RU2566960C1 - Selective amplifier with high fade-out in subresonance frequency range - Google Patents

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: selective amplifier with high fade-out in the subresonance range includes an input differential stage with first and second anti-phase current outputs, a signal source connected to the first input of the input differential stage which is inverting relative to the first current output, a first power supply bus connected to the common source circuit of the input differential stage, the second input of the input differential stage which is non-inverting relative to the first current output, connected to the output of the device, a current mirror which is matched with a second power supply bus, the input of which is connected to the second current output of the input differential stage, and the output is connected to the first lead of a first frequency-setting resistor, a first frequency-setting capacitor, a second frequency-setting resistor and a second frequency-setting capacitor, wherein the output of the current mirror is connected to the first current output of the input differential stage, and the second lead of the first frequency-setting resistor is connected to a static level bias circuit.

EFFECT: wider allowable quasi-resonance frequency range f₀, which depends on numerical values of the resistance of the first frequency-setting resistor.

3 cl, 11 dwg

Description

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в различных аналоговых устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации.The present invention relates to the field of radio engineering and communication and can be used in various analog devices for filtering radio signals, television, radar.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения ИУ на минимально возможном числе транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении и низкой чувствительности основных параметров к нестабильности компонентов.Integrated operational amplifiers with special RC-correction elements that form the amplitude-frequency characteristic of the resonance type are widely used today in the tasks of extracting high-frequency signals [1, 2]. However, the classical construction of such selective amplifiers (DUTs) is accompanied by significant energy losses, which are mainly used to ensure the static mode of a sufficiently large number of secondary transistors forming an operational amplifier [1, 2]. In this regard, it is very urgent to build a DUT on the smallest possible number of transistors, providing a narrow spectrum of signals with a sufficiently high Q factor of the resonance characteristic (Q = 2 ÷ 10) with low power consumption and low sensitivity of the main parameters to component instability.

IP-модули элементарных избирательных усилителей достаточно часто являются базовыми звеньями каскадных полосовых фильтров высокого порядка различных систем связи. Основными требованиями к их свойствам являются: реализация необходимой добротности (Q) и частоты квазирезонанса (f₀), а также возможность каскадирования ИУ без дополнительных цепей согласования статического уровня и разделительных конденсаторов, занимающих дополнительные площади на кристалле микросхемы.IP-modules of elementary selective amplifiers quite often are the basic links of high-order cascade bandpass filters of various communication systems. The main requirements for their properties are: the implementation of the necessary Q factor (Q) and quasi-resonance frequency (f ₀ ), as well as the possibility of cascading the DUT without additional matching circuits of the static level and isolation capacitors, occupying additional areas on the chip chip.

Известны схемы ИУ на полевых и биполярных транзисторах, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-10].Known schemes of DUT on field and bipolar transistors, which provide the formation of the amplitude-frequency characteristics of the voltage gain in a given frequency range Δf = f _in -f _n [3-10].

При построении фильтров высокого порядка на основе элементарных ИУ используется специальная схемотехника, которая допускает непосредственное соединение IP модулей ИУ без применения специальных цепей согласования статического режима и разделительных конденсаторов [11-13]. Однако известные модификации ИУ рассматриваемого класса имеют существенные ограничения на величину сопротивлений частотозадающих резисторов из-за их влияния на статический режим. Это ограничивает области применения ИУ по частотному диапазону. Заявляемое устройство относится к данному классу активных фильтров. Для формирования высокого асимптотического затухания сигнала в диапазоне дорезонансных частот здесь не используются разделительные конденсаторы.When constructing high-order filters based on elementary DUTs, a special circuitry is used, which allows direct connection of IP DUT modules without the use of special matching circuits of the static mode and isolation capacitors [11-13]. However, known modifications of the DUT of the considered class have significant limitations on the value of the resistances of the frequency-setting resistors due to their influence on the static mode. This limits the scope of the DUT in the frequency range. The inventive device relates to this class of active filters. For the formation of high asymptotic attenuation of the signal in the range of pre-resonant frequencies, separation capacitors are not used here.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является ИУ, представленный в патенте RU 2523953, fig. 2. Он содержит (фиг. 1) входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16.The closest prototype of the claimed device is the DUT presented in patent RU 2523953, fig. 2. It contains (Fig. 1) the input differential stage 1 with the first 2 and second 3 antiphase current outputs, a signal source 4 connected to the first 5 input of the differential input stage 1 inverting relative to the first 2 current output, the first 6 power supply bus connected with a common source circuit 7 of the input differential stage 1, the second 8 non-inverting relative to the first 2 current output, the input of the input differential stage 1, connected to the output of the device 9, the current mirror 10, consistent with the second 11 bus a power source, the input of which is connected to the second 3 current output of the input differential stage 1, and the output is connected to the first output of the first 12 frequency-setting resistor, the first 13 frequency-setting capacitor connected between the current output of the current mirror 10 and the output of the device 9, the second 14 frequency-setting resistor and the second 15 frequency-setting capacitor connected by alternating current parallel to each other between the output of the device 9 and the common bus power sources 16.

Существенный недостаток ИУ-прототипа фиг. 1 состоит в том, что сопротивление R₁₂ его первого 12 частотозадающего резистора оказывает существенное влияние на статический режим схемы. Это не позволяет использовать известную схему в широком диапазоне частот квазирезонанса f₀=φ(R₁₂) и токов Ι₁ в общей истоковой цепи 7 входного дифференциального каскада 1 (данный ток используется для управления величиной добротности Q и установления заданного коэффициента усиления К₀). Действительно, при увеличении тока Ι₁ в известной схеме при больших сопротивлениях первого 12 частотозадающего резистора наступает насыщение выходного транзистора токового зеркала 10. Схема фиг. 1 перестает работать, еслиA significant disadvantage of the Yiwu prototype of FIG. 1 consists in the fact that the resistance R _{12 of} its first 12 frequency-setting resistor has a significant effect on the static mode of the circuit. This does not allow the use of the well-known scheme in a wide range of quasi-resonance frequencies f ₀ = φ (R ₁₂ ) and currents в ₁ in the common source circuit 7 of the input differential stage 1 (this current is used to control the Q factor Q and establish a given gain K ₀ ). Indeed, with increasing current Ι ₁ in the known circuit with high resistances of the first 12 frequency-setting resistors, saturation of the output transistor of the current mirror 10 occurs. The circuit of FIG. 1 stops working if

где $$E_{п}^{(+)}$$

, $${Е}_{п}^{(-)}$$

- напряжения источников питания.Where $$E_P^{(+)}$$

, $$E_P^{(-)}$$

- voltage power supplies.

Кроме этого указанный выше недостаток ограничивает возможность минимизации чувствительности основных параметров данной схемы ИУ к нестабильности ее элементов.In addition, the aforementioned drawback limits the possibility of minimizing the sensitivity of the main parameters of a given DUT to the instability of its elements.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в расширении допустимого диапазона частот квазирезонанса f₀, зависящего от численных значений сопротивления первого 12 частотозадающего резистора. При этом в схеме ИУ сохраняется высокое асимптотическое затухание выходного сигнала в диапазоне дорезонансных частот.The main objective of the invention is to expand the permissible frequency range of the quasi-resonance f ₀ , depending on the numerical values of the resistance of the first 12 frequency-setting resistor. At the same time, a high asymptotic attenuation of the output signal in the range of pre-resonant frequencies is maintained in the DUT circuit.

Поставленная задача решается тем, что в ИУ фиг. 1, содержащем входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16, предусмотрены новые элементы и связи - выход токового зеркала 10 соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а второй вывод первого 12 частотозадающего резистора связан с цепью смещения статического уровня 17.The problem is solved in that in the DUT of FIG. 1, containing the input differential stage 1 with the first 2 and second 3 antiphase current outputs, a signal source 4 connected to the first 5 input of the differential input stage 1 inverting relative to the first 2 current output, the first 6 power supply bus connected to a common source circuit 7 of the input differential stage 1, the second 8 non-inverting relative to the first 2 current output, the input of the input differential stage 1, connected to the output of the device 9, the current mirror 10, consistent with the second 11 source bus power supply, the input of which is connected to the second 3 current output of the input differential stage 1, and the output is connected to the first output of the first 12 frequency-setting resistor, the first 13 frequency-setting capacitor connected between the current output of the current mirror 10 and the output of the device 9, the second 14 frequency-setting resistor and the second 15 frequency-setting capacitor connected by alternating current parallel to each other between the output of the device 9 and the common bus of the power sources 16, there are new elements and connections - the output of the current mirror 10 s 2 are united with the first current output of the input differential stage 1 and the second terminal of the first resistor 12 is connected to frequency control circuit 17, the static level shifting.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг. 1. На чертеже фиг. 2 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с п. 1 и 2 формулы изобретения.A prototype amplifier circuit is shown in FIG. 1. In the drawing of FIG. 2 presents a diagram of the claimed IU in accordance with paragraphs 1 and 2 of the claims.

На чертеже фиг. 3 показана схема фиг. 2 по п. 2 формулы изобретения с конкретным выполнением токового зеркала 10.In the drawing of FIG. 3 shows a diagram of FIG. 2 according to claim 2 of the claims with a specific embodiment of the current mirror 10.

На чертеже фиг. 4 представлена схема ИУ, соответствующая фиг. 2 для случая, когда в ней используется полевые транзисторы другого типа проводимости.In the drawing of FIG. 4 is a diagram of the DUT corresponding to FIG. 2 for the case when it uses field-effect transistors of a different type of conductivity.

На чертеже фиг. 5 представлена схема заявляемого ИУ в соответствии с п. 3 формулы изобретения.In the drawing of FIG. 5 presents a diagram of the claimed IU in accordance with paragraph 3 of the claims.

На чертеже фиг. 6 представлена схема ИУ фиг. 4 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.In the drawing of FIG. 6 is a diagram of the DUT of FIG. 4 in a Cadence computer simulation environment on SiGe integrated transistor models.

На чертежах фиг. 7 и фиг. 8 представлены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг. 6 в широком (фиг. 8) и узком (фиг. 7) диапазонах частот при разных значениях тока источника тока Ι₀ двухполюсника 20 (фиг. 4) (R12=3 кОм, R14=0,6 кОм, С13=С15=50фФ, где R12, R14, С13, С15 - параметры соответствующих элементов схемы 12, 14, 13, 15).In the drawings of FIG. 7 and FIG. 8 shows the amplitude-frequency characteristics of the DUT of FIG. 6 in the wide (Fig. 8) and narrow (Fig. 7) frequency ranges at different values of the current source current Ι _{0 of the} two-terminal network 20 (Fig. 4) (R12 = 3 kOhm, R14 = 0.6 kOhm, C13 = C15 = 50 fF where R12, R14, C13, C15 are the parameters of the corresponding elements of the circuit 12, 14, 13, 15).

На чертеже фиг. 9 показана схема фиг. 5 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.In the drawing of FIG. 9 is a diagram of FIG. 5 in a Cadence computer simulation environment on SiGe integrated transistor models.

На чертеже фиг. 10 приведена амплитудно-частотная характеристика в крупном масштабе ИУ фиг. 9 при R12=3 кОм, R14=600 Ом, С13=С15=50фФ, и различных значениях тока Ι₀ двухполюсника 26 (фиг. 5).In the drawing of FIG. 10 shows the amplitude-frequency response on a large scale of the DUT of FIG. 9 at R12 = 3 kΩ, R14 = 600 Ohm, C13 = C15 = 50 fF, and various current values Ι _{0 of the} two-terminal terminal 26 (Fig. 5).

На чертеже фиг. 11 приведена амплитудно-частотная характеристика усилителя фиг. 9 в мелком масштабе в диапазоне до резонансных частот при R12=R14=2 КОм, С13=С15=50фФ и различных значениях тока I₀.In the drawing of FIG. 11 shows the frequency response of the amplifier of FIG. 9 on a small scale in the range to the resonant frequencies at R12 = R14 = 2 KOhm, C13 = C15 = 50 fF and various current values I ₀ .

Избирательный усилитель с высоким асимптотическим затуханием в диапазоне дорезонансных частот фиг. 2 содержит входной дифференциальный каскад 1 с первым 2 и вторым 3 противофазными токовыми выходами, источник сигнала 4, связанный с инвертирующим относительно первого 2 токового выхода первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, первую 6 шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1, второй 8 неинвертирующий относительно первого 2 токового выхода вход входного дифференциального каскада 1, связанный с выходом устройства 9, токовое зеркало 10, согласованное со второй 11 шиной источника питания, вход которого соединен со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а выход соединен с первым выводом первого 12 частотозадающего резистора, первый 13 частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала 10 и выходом устройства 9, второй 14 частотозадающий резистор и второй 15 частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства 9 и общей шиной источников питания 16. Выход токового зеркала 10 соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а второй вывод первого 12 частотозадающего резистора связан с цепью смещения статического уровня 17.Selective amplifier with high asymptotic attenuation in the range of pre-resonant frequencies of FIG. 2 contains an input differential stage 1 with first 2 and second 3 antiphase current outputs, a signal source 4 connected to the first 5 input of the differential input stage 1 inverting relative to the first 2 current output, the first 6 power supply bus connected to a common source circuit 7 of the differential input stage 1, the second 8 non-inverting relative to the first 2 current output, the input of the input differential stage 1, connected to the output of the device 9, the current mirror 10, matched with the second 11 source bus power supply, the input of which is connected to the second 3 current output of the input differential stage 1, and the output is connected to the first output of the first 12 frequency-setting resistor, the first 13 frequency-setting capacitor connected between the current output of the current mirror 10 and the output of the device 9, the second 14 frequency-setting resistor and the second 15 frequency-setting capacitor connected by alternating current parallel to each other between the output of the device 9 and the common bus of the power sources 16. The output of the current mirror 10 is connected to the first 2 current output of the input about differential cascade 1, and the second output of the first 12 frequency-setting resistor is connected to the bias circuit of the static level 17.

На чертеже фиг. 2, а также фиг. 3 и фиг. 4, в соответствии с п. 2 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 1 содержит первый 18 и второй 19 полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1 через источник управляющего тока 20, затвор первого 18 полевого транзистора соединен с первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к первому 2 токовому выходу входного дифференциального каскада 1, затвор второго 19 полевого транзистора соединен со вторым 8 неинвертирующим входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен ко второму 3 токовому выходу входного дифференциального каскада 1. Кроме этого токовое зеркало 10 реализовано здесь на транзисторах 21 и 22. В частном случае в схему может быть включен вспомогательный конденсатор 23, который может «выключать» усиление по петле обратной связи ИУ и обеспечить более глубокое ослабление выходного сигнала в диапазоне послерезонансных частот.In the drawing of FIG. 2 as well as FIG. 3 and FIG. 4, in accordance with paragraph 2 of the claims, the input differential stage 1 contains first 18 and second 19 field-effect transistors, the combined sources of which are connected to a common source circuit 7 of the input differential stage 1 through a control current source 20, the gate of the first 18 field-effect transistor is connected to the first 5 input of the input differential stage 1, and its drain is connected to the first 2 current output of the input differential stage 1, the gate of the second 19 field-effect transistor is connected to the second 8 non-inverting input of the input of the differential cascade 1, and its drain is connected to the second 3 current output of the input differential cascade 1. In addition, the current mirror 10 is implemented here on transistors 21 and 22. In the particular case, an auxiliary capacitor 23 can be included in the circuit, which can turn off the gain by the feedback loop of the DUT and provide a deeper attenuation of the output signal in the range of post-resonant frequencies.

На чертеже фиг. 5, в соответствии с п. 3 формулы изобретения, входной дифференциальный каскад 1 содержит первый 24 и второй 25 полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью 7 входного дифференциального каскада 1 через источник управляющего тока 26, затвор первого 24 полевого транзистора соединен с первым 5 входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к истоку третьего 27 полевого транзистора, затвор второго 25 полевого транзистора соединен со вторым 8 неинвертирующим входом входного дифференциального каскада 1, а его сток подключен к истоку четвертого 28 полевого транзистора, причем затвор третьего 27 и четвертого 28 полевых транзисторов подключены к источнику дополнительного напряжения смещения 29, сток третьего 27 полевого транзистора соединен с первым 2 токовым выходом входного дифференциального каскада 1, а сток четвертого 28 полевого транзистора связан со вторым 3 токовым выходом входного дифференциального каскада 1.In the drawing of FIG. 5, in accordance with paragraph 3 of the claims, the input differential stage 1 contains first 24 and second 25 field-effect transistors, the combined sources of which are connected to a common source circuit 7 of the input differential stage 1 through a control current source 26, the gate of the first 24 field-effect transistor is connected to the first 5 input of the input differential stage 1, and its drain is connected to the source of the third 27 field-effect transistor, the gate of the second 25 field-effect transistor is connected to the second 8 non-inverting input of the input differential helmet yes 1, and its drain is connected to the source of the fourth 28 field-effect transistor, and the gate of the third 27 and fourth of the 28 field-effect transistors are connected to an additional bias voltage source 29, the drain of the third 27 field-effect transistor is connected to the first 2 current output of the input differential stage 1, and the drain of the fourth 28 field-effect transistor is connected to the second 3 current output of the input differential stage 1.

Рассмотрим работу предлагаемой схемы фиг. 2.Consider the operation of the proposed circuit of FIG. 2.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг. 2 имеет следующий вид:The complex transfer coefficient of the DUT of FIG. 2 has the following form:

где f - частота входного сигнала;where f is the frequency of the input signal;

f₀ - частота полюса (квазирезонанса) ИУ;f ₀ is the frequency of the pole (quasi-resonance) of the DUT;

Q - добротность полюса ИУ;Q is the quality factor of the pole of the DUT;

K₀ - коэффициент усиления ИУ по напряжению на частоте квазирезонанса f₀.K ₀ is the gain of the DUT in terms of voltage at the frequency of quasi-resonance f ₀ .

Полагая (на данном этапе анализа), что емкость конденсатора С₂₃=0, можно найти следующие основные параметры схемы ИУ фиг. 2:Assuming (at this stage of the analysis) that the capacitance of the capacitor C ₂₃ = 0, one can find the following main parameters of the DUT circuit of FIG. 2:

где

- эквивалентная крутизна дифференциального каскада (18, 19);Where

is the equivalent slope of the differential cascade (18, 19);

g_m1≈g_m2 - крутизна полевых транзисторов 18, 19;g _m1 ≈g _m2 - the steepness of field-effect transistors 18, 19;

K_i≈1 - коэффициент передачи по току токового зеркала 10.K _i ≈1 - current transfer coefficient of the current mirror 10.

Для КМОП-транзисторов, работающих в пологой области вольт-амперных характеристик, известна зависимость крутизны g_m1 от тока стока I_d1:For CMOS transistors operating in a shallow region of current-voltage characteristics, the dependence of the slope g _m1 on the drain current I _{d1 is} known:

где I_d1=I_d2=0,5I₀; 2I₀=I₂₀ - статический ток источника опорного тока 20; |β| - параметр транзистора, зависящий от его геометрических пропорций.where I _d1 = I _d2 = 0.5I ₀ ; 2I ₀ = I ₂₀ - static current of the reference current source 20; | β | - transistor parameter, depending on its geometric proportions.

Исходя из выражения (5), можно получить что:Based on the expression (5), we can get that:

где

Where

Из формул (3), (4), (6) следует, что путем изменения статического тока I₀ можно независимо от реализуемого значения f₀ (2) осуществить настройку добротности Q и коэффициента K₀ на заданную величину:From formulas (3), (4), (6) it follows that by changing the static current I ₀ it is possible, independently of the realized value f ₀ (2), to adjust the quality factor Q and the coefficient K ₀ by a given value:

Приведенные соотношения позволяют оптимизировать выбор конденсаторов 13 и 15 по критерию доминирующего параметра полюса.The above relations allow us to optimize the choice of capacitors 13 and 15 according to the criterion of the dominant pole parameter.

Характер приведенных выше соотношений указывает на возможность оптимального параметрического проектирования схемы ИУ фиг. 2. В отличие от частоты квазирезонанса (2) структура формулы для добротности (3) определяет альтернативы в выборе соотношений между пассивными элементами схемы. Действительно, параметрические чувствительности затухания полюса при Q>>1 имеют следующий вид:The nature of the above relations indicates the possibility of optimal parametric design of the circuit of the DUT of FIG. 2. In contrast to the frequency of quasi-resonance (2), the structure of the Q-factor formula (3) defines alternatives in the choice of relations between passive circuit elements. Indeed, the parametric sensitivity of the pole attenuation for Q >> 1 have the following form:

где

- параметры проектирования.Where

- design parameters.

Анализ уравнений (11) и (12) показывает, что при m=1 (C₁₃=C₁₅) наблюдается уменьшение параметрических чувствительностей $$S_m^{dp}$$

и $$S_k^{dp}$$

добротности полюса.An analysis of equations (11) and (12) shows that for m = 1 (C ₁₃ = C ₁₅ ), a decrease in parametric sensitivities $$S_m^{dp}$$

and $$S_k^{dp}$$

quality factor of the pole.

Аналогично, оценку влияния крутизны преобразования g_m обеспечивает чувствительность:Similarly, an estimate of the influence of the steepness of the transformation g _m provides sensitivity:

Отметим, что суммарные чувствительностиNote that the total sensitivity

указывают на возможность параметрической оптимизации по набору дополнительных критериев и ограничений.indicate the possibility of parametric optimization over a set of additional criteria and limitations.

Если выбрать C₁₃=C₁₅=C, то как следует из (3) оптимальное отношение (R₁₂/R₁₄)_opt соответствует значению 1/2, и тогда при минимальной эквивалентной крутизне g_m выполняется условиеIf we choose C ₁₃ = C ₁₅ = C, then, as follows from (3), the optimal ratio (R ₁₂ / R ₁₄ ) _opt corresponds to 1/2, and then with the minimum equivalent slope g _m the condition

Или с учетом (6) при изменении управляющего тока I₀:Or taking into account (6) when changing the control current I ₀ :

В этом случае чувствительности основных параметров ИУ к нестабильности пассивных элементов схемы также оптимизируются:In this case, the sensitivity of the main parameters of the DUT to the instability of passive circuit elements are also optimized:

Таким образом, предлагаемая схема ИУ фиг. 2 позволяет за счет выбора первого 12 частотозадающего резистора оптимизировать параметры полюса (f₀) при минимальных требованиях к эквивалентной крутизне преобразования g_m.Thus, the proposed Yiwu circuit of FIG. 2 allows, due to the choice of the first 12 frequency-setting resistor, to optimize the pole parameters (f ₀ ) with minimum requirements for the equivalent conversion slope g _m .

Высокое асимптотическое затухание в схеме фиг. 2 обеспечивается в силу чрезвычайно низкого изменения тока затвора входных полевых транзисторов, что минимизирует прямую передачу входного сигнала на выход ИУ (9). Это свойство позволяет упростить создание полосовых фильтров высокого порядка.The high asymptotic attenuation in the circuit of FIG. 2 is provided due to the extremely low change in the gate current of the input field-effect transistors, which minimizes the direct transmission of the input signal to the output of the DUT (9). This property makes it easy to create high-pass bandpass filters.

Настоящая схема характеризуется значительными преимуществами и при реализации относительно небольших добротностей (Q<5). Это утверждение связано с простой возможностью реализации условия g_mR₁₂=1. Действительно, как следует из соотношения (3)? в этом случае при C₁₃=C₁₅:This scheme is characterized by significant advantages in the implementation of relatively small Q factors (Q <5). This statement is connected with the simple possibility of realizing the condition g _m R ₁₂ = 1. Indeed, as follows from relation (3)? in this case, when C ₁₃ = C ₁₅ :

То есть схема ИУ характеризуется экстремально низкой параметрической чувствительностью. Реализация настоящего условия с учетом соотношений (5), (6) не связано с жесткими ограничениями на величину сопротивления R₁₂ первого 12 частотозадающего резистора.That is, the DUT circuitry is characterized by extremely low parametric sensitivity. The implementation of this condition, taking into account relations (5), (6), is not associated with strict restrictions on the resistance value R _{12 of the} first 12 frequency-setting resistor.

Сформулированное свойство ИУ фиг. 2 можно также использовать в многозвенных системах для настройки как АЧХ, так и ФЧХ фильтра.The stated property of the DUT of FIG. 2 can also be used in multi-link systems for tuning both the frequency response and the frequency response of the filter.

Приведенные на чертежах фиг. 7, фиг. 8 результаты моделирования показывают, что частота полюса f₀ несколько изменяется при изменении тока источника Ι₀ - при уменьшении тока Ι₀, наблюдается сдвиг f₀ в область низких частот. Это объясняется влиянием выходного сопротивления транзистора 18, шунтирующего сопротивление R₁₂ первого 12 частотозадающего резистора.Referring to the drawings of FIG. 7, FIG. 8, the simulation results show that the pole frequency f ₀ changes slightly when the current of the source Ι ₀ changes - when the current тока ₀ decreases, a shift of f ₀ to the low-frequency region is observed. This is due to the influence of the output resistance of the transistor 18, shunting the resistance R _{12 of the} first 12 frequency-setting resistor.

В этой связи более широкими возможностями обладает схема фиг. 5, в которой введены третий 27 и четвертый 28 дополнительные транзисторы, минимизирующие изменения эквивалентного выходного сопротивления в узле 2 (первом 2 токовом выходе) в процессе управления током I₂₆=2I₀ и, следовательно, уменьшающие изменения f₀ (фиг. 10, фиг. 11).In this regard, the circuit of FIG. 5, in which the third 27 and fourth 28 additional transistors are introduced, minimizing changes in the equivalent output resistance in node 2 (first 2 current output) in the process of controlling the current I ₂₆ = 2I ₀ and, therefore, reducing changes in f ₀ (Fig. 10, FIG. . eleven).

Анализ полученных частотных характеристик ИУ показывает, что их вид достаточно точно соответствует исходному математическому соотношению (1). Низкая параметрическая чувствительность предлагаемых ИУ обеспечивает возможность перестройки током источника тока Ι₀ добротности Q в относительно широких пределах. При этом возникающее изменение частоты полюса не превышает 5÷40%.An analysis of the obtained frequency characteristics of the DUT shows that their form corresponds quite accurately to the original mathematical relation (1). The low parametric sensitivity of the proposed DUTs makes it possible for the current source to tune Q Ι _{0 of the} Q factor over a relatively wide range. In this case, the resulting change in the frequency of the pole does not exceed 5–40%.

Предлагаемая схема ИУ и ее основные модификации позволяют решить ряд практических проблем в рамках SiGe технологий:The proposed DUT scheme and its main modifications allow solving a number of practical problems within the framework of SiGe technologies:

1. В схемах ИУ при их последовательном соединении можно исключить дополнительные цепи согласования статических режимов на постоянном токе, что важно при построении полосовых фильтров высокого порядка.1. In the DUT circuits, when connected in series, additional matching circuits for static modes of direct current can be excluded, which is important when constructing high-order bandpass filters.

2. Отсутствие входных разделительных конденсаторов положительно сказывается на частотном диапазоне ИУ и уменьшает занимаемую им площадь кристалла.2. The absence of input isolation capacitors has a positive effect on the frequency range of the DUT and reduces the occupied area of the crystal.

3. В заявляемых схемах ИУ отсутствуют дополнительные (не связанные с реализацией параметров f₀ и Q) ограничения на численные значения сопротивлений первого 12 частотозадающего резистора. В конечном итоге это позволяет осуществить параметрическую оптимизацию ИУ по критерию параметрической чувствительности.3. In the claimed DUT schemes, there are no additional (not related to the implementation of the parameters f ₀ and Q) restrictions on the numerical values of the resistances of the first 12 frequency-setting resistor. Ultimately, this allows the parametric optimization of the DUT according to the criterion of parametric sensitivity.

4. Предлагаемые схемотехнические решения ИУ обеспечивают неитерационную процедуру настройки при сохранении высокого асимптотического затухания в области нижних частот (f₁<<f₂) и нулевых режимных (постоянных) входных и выходных напряжениях схемы.4. The proposed circuitry solutions of the DUT provide a non-iterative tuning procedure while maintaining a high asymptotic attenuation in the low-frequency region (f ₁ << f ₂ ) and zero operating (constant) input and output voltages of the circuit.

5. Возможен выбор оптимальных значений параметров пассивных компонентов ИУ, что не требует значительных напряжений источника питания.5. It is possible to select the optimal values of the parameters of the passive components of the DUT, which does not require significant voltage supply.

6. Рассмотренное схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления и добротности, и также сравнительно малым токопотреблением по сравнению с классическими ИУ на основе СВЧ операционных усилителей.6. The considered circuitry solution of the DUT is characterized by higher values of the gain and quality factor, and also relatively low current consumption compared to the classic DUT based on microwave operational amplifiers.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более широким допустимым диапазоном частоты квазирезонанса f₀, а также значениями коэффициента усиления K₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства. Кроме того, схема имеет высокое ослабление выходного сигнала в диапазоне до резонансных частот. Это повышает эффективность его использования в измерительных и радиотехнических устройствах различного назначения.Thus, the claimed circuit solution of the DUT is characterized by a wider permissible range of the frequency of the quasi-resonance f ₀ , as well as the values of the gain K ₀ and increased values of the quality factor Q, characterizing its selective properties. In addition, the circuit has a high attenuation of the output signal in the range up to the resonant frequencies. This increases the efficiency of its use in measuring and radio devices for various purposes.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОКBIBLIOGRAPHIC LIST

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC′08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp. 50-53.1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC′08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp. 50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем- 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С. 583-586.2. Microwave SF blocks of communication systems based on fully differential operational amplifiers / Prokopenko NN, Budyakov AS, K. Schmalz, S.Scheytt // Problems of developing promising micro- and nanoelectronic systems-2010. Proceedings / under the general. ed. Academician of the RAS A.L. Stempkovsky. - M .: IPPM RAS, 2010 .-- S. 583-586.

3. Патент US 4.843.343.3. Patent US 4.843.343.

4. Патент US 4.590.435 fig. 5.4. Patent US 4,590,435 fig. 5.

5. Патент US 4.999.585 fig. 2.5. Patent US 4.999.585 fig. 2.

6. Патент US 6.307.438 fig. 2.6. US patent 6.307.438 fig. 2.

7. Патент US 4.267.518 fig. 4.7. US Pat. No. 4,267,518 fig. four.

8. Патент WO 03052925.8. Patent WO 03052925.

9. Патентная заявка US 2008/0246538 fig. 3.9. Patent application US 2008/0246538 fig. 3.

10. Патентная заявка US 2010/0201437.10. Patent application US 2010/0201437.

11. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N. Budyakov P.S., Butyrlagin N.V. SiGe Selective Amplifier of Microwave Range with High Asymptotic Attenuation // Proceedings 6th International Conference on Computational Intelligence, Communication Systems and Networks. Tetovo, Macedonia Republic 27-29, May, 2014. Pp. 218-221.11. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N. Budyakov P.S., Butyrlagin N.V. SiGe Selective Amplifier of Microwave Range with High Asymptotic Attenuation // Proceedings 6th International Conference on Computational Intelligence, Communication Systems and Networks. Tetovo, Macedonia Republic 27-29, May, 2014. Pp. 218-221.

12. S.G. Krutchinskiy, G.A. Svizev, N.N. Prokopenko, N.V. Butyrlagin, "Controlled selective amplifier of microwave range," in Microwave and Telecommunication Technology (CriMiCo), 2013 23rd International Crimean Conference, September 2013, pp. 80-81. Available: Article number 6652617.12. S.G. Krutchinskiy, G.A. Svizev, N.N. Prokopenko, N.V. Butyrlagin, "Controlled selective amplifier of microwave range," in Microwave and Telecommunication Technology (CriMiCo), 2013 23rd International Crimean Conference, September 2013, pp. 80-81. Available: Article number 6652617.

13. Пат. 2523953, Российская Федерация, МПК8 H03F 3/00. Измерительный усилитель с резонансной амплитудно-частотной характеристикой / Прокопенко Н.Н., Крутчинский С.Г., Свизев Г.А., Будяков П.С.; заявитель и патентообладатель ФГБОУ ВПО «Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса». - №2013106008/08; заявл. 12.02.2013; опубл. 27.07.2014, Бюл. №21. - 9 с. 13. Pat. 2523953, Russian Federation, IPC8 H03F 3/00. A measuring amplifier with a resonant amplitude-frequency characteristic / Prokopenko N.N., Krutchinsky S.G., Svisev G.A., Budyakov P.S .; Applicant and patent holder of FSBEI HPE “South-Russian State University of Economics and Service”. - No. 2013106008/08; declared 02/12/2013; publ. 07/27/2014, Bull. No. 21. - 9 p.

Claims (3)

1. Избирательный усилитель с высоким асимптотическим затуханием в диапазоне дорезонансных частот, содержащий входной дифференциальный каскад (1) с первым (2) и вторым (3) противофазными токовыми выходами, источник сигнала (4), связанный с инвертирующим относительно первого (2) токового выхода первым (5) входом входного дифференциального каскада (1), первую (6) шину источника питания, связанную с общей истоковой цепью (7) входного дифференциального каскада (1), второй (8) неинвертирующий относительно первого (2) токового выхода вход входного дифференциального каскада (1), связанный с выходом устройства (9), токовое зеркало (10), согласованное со второй (11) шиной источника питания, вход которого соединен со вторым (3) токовым выходом входного дифференциального каскада (1), а выход соединен с первым выводом первого (12) частотозадающего резистора, первый (13) частотозадающий конденсатор, включенный между токовым выходом токового зеркала (10) и выходом устройства (9), второй (14) частотозадающий резистор и второй (15) частотозадающий конденсатор, включенные по переменному току параллельно друг другу между выходом устройства (9) и общей шиной источников питания (16), отличающийся тем, что выход токового зеркала (10) соединен с первым (2) токовым выходом входного дифференциального каскада (1), а второй вывод первого (12) частотозадающего резистора связан с цепью смещения статического уровня (17).1. A selective amplifier with high asymptotic attenuation in the range of pre-resonant frequencies, containing an input differential stage (1) with the first (2) and second (3) antiphase current outputs, a signal source (4) connected to the current output inverting relative to the first (2) the first (5) input of the input differential stage (1), the first (6) bus of the power supply connected to the common source circuit (7) of the input differential stage (1), the second (8) non-inverting input of the differential input relative to the first (2) current output the alien cascade (1) associated with the output of the device (9), the current mirror (10), coordinated with the second (11) bus of the power source, the input of which is connected to the second (3) current output of the input differential stage (1), and the output is connected with the first output of the first (12) frequency setting resistor, the first (13) frequency setting capacitor connected between the current output of the current mirror (10) and the output of the device (9), the second (14) frequency setting resistor and the second (15) frequency setting capacitor, switched on alternately current parallel to each other between at the output of the device (9) and the common bus of power supplies (16), characterized in that the output of the current mirror (10) is connected to the first (2) current output of the input differential stage (1), and the second output of the first (12) frequency-setting resistor is connected with a static level bias circuit (17). 2. Избирательный усилитель с высоким асимптотическим затуханием в диапазоне дорезонансных частот по п. 1, отличающийся тем, что входной дифференциальный каскад (1) содержит первый (18) и второй (19) полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью (7) входного дифференциального каскада (1) через источник управляющего тока (20), затвор первого (18) полевого транзистора соединен с первым (5) входом входного дифференциального каскада (1), а его сток подключен к первому (2) токовому выходу входного дифференциального каскада (1), затвор второго (19) полевого транзистора соединен со вторым (8) неинвертирующим входом входного дифференциального каскада (1), а его сток подключен ко второму (3) токовому выходу входного дифференциального каскада (1).2. A selective amplifier with high asymptotic attenuation in the range of pre-resonance frequencies according to claim 1, characterized in that the input differential stage (1) contains the first (18) and second (19) field-effect transistors, the combined sources of which are connected to a common source circuit (7 ) of the input differential stage (1) through the control current source (20), the gate of the first (18) field-effect transistor is connected to the first (5) input of the input differential stage (1), and its drain is connected to the first (2) current output of the input differential stage(1), the gate of the second (19) field-effect transistor is connected to the second (8) non-inverting input of the input differential stage (1), and its drain is connected to the second (3) current output of the input differential stage (1). 3. Избирательный усилитель с высоким асимптотическим затуханием в диапазоне дорезонансных частот по п. 1, отличающийся тем, что входной дифференциальный каскад (1) содержит первый (24) и второй (25) полевые транзисторы, объединенные истоки которых связаны с общей истоковой цепью (7) входного дифференциального каскада (1) через источник управляющего тока (26), затвор первого (24) полевого транзистора соединен с первым (5) входом входного дифференциального каскада (1), а его сток подключен к истоку третьего (27) полевого транзистора, затвор второго (25) полевого транзистора соединен со вторым (8) неинвертирующим входом входного дифференциального каскада (1), а его сток подключен к истоку четвертого (28) полевого транзистора, причем затвор третьего (27) и четвертого (28) полевых транзисторов подключены к источнику дополнительного напряжения смещения (29), сток третьего (27) полевого транзистора соединен с первым (2) токовым выходом входного дифференциального каскада (1), а сток четвертого (28) полевого транзистора связан со вторым (3) токовым выходом входного дифференциального каскада (1). 3. A selective amplifier with high asymptotic attenuation in the pre-resonance frequency range according to claim 1, characterized in that the input differential stage (1) contains the first (24) and second (25) field-effect transistors, the combined sources of which are connected to a common source circuit (7 ) of the input differential stage (1) through the source of control current (26), the gate of the first (24) field-effect transistor is connected to the first (5) input of the input differential stage (1), and its drain is connected to the source of the third (27) field-effect transistor, the gate second (25) floor of the second transistor is connected to the second (8) non-inverting input of the input differential stage (1), and its drain is connected to the source of the fourth (28) field-effect transistor, and the gate of the third (27) and fourth (28) field-effect transistors are connected to an additional bias voltage source ( 29), the drain of the third (27) field-effect transistor is connected to the first (2) current output of the input differential stage (1), and the drain of the fourth (28) field-effect transistor is connected to the second (3) current output of the input differential stage (1).

Images