RU2353064C1 - Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation - Google Patents
Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation Download PDFInfo
- Publication number
- RU2353064C1 RU2353064C1 RU2007123890/09A RU2007123890A RU2353064C1 RU 2353064 C1 RU2353064 C1 RU 2353064C1 RU 2007123890/09 A RU2007123890/09 A RU 2007123890/09A RU 2007123890 A RU2007123890 A RU 2007123890A RU 2353064 C1 RU2353064 C1 RU 2353064C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- code sequence
- noise
- signal
- signals
- correlation function
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для кодовой синхронизации приемников шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.The invention relates to the field of radio engineering and can be used in radio navigation and radio communication systems for code synchronization of receivers of noise-like signals with minimal frequency manipulation.
Известен способ параллельного поиска шумоподобных сигналов по времени запаздывания, заключающийся в перемножении принятого сигнала с М парами опорных шумоподобных сигналов, являющихся квадратурными копиями принятого сигнала для М дискретных значений времени запаздывания, интегрировании результатов перемножения в 2М квадратурных каналах на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, выделении М значений модуля взаимной корреляционной функции (ВКФ) и выборе в качестве оценки задержки значения времени запаздывания опорного сигнала в канале с максимальным значением ВКФ [1].There is a method of parallel search for noise-like signals by the delay time, which consists in multiplying the received signal with M pairs of reference noise-like signals, which are quadrature copies of the received signal for M discrete values of the delay time, integrating the multiplication results in 2M quadrature channels on an interval equal to the duration of the noise-like signal, highlighting M values of the module of the mutual correlation function (VKF) and the choice of the delay time of the reference delay as the estimate of the delay channel signal with the maximum value CCF [1].
Способ поиска обеспечивает потенциально достижимую помехоустойчивость, минимально возможное время поиска, однако трудно реализуем при числе каналов М>>1.The search method provides a potentially achievable noise immunity, the minimum possible search time, however, it is difficult to implement with the number of channels M >> 1.
Известен способ поиска псевдослучайных сигналов, заключающийся в перемножении входного сигнала с N опорными сигналами, вычислении значений функции взаимной корреляции с помощью N-канального коррелятора, выборе максимального значения ВКФ с помощью селектора максимального сигнала, управлении задержкой опорных сигналов с использованием блока управления поиском [2].There is a method of searching for pseudo-random signals, which consists in multiplying the input signal with N reference signals, calculating the cross-correlation function using the N-channel correlator, choosing the maximum value of the CCF using the maximum signal selector, and controlling the delay of the reference signals using the search control unit [2] .
Однако известный способ трудно реализуем при числе каналов N>>1 и к тому же основан на использовании синхронного детектирования принимаемого сигнала, что ограничивает его применение.However, the known method is difficult to implement with the number of channels N >> 1 and, moreover, is based on the use of synchronous detection of the received signal, which limits its application.
Известен способ циклического поиска шумоподобных сигналов, заключающийся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, формировании в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функции взаимной корреляции принятого и опорного шумоподобных сигналов, выделении на каждом цикле модуля функции взаимной корреляции, сравнении значения модуля функции взаимной корреляции с порогом обнаружения и принятии решения о завершении или продолжении поиска при превышении или непревышении порога соответственно [3].A known method for the cyclical search for noise-like signals, which consists in dividing the input signal into quadrature components by multiplying the input signal with reference harmonic signals of the carrier frequency, shifted relative to each other by a phase angle π / 2, forming in each quadrature channel on each search cycle the cross-correlation function adopted and reference noise-like signals, highlighting the cross-correlation function module on each cycle, comparing the value of the cross-correlation function module with pores gom detection and decision of the completion or continuation of the search at excess or of not exceeding the threshold, respectively [3].
Недостатком известного способа является значительное время поиска при большой базе шумоподобного сигнала (длине псевдослучайной последовательности N>>1), обусловленное необходимостью многократного повторения процедуры поиска.The disadvantage of this method is the significant search time with a large base noise-like signal (pseudo-random sequence length N >> 1), due to the need for repeated repetition of the search procedure.
Предлагаемое изобретение призвано решить задачу сокращения времени поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией при высокой помехоустойчивости и малых аппаратурных затратах.The present invention is intended to solve the problem of reducing the search time for a noise-like signal with minimal frequency manipulation with high noise immunity and low hardware costs.
Поставленная задача решается тем, что в способе поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающемся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, формировании в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функции взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выделении модуля функции взаимной корреляции, согласно изобретению на каждом цикле поиска осуществляют дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих входного сигнала на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента Т кодовой последовательности, запоминание на время длительности элемента Т результатов интегрирования квадратурных составляющих входного сигнала, формирование М элементов опорной кодовой последовательности с тактовой частотой, в М раз превышающей тактовую частоту кодовой последовательности входного сигнала, причем на каждом элементарном интервале T каждого цикла опорную кодовую последовательность сдвигают на один элемент в сторону опережения, формирование 2М отсчетов опорных сигналов cosΘ(t) и sinΘ(t), являющихся квадратурными копиями комплексной огибающей шумоподобного сигнала, перемножение результатов интегрирования квадратурных составляющих входного сигнала с отсчетами соответствующих опорных квадратурных сигналов, попарное объединение результатов перемножения интегрально накопленных квадратурных составляющих входного сигнала с отсчетами соответствующих опорных квадратурных сигналов, формирование 2М значений квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования на интервалах, равных периоду повторения шумоподобного сигнала, объединенных результатов перемножения, формирование М значений модуля функции взаимной корреляции, межпериодное накопление М значений модуля функции взаимной корреляции на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения шумоподобного сигнала, выбор максимального из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминание максимального значения, его адреса и номера цикла, причем при переходе на каждый последующий цикл поиска опорную кодовую последовательность сдвигают на М элементов в сторону опережения, при этом запоминают максимальное значение модуля функции взаимной корреляции, его адрес и номер цикла, полученные за все циклы поиска, число которых фиксированное.The problem is solved in that in a method for searching for noise-like signals with minimal frequency manipulation, which consists in dividing the input signal into quadrature components by multiplying the input signal with reference harmonic signals of the carrier frequency shifted relative to each other by the phase angle π / 2, forming in each quadrature channel on each search cycle of the cross-correlation function of the input and reference noise-like signals, the allocation of the cross-correlation function module, according to the invention on each search cycle, discretization, digitization and integration of quadrature components of the input signal at clock intervals, m times shorter than the duration of the element T of the code sequence, storing for the duration of the element T the results of integration of the quadrature components of the input signal, the formation of M elements of the reference code sequence with a clock frequency , M times the clock frequency of the code sequence of the input signal, and on each elementary interval T to Each cycle, the reference code sequence is shifted by one element in the lead, the formation of 2M samples of the reference signals cosΘ (t) and sinΘ (t), which are quadrature copies of the complex envelope of the noise-like signal, multiplying the results of integration of the quadrature components of the input signal with samples of the corresponding reference quadrature signals, pairwise combination of the results of the multiplication of integrally accumulated quadrature components of the input signal with samples of the corresponding reference quadrature x signals, the formation of 2M values of quadrature components of the cross-correlation function by integrating at the intervals equal to the repetition period of the noise-like signal, the combined results of multiplication, the formation of M values of the module of the cross-correlation function, the interperiod accumulation of M values of the module of the cross-correlation function in an interval equal to a fixed number of repetition periods noise-like signal, selection of the maximum of the M values of the accumulated modules of the cross-correlation function, storing the maxim value, its address and cycle number, and when switching to each subsequent search cycle, the reference code sequence is shifted by M elements in the lead, while remembering the maximum value of the cross-correlation function module, its address and cycle number obtained for all search cycles, the number of which is fixed.
На фиг.1 приведена схема устройства для реализации заявляемого способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, а на фиг.2 - временные диаграммы, поясняющие работу указанного устройства.Figure 1 shows a diagram of a device for implementing the inventive method of searching for noise-like signals with minimal frequency manipulation, and figure 2 is a timing diagram explaining the operation of the specified device.
Устройство для реализации способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией содержит первый и второй перемножители 1 и 2, сигнальные входы которых объединены, опорный вход каждого подключен к соответствующему выходу опорного генератора 3, а выход каждого перемножителя соединен с соответствующим входом аналого-цифрового преобразователя 4. К квадратурным выходам последнего подключены входы соответственно первого и второго интеграторов 5 и 6, выходы которых соединены с информационными входами первого и второго оперативных запоминающих устройств 7 и 8 соответственно. Выходы запоминающих устройств 7 и 8 соединены с попарно объединенными сигнальными входами третьего и пятого, четвертого и шестого перемножителей 9 и 11, 10 и 12 соответственно. Выходы третьего и шестого, четвертого и пятого перемножителей 9 и 12, 10 и 11 объединены соответственно через вычитатель 13 и первый сумматор 14, к выходам которых подключены соответствующие входы блока 15 формирования модулей взаимной корреляционной функции. Этот блок 15 содержит третий и четвертый интеграторы 16 и 17, первый и второй квадраторы 18 и 19, а также последовательно соединенные второй сумматор 20, элемент 21 извлечения квадратного корня и пятый интегратор 22. Выход пятого интегратора 22 соединен со входом решающего блока 23, к выходу которого подключены последовательно соединенные блок 24 управления, элемент 25 управляемой задержки, генератор 26 кодовой псевдослучайной последовательности (ПСП) и синтезатор 27 отсчетов. Причем тактируемый вход элемента 25 управляемой задержки подключен к первому выходу блока 28 формирования временных интервалов, тактируемый вход синтезатора 27 отсчетов подключен ко второму выходу блока 28 формирования временных интервалов, а синхронизирующие входы первого и второго интеграторов 5 и 6, первого и второго оперативных запоминающих устройств 7 и 8 соединены между собой и с третьим выходом блока 28 формирования временных интервалов. Дополнительные выходы блока 28 формирования временных интервалов соединены с синхронизирующими входами третьего и четвертого интеграторов 16 и 17 и блока 24 управления и пятого интегратора 22 соответственно. Опорные входы третьего и четвертого, пятого и шестого перемножителей 9 и 10, 11 и 12 соединены между собой и с соответствующими выходами синтезатора 27 отсчетов. Управляющий вход последнего подключен к выходу генератора 26 кодовой ПСП, который является и выходом устройства поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.A device for implementing a method for searching for noise-like signals with minimal frequency manipulation contains the first and
Способ поиска шумоподобных сигналов (ШПС) осуществляется следующим образом. На вход устройства поиска (фиг.1) поступает принимаемый сигнал, представляющий собой аддитивную смесь ШПС с минимальной частотной манипуляцией (МЧМ) и широкополосной помехи с равномерной в полосе ШПС спектральной плотностью мощности. Входной шумоподобный МЧМ-сигнал можно представить в видеThe method of searching for noise-like signals (SHPS) is as follows. At the input of the search device (Fig. 1), a received signal is received, which is an additive mixture of NPS with minimal frequency shift keying (MFM) and broadband interference with a power spectral density uniform in the NPS band. The input noise-like MFM signal can be represented as
где τ - время запаздывания; f0 - средняя частота; φ - начальная фаза (амплитуда полагается равной единице); D(t) - двоичный информационный сигнал; Θ(f) - функция, определяющая закон угловой модуляции:where τ is the delay time; f 0 is the average frequency; φ is the initial phase (the amplitude is assumed to be unity); D (t) is the binary information signal; Θ (f) is the function that determines the law of angular modulation:
где d(t) - двоичный сигнал, соответствующий кодовой псевдослучайной последовательности (ПСП) d0, d1,…, dN-1; rect(t) - прямоугольная функция (импульс единичной амплитуды и длительности T); N - длина ПСП, определяющая период Tп=NT повторения ШПС.where d (t) is a binary signal corresponding to a code pseudo-random sequence (PSP) d 0 , d 1 , ..., d N-1 ; rect (t) - rectangular function (pulse of unit amplitude and duration T); N - the length of the SRP, which determines the period T p = NT repetition of SHPS.
Входные перемножители 1 и 2 осуществляют перемножение сигнала (1) с опорными гармоническими сигналами cos(2πf0t) и sin(2πf0t), вырабатываемыми опорным генератором 3. На выходах перемножителей 1 и 2 образуются видеочастотные составляющие (фиг.2, в, г) соответственно
где I(t)=cosΘ(t), Q(t)=sinΘ(t).where I (t) = cosΘ (t), Q (t) = sinΘ (t).
При записи (4) учтено, что составляющие частоты 2f0 отфильтровываются последующим трактом обработки.When recording (4), it was taken into account that the frequency components 2f 0 are filtered out by the subsequent processing path.
Временные диаграммы (фиг.2) приведены для случая, когда задержка ШПС соответствует началу априорного интервала [0,Tп], т.е. τ=0, начальная фаза φ=0 (в отсутствие помехи составляющие в (4), пропорциональные sin φ, равны нулю).Timing diagrams (Fig. 2) are given for the case when the delay of the NPS corresponds to the beginning of the a priori interval [0, T p ], i.e. τ = 0, the initial phase is φ = 0 (in the absence of interference, the components in (4) proportional to sin φ are equal to zero).
После дискретизации и оцифровки сигналов (4) в аналого-цифровом преобразователе 4 квадратурные составляющие поступают на входы интеграторов 5 и 6, формирующих величины (фиг.2, д, е) соответственноAfter sampling and digitizing the signals (4) in the analog-to-
где xi=х(ti) и уi=y(ti) - отсчеты квадратурных составляющих (4), поступающие с шагом Tд. Суммирование по i в (5) ведется от значения i=(k-1)n+(j-1)Nп+1 до i=kn+(j-1)Nп, где n=T/mTд - число отсчетов на интервале интегрирования, равном Т/m; m и n - целые, k=1,…,mN; Nп=nmN - число отсчетов на интервале, равном периоду Тп повторения ПСП (3); j=1,…,K, K - число периодов ПСП на интервале наблюдения, равном длительности Tц одного цикла поиска.where x i = x (t i ) and y i = y (t i ) are the samples of quadrature components (4), arriving with a step T d . The summation over i in (5) is carried out from the value i = (k-1) n + (j-1) N p +1 to i = k n + (j-1) N p , where n = T / mT d is the number samples on the integration interval equal to T / m; m and n are integers, k = 1, ..., mN; N p = nmN is the number of samples in the interval equal to the period T p the repetition of the SRP (3); j = 1, ..., K, K is the number of SRP periods in the observation interval equal to the duration T c of one search cycle.
Стробирование интеграторов 5, 6 производится синхроимпульсами, вырабатываемыми блоком 28 формирования временных интервалов.The gating of
Результаты (5) интегрирования запоминаются на время, равное длительности Т элемента ПСП, в оперативных запоминающих устройствах 7 и 8, после чего осуществляется сброс интеграторов 5, 6 и интегрирование следующего элемента ШПС длительностью Т/m. Запись результатов интегрирования в оперативные запоминающие устройства 7, 8 и сброс интеграторов 5, 6 производятся с частотой mfT, fT=1/T - тактовая частота ПСП (3).The results of integration (5) are stored for a time equal to the duration T of the SRP element in
В перемножителях 9, 10, 11, 12 производится умножение результатов (5) поэлементного накопления, хранящихся в запоминающих устройствах 7 и 8, на отсчеты опорных квадратурных сигналов, которые формирует синтезатор 27 отсчетов. На опорные входы перемножителей 9 и 10 поступают отсчеты Ik+µ опорного сигнала I(t)=cosΘ(t), a на опорные входы перемножителей 11 и 12 поступают отсчеты Qk+µ опорного сигнала Q(t)=sinΘ(t) (фиг.2, в, г) - индекс j, указывающий номер периода ШПС, ради простоты опущен.In the
На первом цикле поиска (фиг.2, ж, з) µ=m(ν-1), где ν=1,2,…, M - значения относительной задержки опорных сигналов, выраженной в числе элементов ПСП, М - целое (определяет число "параллельных" каналов). Частота поступления отсчетов опорных квадратурных сигналов в М раз превышает частоту поступления данных с выходов оперативных запоминающих устройств 7 и 8 на входы перемножителей 9, 11 и 10, 12 соответственно (временные диаграммы на фиг.2 соответствуют случаю m=2 и М=4 и отсутствию помехи).In the first search cycle (Fig. 2, g, h) µ = m (ν-1), where ν = 1,2, ..., M are the values of the relative delay of the reference signals, expressed as the number of SRP elements, M is the integer (determines number of "parallel" channels). The sampling frequency of reference quadrature signals is M times the frequency of data from the outputs of
Сигналы с выходов перемножителей 9 и 12, 10 и 11 попарно объединяются в вычитателе 13 и сумматоре 14, образуя соответствующие квадратурные составляющие (фиг.2, з). Последние поступают на входы блока 15 формирования модулей взаимной корреляционной функции (ВКФ) принятого и опорного ШПС, который содержит интеграторы 16 и 17, включающие оперативные запоминающие устройства для хранения М результатов интегрирования, квадраторы 18 и 19, а также сумматор 20, элемент 21 извлечения квадратного корня (выделения модуля) и пятый интегратор 22 - межпериодный накопитель с оперативным запоминающим устройством для хранения М результатов накопления. Интеграторы 16, 17 осуществляют интегрирование на интервалах, равных периоду Tп повторения ШПС, соответствующих квадратурных составляющих, поступающих на их входы, формируя величиныThe signals from the outputs of the
(индекс j, указывающий номер периода ШПС, в целях простоты опущен).(the index j indicating the number of the SHPS period is omitted for simplicity).
Результаты (6) интегрирования, представляющие собой значения квадратурных составляющих ВКФ для каждого из М каналов, возводятся в квадрат и объединяются в сумматоре 20. Модуль ВКФ, соответствующей фиксированной для каждого канала относительной задержке принятого и опорного ШПС, формируется на выходе элемента 21 извлечения квадратного корня.The integration results (6), which are the values of the quadrature components of the VKF for each of the M channels, are squared and combined in the adder 20. A module of the VKF corresponding to the relative delay of the received and reference SHPS fixed for each channel is formed at the output of the square root extraction element 21 .
Межпериодный накопитель 22 осуществляет накопление М модулей значений ВКФ, сформированных на каждом периоде повторения ШПС, в течение времени Tц=LTп, определяющего длительность цикла поиска. По истечении времени Tц решающий блок 23 производит выбор максимального значения из М корреляций, сформированных блоком 15:The inter-period accumulator 22 accumulates M modules of VCF values generated at each repetition period of the NPS for a time T c = LT p , which determines the duration of the search cycle. After the time T c, the decision block 23 selects the maximum value from M correlations generated by block 15:
где z1νj и z2νj - корреляции (6), сформированные на j-м периоде накопления в ν-м канале.where z 1νj and z 2νj are correlations (6) formed at the jth period of accumulation in the νth channel.
Значение Zmax, а также его "адрес" νm и номер l цикла поиска запоминаются на время Tц, после чего производится сброс интеграторов 16, 17, 22 синхроимпульсами, вырабатываемыми блоком 28 формирования временных интервалов (выходы Tп и Tц), и начинается следующий цикл поиска (второй). При этом блок 24 управления вырабатывает код задержки опорной ПСП τ0=МТ, отличающейся от значения τ0=0 на первом цикле поиска сдвигом на М элементов в сторону опережения. Код задержки подается на управляющий вход элемента 25 управляемой задержки, на тактируемый вход которого поступают с частотой Mfт тактовые импульсы, вырабатываемые блоком 28 формирования временных интервалов (выход "Mfт"). Значение dм первого элемента опорной ПСП, формируемой генератором 26 кодовой псевдослучайной последовательности, определяется кодом на входе блока 24 управления (на втором цикле код задержки равен М). Генератор 26 ПСП вырабатывает сегмент кодовой последовательности dм, dм+1,…, dN-1+M длиной М элементов. С выхода генератора 26 ПСП кодовая последовательность поступает на управляющий вход синтезатора 27 отсчетов опорных квадратурных сигналов, выполненного по известной схеме [6]: "накапливающий сумматор - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ), реализующей табличный способ формирования отсчетов cosΘi и sinΘi (Θi - значение фазы, формируемое накапливающим сумматором в момент t=ti и определяющее адрес k-й ячейки ПЗУ). Значение элемента dk ПСП, поступающего на управляющий вход синтезатора 27 отсчетов, определяет знак приращения фазы ΔΘk на текущем такте (фиг.2, а, б).The value of Z max , as well as its "address" ν m and the number l of the search cycle are stored for the time T c , after which the integrators 16, 17, 22 are reset by the clock pulses generated by the block 28 for the formation of time intervals (outputs T p and T c ), and the next search cycle begins (second). In this case, the control unit 24 generates a delay code of the reference reference bandwidth τ 0 = MT, which differs from the value τ 0 = 0 in the first search cycle by a shift of M elements in advance. The delay code is supplied to the control input of the controlled delay element 25, to the clock input of which clock pulses are generated with the frequency Mf t generated by the time interval generating unit 28 (output "Mf t "). The value d m of the first element of the reference SRP generated by the code
Процедура поиска, включающая выполнение операций (5) - (7), на втором цикле поиска выполняется аналогично первому циклу, отличаясь лишь тем, что отсчеты опорных квадратурных сигналов смещены на mM позиций в сторону опережения (значения µ=(l-1)mM+m(ν-1) в (6) на 1-м цикле). При этом значение Zmax (7), полученное на 2-м цикле, а также его "адрес" νm и номер l=2 цикла запоминаются на время Тц, если Zmax≥Z'max, Z'max - максимальное значение ВКФ, полученное на первом цикле поиска. В противном случае запоминаются результаты Z'max, ν'm и l=1 поисковой процедуры на первом цикле.The search procedure, including operations (5) - (7), in the second search cycle is performed similarly to the first cycle, differing only in that the reference quadrature signal samples are shifted by mM positions in the lead (values μ = (l-1) mM + m (ν-1) in (6) on the 1st cycle). Moreover, the value of Z max (7) obtained on the 2nd cycle, as well as its "address" ν m and the number l = 2 of the cycle are stored for the time T c , if Z max ≥Z ' max , Z' max is the maximum value VKF obtained in the first search cycle. Otherwise, the results Z ' max , ν' m and l = 1 of the search procedure on the first cycle are remembered.
Описанная процедура циклического поиска повторяется L раз (с учетом сдвига опорной ПСП на М позиций с переходом на следующий цикл). Число циклов L=integ(N/M+0.5), integ(x) - целое от х. Время поиска фиксированное и определяется требуемым для обеспечения заданной вероятности правильного завершения поиска временем накопления и числом циклов: tпоиск=LTц=LKTп. По завершении последнего цикла с номером L в блок 24 управления с решающего блока 23 поступает код задержки (τ/Т)=(lm-1)М+νm, соответствующей номеру lm цикла и значению νm относительной задержки опорной ПСП того канала, в котором наблюдается абсолютное максимальное значение (за все циклы поиска)The described cyclic search procedure is repeated L times (taking into account the shift of the reference memory bandwidth by M positions with the transition to the next cycle). The number of cycles L = integ (N / M + 0.5), integ (x) is an integer from x. The search time is fixed and determined by the required one to ensure the given probability of the correct search completion by the accumulation time and the number of cycles: t search = LT c = LKT p . At the end of the last cycle with number L, a delay code (τ / Т) = (l m -1) M + ν m corresponding to the number l m of the cycle and the value ν m of the relative delay of the reference memory bandwidth of that channel is supplied to the control unit 24 from the decision block 23 in which the absolute maximum value is observed (for all search cycles)
Указанный код определяет оценку задержки принятого ШПС относительно временной шкалы, задаваемой блоком 28 формирования временных интервалов. Эта оценка используется для установки генератора 26 кодовой ПСП в состояние синхронизма с принятым ШПС с точностью не хуже ±T/2 (при условии, что аномальные ошибки отсутствуют).The specified code determines the estimate of the delay of the received SHPS relative to the time scale specified by block 28 of the formation of time intervals. This estimate is used to set the
Качественные показатели описанного способа поиска ШПС характеризуются вероятностью Рош аномальных ошибок, превышающих значение T/2 (по абсолютной величине), а также временем поиска tпоиск. При длине кодовой ПСП N>>1 задачу поиска ШПС по времени запаздывания можно свести к задаче распознавания N ортогональных сигналов, применительно к которой вероятность ошибки можно оценить как [4]:Qualitative parameters described search method characterized PNS probability P err anomalous errors greater than a value T / 2 (in absolute value), and search the search time t. When the code SRP length is N >> 1, the problem of searching for NPS by the delay time can be reduced to the problem of recognizing N orthogonal signals, in relation to which the error probability can be estimated as [4]:
где Ф(х) - интеграл вероятности, q - отношение сигнал/шум на выходе "синхронного" канала (при относительной задержке принятого и опорного сигналов τ=0). Формула (8) записана в предположении, что число периодов накопления K>>1 (это позволяет аппроксимировать распределение выходной величины нормальным распределением).where Ф (х) is the probability integral, q is the signal-to-noise ratio at the output of the "synchronous" channel (with a relative delay of the received and reference signals τ = 0). Formula (8) is written under the assumption that the number of accumulation periods is K >> 1 (this allows us to approximate the distribution of the output quantity by the normal distribution).
Можно показать, что при m=2 (четырехуровневая ступенчатая аппроксимация квадратурных опорных сигналов) проигрыш в отношении сигнал/шум "равновесовой" поэлементной обработки по сравнению с оптимальной корреляционной обработкой составляет около 0,2 дБ, т.е. предлагаемый способ поиска обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциально достижимой [5].It can be shown that for m = 2 (a four-level step approximation of the quadrature reference signals), the loss in the signal-to-noise ratio of the "equilibrium" elementwise processing in comparison with the optimal correlation processing is about 0.2 dB, i.e. the proposed search method provides noise immunity close to potentially achievable [5].
Время поиска для предлагаемого способа в М раз меньше значения tпоиск=NKTп при циклическом (пошаговом) способе поиска, реализуемом с помощью одноканального устройства.The search time for the proposed method is M times less than the value of t search = NKT p in a cyclic (step-by-step) search method implemented using a single-channel device.
Таким образом, предлагаемый способ поиска ШПС с минимальной частотной манипуляцией позволяет достичь помехоустойчивости, близкой к потенциально достижимой (потери около 0,2 дБ), и сократить время поиска в М раз по сравнению с прототипом при незначительных дополнительных затратах на реализацию предлагаемого способа поиска ШПС минимальной частотной манипуляцией. В этом заключается технико-экономический эффект по сравнению с известными способами поиска шумоподобных сигналов.Thus, the proposed method for the search for SHPS with minimal frequency manipulation allows you to achieve noise immunity close to potentially achievable (loss of about 0.2 dB), and to reduce the search time in M times compared with the prototype with little additional cost for the implementation of the proposed method for finding ShPS minimum frequency manipulation. This is the technical and economic effect in comparison with the known methods for searching for noise-like signals.
Источники информацииInformation sources
1. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др.; Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.64 (рис.3. 16), с.99 (рис.4. 6).1. Radio engineering systems / Yu.P. Grishin, V. P. Ipatov, Yu. M. Kazarinov and others; Ed. Yu.M. Kazarinova. - M .: Higher. school, 1990, p. 64 (Fig. 3 .16), p. 99 (Fig. 4 .6).
2. Патент 2206180 (РФ). Устройство начальной синхронизации приемника псевдослучайных сигналов. Опубл. БИПМ №16, 10.06.2003.2. Patent 2206180 (RF). A device for initial synchronization of a pseudo-random signal receiver. Publ. BIPM No. 16, 06/10/2003.
3. Г.И.Тузов. Статистическая теория приема сложных сигналов. - М.: Сов. Радио, 1977, с.326 (рис.7.2).3. G.I. Tuzov. Statistical theory of the reception of complex signals. - M .: Owls. Radio, 1977, p. 326 (Fig. 7.2).
4. Л.Е.Варакин. Теория систем сигналов. - М.: Сов. Радио, 1978, с.60 (ф-ла (2.34)).4. L.E. Varakin. Theory of signal systems. - M .: Owls. Radio, 1978, p. 60 (f-la (2.34)).
5. А.М.Алешечкин, В.Н.Бондаренко, В.И.Кокорин. Помехоустойчивость корреляционного приемника шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией / Радиотехника, 2006, №12, с.10.5. A.M. Aleshechkin, V.N. Bondarenko, V.I. Kokorin. Noise immunity of the correlation receiver of a noise-like signal with minimal frequency manipulation / Radio Engineering, 2006, No. 12, p.10.
6. Цифровые системы фазовой синхронизации / М.И.Жодзишский, С.Ю.Сила-Новицкий, В.А.Прасолов и др.; Под. Ред. М.И.Жодзишского. - М.: Сов. радио, 1980. - С.55-57.6. Digital phase synchronization systems / M.I.Zhodzishsky, S.Yu.Sila-Novitsky, V.A. Prasolov and others; Under. Ed. M.I.Zhodzishsky. - M .: Owls. Radio, 1980 .-- P.55-57.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007123890/09A RU2353064C1 (en) | 2007-06-25 | 2007-06-25 | Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007123890/09A RU2353064C1 (en) | 2007-06-25 | 2007-06-25 | Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2007123890A RU2007123890A (en) | 2008-12-27 |
| RU2353064C1 true RU2353064C1 (en) | 2009-04-20 |
Family
ID=41017949
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2007123890/09A RU2353064C1 (en) | 2007-06-25 | 2007-06-25 | Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2353064C1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2486683C1 (en) * | 2012-04-06 | 2013-06-27 | Федеральное Государственное Автономное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Сибирский Федеральный Университет" (Сфу) | Method of searching for noise-like signals with minimum frequency-shift keying |
| RU2494558C1 (en) * | 2012-07-13 | 2013-09-27 | федеральное автономное учреждение "Государственный научно-исследовательский испытательный институт проблем технической защиты информации Федеральной службы по техническому и экспортному контролю" | Method of detecting initial phase modulation of periodic sequence pulses |
-
2007
- 2007-06-25 RU RU2007123890/09A patent/RU2353064C1/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ПРОКИС ДЖ. Цифровая связь. - М.: Радио и связь, 2000, с.260, рис.5.4.3; с.310, рис.6.3.5. ТУЗОВ Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1977, с.326-327, рис.7.2. * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2486683C1 (en) * | 2012-04-06 | 2013-06-27 | Федеральное Государственное Автономное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Сибирский Федеральный Университет" (Сфу) | Method of searching for noise-like signals with minimum frequency-shift keying |
| EA020746B1 (en) * | 2012-04-06 | 2015-01-30 | Федеральное Государственное Автономное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Сибирский Федеральный Университет" (Сфу) | Method of searching for noise-like signals with minimum frequency-shift keying |
| RU2494558C1 (en) * | 2012-07-13 | 2013-09-27 | федеральное автономное учреждение "Государственный научно-исследовательский испытательный институт проблем технической защиты информации Федеральной службы по техническому и экспортному контролю" | Method of detecting initial phase modulation of periodic sequence pulses |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2007123890A (en) | 2008-12-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100806425B1 (en) | Sequential-acquisition, multi-band, multi-channel, matched filter | |
| US7266142B2 (en) | System and method for fast code phase and carrier frequency acquisition in GPS receiver | |
| RU2752193C2 (en) | Method and device for signal reception | |
| US6385232B1 (en) | Synchronization detection device and its method | |
| US7526015B2 (en) | Parallel correlator implementation using hybrid correlation in spread-spectrum communication | |
| RU2677874C2 (en) | Processor for radio receiver | |
| CN102594393A (en) | Universal pseudocode synchronization system of comprehensive satellite baseband equipment | |
| CN109655847B (en) | Fast capturing method suitable for dynamic signal | |
| CN109474307A (en) | Non-coherent spread-spectrum signal quick capturing method | |
| RU2353064C1 (en) | Search method of noise-like signals with minimum frequency-shift modulation | |
| RU2099893C1 (en) | Relative-phase-modulation correlating signal receiver | |
| RU2357359C2 (en) | Device for synchronising receiver of noise-like signals with minimal frequency-shift keying | |
| RU2420005C1 (en) | Method to search for noise-like signals with minimum frequency manipulation | |
| CN114624746B (en) | CSK modulation symbol decoding method, device, chip and satellite receiver | |
| RU2486683C1 (en) | Method of searching for noise-like signals with minimum frequency-shift keying | |
| RU2157050C1 (en) | Method for measuring frequency and device which implements said method | |
| US8036312B2 (en) | System and method for determining signal phase | |
| RU2713379C1 (en) | Apparatus for synchronizing a receiving and transmitting part of a radio link using short-pulse ultra-wideband signals | |
| CN114039827B (en) | Synchronization method and device for continuous phase modulation based on multi-level PN sequence | |
| RU2313184C1 (en) | Device for tracking delay of noise-like frequency-manipulated signals | |
| RU2416168C2 (en) | Apparatus for initial synchronisation in code-time multiplexed networks | |
| CN116719063A (en) | Quick capturing method and system for foundation navigation signals | |
| CN116192189A (en) | Demodulation synchronization method for large-spread-spectrum-ratio signal of broadband satellite anti-interference communication | |
| CN118259319A (en) | Improved code tracking method and loop of code period time division system navigation signal | |
| RU2245603C2 (en) | Method and device for evaluating direct beam delay in multibeam signal reception |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20130626 |