RU2490756C2 - Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method - Google Patents
Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method Download PDFInfo
- Publication number
- RU2490756C2 RU2490756C2 RU2011124626/07A RU2011124626A RU2490756C2 RU 2490756 C2 RU2490756 C2 RU 2490756C2 RU 2011124626/07 A RU2011124626/07 A RU 2011124626/07A RU 2011124626 A RU2011124626 A RU 2011124626A RU 2490756 C2 RU2490756 C2 RU 2490756C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- phase
- signal
- given
- modulated signal
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to the field of radio communications and radar and can be used to demodulate phase-shifted, as well as phase-modulated signals.
Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two nonlinear elements simultaneously are fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on non-linear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.
Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования недостаточного количества колебательных контуров и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of phase change of the high-frequency PMS, it is necessary to have a reference oscillator. Another disadvantage is the inability to correct the amplitude modulation coefficient of AFMS, which when passing through resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of AFMS or to a decrease in noise immunity. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of an insufficient number of oscillatory circuits and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting FMS to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies.
Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that to demodulate the FMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal (HMS) converter in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС коэффициент амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования недостаточного количества колебательных контуров и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. Кроме того, классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем он никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in magnitude, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of an insufficient number of oscillatory circuits and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting FMS to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In addition, the classical theory of radio circuits suggests that a nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore it does not react at all to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with increasing frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.
Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданном коэффициенте амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке при одновременном увеличении полосы частот, в которой это преобразование возможно, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide FMS demodulation without using a reference oscillation generator with FMS to AFMS conversion using the high-frequency part of the demodulator for a given amplitude modulation coefficient of AFMS at high frequency load while increasing the frequency band in which this conversion is possible, which increases the noise immunity of the receiver.
1. Указанный результат достигается тем, что в способе демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящем в том, что фазомодулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из линейного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента и избирательной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи этого сигнала на правый или на левый склон АЧХ, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на дифференцирующую или на интегрирующую цепь соответственно, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, дополнительно четырехполюсник выполняют резистивным, нелинейный элемент включают в поперечную цепь между выходом источника фазомодулированного сигнала и входом четырехполюсника, между выходом четырехполюсника и фильтром нижних частот в поперечную цепь вводят высокочастотную нагрузку, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет выбора частотных характеристик мнимых составляющих сопротивлений высокочастотной нагрузки xн и источника высокочастотного сигнала x0 с помощью следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that the phase-modulated signal is supplied to a demodulator made of a linear four-terminal device, a two-electrode nonlinear element and a selective load, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, conversion of the phase-modulated signal to the amplitude-phase-modulated signal is carried out by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, the low-frequency component The amplitude-phase-modulated signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, and a low-frequency information signal is isolated using a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal , additionally, the four-terminal device is resistive, a nonlinear element is included in the transverse circuit between the output a phase-modulated signal source house and a four-terminal input, a high-frequency load is introduced into the transverse circuit between the four-terminal output and the low-pass filter, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal by forming a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band due to the choice of frequency components high load resistances x n and the source RF signal x 0 using follows uyuschih mathematical expressions:
2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал в виде линейного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно четырехполюсник выполнен в виде П-образного соединения трех резистивных двухполюсников, нелинейный элемент включен в поперечную цепь между выходом источника фазомодулированного сигнала и входом четырехполюсника, между выходом четырехполюсника и фильтром нижних частот в поперечную цепь введена высокочастотная нагрузка, причем мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки xн и источника высокочастотного сигнала x0 реализованы реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны из условия обеспечения операции преобразования фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью следующих математических выражений:2. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear four-terminal, two-electrode nonlinear element, low-pass filter, an additional four-terminal in the form of a U-shaped connection of three resistive bipolar, a nonlinear element is included in the transverse circuit between the output house source phase modulated signal and the input of the quadrupole, between the output quadripole and lowpass filter the transverse chain introduced the high-load, and imaginary components of the high frequency load resistances x n and the source RF signal x 0 realized reactive two-terminal networks in the form of series-connected two parallel resonant circuits, the values of the parameters of which L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected from the condition for ensuring the operation of converting a phase-modulated signal into amplitude-phase-modulated signal by forming a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band using the following mathematical expressions:
На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).
На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to
На фиг.3 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.4 приведена схема каждого из двухполюсников, формирующих мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки предлагаемого устройства по п.2.Figure 4 shows a diagram of each of the two-terminal circuits, forming the imaginary components of the resistance of the source of high-frequency signal and high-frequency load of the proposed device according to
Устройство-прототип (фиг.1) содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе Cp и низкочастотную нагрузку 6 на элементах Rн, Сн.The prototype device (Fig. 1) contains a phase-modulated
Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.
Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор (фиг.1). Принцип действия устройства, реализующего этот способ, состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей высокочастотного АФМС, то есть по закону изменения фазы входного ФМС, изменяющейся по закону изменения амплитуды первичного сигнала.Phase-modulated signal from the
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, коэффициент амплитудной модуляции последнего является незначительным. Это связано с большой шириной спектра ФМС или с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал. В общем случае коэффициент амплитудной модуляции АФМС уменьшается и становится, как правило, неизвестным. Таким образом, основной недостаток состоит в неразрешимости в рамках прототипа противоречия предъявляемых требований к увеличению крутизны и полосы частот квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the latter is negligible. This is due to the large width of the FMS spectrum or to the low quality factor of the circuit. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal. In the general case, the amplitude modulation coefficient AFMS decreases and becomes, as a rule, unknown. Thus, the main disadvantage is the insolubility within the prototype of the contradiction of the requirements for increasing the steepness and frequency band of the quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator.
Высокочастотная часть (до фильтра нижних частот) структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из источника ФМС 1, резистивного четырехполюсника 2, двухэлектродного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Резистивный четырехполюсник 2 выполнен в виде П-образного соединения трех резистивных двухполюсников (фиг.3), сопротивления которых могут быть выбраны произвольно или из каких-либо физических соображений. Частотные зависимости мнимых составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки выбраны из условия формирования квазилинейного склона АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на четырех заданных частотах требуемой полосы частот. Реализация этих зависимостей осуществлена реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров (фиг.4), значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны из условия обеспечения операции преобразования фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью определенных математических выражений. Реальные сопротивления источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки могут быть чисто активными (это часто встречается на практике). В этом случае мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки, реализованные указанным образом, подключаются последовательно к соответствующим активным сопротивлениям. Выполнение четырехполюсника резистивным является дополнительной возможностью увеличения квазилинейного участка склона АЧХ, поскольку параметры резистивных элементов не зависят от частоты в очень большой полосе частот.The high-frequency part (before the low-pass filter) of the structural diagram of the generalized proposed device according to claim 2 (Fig. 2) consists of an
Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений элементов реактивных двухполюсников будет сформирован левый или правый склон АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на четырех заданных частотах требуемой полосы частот. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АФМС в большей полосе частот, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между источником ФМС и четырехполюсником. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.The principle of operation of this device is that when the FMS is supplied from
Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.
Пусть известны зависимости действительных составляющих комплексных сопротивлений нагрузки zн=rн+jxн и источника ФМС z0=r0+jx0 от частоты. Известна также зависимость проводимости двухполюсного управляемого элемента y=g+jb при выбранной рабочей точке от частоты. Здесь и далее аргумент (частота) для простоты опущен. Таким образом, нелинейный элемент характеризуется матрицей передачи:Let the dependences of the real components of the complex load resistances z n = r n + jx n and the FMS source z 0 = r 0 + jx 0 on frequency be known. The dependence of the conductivity of a bipolar controlled element y = g + jb at a selected operating point on frequency is also known. Hereinafter, the argument (frequency) is omitted for simplicity. Thus, a nonlinear element is characterized by a transfer matrix:
Резистивный четырехполюсник (РЧ) описывается матрицей передачи:Resistive four-terminal (RF) is described by the transfer matrix:
где
Общая нормированная классическая матрица передачи генератора/модулятора получается путем перемножения матриц (1) и (2) с учетом условий нормировки:The general normalized classical generator / modulator transfer matrix is obtained by multiplying matrices (1) and (2) taking into account normalization conditions:
Используя известную связь элементов матрицы рассеяния с элементами матрицы передачи (3) [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с], получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части (до фильтра нижних частот) демодулятора S21:Using the well-known connection of the elements of the scattering matrix with the elements of the transmission matrix (3) [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. 40 s], we obtain the expression for the transmission coefficient of the high-frequency part (before the low-pass filter) of the demodulator S 21 :
где g220=1+gr0-bx0; b220=gx0+br0.where g 220 = 1 + gr 0 -bx 0 ; b 220 = gx 0 + br 0 .
Входящий в (4) корень можно представить в виде комплексного числа a+jb, гдеThe root in (4) can be represented as a complex number a + jb, where
После денормировки коэффициента передачи (4) путем умножения на
Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом
Пусть требуется определить частотные зависимости мнимых составляющих сопротивлений нагрузки xн и источника ФМС x0, оптимальные по критерию обеспечению заданных зависимостей модуля m и фазы φ передаточной функции от частоты в интересах формирования АЧХ и ФЧХ высокочастотной части демодулятора с требуемой крутизной и в заданной полосе частот:Let it be required to determine the frequency dependences of the imaginary components of the load resistances x n and the FMS source x 0 , optimal according to the criterion for ensuring the given dependences of the module m and phase φ of the transfer function on frequency in the interests of generating the frequency response and phase response of the high-frequency part of the demodulator with the required slope and in a given frequency band:
Подставим (4) в (5) и после несложных преобразований и разделения комплексного уравнения на действительную и мнимую части, получим систему двух алгебраических уравнений, эквивалентных заданным зависимостям модуля m и фазы φ передаточной функции от частоты:Substituting (4) into (5) and after simple transformations and dividing the complex equation into real and imaginary parts, we obtain a system of two algebraic equations equivalent to the given dependences of the module m and phase φ of the transfer function on frequency:
где R=(rн+β)g220+r0(α+γrн)-хнb220-γx0xн; I=(rн+β)b220+x0(α+γrн)+xнg220+ухнr0.where R = (r n + β) g 220 + r 0 (α + γr n ) -x n b 220 -γx 0 x n ; I = (r n + β) b 220 + x 0 (α + γr n ) + x n g 220 + yx n r 0 .
Решение системы (6) относительно x0, хн имеет смысл зависимостей мнимых составляющих сопротивления источника сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты, оптимальных по критерию обеспечения заданных АЧХ и ФЧХ (аппроксимирующих функций):The solution of system (6) with respect to x 0 , x n has the meaning of the dependences of the imaginary components of the resistance of the signal source and the high-frequency load on the frequency, which are optimal according to the criterion of providing the specified frequency response and phase response (approximating functions):
Для реализации оптимальных характеристик (7) методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсники с сопротивлениями x0, xn из не менее чем N (числа частот интерполяции) реактивных элементов, найти выражения для их сопротивлений, приравнять их оптимальным значениям сопротивлений двухполюсников на заданных частотах, определенным по формулам (7), и решить сформированную таким образом систему N уравнений относительно N выбранных параметров реактивных элементов. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например, из условия физической реализуемости.To realize the optimal characteristics (7) by interpolation, it is necessary to form two-terminal networks with resistances x 0 , x n of at least N (the number of interpolation frequencies) of the reactive elements, find expressions for their resistances, equate them with the optimal values of the two-terminal resistances at given frequencies determined by formulas (7), and solve the thus formed system of N equations with respect to N selected parameters of the reactive elements. The values of the parameters of the remaining elements can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, for example, from the condition of physical realizability.
В соответствии с этим алгоритмом получены математические выражения для определения значений параметров L1k, C1k и L2k, C2k реактивного двухполюсника в виде последовательно соединенных двух параллельных контуров (фиг.4), оптимальных по критерию обеспечения указанных условий совпадения реальных сопротивлений с характеристиками (7) на четырех частотах:In accordance with this algorithm, mathematical expressions are obtained for determining the values of the parameters L 1k , C 1k and L 2k , C 2k of a reactive two-terminal device in the form of two parallel parallel circuits (Fig. 4), optimal by the criterion for ensuring the indicated conditions for the coincidence of real resistances with characteristics ( 7) at four frequencies:
Исходная система уравнений:The original system of equations:
Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик (7) с помощью (8), (9) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой склон АЧХ отличается от линейного не более чем заданная некоторая малая величина, поскольку выполняются условия совпадения (9) реальных частотных характеристик (8) с оптимальными (7) на четырех частотах заданной полосы частот. Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот относительно друг друга ω1-ω2, ω1-ω3, ω1-ω4, ω2-ω3, ω2-ω4, ω3-ω4 расширить квазилинейный участок склона АЧХ высокочастотной части демодулятора и фазовой демодуляционной характеристики. При этом индекс n (номер частоты) необходимо учесть в обозначениях всех частотно-зависимых величин.Implementation of optimal approximations of the frequency characteristics (7) using (8), (9) provides an increase in the frequency band within which the slope of the frequency response differs from the linear one by no more than a certain small value, since the conditions for the coincidence (9) of the real frequency characteristics (8 ) with optimal (7) at four frequencies of a given frequency band. This allows for a reasonable choice of the positions of the given frequencies relative to each other ω 1 -ω 2 , ω 1 -ω 3 , ω 1 -ω 4 , ω 2 -ω 3 , ω 2 -ω 4 , ω 3 -ω 4 to expand the quasilinear section of the slope Frequency response of the high-frequency part of the demodulator and phase demodulation characteristics. In this case, the index n (frequency number) must be taken into account in the notation of all frequency-dependent quantities.
В качестве резистивного четырехполюсника может быть выбрана любая типовая схема с известными элементами классической матрицы передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с], например П-образное соединение трех резистивных двухполюсников (фиг.3), для которого:Any typical circuit with known elements of the classical transmission matrix can be chosen as a resistive four-terminal [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. 40 s], for example, a U-shaped connection of three resistive two-terminal devices (Fig. 3), for which:
Значения сопротивлений r1, r2, r3 могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например из условий физической реализуемости параметров, определяемых с помощью (9), или из условия дополнительного увеличения полосы частот, в пределах которой сохраняется заданное отклонение склона АЧХ от линейной зависимости модуля передаточной функции от частоты.The resistance values r 1 , r 2 , r 3 can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, for example, from the conditions of physical realizability of the parameters determined using (9), or from the condition of an additional increase in the frequency band within which the specified deviation of the frequency response slope from the linear dependence of the transfer function module on frequency.
Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестен способ, обеспечивающий формирование левого или правого склона АЧХ демодулятора с заданными зависимостями модуля и фазы передаточной функции устройства демодуляции ФМС от частоты в заданной полосе частот, что позволяет осуществить преобразование ФМС в АФМС с заданным коэффициентом амплитудной модуляции АФМС в большей полосе частот, причем устройство демодуляции состоит из нелинейного двухэлектродного элемента, включенного между выходом источника ФМС и входом резистивного четырехполюсника, между выходом четырехполюсника и фильтром нижних частот в поперечную цепь введена высокочастотная нагрузка, при этом четырехполюсник выполнен в виде П-образного соединения трех резистивных двухполюсников, а мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки xn и источника высокочастотного сигнала x0 реализованы реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны по соответствующим математическим выражениям.The proposed technical solutions are new, because the method that provides the left or right slope of the frequency response of the demodulator with the given dependences of the module and phase of the transfer function of the FMS demodulation device on the frequency in a given frequency band is unknown from publicly available information, which allows the conversion of FMS to AFMS with a given amplitude coefficient AFMS modulation in a larger frequency band, and the demodulation device consists of a nonlinear two-electrode element connected between the output m of the FMS source and the input of the resistive four-terminal, between the four-terminal output and the low-pass filter a high-frequency load is introduced into the transverse circuit, while the four-terminal is made in the form of a U-shaped connection of three resistive two-terminal, and the imaginary components of the high-frequency load resistance x n and the high-frequency signal source x 0 implemented by reactive two-terminal devices in the form of two parallel parallel oscillatory circuits connected in series, whose parameter values L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected as about the corresponding mathematical expressions.
Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника резистивным в виде указанной выше схемы, включение двухполюсного нелинейного элемента между выходом источника ФМС и входом резистивного четырехполюсника в поперечную цепь, введение высокочастотной нагрузки между четырехполюсником и фильтром нижних частот в поперечную цепь, реализация мнимых составляющих сопротивлений и источника высокочастотного сигнала реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны по соответствующим математическим выражениям из условия обеспечения заданного коэффициента амплитудной модуляции АФМС осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала в большей полосе частот.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal resistive in the form of the above circuit, including a two-pole nonlinear element between the output of the FMS source and the input of the resistive four-terminal into the transverse circuit , the introduction of a high-frequency load between the four-terminal network and the low-pass filter in the transverse circuit, the implementation of imaginary resistance resistances and a high-frequency signal source by reactive two-pole circuits in the form of two parallel parallel oscillatory circuits whose parameter values L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected according to the corresponding mathematical expressions from the condition of ensuring a given amplitude modulation coefficient AFMS converts the FMS to AFMS without the presence of a reference signal source in a larger frequency band.
Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды (параметрические диоды, p-i-n диоды, ЛПД, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивных двухполюсников. Значения сопротивлений реактивных двухполюсников, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor diodes (parametric diodes, p-i-n diodes, LPD, Gunn diodes, etc.), inductances and capacitances formed in the claimed reactive two-terminal circuit can be used for their implementation. The resistance values of reactive bipolar, inductances and capacitances can be determined using mathematical expressions given in the claims.
Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операции преобразования входного ФМС в АФМС с заданным коэффициентом амплитудной модуляции за счет формирования квазилинейного склона АЧХ с заданной крутизной в большей полосе частот, что способствует повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the operation of converting the input FMS to AFMS with a given amplitude modulation coefficient due to the formation of a quasilinear frequency response slope with a given slope in a larger frequency band, which helps to increase noise immunity.
Claims (2)
- заданные отношения элементов классической матрицы передачи резистивного четырехполюсника, равные на четырех заданных частотах ωn=2πfn; n=1, 2, 3, 4 - номер частоты; r1, r2, r3 - заданные значения сопротивлений резистивных двухполюсников П-образного соединения; mn, φn - заданные значения модуля и фазы передаточной функции на четырех заданных частотах из условия формирования квазилинейных склонов АЧХ и ФЧХ с заданной крутизной и в заданной полосе частот; gn, bn - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости двухполюсного нелинейного элемента на четырех заданных частотах; r0n, rнn - заданные значения действительных составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах; k=0, н - индекс, характеризующий действительные и мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки; xkn - оптимальные значения мнимых составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах. 2. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear four-terminal, two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, characterized in that the four-terminal is made in the form of a U-shaped connection of three resistive bipolar, a nonlinear element is included in the transverse circuit between the output of the phase-modulated source a signal and a four-terminal input, a high-frequency load is introduced into the transverse circuit between the four-terminal output and the low-pass filter, and the imaginary components of the high-frequency load resistances x n and the high-frequency signal source x 0 are realized by reactive two-poles in the form of two parallel oscillatory circuits connected in series, whose parameter values are L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected from the condition for ensuring the operation of converting the phase-modulated signal into an amplitude-phase-modulated signal Al by forming a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band using the following mathematical expressions
- given relations of elements of the classical transmission matrix resistive four-terminal, equal at four given frequencies ω n = 2πf n ; n = 1, 2, 3, 4 - frequency number; r 1 , r 2 , r 3 - set resistance values of resistive two-terminal U-shaped connections; m n , φ n are the specified values of the module and phase of the transfer function at four given frequencies from the conditions for the formation of quasilinear slopes of the frequency response and phase response with a given slope and in a given frequency band; g n , b n - given values of the real and imaginary components of the conductivity of a bipolar nonlinear element at four given frequencies; r 0n , r nn - set values of the real components of the resistance of the source of the high-frequency signal and high-frequency load at four given frequencies; k = 0, n is the index characterizing the real and imaginary components of the resistances of the source of the high-frequency signal and high-frequency load; x kn are the optimal values of the imaginary components of the resistances of the high-frequency signal source and the high-frequency load at four given frequencies.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011124626/07A RU2490756C2 (en) | 2011-06-16 | 2011-06-16 | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011124626/07A RU2490756C2 (en) | 2011-06-16 | 2011-06-16 | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2011124626A RU2011124626A (en) | 2012-12-27 |
RU2490756C2 true RU2490756C2 (en) | 2013-08-20 |
Family
ID=49163035
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2011124626/07A RU2490756C2 (en) | 2011-06-16 | 2011-06-16 | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2490756C2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2577913C2 (en) * | 2014-05-22 | 2016-03-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2925563A (en) * | 1959-01-02 | 1960-02-16 | Motorola Inc | Frequency modulation system |
US3506930A (en) * | 1967-07-18 | 1970-04-14 | Collins Radio Co | Broadband multilevel phase modulation system employing digitally controlled signal reflection means |
EP0708522A1 (en) * | 1994-10-20 | 1996-04-24 | Anritsu Corporation | Phase modulator capable of individually defining modulation degree and modulation frequency |
RU2367085C1 (en) * | 2008-02-18 | 2009-09-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
RU2371837C1 (en) * | 2008-03-24 | 2009-10-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
EP2173028A2 (en) * | 2008-10-01 | 2010-04-07 | Robert Bosch GmbH | Method for regulating a basic frequency of a voltage-controlled oscillator as a carrier frequency of a frequency-modulated signal |
-
2011
- 2011-06-16 RU RU2011124626/07A patent/RU2490756C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2925563A (en) * | 1959-01-02 | 1960-02-16 | Motorola Inc | Frequency modulation system |
US3506930A (en) * | 1967-07-18 | 1970-04-14 | Collins Radio Co | Broadband multilevel phase modulation system employing digitally controlled signal reflection means |
EP0708522A1 (en) * | 1994-10-20 | 1996-04-24 | Anritsu Corporation | Phase modulator capable of individually defining modulation degree and modulation frequency |
RU2367085C1 (en) * | 2008-02-18 | 2009-09-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
RU2371837C1 (en) * | 2008-03-24 | 2009-10-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
EP2173028A2 (en) * | 2008-10-01 | 2010-04-07 | Robert Bosch GmbH | Method for regulating a basic frequency of a voltage-controlled oscillator as a carrier frequency of a frequency-modulated signal |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2577913C2 (en) * | 2014-05-22 | 2016-03-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2011124626A (en) | 2012-12-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2341882C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341887C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341888C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2483435C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2490756C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2366076C1 (en) | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end | |
RU2371835C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341886C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2463689C1 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2487463C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2371834C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2369005C1 (en) | Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect | |
RU2371837C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2483432C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2367085C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2483433C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2371836C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2488949C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2504898C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2483429C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2486663C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2483430C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2341883C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2371833C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341880C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20140617 |