значение накопленной частной подканальной суммы ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2 соответственно
Figure 00000130
,
Figure 00000131
. По такому же сигналу переполнения со счетчика 20 запускается счетчик 25 количества последующих
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) тактов.So, in the first line of RAM 21 of each control panel 7, the first maximum R pn1 and (and R pn2 ) may appear through
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) of the initial measures, i.e. in the moment
Figure 00000126
Figure 00000127
), and only through
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) ticks, the possible primary maximum will be added to the second (in a row) similar maximum through elements 26 in PS 19. Counter 20 overflows for
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) measures until the end of the analysis time
Figure 00000128
,
Figure 00000129
; respectively in the 1st and 2nd channel. Key 22 opens after
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) cycles until the analysis time T an1 and (T an2 ) by the overflow signal from the counter 20 and passes to the input of the digital channel of the CC 23 in each i-th (and j-th) control panel 7 the first value of the accumulated private subchannel sum PVKF 1ik1 , PVKF 2jk2 respectively
Figure 00000130
,
Figure 00000131
. The same overflow signal from counter 20 starts counter 25 of the number of subsequent
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) measures.

Это первое значение

Figure 00000132
(и
Figure 00000133
) в ЦК 23 запоминается как опорное, с которым в следующий такт сравнивается следующая вторая, накопленная частная «подканальная» сумма
Figure 00000134
(и
Figure 00000135
). Первые и вторые значения этих сумм сравниваются в ЦК 23 и в качестве опорного, выбирается большее из этих значений. Так, в последующих тактах каждый ЦК 23 и выбирает наибольшую наколенную в i-м ПКП 7 частную подканальную сумму
Figure 00000136
за
Figure 00000001
тактов в 1-м канале и сумму
Figure 00000137
в j-м ПКП 7 во 2-м канале. Этот выбор заканчивается при переполнении счетчика 25 через
Figure 00000001
(и
Figure 00000002
) тактов. Сигнал переполнения счетчика 25 открывает схему совпадения 24, которая пропускает с выхода i-го (и j-го) ЦК 23 в параллельном коде на выход ПКП 7 последнее (максимальное) опорное значение,
Figure 00000138
,
Figure 00000139
на соответствующий первый параллельный i-й
Figure 00000140
и j-й
Figure 00000141
вход центрального цифрового компаратора 8. Таким образом, со всех ЦК 23 всех ПКП 7 на выходы центрального цифрового компаратора ЦЦК 8 в соответствующий концу времени анализа Тан1 поступают частные суммы
Figure 00000142
. ЦЦК 8 осуществляет: 1) суммирование значений, накопленных за Tан1 и Тан2 в каждом подканале ПКП 7 обоих каналов частных «подканальных» сумм
Figure 00000143
,
Figure 00000144
, и если это значение S1≥Sn1, S2≥Sn2, то 2) ЦЦК 8 выбирает «максимум максиморум» - экстремум
Figure 00000145
,
Figure 00000146
из определенных ПКП 7 обоих каналов и выдает по соответствующему номеру этого ПКП 7, своему выходу на соответствующий вход БВНП 10 сигнал, который отражает номер Nk1 (и Nk2) ПКП 7, в котором зафиксирован экстремум Э1 (и Э2). Если S1<Sn1 (и S2<Sn2), то процесс первичного накопления продолжается при другом числе p1 (и p2), пока не выполнится данное условие. На этом заканчивается подэтап первичного накопления. Этот подэтап при сохранении заданного уровня отношения сигнал-шум для принятия решения, как и для прототипа, будет уменьшен во времени в
Figure 00000001
раз (для 1-го канала) и в
Figure 00000002
раз (для 2-го канала).This is the first meaning.
Figure 00000132
(and
Figure 00000133
) in the Central Committee 23 is remembered as a reference, with which the next second, accumulated private “subchannel” amount is compared to the next clock
Figure 00000134
(and
Figure 00000135
) The first and second values of these amounts are compared in the Central Committee 23 and as a reference, the larger of these values is selected. So, in subsequent ticks, each Central Committee 23 selects the highest individual subchannel sum in the i-th PKP 7
Figure 00000136
behind
Figure 00000001
beats in channel 1 and the amount
Figure 00000137
in the j-th PKP 7 in the 2nd channel. This selection ends when counter 25 overflows through
Figure 00000001
(and
Figure 00000002
) measures. The overflow signal of counter 25 opens coincidence circuit 24, which passes from the output of the i-th (and j-th) CC 23 in a parallel code to the output of the control panel 7 the last (maximum) reference value,
Figure 00000138
,
Figure 00000139
to the corresponding first parallel i-th
Figure 00000140
and j
Figure 00000141
the input of the central digital comparator 8. Thus, from all the CC 23 of all the control panels 7, the outputs of the central digital comparator of the CCC 8 at the corresponding end of the analysis time T an1 receive partial amounts
Figure 00000142
. CCC 8 carries out: 1) summation of the values accumulated for T an1 and T an2 in each PKP subchannel 7 of both channels of private “subchannel” sums
Figure 00000143
,
Figure 00000144
, and if this value is S 1 ≥S n1 , S 2 ≥S n2 , then 2) CCC 8 selects the “maximum maximum” - the extremum
Figure 00000145
,
Figure 00000146
from certain control panels 7 of both channels and issues a signal to its output to the corresponding input of the control panel 7, which reflects the number N k1 (and N k2 ) of the control panel 7, in which the extreme value of E 1 (and E 2 ) is fixed. If S 1 <S n1 (and S 2 <S n2 ), then the process of primary accumulation continues with a different number p 1 (and p 2 ) until this condition is satisfied. This concludes the sub-stage of primary accumulation. This sub-step, while maintaining a given level of signal-to-noise ratio for decision making, as for the prototype, will be reduced in time in
Figure 00000001
times (for channel 1) and in
Figure 00000002
times (for channel 2).

1.2 Подэтап экстраполяции. БВНП 10 на основании полученного номера Nk (Nk1 - для 1-го канала Nk2 - для 2-го канала) ПКП 7 в виде сигнала на определенном своем входе (Nk) передает этот сигнал с задержкой на один такт в блоке задержки 10-2 через кросс-соединение (кросс-блок 10-1), которое реализует соответствующие зависимости

Figure 00000147
и
Figure 00000148
, на такой свой выход Nk+1, который соответствует номеру Nk+1/ПКП, в котором должен наблюдаться в следующий (k+1)-й такт следующий (близкий с экстремумом по значению) максимум частного пика ПВКФ Rчп1 и (Rчп2). Вычисленный таким образом в БВНП 10 номер Nk+1, т.е. предсказанный (экстраполированный) номер Nk+1 в виде сигнала с одного из выходов БВНП 10, соответствующий Nk+1 поступает на один из первых входов устройства проверки УП 13 и запоминается до следующего такта k+1. В момент k-го, (k+1)-го и других за ними тактов с соответствующего Nk, Nk+1 и других выходов ЦЦК 8 на ЦС 14 поступает параллельный код, несущий информацию в цифровом коде об энергии частных максимальных всплесков Rчп1 боковых пиков ПВКФ на выходах Nk, Nk+1-м и других ПКП 7. Эти значения энергии суммируются и запоминаются для последующего накопления с другими всплесками в последующие такты. В тот же (k+1)-й тактовый момент с соответствующего Nk+1-го выхода ЦЦК 8 поступает сигнал о выбранном Nk+1-м ПКП с максимальным пиком ПВКФ на один из вторых входов УП 13.1.2 Sub-step of extrapolation. BVNP 10 based on the received number N k (N k1 - for channel 1 N k2 - for channel 2), control panel 7 in the form of a signal at its specific input (Nk) transmits this signal with a delay of one clock cycle in delay unit 10 -2 through a cross-connection (cross-block 10-1), which implements the corresponding dependencies
Figure 00000147
and
Figure 00000148
, to such an output N k + 1 , which corresponds to the number N k + 1 / PKP, in which the next (close to the extremum value) maximum of the PVKF private peak R chn1 and ( R PP2 ). The number N k + 1 calculated in this way in BVNP 10, i.e. the predicted (extrapolated) number N k + 1 in the form of a signal from one of the outputs of the BVNP 10, the corresponding N k + 1 is fed to one of the first inputs of the verification device UP 13 and stored until the next clock step k + 1. At the moment of the k-th, (k + 1) -th and other clock cycles after them, from the corresponding N k , N k + 1 and other outputs of CCC 8, a parallel code is received on the CC 14 that carries information in the digital code on the energy of the partial maximum bursts R pn1 of the side peaks of PVKF at the outputs of N k , N k + 1- m and other control panels 7. These energy values are summed and stored for subsequent accumulation with other bursts in subsequent cycles. At the same (k + 1) th clock moment, from the corresponding N k + 1- th output of CCC 8, a signal is received about the selected N k + 1- th control panel with the maximum PVKF peak at one of the second inputs of UP 13.

УП 13 сравнивает номера ПКП, соответствующие номеру Nk+1, пришедшие по одному из первых входов и одному из вторых входов УП 13. Если эти номера совпадают, то с выхода УП 13 на вход накопителя-сумматора НС 11 поступает символ «1», а если номера не совпадают, то - символ «0». НС 11 арифметически накапливает символы «1» и «0», суммирует их (как потенциальные сигналы) в течение определенного h=l1 числа тактов, и если эта сумма превышает заданный порог Пh, за это число тактов (по заложенному мажоритарному принципу:

Figure 00000149
или
Figure 00000150
или
Figure 00000151
и т.д., т.е.
Figure 00000152
, М - коэффициент мажоритарности), то с выхода НС 11 поступает сигнал «наш1» на первый вход ключа 9.UP 13 compares the control panel numbers corresponding to the number N k + 1 , which came from one of the first inputs and one of the second inputs of UP 13. If these numbers coincide, then the “1” symbol comes from the output of the UP 13 to the input of the accumulator-adder NS 11, and if the numbers do not match, then - the symbol "0". NS 11 arithmetically accumulates the symbols “1” and “0”, summarizes them (as potential signals) over a certain number of clock cycles h = l 1 , and if this sum exceeds a predetermined threshold П h , for this number of clock cycles (according to the established majority principle:
Figure 00000149
or
Figure 00000150
or
Figure 00000151
etc., i.e.
Figure 00000152
, M is the majority coefficient), then from the output of the HC 11 the signal “our 1 ” comes to the first input of the key 9.

В течение того же количества тактов

Figure 00000153
ЦС 14 накапливает энергию амплитуд всплесков частных максимальных боковых пиков Rчп1 ПВКФ с каждого ПКП 7, в котором был обнаружен этот максимум. И если суммой ΣRчпi, заданный порог (ЗП) в ЦС 14 по истечению h-тактов будет превышен (ΣRчпi>ЗП), то с выхода ЦС 14 на 2-й вход ключа 9 поступает сигнал «наш2». Ключ 9 отпирается, когда на оба его входа с выходов УП и ЦС поступили соответственно сигналы «Haш1»1 и «наш1»2. Таким образом с выхода ключа 9 поступает сигнал «наш1) (во втором канале - сигнал «наш2») (сигнал» о правильности предсказания») на 2-й вход ЦЦК 8 для его запирания в следующем такте, и далее на первые входы ключей 12.For the same number of measures
Figure 00000153
The CA 14 accumulates the energy of the amplitudes of the bursts of the partial maximum lateral peaks R pn1 of the PVKF from each PKP 7 in which this maximum was detected. And if by the sum of ΣR chi , the set threshold (CI) in the CA 14 after the expiration of the h-cycles will be exceeded (ΣR chi > CI ), then the signal "our 2 " is received from the output of the CA 14 to the 2nd input of key 9. Key 9 is unlocked when both of its inputs from the outputs of the unitary enterprise and the central office received signals “Our 1 ” 1 and “our 1 ” 2, respectively. Thus, the output signal of key 9 receives the signal “our 1 )” (in the second channel, the signal “our 2 ”) (signal “that the prediction is correct”) is sent to the 2nd input of CCC 8 to be locked in the next clock cycle, and then to the first inputs keys 12.

2. Этап синхронизации. Под действием сигнала «наш1») и «наш2» ключи 12 переходят в открытое состояние. И через определенный ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода ЦЦК 8, проходит сигнал на определенный вход вычислителя с1 15, соответствующий Nk с максимальным Rчп1, т.е. значение Nk в такт (h=

Figure 00000001
), которое и будет определять значение циклического сдвига с1 для ПК-1 относительно принимаемой ПНЛРП, т.к. номер Nk подканала, в котором в этот момент будет максимальный боковой всплеск Rчп1, и определяет imax=Nk1 (для 1-го канала) и jmax=Nk2 (для 2-го канала), значение которых используется при вычислении с1 и с2, согласно соотношению (1), производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно соотношению (2). А ЦЦК 8, как и было сказано выше, запирается в момент
Figure 00000154
и прекращает выдачу выбранных номеров Nk. Далее полученное значение c1 поступает на генератор 5 ГОП-1, который выдает по своему первому выходу на ГПС 4 автоморфизм производящей компоненты ПК-1, соответствующей сдвигу с1. Аналогичным образом процесс поиска, обнаружения и синхронизации протекает и в канале поиска по ПК-2, только вместо с1 вычисляется с2, которое поступает на генератор 2 ГОП-2 для формирования ПК-2 с циклическим сдвигом с2. Символы формируемых ПК-1 и ПК-2 (автоморфизмов ПК-1 и ПК-2, соответствующие числам c1 и с2 циклических сдвижек) суммируются по модулю 2 в ГПС-4 и тем самым обеспечивают получение опорной ПНЛРП с результирующим сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке между принимаемым и опорным сигналами при проверке факта синхронизма в схеме 3 контроля. Так заканчивается этап синхронизации.2. Phase synchronization. Under the action of the signal “our 1 ”) and “our 2 ”, the keys 12 go into the open state. And through a certain key 12, to the second input of which a signal from a certain output of CCC 8 arrives at this time, a signal passes to a certain input of the calculator from 1 15, corresponding to N k with a maximum of R pn1 , i.e. value of N k per cycle (h =
Figure 00000001
), which will determine the value of the cyclic shift from 1 for PC-1 relative to the received PNLRP, because the number N k of the subchannel, in which at this moment there will be a maximum lateral burst R nr1 , and determines imax = N k1 (for the 1st channel) and jmax = N k2 (for the 2nd channel), the value of which is used in the calculation from 1 and with 2 , according to the relation (1) producing the components PC-1, PC-2 and thereby establishing the necessary total clock shift C according to relation (2). And CC 8, as mentioned above, is locked at the moment
Figure 00000154
and stops issuing selected numbers N k . Next, the obtained value of c 1 goes to the generator 5 GOP-1, which gives on its first output to GPS 4 an automorphism of the generating component PK-1, corresponding to a shift from 1 . Similarly, the search, detection and synchronization process takes place in the search channel for PC-2, but instead of c 1 it is calculated from 2 , which is fed to the GOP-2 generator 2 to form PC-2 with a cyclic shift from 2 . The symbols of the generated PC-1 and PC-2 (automorphisms PC-1 and PC-2 corresponding to numbers c 1 and 2 of cyclic shifts) are added modulo 2 to GPS-4 and thereby provide a reference PNLRP with the resulting shift C eliminating the mismatch in the delay between the received and reference signals when checking the fact of synchronism in the control circuit 3. Thus ends the synchronization phase.

3. Этап (процесс) эффективного когерентного приема СРС в виде ПНП и принятия решения.3. Stage (process) of effective coherent reception of CDS in the form of PUP and decision making.

Этот этап начинается после вхождения в синхронизм, что фиксируется появлением управляющего импульса на выходе одного из ключей 12i БК (12), который поступает на один из вентилей УВ-1 (33…35) и аналогично на один из вентилей УВ-2 (36…38) и по существу запускает процесс приема. Поступающие по шинам выходов БЦПК1 (16) и БЦПК2 (1) в каждый такт приема цифровые значения

Figure 00000155
и
Figure 00000156
на соответствующие шины входов первого (27…29) и второго (30…32) БПС-1 и БПС-2, накапливаются в процессе приема ПНП («n» прогонов ПК1i, и «m» прогонов ПК2j) на каждом соответствующем из параллельных сумматоров ПС1,i, и ПС2,j (27…29 и 30…32) с получением за период прогона ПНП на выходных шинах ПС1,i и ПС2,j значений
Figure 00000157
и
Figure 00000158
. Узлы вентилей УВ-1 и УВ-2 (блоки 33…35 и 36...38) решают задачи пропуска далее этих значений на входные шины только того из i-x и j-x соответственно приемных цифровых компараторов ПЦКi и ПЦКj БПЦК-1 и БПЦК-2 (39…41 и 42…44), которые соответствуют значению i=c1 и j=c2, т.е. синхронным подкорреляторам (ПКР) 6-i и 6-j.This stage begins after entering synchronism, which is fixed by the appearance of a control pulse at the output of one of the keys 12 i БК (12), which is fed to one of the valves UV-1 (33 ... 35) and similarly to one of the valves UV-2 (36 ... 38) and essentially starts the reception process. Digital values arriving on the output buses of BTsPK 1 (16) and BTsPK 2 (1) at each receiving cycle
Figure 00000155
and
Figure 00000156
on the corresponding input buses of the first (27 ... 29) and second (30 ... 32) BPS-1 and BPS-2, accumulate in the process of receiving the PNP (“n” runs of PC 1i , and “m” runs of PC 2j ) on each corresponding parallel adders ПС 1, i , and ПС 2, j (27 ... 29 and 30 ... 32) with obtaining for the period of run PNP on the output buses PS 1, i and ПС 2, j values
Figure 00000157
and
Figure 00000158
. The nodes of the UV-1 and UV-2 gates (blocks 33 ... 35 and 36 ... 38) solve the problem of passing further these values to the input buses of only that of ix and jx, respectively, of the receiving digital comparators PCC i and PCC j BPCK-1 and BPCK -2 (39 ... 41 and 42 ... 44), which correspond to the value i = c 1 and j = c 2 , i.e. synchronous sub-correlators (RCC) 6-i and 6-j.

Поступившие в соответствующие (с1=i)-й и (с2=j)-й

Figure 00000159
(33...35) и
Figure 00000160
(36...38) значения
Figure 00000161
и
Figure 00000162
используются для принятия решения «есть» или «нет» свой частный сигнал (СЧС) (с использованием критерия «максимального правдоподобия») по одному из своих двух выходов («Да» или «Нет») соответствующих
Figure 00000163
(33...35) и
Figure 00000164
(36...38) с вероятностями Рош1 и Рош2. Тем самым реализуется итоговый (за период L прогона принимаемой ПНП) режим одноканального (для каждого канала приема и решения) приема и решения методом ТРС, в том числе описываемого в [14]. Принятые частные решения
Figure 00000165
и
Figure 00000166
(«Да»=1 или «Нет»=0) поступают на соответствующие входы ИД (45), который принимает итоговое решение по методу «итогового двухканального дискретного принятия решения» ТРС, в том числе описываемого в [14], с выдачей по одному из двух своих выходов («Да» или «Нет») итогового решения с вероятностью с
Figure 00000167
(3). На этом собственно заканчивается этап приема одной ПНП и начинается прием следующей ПНП посредством указанного метода приема ТРС.Received in the corresponding (with 1 = i) -th and (with 2 = j) -th
Figure 00000159
(33 ... 35) and
Figure 00000160
(36 ... 38) values
Figure 00000161
and
Figure 00000162
used to make a decision “to eat” or “no” their private signal (SES) (using the criterion of “maximum likelihood”) using one of its two outputs (“Yes” or “No”) corresponding
Figure 00000163
(33 ... 35) and
Figure 00000164
(36 ... 38) with the probabilities P Ош1 and Р Ош2 . This implements the final (for the period L run of the received PNP) mode of single-channel (for each reception and decision channel) reception and decision by the TPC method, including the one described in [14]. Private decisions taken
Figure 00000165
and
Figure 00000166
(“Yes” = 1 or “No” = 0) are received at the corresponding inputs of the ID (45), which makes the final decision by the method of “final two-channel discrete decision-making” of the TRS, including the one described in [14], with the output of one from two of its outputs (“Yes” or “No”) of the final decision with probability with
Figure 00000167
(3). This actually ends the stage of receiving one PNP and begins receiving the next PNP using the indicated method of receiving TRS.

В процессе приема ПНП параллельно используется режимы коррекции и контроля синхронизации, учитывающие соответствующие уровни помех.In the process of receiving the PNP, the correction and synchronization control modes are used in parallel, taking into account the corresponding interference levels.

Параллельный режим коррекции синхронизации реализуется параллельно с процессом когерентного приема ПНП с помощью блоков 46…52 - в первом и 47…53 - во втором каналах приема и принятия решения.The parallel synchronization correction mode is implemented in parallel with the process of coherent reception of PNP using blocks 46 ... 52 in the first and 47 ... 53 in the second channels for receiving and making decisions.

Так как получение значений

Figure 00000168
и
Figure 00000169
осуществляется постоянно с периодом Тпрог=Lрез на выходах всех ПСi и ПСj, то эти значения (кроме значений на выходах
Figure 00000170
и
Figure 00000171
, что обеспечивается работой УВ-й (33…35 и 36…38)) используются соответственно первым и вторым БЦК (46 и 47) для сравнения накопленных значений
Figure 00000172
и
Figure 00000173
, поступающих по соответствующим входам первых входных шин БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) из соответствующих УВ-й (33...35 и 36...38) со значениями
Figure 00000174
и
Figure 00000175
, поступающими по одному из соответствующих входов вторых входных шин БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47). И если в одном из i*-x и j*-х цифровых компараторов соответственно БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) окажется (как результат сравнения), что
Figure 00000176
и
Figure 00000177
, то на выходе такого i*-го и j*-го цифровых компараторов (ЦК) БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) появится сигнал «есть сигнал рассогласования» (
Figure 00000178
и
Figure 00000179
). Поступающие за Тконтр с выходов БЦК-1 (46) и БЦК-2 (47) сигналы
Figure 00000180
накапливаются в каждом ЦК соответственно третьего и четвертого БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49), и если за время Тконтр в каком-либо ЦК накопленное значение станет
Figure 00000181
(для БЦК-3) и
Figure 00000182
(для БЦК-4), то на выходе соответствующего их ЦК, т.е. на соответствующем выходе БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49), появится сигнал превышения (СП), равный «СП»=«Да»=1. Эти сигналы СП1,i и СП2j, поступающие по соответствующим выходам БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49) на соответствующие входы первого и второго БМК-1 (50) и БМК-2 (51) накапливаются в соответствующих МК, которые при заданном мажоритарном числе МЧ={5, 7, 9,…} периодов Тконтр выбирают те (i*, j*)-е подканалы приема, для которых за период МЧ накопилось соответственно число NСП таких СП:
Figure 00000183
,
Figure 00000184
. Факт выбора таких подканалов фиксируется сигналом «Да»=1 на соответствующем выходе БМК-1 (50) и БМК-2 (51) и соответствующем входе первого и второго КВЗ-1 (52) и КВЗ-2 (53) соответственно задержек
Figure 00000185
и
Figure 00000186
. Вычисленные задержки
Figure 00000187
и
Figure 00000188
поступают соответственно в ГОП-1 (5) и ГОП-2(2) с выходов КВЗ-1 и КВЗ-2 (52 и 53) для смены автоморфизмов ПК-1 и ПК-2. Тем самым осуществляется коррекция синхронизации в процессе приема ПНП, и работа устройства по эффективному приему ПНП продолжается (как было описано выше).Since getting the values
Figure 00000168
and
Figure 00000169
is carried out continuously with a period T prog = L res at the outputs of all PS i and PS j , then these values (except for the values at the outputs
Figure 00000170
and
Figure 00000171
that is ensured by the operation of the HC-th (33 ... 35 and 36 ... 38)) are used respectively by the first and second BCC (46 and 47) to compare the accumulated values
Figure 00000172
and
Figure 00000173
arriving at the corresponding inputs of the first input buses BTsK-1 (46) and BTsK-2 (47) from the corresponding HC-th (33 ... 35 and 36 ... 38) with values
Figure 00000174
and
Figure 00000175
coming through one of the corresponding inputs of the second input buses BTsK-1 (46) and BTsK-2 (47). And if in one of the i * -x and j * -x digital comparators, respectively, BCC-1 (46) and BCC-2 (47) appear (as a result of comparison), which
Figure 00000176
and
Figure 00000177
, then at the output of such i * -th and j * -th digital comparators (CC) BTsK-1 (46) and BTsK-2 (47), the signal “there is a mismatch signal” (
Figure 00000178
and
Figure 00000179
) The signals coming from the T counter from the outputs of BTsK-1 (46) and BTsK-2 (47)
Figure 00000180
accumulate in each Central Committee of the third and fourth BCC-3 (48) and BCC-4 (49), respectively, and if during the time T counter in any Central Committee the accumulated value becomes
Figure 00000181
(for BCC-3) and
Figure 00000182
(for BCC-4), then at the output of the corresponding Central Committee, i.e. at the corresponding output of BCC-3 (48) and BCC-4 (49), an excess signal (SP) equal to “SP” = “Yes” = 1 will appear. These signals SP 1, i and SP 2j , arriving at the corresponding outputs of BTsK-3 (48) and BTsK-4 (49) at the corresponding inputs of the first and second BMK-1 (50) and BMK-2 (51) are accumulated in the corresponding MK which, for a given majority number MCH = {5, 7, 9, ...} of periods T counter, select those (i * , j * ) -th subchannels of reception for which during the MCH period the number N of SPs of such SPs have accumulated, respectively:
Figure 00000183
,
Figure 00000184
. The fact of choosing such subchannels is fixed by the signal “Yes” = 1 at the corresponding output of BMK-1 (50) and BMK-2 (51) and the corresponding input of the first and second KVZ-1 (52) and KVZ-2 (53), respectively, the delays
Figure 00000185
and
Figure 00000186
. Computed Delays
Figure 00000187
and
Figure 00000188
enter GOP-1 (5) and GOP-2 (2), respectively, from the outputs of KVZ-1 and KVZ-2 (52 and 53) to change the automorphisms of PK-1 and PK-2. Thereby, the synchronization is corrected in the process of receiving the PNP, and the device continues to work on the effective reception of the PNP (as described above).

Параллельно процессу коррекции синхронизации осуществляется проверка (контроль) синхронизации (в условиях значительного уровня помех). Для этого сигналы СП1,i и СП2j с выходов БЦК-3 (48) и БЦК-4 (49) поступают на соответствующие входы первого и второго КА-1 и КА-2 (54 и 55), которые регистрируют приходящие сигналы только с разных своих входов (функция «анализа»). Зарегистрированные сигналы суммируются за установленное время наблюдения Тнаб и по истечении Тнаб. накопленные числа этих сигналов как

Figure 00000189
и
Figure 00000190
выдаются на вход соответственно первого и второго пороговых устройств ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57) с установленными порогами
Figure 00000191
и
Figure 00000192
соответственно. И если
Figure 00000193
то с выходов ПУ-1 и ПУ-2 (56 и 57) поступают сигналы «Да»=1 на соответственно первый и второй входы приемной схемы совпадения ПСС (58). Если сигналы «Да»=1 приходят одновременно на первый и второй входы ПСС (58), то это будет свидетельствовать о срыве синхронизации за счет помех, и ПСС (58) выдает по своему выходу сигнал «прием ПНП прекратить, начать этап поиска и обнаружения», который как «сигнал блокировки» поступает на блокирующие входы БПС-1 и БПС-2 (27…32), тем самым прекращая работу каналов по приему ПНП. После этого начинается повторное вхождение в синхронизм (как было описано ранее).In parallel with the synchronization correction process, synchronization is checked (controlled) (under conditions of a significant level of interference). For this, the signals SP 1, i and SP 2j from the outputs of the BCC-3 (48) and BCC-4 (49) are fed to the corresponding inputs of the first and second KA-1 and KA-2 (54 and 55), which register incoming signals only from different inputs (“analysis” function). The recorded signals are summed up over the set observation time T nab and after T nab. the accumulated numbers of these signals as
Figure 00000189
and
Figure 00000190
issued at the input, respectively, of the first and second threshold devices PU-1 and PU-2 (56 and 57) with thresholds set
Figure 00000191
and
Figure 00000192
respectively. And if
Figure 00000193
then from the outputs PU-1 and PU-2 (56 and 57) signals “Yes” = 1 are sent to the first and second inputs of the receiving matching circuit of the MSS (58), respectively. If the signals “Yes” = 1 arrive simultaneously at the first and second inputs of the MSS (58), then this will indicate a failure of synchronization due to interference, and the MSS (58) gives a signal “stop the reception of the PNP, start the search and detection phase ”, Which as a“ blocking signal ”is fed to the blocking inputs of BPS-1 and BPS-2 (27 ... 32), thereby terminating the operation of the channels for receiving the PNP. After this, re-entry into synchronism begins (as described previously).

После повторного вхождения в синхронизм из схемы контроля 3 поступает на третий (деблокирующий) вход ПСС (58) «сигнал деблокирования», тем самым прекращается подача блокирующего сигнала с выхода ПСС (58), и процесс приема ПНП возобновляется.After re-entering synchronism from the control circuit 3, a “release signal” is fed to the third (release) input of the MSS (58), thereby blocking the supply of a blocking signal from the output of the MSS (58), and the process of receiving the PNP is resumed.

На фиг. 1 изображена модель правила формирования ПНП.In FIG. 1 shows a model of the rules for the formation of EOR.

На фиг. 2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения

Figure 00000194
, частной автоморфной ПВКФ1iПНП с
Figure 00000195
, (l1=11, l2=13) с автоморфизмами i ПК l1 для всевозможных значений i=0, …, l1 на периодах прогона ПНП, равных р=1, …, 15, т.е. для p1=13, …39 прогонов ПК-1 с l1 (фиг. 2, а) и среднего выборочного значения суммы
Figure 00000196
при тех же условиях (фиг. 2, б).In FIG. 2 shows the dependencies: average sample accumulated value
Figure 00000194
private automorphic PVKF 1i PNP with
Figure 00000195
, (l 1 = 11, l 2 = 13) with automorphisms i PC l 1 for all sorts of values i = 0, ..., l 1 on the periods of the run of the oil product run equal to p = 1, ..., 15, i.e. for p 1 = 13, ... 39 runs of PC-1 with l 1 (Fig. 2, a) and the average sample value of the sum
Figure 00000196
under the same conditions (Fig. 2, b).

На фиг. 3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.In FIG. Figure 3 shows a table of the values of PVKF PNP of various types with product lines.

На фиг. 4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин

Figure 00000197
.In FIG. 4 shows graphs of the dependence of the general PVKF PNP type K3K3 with its copies for some lengths
Figure 00000197
.

На фиг. 5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа КЗКЗ длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ

Figure 00000198
,
Figure 00000199
(фиг. 5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ
Figure 00000200
,
Figure 00000201
(фиг. 5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ
Figure 00000202
,
Figure 00000203
(фиг. 5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ
Figure 00000204
,
Figure 00000205
(фиг. 5, г).In FIG. 5 shows the dependency graphs: private PVKF PNP type KZKZ of length L = 77 with production lines made up of KKV
Figure 00000198
,
Figure 00000199
(Fig. 5, a); private PVKF PNP type K1K1 of length L = 221 with production lines composed of KKV
Figure 00000200
,
Figure 00000201
(Fig. 5, b); private PVKF PNP type K1K3 of length L = 323 with production lines composed of KKV
Figure 00000202
,
Figure 00000203
(Fig. 5, c); private PVKF PNP type K3K1 of length L = 143 with production lines composed of KKV
Figure 00000204
,
Figure 00000205
(Fig. 5, g).

На фиг. 6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с

Figure 00000206
) с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с
Figure 00000207
.In FIG. Figure 6 shows a numerical model for the production of simultaneously incoming automorphic partial PVCFs of parallel PNPF (with
Figure 00000206
) with automorphisms (cyclic shifts) of the generating component (PC) with
Figure 00000207
.

На фиг. 7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с

Figure 00000208
для длины ПНП
Figure 00000209
,
Figure 00000210
.In FIG. 7 shows a computer model of private automorphic PVKF PNP with its automorphisms (cyclic shifts) PC with
Figure 00000208
for the length of the PNP
Figure 00000209
,
Figure 00000210
.

На фиг. 8 изображены зависимости вероятности ошибки Рош от (γ⋅h2 0) при различных режимах реализации ТРС и длительностях L ПНП.In FIG. 8 shows the dependence of the probability of error P err (γ⋅h 2 0) for various modes of realization TPC and durations L PNP.

На фиг. 9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.In FIG. 9 shows the correlation order of the segments of the incoming PNP and the reference signal (PC) on two adjacent processing clocks.

На фиг. 10 а), б), в) изображена схема устройства.In FIG. 10 a), b), c) shows a diagram of the device.

На фиг. 11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности

Figure 00000211
разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.In FIG. 11 shows dependencies of equivalent linear complexity
Figure 00000211
different types of PNP (K3K1, K3K3, K1K3, K1K1) and known linear PSP (Gold, Kasami, M-sequence) of their length L.

На фиг. 12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L⋅K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.In FIG. 12 shows the dependences of the probabilities of successful delay synchronization on the degree of distortion of the received signal (in percentage of the total number of SRP symbols) for the PNP lengths L = 77 and various L * = L⋅K, K = 5, 10, 100, 1000 when using the method prototype with 32 runs of lengths of PNP (dashed lines) and when using the proposed method with one and three runs of lengths of PNP.

Возможность реализации преимуществ заявляемого устройства подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:The possibility of realizing the advantages of the claimed device is confirmed by the following technical indicators and their digital values:

1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг. 9 (θ1 и θ2 - время интегрирования АЭК, τЭ - длительность элементарного символа ПНП).1) the results of simulation modeling of the accumulation of PVKF segments of the received SRS-PNP with updated (with each clock bandwidth) segments of the supporting production line. The process of inter-correlation in AEC of the segments of the received and reference signals at two adjacent processing clocks is illustrated in FIG. 9 (θ 1 and θ 2 - AEK time integration, τ e - elemental symbol duration EOR).

2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных

Figure 00000212
и канальных сумм S1 и S2, что подтверждается приведенными на фиг. 2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже при числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и
Figure 00000213
,
Figure 00000214
и главное - ярко выраженный рост S1 и S2 над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1-го и 2-го каналов соответственно2) the possibility of reliable selection at the sub-stage of the primary accumulation of accumulated private sub-channels
Figure 00000212
and channel sums S 1 and S 2 , which is confirmed by those shown in FIG. 2 dependencies, which demonstrate that even with the number of runs of the entire EOR not more than 3, there is a pronounced increase and
Figure 00000213
,
Figure 00000214
and most importantly, a pronounced increase in S 1 and S 2 above the level of interference. This is also confirmed by the expressions: the values of the accumulated private PVKF in each search subchannel of the 1st and 2nd channels, respectively

Figure 00000215
Figure 00000215

где [⋅], (⋅) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(c[⋅], c1(⋅)) и R(c[⋅], с2(⋅)) - относительные значения ПВКФ между сегментами с [⋅] длиной

Figure 00000001
и
Figure 00000002
принимаемого СРС-ПНП и сегментами c1[⋅], с2[⋅] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,where [⋅], (⋅) are the numbers of measures of the beginning of the segment with respect to the initial arbitrary shift, R (c [⋅], c1 (⋅)) and R (c [⋅], c2 (⋅)) are the relative values of PVKF between segments with [⋅] long
Figure 00000001
and
Figure 00000002
received CPC-PNP and segments c1 [⋅], c2 [⋅] of the same lengths of the supporting generating lines of automorphisms PK-1, PK-2,

- значения сумм S1 и S2 накопленных частных подканальных сумм ПВКФ1ik1 и, ПВКФ2jk2:- the values of the sums S 1 and S 2 of the accumulated private sub-channel sums of PVKF 1ik1 and, PVKF 2jk2 :

Figure 00000216
Figure 00000216

- вероятности

Figure 00000217
и
Figure 00000218
правильного выбора экстремумов
Figure 00000219
из
Figure 00000001
и
Figure 00000002
значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:- probabilities
Figure 00000217
and
Figure 00000218
the right choice of extrema
Figure 00000219
of
Figure 00000001
and
Figure 00000002
values is determined for each search subchannel of the 1st and 2nd channels:

Figure 00000220
Figure 00000220

где

Figure 00000221
- плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ1i в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция
Figure 00000222
- плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;Where
Figure 00000221
- the density of the normal probability distribution accumulated in the subchannels of the search for the first and second channels of the values of the private PVKF 1i in clock cycles with the corresponding PC-1, PC-2; function
Figure 00000222
- the density of the normal probability distribution of the PVKF values accumulated in the search subchannels of the 1st and 2nd channel in shift cycles that do not correspond to the synchronism of the PNP segments with the reference PC-1, PC-2;

3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными Rчп1 и Rчп2:3) the possibility of reliable extrapolation of the numbers of subchannels with maximum R pn1 and R pn2 :

по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:by the control factor of extrapolation of subchannel numbers:

а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:a) the probability of the correct extrapolation of one subchannel to one i-th and j-th clock of the first and second channels:

Figure 00000223
Figure 00000223

б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:b) the probability of correct extrapolation of subchannel numbers when using the majority control principle:

Figure 00000224
Figure 00000224

по фактору контроля уровня накопления:by factor of accumulation level control:

а) вероятность правильной экстраполяции:a) the probability of correct extrapolation:

Figure 00000225
Figure 00000225

б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:b) the probability of correct extrapolation of the extrapolation sub-step:

РЭ1=РН1⋅РУН1, РЭ2=РН2⋅РУН2.P E1 = P H1 ⋅ P UN1 , P E2 = P H2 ⋅ P UN2 .

Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:The overall probability of proper synchronization is defined as:

РОС=РЭ1⋅РЭ2.P OS = P E1 ⋅P E2 .

Возможность обеспечения предлагаемым устройством быстрого поиска СРС за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L⋅5=385) и изображенными на фиг. 12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Рос от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [6].The ability of the proposed device to quickly search for SRS for a small number of periods of accumulation of the received signal with a high probability of delay synchronization is confirmed by simulation results (for PNP lengths L = 77 and L * = L⋅5 = 385) and shown in FIG. 12 dependences of the probability of successful synchronization P OS on the degree of distortion of the received signal (in percent of the total number of characters of the SRP). A comparison (with equal bases (L) of CPC) of the value of the achieved relative search time, expressed in the number of periods of CPC analysis, with a similar indicator for known methods (including the prototype), indicates the advantage of the proposed method in the search time of the CPC for a delay of about 20 -30 times before convolver search [2] using known memory bandwidths, 100 or more times before multi-stage search [2], 100 times or more before sequential cyclic search [2] and 10 or more times before prototype [6].

Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг. 11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L≈2⋅103 и возрастает с ростом длины ПСП.The implementation of the high imitation resistance of the signals used is confirmed by those shown in FIG. 11 dependencies of equivalent linear complexity of different types of PNP (K3K1, K3K3, K1K3, K1K1) and known linear PSP (Gold, Kasami, M-sequence) on their length. The advantage in equivalent linear complexity is from about 5 times or more for the length of the bandwidth L ≈ 2⋅10 3 and increases with increasing length of the bandwidth.

Возможность обеспечения предлагаемым устройством эффективного приема СРС в виде ПНП и принятия решения с использованием итогового двухканального дискретного метода принятия решения в итоговом режиме одноканального приема и решения в рамках метода ТРС, описываемых в том числе в [8], подтверждается полученными в результате имитационного моделирования с использованием соотношений (4,5) и изображенными на фиг. 8 зависимостями вероятностей Рош ошибочного приема ПНП длительностей L≅100 и L≅300 при использовании предлагаемого способа и устройства (графики III) и без их использования, но с применением пространственного разнесения (ПР) с соответствующим числом ветвей Q разнесения и коэффициентов R корреляции ветвей разнесения (графики I, II).The ability to provide the proposed device with effective reception of SRS in the form of EOR and decision making using the final two-channel discrete decision-making method in the final mode of single-channel reception and decision within the framework of the TRS method, described including in [8], is confirmed by the results of simulation using relations (4.5) and depicted in FIG. 8 dependencies probabilities P err erroneous reception PNP durations L≅100 L≅300 and when using the proposed method and device (Figures III) and without their use, but using spatial diversity (OL) with a corresponding number of diversity branches and Q branches of the correlation coefficients R diversity (graphs I, II).

Как видно из анализов графиков реализуемая предлагаемым устройством ТРС позволяет повысить помехоустойчивость (по Рош) приема СРС в виде ПНП на 3…5 порядков по сравнению с известными классическими методами разнесенного приема (например «ПР»). А повышение помехоустойчивости «сродни» повышению мощности сигнала РC на выходе ТРС, что, следовательно, обеспечивает и соответствующее повышение пропускной способности С (по Шеннону) [8]. В том числе следует указать, что это повышение С осуществляется и по причине ускорения поиска обнаружения и синхронизации, обеспечиваемые предлагаемым способом. Таким образом можно объективно говорить о достижении предложенным устройством высокой эффективности приема СРС в виде ПНП по параметрам Рош и С.As can be seen from the analyzes of the graphs, the TPC implemented by the proposed device allows to increase the noise immunity (according to R osh ) of the reception of SRS in the form of EOR by 3 ... 5 orders of magnitude in comparison with the well-known classical methods of diversity reception (for example, "PR"). An increase in noise immunity is “akin to” an increase in the signal power P C at the output of the TPC, which, therefore, provides a corresponding increase in the throughput C (according to Shannon) [8]. In particular, it should be noted that this increase in C is also due to the acceleration of the search for detection and synchronization provided by the proposed method. Thus, we can objectively talk about the achievement by the proposed device of high reception efficiency of SRS in the form of EOR in the parameters R osh and C.

Построение заявляемого устройства возможно (также как устройства-прототипа) в рамках сигнального процессора на современной быстродействующей элементной базе с высокой степенью интеграции. При высоких тактовых частотах ПСП fПСП, превышающих возможности АЦП по быстродействию, функции преобразования возможно распределить между несколькими (m) АЦП, чтобы каждый из них обеспечивал преобразование с частотой дискретизации fПСП/m. Цифровые компараторы могут быть реализованы с использованием микросхем типа полных сумматоров. Выполненное на основе регистров сдвига ОЗУ обладает достаточным быстродействием и не требует специальных распределительных и коммутационных устройств. Генераторы опорных последовательностей НЛРП реализуются как на основе теоретико-технических методов, изложенных в [11, 12], так и - непосредственных, запатентованных технических решений по А.с: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 А1, - и патенту Российской Федерации RU 2024053 С1 [13].The construction of the claimed device is possible (as well as a prototype device) within the signal processor on a modern high-speed element base with a high degree of integration. At high clock frequencies of the PSP f PSP exceeding the ADC's speed capabilities, the conversion functions can be distributed among several (m) ADCs so that each of them provides a conversion with a sampling frequency f PSP / m. Digital comparators can be implemented using microchips such as full adders. The RAM based on the shift registers has sufficient speed and does not require special distribution and switching devices. The NLRP reference sequence generators are implemented both on the basis of theoretical and technical methods described in [11, 12] and on direct, patented technical solutions according to A.с: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 A1, - and the patent of the Russian Federation RU 2024053 C1 [13].

Устройство проверки (13) представляет собой совокупность двухвходовых элементов И, а накопитель-сумматор (11) может быть построен на основе двух счетчиков (счетчик «1» и тактовый счетчик) и сравнивающего (по порогу) устройства. Реализация вводимых в устройство-прототип новых блоков и узлов подобна реализации аналогичных элементов схемы устройства-прототипа. Так: узлы вентилей - это совокупность (объединение в узел) вентилей; блоки цифровых компараторов (ЦК) представляют собой объединение цифровых компараторов; «приемные» ЦК означает выполнение функции ЦК при приеме ПНП; мажоритарные компараторы являются обычными ЦК, выполнение функций которыми приводит к выполнению функции мажоритарного выбора входных сигналов; компаратор-анализатор выполняет традиционные функции ЦК с выдачей соответствующего «компарируемого» решения на выход; корректирующие вычислители задержек

Figure 00000226
и
Figure 00000227
являются такими же вычислителями как и вычислители задержек с1 и с2 устройства-прототипа, только используются они для коррекции синхронизации, а не для вхождения в синхронизм (как в устройстве-прототипе).The verification device (13) is a combination of two-input elements And, and the accumulator-adder (11) can be built on the basis of two counters (counter "1" and a clock counter) and comparing (by threshold) device. The implementation of the new blocks and units introduced into the prototype device is similar to the implementation of similar elements of the prototype device circuit. So: the nodes of the valves - this is a set (association in a node) of the valves; blocks of digital comparators (CC) are a combination of digital comparators; "Reception" of the Central Committee means performing the functions of the Central Committee when receiving PUP; majority comparators are ordinary CCs, the fulfillment of the functions of which leads to the fulfillment of the function of the majority choice of input signals; the comparator-analyzer performs the traditional functions of the Central Committee with the issuance of the corresponding “comparable” output solution; corrective delay calculators
Figure 00000226
and
Figure 00000227
they are the same calculators as the delay calculators from 1 and 2 of the prototype device, they are only used to correct synchronization, and not to enter synchronism (as in the prototype device).

То есть дополнительные прилагательные к словам «компаратор» и «вычислитель» означает лишь роль этой функции для работы устройства, не затрагивая суть построения их технических электрических схем.That is, additional adjectives to the words “comparator” and “calculator” mean only the role of this function for the operation of the device, without affecting the essence of constructing their technical electrical circuits.

Остальные элементы устройства представляют собой известные простейшие элементы дискретной техники.The remaining elements of the device are known simple elements of discrete technology.

Заявляемое устройство может использоваться как самостоятельно, так и для сокращения времени поиска и повышения эффективности и достоверности приема СРС, манипулированных ПНП, при дополнении традиционных устройств, использующих для обнаружения факта синхронизма по задержке и факта приема своего СРС уровень корреляции по всей длине опорного и принимаемого сигналов и реализующих известные циклические многоэтапные или иные методы поиска и приема. Применимость данного способа и устройства его реализующего, прежде всего, связано с использованием СРС, манипулированных ПНП на основе кодов ККВ. При этом обеспечивается высокая структурная скрытность этапа синхронизация и приема, а так же возможность оперативной адаптации радиолинии к информационной и помеховой обстановке за счет изменения с малой дискретностью значения длины ПНП.The inventive device can be used both independently and to reduce the search time and increase the efficiency and reliability of receiving SRS, manipulated PNP, with the addition of traditional devices that use to detect the fact of synchronism in delay and the fact of receiving their SRS correlation level along the entire length of the reference and received signals and implementing well-known cyclic multi-stage or other methods of search and reception. The applicability of this method and its implementing device is primarily associated with the use of CPC, manipulated PNP based on CCV codes. This ensures a high structural secrecy of the synchronization and reception stages, as well as the possibility of operational adaptation of the radio line to the information and interference conditions due to the change in the PNP length with small discreteness.

Источники информацииInformation sources

1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с. 1. Varakin L.E. Communication systems with noise-like signals [Text], - M. "Radio and communication", 1985. - 384 p.

2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г. 2. Zhuravlev V.I. Search and synchronization in broadband systems [Text], V.I. Zhuravlev, M., “Radio and communications”, 1986

3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных рекуррентных последовательностей [Текст] / И.И. Сныткин, В.И. Бурым, А.Г. Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г. 3. Snytkin I.I. Delay synchronization during digital processing of extra-long recurrence sequences [Text] / II. Snytkin, V.I. Burym, A.G. Serobabin, Izvestia Vysshikh Uchebnykh Zavedenii. Radio Electronics, No. 7, 1990

4. А.с. 1003372 СССР, МКИ 3 H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С. Воробьев, А.В. Кузичкин, В.М. Куркин, Б.И. Просенков, В.В. Артюшин, В.М. Тарасов (СССР)4. A.S. 1003372 USSR, MKI 3 H04L 7/02. A device for synchronizing noise-like signals [Text] / A.S. Vorobiev, A.V. Kuzichkin, V.M. Kurkin, B.I. Prosenkov, V.V. Artyushin, V.M. Tarasov (USSR)

5. Патент 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.5. Patent 2297722 Russian Federation, IPC8 H04L 7/08, G06F 17/15. The method of accelerated search for broadband signals and a device for its implementation [Text] / Fedoseev V.E., Snytkin II, Varfolomeev DV - No. 2005114601/09; declared 05/13/2005; publ. application November 20, 2006; publ. patent on April 20, 2007.

6. Патент 2514133 Российская Федерация, МПК 8 H04L 7/08, G06 F17/10, Способ ускоренного поиска сигналов и устройство для его реализации [Текст]/Сныткин Т.Н., Сныткин И.И., Спирин А.В. - №2012108704/08; заявл. 06.03.2012; опубл. заявки 20.09.2013 патент 27.04.2014.6. Patent 2514133 Russian Federation, IPC 8 H04L 7/08, G06 F17 / 10, Method for accelerated signal search and device for its implementation [Text] / Snytkin TN, Snytkin II, Spirin AV - No. 2012108704/08; declared 03/06/2012; publ. patent application 09/20/2013 04/27/2014.

7. Сныткин И.И., Сныткин Т.И. Разработка элементов теории третьей решающей схемы приема производных нелинейных рекуррентных последовательностей [текст]. Нелинейный мир №5, том 12, 2015 г., стр. 78-84. Издательство «Радиотехника».7. Snytkin I.I., Snytkin T.I. Development of elements of the theory of the third decisive scheme for the reception of derivatives of nonlinear recurrence sequences [text]. Nonlinear World No. 5, Volume 12, 2015, pp. 78-84. Publishing House "Radio Engineering".

8. Сныткин Т.И. «Аналоговые режимы принятия решения о приеме в теории третьей решающей схемы» [текст]. Нелинейный мир №3, 2018 г., стр. 15-19. Издательство «Радиотехника».8. Snytkin T.I. “Analog modes of decision making on the adoption of the third decision scheme in theory” [text]. Nonlinear World No. 3, 2018, pp. 15-19. Publishing House "Radio Engineering".

9. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издательство Советское радио, 1970 г. с.728.9. Fink L.M. Theory of discrete message transmission. Sovetskoe Radio Publishing House, 1970 p. 728.

10. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И. Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г. 10. Dolgov V.I. The use of acoustoelectronic convolvers for signal processing in communication technology [Text] / V.I. Dolgov - Foreign electronics No. 8, 1990

11. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г. 11. Snytkin I.I. Theory and practical application of complex signals of nonlinear structure. Part 3. [Text] / II. Snytkin - Moscow, 1989

12. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И. Сныткин - МО, 1989 г. 12. Snytkin I.I. Theory and practical application of complex signals of nonlinear structure. Part 4. [Text] / II. Snytkin - Moscow, 1989

13. Патент 2024053 Российская Федерация, МПК8 G06F 15/20. Устройство для формирования словарей нелинейных рекуррентных последовательностей [Текст] / Сныткин И.И. - опубл. 30.11.94.13. Patent 2024053 Russian Federation, IPC8 G06F 15/20. Device for forming dictionaries of nonlinear recurrence sequences [Text] / Snytkin II - publ. 11/30/94.

Claims (2)

Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов, содержащее:An apparatus for a third decision circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals, comprising: - два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов c1 и с2, причем в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов l1 и l2 (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых l1 и l2 выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины l1 и l2 соответственно, а также введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по l1 и l2 подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выход которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l1 и l2 подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а l1 и l2 выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l1 и l2 ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c1 и с2, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые l1 (и l2) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт, l1 (и l2) выходов которого соединены со вторыми l1 (и l2) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа, отличающееся тем, что введены: первый и второй каналы приема и принятия решения как приемные части первого и второго каналов обработки и содержащие первый и второй блоки соответственно по l1 и l2 параллельных сумматоров (БПС-1 и БПС-2), шины параллельных по l1 и l2 соответственно входов которых соединены соответственно с l1 и l2 шинами по l1 и l2 параллельных выходов соответственно первого и второго блоков цифровых подкорреляторов (БЦПК-1, БЦПК-2), причем шины с (1-й по l1) и с (1-й по l2) по соответственно l1 и l2 параллельных выходов БПС-1 БПС-2 соответственно соединены с первой и второй группой по l1 и l2 соответственно шин по l1 и l2 входов соответственно первого и второго блоков цифровых компараторов (БЦК-1, БЦК-2) и соответствующими с (1-й по l1) и с (1-й по l2) шинами по l1 и l2 соответственно параллельных входов соответственно первого и второго узлов с (1-го по l1) и с (1-го по l2) соответственно вентилей (УВ-1, УВ-2), управляющий вход каждого из которых соединен соответственно с (1-го по l1) и с (1-го по l2) выходами соответственно первого и второго блоков ключей схем накопления и экстраполяции (СНЭ) соответственно первого и второго каналов обработки, а соответствующие с (1-й по l1) и с (1-й по l2) шины по l1 и l2 соответственно параллельных выходов соответствующих с (1-го по l1) и с (1-го по l2) соответственно первых и вторых УВ-1 и УВ-2 соединены соответственно с третьей и четвертой группой по l1 и l2 соответственно шин по l1 и l2 входов соответственно БЦК-1 и БЦК-2 и соответствующими с (1-й по l1) и с (1-й по l2) шинами по l1 и l2 соответственно параллельных входов соответственно первого и второго блоков приемных цифровых компараторов (БПЦК-1 и БПЦК-2), первые и вторые выходы («Да» и «Нет») каждого из которых подключены к соответствующим входам итогового дешифратора (ИД), первый и второй выходы которого являются решающими выходами («Да» и «Нет») устройства в целом, причем выходы с (1 по l1) и с (1 по l2) соответственно первого и второго БЦК-1 и БЦК-2 соединены соответственно с (1 по l1) и с (1 по l2) входами соответственно третьего и четвертого БЦК-3 и БЦК-4, выходы соответственно с (1 по l1) и с (1 по l2) которых соединены соответственно с (1 по l1) и с (1 по l2) входами соответственно первого и второго компаратора-анализатора (КА-1 и КА-2) и с (1 по l1) и с (1 по l2) входами соответственно первого и второго блоков мажоритарных компараторов (БМК-1 и БМК-2), выходы соответственно (1-го по l1) и с (1-го по l2) которых соединены соответственно с (1-го по l1) и с (1-го по l2) входами соответственно первого и второго корректирующих вычислителей задержек (КВЗ-1 и КВЗ-2) соответственно с1 и с2, выходы которых соединены соответственно со входом первого и второго генераторов опорных последовательностей ГОП-1, ГОП-2, причем выход первого и выход второго КА-1 и КА-2 соединены соответственно со входом первого и входом второго порогового устройства (ПУ-1 и ПУ-2), выходы которых соединены соответственно с первым и вторым входами приемной схемы совпадения (ПСС), выход которой является блокирующим прием ПНП выходом и соединен с блокирующими входами соответственно первого и второго блоков параллельных сумматоров БПС-1 и БПС-2, а третий вход ПСС является деблокирующим входом и соединен с выходом деблокирования схемы контроля синхронизации (СКС), причем вторые входы ГОП-1 и ГОП-2 соединены соответственно с выходами первого и второго корректирующих вычислителей задержек КВЗ-1 и КВЗ-2.- two channels of processing of the correlator type, moreover, the correlation processing is implemented on the basis of acoustoelectronic convolvers (AEC), a received signal is applied to one input of each channel; reference sequence generator, the first output of this generator of each channel is connected to the corresponding input of the derivative signal generator, the output of which is connected to one of the inputs of the delay synchronism control circuit, the other input of which is the input of the received signal, and the input of the reference sequence generator of each channel is connected to the output of the corresponding a shift calculator c 1 and c 2 , and in each processing channel, the reference sequence generator is made in the form of a generator of all possible automatic of homomorphisms l 1 and l 2 (cyclic shifts), issued in parallel by the group of second l 1 and l 2 outputs, respectively, and issued by the first output of one of the automorphisms of the reference sequence generating a repeating component of length l 1 and l 2 respectively, and also introduced: block digital sub-correlators (BCPC), which contains, respectively, for each channel, l 1 and l 2 sub-correlators, each of which contains: a series-connected acoustoelectronic convolver (AEC), one input of which is the first input of the correlated pa and connected to the first input of the processing channel, and the second input is the second input of the sub-correlator and connected to one of the second outputs of the reference sequence generator; an amplifier and an analog-to-digital converter (ADC), the output of which is a parallel output bus and is the output of the sub-correlator and the corresponding output of the BCPC, the output of which is a parallel output bus, connected to the corresponding inputs of the accumulation and extrapolation (SES) circuit, which contains respectively one and the other processing channels for l 1 and l 2 search subchannels, the inputs of which are the corresponding inputs of the SES, and the outputs are connected to the corresponding first inputs of the central digital comparator (CCC), the first input of which is connected to the output of the first key, and l 1 and l 2 outputs (respectively for one and the other channels) are connected respectively to the inputs of the digital adder and to the first inputs of the keys of the key block (BC) containing respectively l 1 and 2 l of keys, the second inputs of which are connected to the output of the first key, and outputs key BK coupled to corresponding inputs of the calculator shifts respectively c 1 and c 2, which output is the output of the PSR and treatment channel and is connected to the input of the respective generit ora reference sequence, and the output of the digital adder is connected to one input of the first switch, the other input of which is connected to the output-adder accumulator having an input coupled to the output verification unit constituting unit (a set of) two-input AND gates, the first l 1 (u l 2 ) whose inputs are connected to the corresponding outputs of the CCC and the inputs of the subchannel number selection block (BCH), which is a cross-block and a delay unit per cycle, connected in series, l 1 (and l 2 ) of which outputs are connected to the second l 1 (and l 2 ) in odes of the verification unit; moreover, each search subchannel (PEP) of the accumulation and extrapolation (SES) circuit contains a digital parallel adder, the first inputs of which are connected to the corresponding bus of the BCPC parallel outputs, and the second inputs are connected respectively to the outputs of the corresponding coincidence elements, the first inputs of which are clock, the second inputs are connected respectively, with the outputs of random access memory (RAM), the inputs of which are connected to the outputs of the digital parallel adder and the corresponding first inputs of the second a beam, the second input of which is connected to the output of the first counter, the input of which is clock, and the input of the second counter, the output of which is connected to one input of the AND circuit, the output of which is connected to the control panel output, and the second input is connected to the output of the digital comparator, the inputs of which are connected to outputs the second key, characterized in that the introduced: first and second receive channels and deciding as the receiving portion of the first and second processing channels and comprising first and second blocks respectively by l 1 and l 2 of parallel adders (BPS-1 and B C-2), the tire parallel by l 1 and l 2, respectively, inputs of which are connected respectively with l 1 and l 2 tires of l 1 and l 2 parallel outputs of the first and second blocks of digital podkorrelyatorov (BTSPK-1 BTSPK-2) moreover, the buses (1st to l 1 ) and (1st to l 2 ) respectively l 1 and l 2 of the parallel outputs of BPS-1 BPS-2, respectively, are connected to the first and second groups of l 1 and l 2 respectively buses on l 1 and l 2 inputs respectively of the first and second blocks of digital comparators (BTsK-1, BTsK-2) and corresponding with (1st to l 1 ) and (1st to l 2 ) buses of l 1 and l 2 respectively Twain parallel inputs of the first and second nodes (1 to 1 l) and s (1 to 2 l), respectively, the valves (SW-1, SW-2), each control input of which is connected respectively with (1- go through l 1 ) and with (1st through l 2 ) the outputs of the first and second blocks of keys of the accumulation and extrapolation (SNE) circuits, respectively, of the first and second processing channels, respectively, and the corresponding ones (1st through l 1 ) and ( 1 through l 2) of the tire by l 1 and l 2 respectively parallel with the respective outputs (1 to 1 l) and s (1 to 2 l), respectively, first and second SW-1 and SW-2 Port Nena respectively with the third and fourth group of l 1 and l 2 respectively tires by l 1 and l 2 inputs respectively BCC-1 and BCC-2 and corresponding to (the 1st to l 1) and (1-y by l 2 ) buses of l 1 and l 2, respectively, of the parallel inputs of the first and second blocks of the receiving digital comparators (BPCK-1 and BPCK-2), the first and second outputs ("Yes" and "No") of each of which are connected to the corresponding inputs of the final a decoder (ID), the first and second outputs of which are the decisive outputs ("Yes" and "No") of the device as a whole, and the outputs from (1 to l 1 ) and from (1 to l 2 ), respectively, the first and second BCC-1 and BCC-2 are connected respectively to (1 to l 1 ) and (1 to l 2 ) the inputs of the third and fourth BCC-3 and BCC-4, respectively, outputs respectively from (1 to l 1 ) and (1 to l 2 ) which are connected respectively to (1 to l 1 ) and (1 to l 2 ) inputs of the first and second comparator-analyzer (KA-1 and KA-2), respectively and from (1 to l 1 ) and (1 to l 2 ) the inputs of the first and second blocks of majority comparators (BMK-1 and BMK-2), respectively, the outputs, respectively (of the 1st to l 1 ) and from (the 1st by l 2 ) which are connected respectively with (1st through l 1 ) and with (1-g about l 2 ) the inputs of the first and second corrective delay calculators (KVZ-1 and KVZ-2), respectively, with 1 and 2 , the outputs of which are connected respectively to the input of the first and second generators of the reference sequences GOP-1, GOP-2, and the output of the first and the output of the second KA-1 and KA-2 are connected respectively to the input of the first and input of the second threshold device (PU-1 and PU-2), the outputs of which are connected respectively to the first and second inputs of the receiving matching circuit (PSS), the output of which is an output blocking PNP output and with is single with the blocking inputs of the first and second blocks of parallel adders BPS-1 and BPS-2, respectively, and the third PSS input is a release input and is connected to the release output of the synchronization control circuit (SCS), with the second inputs of GOP-1 and GOP-2 connected respectively with the outputs of the first and second corrective calculators of delays KVZ-1 and KVZ-2.
RU2019124942A 2019-10-28 2019-10-28 Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals RU2718753C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2019124942A RU2718753C1 (en) 2019-10-28 2019-10-28 Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2019124942A RU2718753C1 (en) 2019-10-28 2019-10-28 Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2718753C1 true RU2718753C1 (en) 2020-04-14

Family

ID=70277902

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2019124942A RU2718753C1 (en) 2019-10-28 2019-10-28 Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2718753C1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2766859C1 (en) * 2020-10-20 2022-03-16 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals
RU2782676C2 (en) * 2020-10-20 2022-10-31 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Method for third decisive scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003017551A2 (en) * 2001-08-20 2003-02-27 Itran Communications Ltd. Acquisition of synchronization in a spread spectrum communications transceiver
AR033494A2 (en) * 1995-06-30 2003-12-26 Interdigital Tech Corp METHOD AND APPARATUS FOR THE FOLLOW-UP OF A CENTROID OF NUMEROUS BAND SENALS OF MULTIPLE PATH.
RU2297722C2 (en) * 2005-05-13 2007-04-20 Вадим Евгеньевич Федосеев Method and device for accelerated search of broadband signal
RU2302693C1 (en) * 2005-12-08 2007-07-10 Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" Broadband signal searching device
US7983320B2 (en) * 1994-09-20 2011-07-19 Tdc Acquisition Holdings, Inc. Ultrawide-band communication system and method
RU2514133C2 (en) * 2012-03-06 2014-04-27 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Method for faster search of broadband signals and device for realising said method

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7983320B2 (en) * 1994-09-20 2011-07-19 Tdc Acquisition Holdings, Inc. Ultrawide-band communication system and method
AR033494A2 (en) * 1995-06-30 2003-12-26 Interdigital Tech Corp METHOD AND APPARATUS FOR THE FOLLOW-UP OF A CENTROID OF NUMEROUS BAND SENALS OF MULTIPLE PATH.
WO2003017551A2 (en) * 2001-08-20 2003-02-27 Itran Communications Ltd. Acquisition of synchronization in a spread spectrum communications transceiver
RU2297722C2 (en) * 2005-05-13 2007-04-20 Вадим Евгеньевич Федосеев Method and device for accelerated search of broadband signal
RU2302693C1 (en) * 2005-12-08 2007-07-10 Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" Broadband signal searching device
RU2514133C2 (en) * 2012-03-06 2014-04-27 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "ВОЕННАЯ АКАДЕМИЯ СВЯЗИ имени Маршала Советского Союза С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Method for faster search of broadband signals and device for realising said method

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2766859C1 (en) * 2020-10-20 2022-03-16 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals
RU2782676C2 (en) * 2020-10-20 2022-10-31 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Method for third decisive scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals
RU2821352C1 (en) * 2023-02-14 2024-06-21 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Министерства обороны РФ Method of third decision circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals
RU2808721C1 (en) * 2023-03-01 2023-12-04 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Министерства обороны РФ Device of the third decisive circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Karpenko et al. Discrete signals with multi-level correlation function
RU2718753C1 (en) Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals
RU2514133C2 (en) Method for faster search of broadband signals and device for realising said method
Holubnychyi et al. Comparison of additive and multiplicative complementary sequences for navigation and flight control systems
RU2297722C2 (en) Method and device for accelerated search of broadband signal
RU2730389C1 (en) Method of third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals
JP2009512868A (en) Object detection
RU2808721C1 (en) Device of the third decisive circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals
RU2766859C1 (en) Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals
RU2719545C1 (en) System of information transmitting
RU2320080C2 (en) Method and device for synchronization of pseudo-random sequences
RU2821352C1 (en) Method of third decision circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals
RU2723269C1 (en) Method for synchronizing receiving and transmitting devices of a radio link using short-pulse ultra-wideband signals
CN112462376A (en) Laser ranging method and device
Kukunin et al. Asynchronous Address System Using Code Division Based on Maximum Length Sequences
CN1531798A (en) Peak detection accuracy
Mikhaylov et al. Estimation of the Features of Application of the M-Sequences Subset with the Possibility of Joint Processing
RU2782676C2 (en) Method for third decisive scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals
RU2153230C1 (en) Method and device for synchronization of complex m sequence
Iliev et al. Necessary conditions for synthesis of side-lobe suppression filters for phase manipulated signals
RU2361234C2 (en) Video pulse sequence filter
US4061881A (en) Method and apparatus for generating a number of weakly correlated pseudorandom pulse trains
RU2353064C1 (en) Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation
RU2794995C1 (en) Method for temporary accumulation of radio navigation signals with adaptive interval distribution
RU2419809C1 (en) Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation