RU2647629C1 - Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components - Google Patents

Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components Download PDF

Info

Publication number
RU2647629C1
RU2647629C1 RU2017119162A RU2017119162A RU2647629C1 RU 2647629 C1 RU2647629 C1 RU 2647629C1 RU 2017119162 A RU2017119162 A RU 2017119162A RU 2017119162 A RU2017119162 A RU 2017119162A RU 2647629 C1 RU2647629 C1 RU 2647629C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
frequency
signal
output
forbidden
direct digital
Prior art date
Application number
RU2017119162A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Дмитрий Сергеевич Очков
Игорь Сергеевич Формальнов
Иван Андреевич Григорьев
Егор Михайлович Макарычев
Александр Алексеевич Суханов
Original Assignee
Публичное акционерное общество "Радиофизика"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Публичное акционерное общество "Радиофизика" filed Critical Публичное акционерное общество "Радиофизика"
Priority to RU2017119162A priority Critical patent/RU2647629C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2647629C1 publication Critical patent/RU2647629C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B1/00—Details
    • H03B1/04—Reducing undesired oscillations, e.g. harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • H03L7/1806—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop the frequency divider comprising a phase accumulator generating the frequency divided signal

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

FIELD: radio engineering.
SUBSTANCE: invention relates to synthesizers based on phase-locked-loop frequency control. Method for obtaining a radio frequency signal includes clocking the first chip of direct digital synthesis using a signal of frequency Fsyncr for obtaining the reference signal Fdds1=α1Fsyncr; branching a part of the signal Fout, obtained at the output of a voltage-controlled generator, into the negative feedback loop for its frequency conversion, which is carried out with the help of a second direct digital synthesis chip, clocking it with a signal of frequency Fout-DFsyncr, to obtain on its output a signal of frequency Fdds2=α2(Fout-DFsyncr), where α1 and α2 – are the coefficients that are chosen, based on the condition of their non-occurrence in the predefined "forbidden" ranges of values, whose conversion in the first and second direct digital synthesis chips respectively results in an output signal with side discrete components of amplitude An out above permissible Aadditional, where n is the harmonic number of the secondary discrete component of the output signal.
EFFECT: technical result consists in reducing the level of spurious discrete components of the output radio frequency signal while maintaining a sufficiently low level of phase noise.
1 cl, 5 dwg

Description

Изобретение относится к радиоэлектронике, в частности к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).The invention relates to electronics, in particular to synthesizers based on a phase locked loop (PLL).

Известен способ получения радиочастотного сигнала, включающий получение сигнала частотой Fcинхр, тактирование этим сигналом первой микросхемы прямого цифрового синтеза (МПЦС) для получения опорного сигнала частотой:A known method of obtaining a radio frequency signal, including receiving a signal of frequency F sync , clocking this signal of the first direct digital synthesis chip (MPTSS) to obtain a reference signal with a frequency of:

Figure 00000001
,
Figure 00000001
,

где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими в полосе

Figure 00000002
, где
Figure 00000003
- половинная ширина полосы частот первой МПЦС, в которой необходимо обеспечить отсутствие побочных дискретных составляющих (см. RU 2579570, 10.04.2016).where α 1 is the coefficient that is selected on the basis of the condition of its failure to fall into predefined “forbidden” ranges of values, the conversion of which in the first MPCC results in an output signal with secondary discrete components in the band
Figure 00000002
where
Figure 00000003
- half the bandwidth of the first MPCC, in which it is necessary to ensure the absence of secondary discrete components (see RU 2579570, 04/10/2016).

В известном способе сравнивают фазу и частоту опорного и синхронизируемого сигналов для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию, фильтруют полученное напряжение по низкой частоте, подают это напряжение на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых и ответвляют часть полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого. Частотное преобразование осуществляют при помощи второй МПЦС, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотой:In the known method, the phase and frequency of the reference and synchronized signals are compared to generate an analog voltage proportional to the phase and / or frequency mismatch, the resulting voltage is filtered at a low frequency, this voltage is supplied to the voltage-controlled generator to obtain a signal at its output with a frequency F o and part of the received signal is branched into a negative feedback loop for its frequency conversion with subsequent supply of the converted signal to a phase-frequency detector as only synchronized. Frequency conversion is performed by the second MPTSS, taktiruya its signal frequency F O -DF sinhr obtained by mixing signals at frequencies F and O DF sync with the further allocation of a difference component to produce at its output a frequency signal:

Figure 00000004
,
Figure 00000004
,

где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой МПЦС,where D is the frequency division coefficient for clocking the first MPTSS,

α2=Сα1,α 2 = Cα 1 ,

Figure 00000005
Figure 00000005

α1 определяют как середину самой широкой разрешенной зоны.α 1 is defined as the middle of the widest allowed area.

Если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2 * из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условие:If α 2 takes on a value inside the “forbidden” region, α 2 is assigned the value α 2 * from the neighboring “allowed” region, such that the condition is met:

Figure 00000006
где
Figure 00000006
Where

Figure 00000007
- половина ширины «разрешенной» области,
Figure 00000007
- half the width of the "permitted" area,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение α1 *, определяемое из математического выражения:and produce a change in the frequency of the reference signal F dds1 , assigning α 1 value α 1 * , determined from the mathematical expression:

Figure 00000008
Figure 00000008

Известный способ выбран в качестве ближайшего аналога к заявленному способу.The known method is selected as the closest analogue to the claimed method.

Недостаток известного способа состоит в недостаточном подавлении гармоник низких порядков в спектре побочных дискретных составляющих, вследствие того, что ширину полосы

Figure 00000009
выбирают постоянной для любого номера гармоники.The disadvantage of this method is the insufficient suppression of low-order harmonics in the spectrum of secondary discrete components, due to the fact that the bandwidth
Figure 00000009
choose constant for any harmonic number.

Задачей настоящего изобретения является создание способа получения радиочастотного сигнала, лишенного указанных недостатков.The present invention is to provide a method for producing a radio frequency signal devoid of these disadvantages.

В результате достигается технический результат, заключающийся в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном сохранении достаточного низкого уровня фазовых шумов.The result is a technical result, which consists in reducing the level of secondary discrete components of the output RF signal while maintaining a sufficiently low level of phase noise.

Конкретно, технический результат достигается путем реализации способа получения радиочастотного сигнала, включающего:Specifically, a technical result is achieved by implementing a method for producing a radio frequency signal, including:

получение сигнала частотой Fcинхр, тактирование этим сигналом первой МПЦС для получения опорного сигнала частотой:receiving a signal with frequency F sync , clocking with this signal of the first MPTSS to obtain a reference signal with a frequency:

Figure 00000010
,
Figure 00000010
,

где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой

Figure 00000011
выше допустимой
Figure 00000012
, где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала, ширину Δγзапрщ которых определяют из математического выражения:where α 1 is the coefficient that is selected based on the condition of its failure to fall into predefined "forbidden" ranges of values, the conversion of which in the first MPCC results in an output signal with amplitude side discrete components
Figure 00000011
above admissible
Figure 00000012
, where n is the harmonic number of the side discrete component of the output signal, the width Δγ of which is determined from the mathematical expression:

Figure 00000013
,
Figure 00000013
,

где ΔFnс(n) - величина частотной отстройки n-й побочной дискретной составляющей от основного сигнала, которую определяют из уравнения:where ΔF nс (n) is the magnitude of the frequency detuning of the nth secondary discrete component from the main signal, which is determined from the equation:

Figure 00000014
,
Figure 00000014
,

где

Figure 00000015
- амплитуда побочной дискретной составляющей после ее подавления в петле фазовой автоподстройки частоты,Where
Figure 00000015
- the amplitude of the secondary discrete component after its suppression in the loop phase-locked loop,

Аn - амплитуда побочной дискретной составляющей на выходе первой МПЦС,And n is the amplitude of the secondary discrete component at the output of the first MPCC,

Н - функция амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) петли фазовой автоподстройки частоты;H is a function of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the phase locked loop;

сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигнала для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию;comparing the phase and frequency of the reference and synchronized signal to generate an analog voltage proportional to the phase and / or frequency mismatch;

фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте;filtering the received voltage at a low frequency;

подачу этого напряжения на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых иthe supply of this voltage to a voltage-controlled generator to obtain a signal at its output with a frequency of F o and

ответвление части полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого.branching part of the received signal into the negative feedback loop for its frequency conversion, followed by supplying the converted signal to a phase-frequency detector as a synchronized one.

Частотное преобразование осуществляют при помощи второй МПЦС, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотой:Frequency conversion is performed by the second MPTSS, taktiruya its signal frequency F O -DF sinhr obtained by mixing signals at frequencies F and O DF sync with the further allocation of a difference component to produce at its output a frequency signal:

Fdds2=α2(Fвых-DFсинхр),F dds2 = α 2 (F out -DF sync ),

где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой МПЦС,where D is the frequency division coefficient for clocking the first MPTSS,

α2=Сα1,α 2 = Cα 1 ,

Figure 00000016
,
Figure 00000016
,

α1 определяют как середину наиболее широкой «разрешенной» области.α 1 is defined as the middle of the widest “allowed” region.

Осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой

Figure 00000017
выше допустимой
Figure 00000018
.A procedure is carried out to verify that α 2 does not fall into the corresponding “forbidden” ranges of values, the conversion of which into the second MPCS results in an output signal with side discrete amplitude components
Figure 00000017
above admissible
Figure 00000018
.

В случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2 * из соседней «разрешенной» области такое, чтобы соблюдалось условие:If α 2 takes on a value inside the “forbidden” region, α 2 is assigned the value α 2 * from the neighboring “allowed” region so that the condition is met:

Figure 00000019
,
Figure 00000019
,

где Δγразреш - половина ширины «разрешенной» области, в которой находится α1,where Δγ authorized - half width of the "allowed" region in which the α 1,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение α2 *, определяемое из математического выражения:and produce a change in the frequency of the reference signal F dds1 , assigning α 1 the value of α 2 * , determined from the mathematical expression:

Figure 00000020
.
Figure 00000020
.

В случае, если ни для какого значения α2 * из упомянутой соседней «разрешенной» области условие

Figure 00000021
не соблюдается, то α1 определяют как середину другой непроверенной «разрешенной» области и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.If, for any value of α 2 * from the said neighboring “allowed” region, the condition
Figure 00000021
not observed, then α 1 is defined as the middle of another unchecked “allowed” area and the above procedure is repeated until the coefficients α 1 and α 2 take values in the corresponding “allowed” areas.

Использование при реализации способа описанной последовательности выбора коэффициентов α1 и α2 (и, соответственно, Fddsl и Fdds2) приводит к существенному уменьшению уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала (по сравнению со способом, приведенным в RU 2579570), и, следовательно, к повышению его качества.The use of the described sequence of selecting the coefficients α 1 and α 2 (and, accordingly, F ddsl and F dds2 ) when implementing the method leads to a significant decrease in the level of discrete side components of the output RF signal (compared with the method described in RU 2579570), and therefore to improve its quality.

На фиг. 1 представлена схема, позволяющая реализовать заявленный способ.In FIG. 1 presents a diagram allowing to implement the claimed method.

На фиг. 2 представлен график зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС, нормированной на частоту ее тактирования Fddx1/Fcинхр, соответствующий примеру реализации способа, приведенному в ближайшем аналоге.In FIG. Figure 2 shows a graph of the dependence of the width of the “forbidden” regions on the output frequency of the first MPCC, normalized to its clock frequency F ddx1 / F sync , corresponding to the example implementation of the method shown in the closest analogue.

На фиг. 3 представлен график зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС, нормированной на частоту ее тактирования Fdds1/Fcинхр, соответствующий примеру реализации заявленного способа.In FIG. 3 shows a graph of the dependence of the width of the “forbidden” areas on the output frequency of the first MPCC, normalized to its clock frequency F dds1 / F sync , corresponding to an example of the implementation of the claimed method.

На фиг. 4 показана последовательность выбора частот первой и второй МПЦС Fdds1 и Fdds2 для формирования выходных частот вне «запрещенных» областей.In FIG. 4 shows the sequence of frequency selection of the first and second MPTSS F dds1 and F dds2 for the formation of output frequencies outside the "forbidden" areas.

На фиг. 5 представлена экспериментальная АЧХ петли ФАПЧ.In FIG. 5 shows the experimental frequency response of the PLL loop.

Заявленный способ реализуют следующим образом.The claimed method is implemented as follows.

Как показано на схеме, представленной на фиг. 1, с опорного генератора 1 получают сигнал заданной частоты. Производят умножение частоты опорного генератора при помощи умножителя 2 и ее последующее деление на целочисленный коэффициент D при помощи делителя 3.As shown in the diagram of FIG. 1, a reference signal of a given frequency is obtained from the reference oscillator 1. The frequency of the reference oscillator is multiplied using the multiplier 2 and its subsequent division by an integer coefficient D using the divider 3.

В результате получают сигнал частотой Fcинхр и производят тактирование этим сигналом первой МПЦС 4 для получения на ее выходе опорного сигнала частотой Fdds1=α1Fcинхр.As a result, a signal is obtained with a frequency of F sync and clocked by this signal to the first MPCS 4 to obtain a reference signal with a frequency of F dds1 = α 1 F sync at its output.

Далее производят сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигналов для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию при помощи фазочастотного детектора 5, а затем осуществляют фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте при помощи фильтра низких частот 6.Next, the phase and frequency of the reference and synchronized signals are compared to generate an analog voltage proportional to the phase and / or frequency mismatch using a phase-frequency detector 5, and then filter the resulting voltage at a low frequency using a low-pass filter 6.

Далее это напряжение подают на генератор, управляемый напряжением (ГУН) 7, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых, а затем ответвляют часть полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи (ООС) 8.Further, this voltage is supplied to a voltage controlled oscillator (VCO) 7 to obtain a signal with a frequency of F o at its output, and then part of the received signal is branched into a negative feedback loop (OOS) 8.

В контуре ООС синхронизируемый сигнал получают при помощи второй МПЦС 9, тактируя ее сигналом частотой Fвыx-DFсинхр, для получения на ее выходе сигнала частотой:In the OOS loop, the synchronized signal is obtained using the second MPTS 9, clocked with a signal of frequency F ex -DF sync , to obtain a signal at its output with a frequency of:

Fdds2=α2(Fвых-DFсинхр).F dds2 = α 2 (F out -DF sync ).

Сигнал частотой Fвых-DFсинхр получают смешиванием сигналов с частотами Fвых и DFсинхр в смесителе 10 с дальнейшим выделением разностной составляющей в фильтре низких частот 11.Signal frequency F O are prepared by mixing -DF sync signals at frequencies F and O DF sync in a mixer 10 with subsequent separation of the difference component in the low pass filter 11.

Последовательность выбора выходных частот Fdds1 и Fdds2 может быть реализована при помощи управляющего устройства 12 путем присваивания выходным частотам Fddx1 и Fdds2 кодов, соответствующих α1 и α2 для первой и второй МПЦС 4 и 9, выбираемых согласно предварительно определенному и записанному в память управляющего устройства 12 набору «запрещенных» областей.The selection sequence of the output frequencies F dds1 and F dds2 can be implemented using the control device 12 by assigning the output frequencies F ddx1 and F dds2 codes corresponding to α 1 and α 2 for the first and second MSCS 4 and 9, selected according to a predefined and recorded in the memory of the control device 12 to a set of "forbidden" areas.

«Запрещенные» области находят при помощи программы, запускаемой, например, на персональном компьютере. Программа рассчитывает набор соотношений

Figure 00000022
, где"Prohibited" areas are found using a program that runs, for example, on a personal computer. The program calculates a set of ratios
Figure 00000022
where

Fdds1кр - это набор частот, получение сигналов на которых в первой МПЦС 4 приводит к совпадению частот основных гармоник и гармоник высших порядков этих сигналов вследствие эффекта наложения.F dds1cr is a set of frequencies, the receipt of signals at which in the first MPSC 4 leads to the coincidence of the frequencies of the main harmonics and harmonics of higher orders of these signals due to the superposition effect.

Другими словами, это набор частот первой МПЦС, кратных частоте ее тактирования Fcинхр (далее - кратных частот):In other words, this is a set of frequencies of the first MPCS that are multiples of its clock frequency F sync (hereinafter referred to as multiple frequencies):

±Fdds1кр=mFсинхр-nFdds1кр,± F dds1cr = mF sync -nF dds1cr ,

Figure 00000023
,
Figure 00000023
,

где n - номер гармоники сигнала с выхода первой МПЦС 4, взятый в диапазоне от 1 до N, где N - максимальный номер учитываемой гармоники, выбираемый так, чтобы амплитуда Аn гармоник с номерами n≥N не превышала допустимую

Figure 00000024
(если гармоника имеет на выходе МПЦС амплитуду
Figure 00000025
, то ее не требуется подавлять),where n is the harmonic number of the signal from the output of the first MPTS 4, taken in the range from 1 to N, where N is the maximum number of the considered harmonic, chosen so that the amplitude A n of harmonics with numbers n≥N does not exceed the permissible
Figure 00000024
(if the harmonic has an amplitude at the output of the MPCS
Figure 00000025
, then it does not need to be suppressed),

m - номер гармоники частоты тактирования, соответствующий n, причем

Figure 00000026
.m is the harmonic number of the clock frequency corresponding to n, and
Figure 00000026
.

Для каждого

Figure 00000027
определяют ширину «запрещенной» области из условия подавления гармоники выходного сигнала n-го порядка с амплитудой Аn с помощью петли ФАПЧ с АЧХ, описываемой функцией H(ΔFnc), где ΔFnc - величина частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала до амплитуды не выше допустимой
Figure 00000028
:For everybody
Figure 00000027
determine the width of the “forbidden” region from the condition of suppressing the harmonic of the output signal of the nth order with amplitude А n using the PLL loop with frequency response described by the function H (ΔF nc ), where ΔF nc is the frequency detuning of the secondary discrete component from the main signal to the amplitude not higher than permissible
Figure 00000028
:

Figure 00000029
Figure 00000029

Рассмотрев в качестве предельного случая равенство

Figure 00000030
, получают выражение для ΔFnc:Considering equality as an extreme case
Figure 00000030
, get the expression for ΔF nc :

Figure 00000031
, где
Figure 00000031
where

Figure 00000032
- функция, обратная к АЧХ ФАПЧ.
Figure 00000032
is the function inverse to the PLL frequency response.

Условие попадания в «запрещенную» область определяют из выражения:The condition of getting into the “forbidden” area is determined from the expression:

Figure 00000033
,
Figure 00000033
,

где Fdds1=Fdds1кр+ΔF,where F dds1 = F dds1cr + ΔF,

где ΔF - величина частотной отстройки Fddx1 от ближайшей кратной частоты Fdds1кр. where ΔF is the magnitude of the frequency detuning F ddx1 from the nearest multiple frequency F dds1cr.

Делят обе части неравенства на Fcинхр, получаяDivide both sides of the inequality by F sync , getting

Figure 00000034
, где
Figure 00000034
where

γ - набор выходных частот Fdds1, нормированных на частоту тактирования Fcинхр, определяемых из математического выражения:γ is the set of output frequencies F dds1 normalized to the clock frequency F sync determined from the mathematical expression:

Figure 00000035
,
Figure 00000035
,

где γкр - набор кратных частот с выхода первой МПЦС, нормированных на частоту тактирования Fсинхр,where γ kr is the set of multiple frequencies from the output of the first MPSC, normalized to the clock frequency F sync ,

Δγ - величина частотной отстройки Fdds1 от ближайшей кратной частоты Fdds1кр, нормированная на частоту тактирования Fcинхр.Δγ is the value of the frequency detuning F dds1 from the nearest multiple frequency F dds1кр , normalized to the clock frequency F sync .

Получают

Figure 00000036
и ширину «запрещенной» области определяют как
Figure 00000037
.Receive
Figure 00000036
and the width of the “forbidden” region is defined as
Figure 00000037
.

Результат приведенного выше расчета в виде графика зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС 4, нормированной на частоту ее тактирования Fdds1/Fсинхр, соответствующий примеру реализации заявленного способа, представлен на фиг. 3. Для сравнения на фиг. 2 представлен аналогичный результат, соответствующий примеру реализации способа, приведенному в ближайшем аналоге.The result of the above calculation, in the form of a graph of the dependence of the width of the “forbidden” regions on the output frequency of the first MPTS 4, normalized to its clock frequency F dds1 / F sync corresponding to an example of the implementation of the claimed method, is presented in FIG. 3. For comparison, in FIG. 2 presents a similar result corresponding to the example implementation of the method shown in the closest analogue.

Набор «запрещенных» областей представляют в следующем виде:A set of “forbidden” areas is presented as follows:

Figure 00000038
,
Figure 00000038
,

где γ1нач, γ2нач, …, γkнач - коэффициенты, определяющие левые границы «запрещенных» областей;where γ 1nach, γ 2nach , ..., γ knach - coefficients that determine the left boundaries of the “forbidden” areas;

γ1кон, γ2кон, …, γkкон - коэффициенты, определяющие правые границы «запрещенных» областей;γ 1con, γ 2con , ..., γ kcon — coefficients that determine the right boundaries of the “forbidden” areas;

k - количество «запрещенных» областей.k is the number of “forbidden” areas.

Далее осуществляют выбор коэффициентов α1 и α2 в соответствии с предварительно рассчитанными «запрещенными» областями.Then, the coefficients α 1 and α 2 are selected in accordance with the previously calculated “forbidden” areas.

α1 определяют как середину самой широкой разрешенной области:α 1 is defined as the middle of the widest allowed area:

Figure 00000039
,
Figure 00000039
,

где γiнач - левая граница «запрещенной» области, следующей сразу за наиболее широкой «разрешенной» областью,where γ iach is the left border of the “forbidden” region immediately following the widest “allowed” region,

γi-1кон - правая граница «запрещенной» области, находящейся перед наиболее широкой «разрешенной» областью.γ i-1con is the right border of the “forbidden” area, which is in front of the widest “allowed” area.

Коэффициент α2 определяют следующим образом:The coefficient α 2 is determined as follows:

α2=Сα1, гдеα 2 = Сα 1 , where

Figure 00000040
.
Figure 00000040
.

Осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой

Figure 00000041
выше допустимой
Figure 00000028
.A procedure is carried out to verify that α 2 does not fall into the corresponding “forbidden” ranges of values, the conversion of which into the second MPCS results in an output signal with side discrete amplitude components
Figure 00000041
above admissible
Figure 00000028
.

В случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2 * из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условие:If α 2 takes on a value inside the “forbidden” region, α 2 is assigned the value α 2 * from the neighboring “allowed” region, such that the condition is met:

Figure 00000019
,где
Figure 00000019
,Where

Figure 00000042
,
Figure 00000042
,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fddsl, присваивая α1 значение α1 *, определяемое из математического выражения:and produce a change in the frequency of the reference signal F ddsl , assigning α 1 value α 1 * , determined from the mathematical expression:

Figure 00000043
.
Figure 00000043
.

В случае, если ни для какого значения коэффициента α2 * из упомянутой соседней «разрешенной» области условие

Figure 00000044
не соблюдается, то в качестве α1 выбирают середину другой непроверенной «разрешенной» области (например, середину ближайшей непроверенной «разрешенной» области) и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.In the event that for any value of the coefficient α 2 * from the said neighboring “allowed” region, the condition
Figure 00000044
not observed, then as α 1 choose the middle of another unchecked “allowed” area (for example, the middle of the nearest unchecked “allowed” area) and repeat the above procedure until the coefficients α 1 and α 2 take the values in the corresponding “ allowed "areas.

Последовательность выбора выходных частот Fdds1 и Fdds2 первой и второй МПЦС 4 и 9 для формирования выходных частот вне «запрещенных» областей проиллюстрирована фиг. 4.The sequence of selection of the output frequencies F dds1 and F dds2 of the first and second MSCS 4 and 9 for generating the output frequencies outside the “forbidden” areas is illustrated in FIG. four.

На первой паре графических изображений показан случай, когда каждый из коэффициентов α1 и α2, соответствующий частотам сигналов на выходе первой и второй МПЦС, не попадает в «запрещенную» область («запрещенные» области заштрихованы). На второй паре показан случай, когда коэффициент α2, соответствующий частоте сигнала второй МПЦС, попадает в «запрещенную» область и перестройка второй МПЦС в соседнюю «разрешенную» область позволяет перестроить первую МПЦС так, чтобы коэффициент α1, соответствующий частоте сигнала на ее выходе, остался в границах своей «разрешенной» области. На третьей паре показан случай, когда коэффициент α2, соответствующий частоте сигнала на входе второй МПЦС, попадает в «запрещенную» область, но перестройка второй МПЦС в ближайшую соседнюю «разрешенную» область невозможна (т.к. эта «разрешенная» область полностью перекрывается «запрещенной» областью первой МПЦС). В этом случае коэффициент α1 выбирают, например, как середину ближайшей к ней непроверенной «разрешенной» области, и для этого случая выполняют упомянутую процедуру проверки попадания коэффициента α2 в «запрещенную» область.The first pair of graphic images shows the case when each of the coefficients α 1 and α 2 , corresponding to the frequencies of the signals at the output of the first and second MPSC, does not fall into the “forbidden” region (“forbidden” regions are shaded). The second pair shows the case when the coefficient α 2 corresponding to the signal frequency of the second MPCC falls into the “forbidden” region and the restructuring of the second MPCC into the adjacent “allowed” region allows the first MPTC to be rebuilt so that the coefficient α 1 corresponding to the signal frequency at its output , remained within the boundaries of its "permitted" area. The third pair shows the case when the coefficient α 2 corresponding to the frequency of the signal at the input of the second MPSC falls into the “forbidden” region, but the reconstruction of the second MPSC into the nearest neighboring “allowed” region is impossible (since this “allowed” region completely overlaps “Forbidden” area of the first IPCC). In this case, the coefficient α 1 is selected, for example, as the middle of the closest unverified "allowed" region, and for this case, the above procedure is performed to verify that the coefficient α 2 falls into the "forbidden" region.

Допустим, в конкретной реализации способа, в синтезаторе с коэффициентом деления D=2 в делителе частоты 3 необходимо получить сигнал с выходной частотой Fвых=2,4134Fсинхр и с амплитудой побочных дискретных составляющих выходного сигнала Аnвых не выше допустимой

Figure 00000045
.For example, in a particular embodiment of the method, a division synthesizer with D = 2 in the frequency divider ratio 3 must receive a signal with an output frequency F O = 2,4134F sync amplitude and adverse discrete components of the output signal A not higher than the allowable nvyh
Figure 00000045
.

Вычисляют коэффициент C, определяющий соотношение между α1 и α2.Calculate the coefficient C, which determines the ratio between α 1 and α 2 .

Figure 00000046
Figure 00000046

Экспериментальная зависимость амплитуды (в

Figure 00000047
) гармоники сигнала на выходе первой МПЦС от ее номера для МПЦС AD9910, которая может быть использована для реализации заявленного способа, может быть приблизительно описана соотношением:The experimental dependence of the amplitude (in
Figure 00000047
) the harmonic of the signal at the output of the first MPTSS from its number for MPTSS AD9910, which can be used to implement the claimed method, can be approximately described by the ratio:

Аn=-60-20lgn.And n = -60-20lgn.

При амплитуде гармоники Аn выходного сигнала ниже допустимого

Figure 00000048
«запрещенная» область для нее не определяется. Из этого условия находят количество N рассматриваемых гармоник:When the harmonic amplitude A n of the output signal is below acceptable
Figure 00000048
The “forbidden” area is not determined for it. From this condition, find the number N of harmonics considered:

Figure 00000049
.
Figure 00000049
.

Для случая

Figure 00000050
количество учитываемых гармоник будет N=100.For case
Figure 00000050
the number of harmonics taken into account will be N = 100.

Для проверки реализации заявленного способа использован макет, в котором экспериментально полученная АЧХ петли ФАПЧ, приведенная на фиг. 5, для частот выше частоты среза ФНЧ Fcp, описывается соотношением:To verify the implementation of the inventive method, a layout was used in which the experimentally obtained frequency response of the PLL loop shown in FIG. 5, for frequencies above the cutoff frequency of the low-pass filter, F cp , is described by the relation:

Н=-20PlgΔFnc+b,H = -20PlgΔF nc + b,

где ΔFnc - величина частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала,where ΔF nc is the frequency detuning of the secondary discrete component from the main signal,

b - постоянный коэффициент,b is a constant coefficient,

Р - порядок фильтра.P is the order of the filter.

Последние два параметра определяют экспериментально и в рассматриваемом конкретном случае Р=3 и b=170.The last two parameters are determined experimentally and in the particular case under consideration P = 3 and b = 170.

Зависимость величины частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала от ее номера n вычисляют по математическому выражению:The dependence of the frequency detuning of the secondary discrete component on the main signal from its number n is calculated by the mathematical expression:

Figure 00000051
Figure 00000051

Из приведенных выше соотношений зависимость величины частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала от ее номера n принимает вид:From the above relations, the dependence of the frequency detuning of the secondary discrete component on the main signal from its number n takes the form:

Figure 00000052
Figure 00000052

Коэффициенту α1 присваивают значение, соответствующее середине самой широкой «разрешенной» области, в данном случае α1=0,143774.Coefficient α 1 is assigned a value corresponding to the middle of the widest “allowed” region, in this case α 1 = 0.143774.

Вычисляют α2=Сα1=0,347784.Α 2 = C 1 = 0.347784 is calculated.

Так как α2 попадает в «запрещенную» область, коэффициенту α2 присваивают значение α2 *=0,347537, соответствующее середине соседней «разрешенной» области.Since α 2 falls into the “forbidden” region, the coefficient α 2 is assigned the value α 2 * = 0.347537, corresponding to the middle of the neighboring “allowed” region.

Вычисляют

Figure 00000053
.Calculate
Figure 00000053
.

Проверяют значения α1 * и α2 * на нахождение внутри «запрещенных» областей.Values of α 1 * and α 2 * are checked for being inside the “forbidden” areas.

Так как значения α1 * и α2 * находятся вне «запрещенных» областей, следовательно, в МПЦС 4 и 9 записывают α1 * и α2 *.Since the values α 1 and α 2 * * are out of the "forbidden" regions, therefore, in MPTSS 4 and 9 are recorded and α 1 * α 2 *.

Claims (22)

Способ получения радиочастотного сигнала, включающий получение сигнала частотой Fсинхр, тактирование этим сигналом первой микросхемы прямого цифрового синтеза для получения опорного сигнала частотойA method of obtaining a radio frequency signal, including receiving a signal of frequency F sync , clocking this signal of the first direct digital synthesis chip to obtain a reference signal with a frequency Fdds1=α1Fсинхр,F dds1 = α 1 F sync где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой микросхеме прямого цифрового синтеза приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой
Figure 00000054
выше допустимой Адоп, где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала, ширину Δγзапрещ которых определяют из математического выраженияwhere α 1 is the coefficient that is selected based on the condition of its failure to fall into predefined "forbidden" ranges of values, the conversion of which in the first direct digital synthesis microcircuit leads to an output signal with secondary discrete components of amplitude
Figure 00000054
higher than permissible A add , where n is the harmonic number of the secondary discrete component of the output signal, the width Δγ of which is forbidden is determined from the mathematical expression
Figure 00000055
,
Figure 00000055
, где ΔFnc(n) - величина частотной отстройки n-й побочной дискретной составляющей от основного сигнала, которую определяют из уравненияwhere ΔF nc (n) is the magnitude of the frequency detuning of the nth secondary discrete component from the main signal, which is determined from the equation
Figure 00000056
,
Figure 00000056
, где
Figure 00000057
- амплитуда побочной дискретной составляющей после ее подавления в петле фазовой автоподстройки частоты,Where
Figure 00000057
- the amplitude of the secondary discrete component after its suppression in the loop phase-locked loop, An - амплитуда побочной дискретной составляющей на выходе первой микросхемы прямого цифрового синтеза,A n is the amplitude of the secondary discrete component at the output of the first direct digital synthesis chip, Н - функция амплитудно-частотной характеристики петли фазовой автоподстройки частоты,N is a function of the amplitude-frequency characteristic of the phase locked loop, сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигнала для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию, фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте, подачу этого напряжения на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых и ответвление части полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого, при этом частотное преобразование осуществляют при помощи второй микросхемы прямого цифрового синтеза, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотойcomparing the phase and frequency of the reference and synchronized signal to generate an analog voltage proportional to the phase and / or frequency mismatch, filtering the received voltage at a low frequency, applying this voltage to a voltage-controlled generator to obtain a signal at its output with a frequency of F o and a branch of part of the received signal into the negative feedback loop for its frequency conversion with subsequent supply of the converted signal to the phase-frequency detector as a synchronizer uemogo, wherein the frequency transform is performed using the second chip direct digital synthesis taktiruya its signal frequency F O -DF sinhr obtained by mixing signals at frequencies F and O DF sync with the further allocation of a difference component to produce at its output a frequency signal Fdds2=α2(Fвых-DFсинхр),F dds2 = α 2 (F out -DF sync ), где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой микросхемы прямого цифрового синтеза,where D is the frequency division coefficient for clocking the first chip direct digital synthesis, α2=Сα1,α 2 = Cα 1 ,
Figure 00000058
Figure 00000058
 α1 определяют как середину самой широкой разрешенной зоны,α 1 is defined as the middle of the widest allowed area, и осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй микросхеме прямого цифрового синтеза приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой
Figure 00000059
выше допустимой Адоп,and carry out the procedure for checking the non-inclusion of the coefficient α 2 inside the corresponding “forbidden” ranges of values, the conversion of which in the second direct digital synthesis chip leads to an output signal with secondary discrete components of amplitude
Figure 00000059
A higher allowable extra, при этом в случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение
Figure 00000060
из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условиеin this case, if α 2 takes on a value that is inside the “forbidden” region, α 2 is assigned the value
Figure 00000060
from a neighboring “allowed” area, such that the condition is met
Figure 00000061
,
Figure 00000061
, где Δγразреш - половина ширины «разрешенной» области, в которой находится α1,where Δγ authorized - half width of the "allowed" region in which the α 1, и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение
Figure 00000062
, определяемое из математического выраженияand produce a change in the frequency of the reference signal F dds1 , assigning α 1 value
Figure 00000062
determined from a mathematical expression
Figure 00000063
Figure 00000063
 а в случае, если ни для какого значения
Figure 00000064
из упомянутой соседней «разрешенной» области условие
Figure 00000065
не соблюдается, то в качестве α1 выбирают середину другой непроверенной «разрешенной» области и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.and if for no value
Figure 00000064
from the said neighboring “permitted” region, the condition
Figure 00000065
not observed, then as α 1 choose the middle of another unchecked “allowed” area and repeat the above procedure until the coefficients α 1 and α 2 take values that are in the corresponding “allowed” areas.
RU2017119162A 2017-06-01 2017-06-01 Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components RU2647629C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017119162A RU2647629C1 (en) 2017-06-01 2017-06-01 Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017119162A RU2647629C1 (en) 2017-06-01 2017-06-01 Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2647629C1 true RU2647629C1 (en) 2018-03-16

Family

ID=61629478

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017119162A RU2647629C1 (en) 2017-06-01 2017-06-01 Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2647629C1 (en)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2176431C2 (en) * 1995-03-16 2001-11-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Frequency synthesizer having automatic phase-lock loop started by digital synthesizer having direct frequency synthesis
RU2214043C2 (en) * 2001-03-11 2003-10-10 Государственное унитарное предприятие Омский научно-исследовательский институт приборостроения Frequency synthesizer
US20070040615A1 (en) * 2005-08-16 2007-02-22 Xytrans, Inc. Direct digital synthesizer system and related methods
US20070296510A1 (en) * 2006-06-12 2007-12-27 Backes Glen B Frequency hopping oscillator circuit
RU2423784C2 (en) * 2009-01-11 2011-07-10 Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственная фирма "Радиокомпоненты" Frequency synthesiser
RU2579570C1 (en) * 2015-06-01 2016-04-10 Публичное акционерное общество "Радиофизика" Method of producing radio-frequency signal

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2176431C2 (en) * 1995-03-16 2001-11-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Frequency synthesizer having automatic phase-lock loop started by digital synthesizer having direct frequency synthesis
RU2214043C2 (en) * 2001-03-11 2003-10-10 Государственное унитарное предприятие Омский научно-исследовательский институт приборостроения Frequency synthesizer
US20070040615A1 (en) * 2005-08-16 2007-02-22 Xytrans, Inc. Direct digital synthesizer system and related methods
US20070296510A1 (en) * 2006-06-12 2007-12-27 Backes Glen B Frequency hopping oscillator circuit
RU2423784C2 (en) * 2009-01-11 2011-07-10 Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственная фирма "Радиокомпоненты" Frequency synthesiser
RU2579570C1 (en) * 2015-06-01 2016-04-10 Публичное акционерное общество "Радиофизика" Method of producing radio-frequency signal

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kester Converting oscillator phase noise to time jitter
US9215062B1 (en) Low-noise flexible frequency clock generation from two fixed-frequency references
US6914464B2 (en) Phase locked loop circuit using fractional frequency divider
US8704562B2 (en) Ultra low phase noise signal source
DE102014112727A1 (en) DEVICE AND METHOD FOR SYNCHRONIZING PHASE CONTROL ARCES
US20120105114A1 (en) Spread spectrum clock generating circuit
TWI423590B (en) Frequency synthesizer using two phase locked loops
JPH05243986A (en) Method and device for reducing noise for phase locked loop
US9628066B1 (en) Fast switching, low phase noise frequency synthesizer
US9385732B2 (en) Synthesizing method of signal having variable frequency and synthesizer of signal having variable frequency
RU2602990C1 (en) Frequency synthesizer
JPS6116623A (en) Signal generator
US7579916B1 (en) Low noise frequency synthesizer
US20080258833A1 (en) Signal Generator With Directly-Extractable Dds Signal Source
RU2647629C1 (en) Method for obtaining radio frequency signal with reduced level of by-side discrete components
US9008255B1 (en) Jitter mitigating phase locked loop circuit
RU172814U1 (en) HYBRID FREQUENCY SYNTHESIS WITH IMPROVED SPECTRAL CHARACTERISTICS
Romashov et al. Wide-band hybrid frequency synthesizer with improved noise performance
RU2579570C1 (en) Method of producing radio-frequency signal
US7701298B2 (en) Frequency locking structure applied to phase-locked loops
RU2594336C1 (en) Method of generating microwave signals with low frequency spectrum pitch
US8994422B2 (en) Use of Frequency addition in a PLL control loop
US8736325B1 (en) Wide frequency range clock generation using a single oscillator
JPWO2004047301A1 (en) Frequency synthesizer
JP2020191582A (en) Frequency signal generation device