RU2367085C1 - Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end - Google Patents
Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end Download PDFInfo
- Publication number
- RU2367085C1 RU2367085C1 RU2008106379/09A RU2008106379A RU2367085C1 RU 2367085 C1 RU2367085 C1 RU 2367085C1 RU 2008106379/09 A RU2008106379/09 A RU 2008106379/09A RU 2008106379 A RU2008106379 A RU 2008106379A RU 2367085 C1 RU2367085 C1 RU 2367085C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- phase
- amplitude
- frequency
- sinφ
- cosφ
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to radio communications and can be used to demodulate phase-shifted as well as phase-modulated signals.
Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on non-linear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.
Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции глубины амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of phase change of the high-frequency PMS, it is necessary to have a reference oscillator. Another disadvantage is the inability to correct the depth of amplitude modulation of the AFMS, which when passing through the resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of the AFMS or to a decrease in noise immunity.
Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that to demodulate the FMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal (HMS) converter in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional selection of signal and interference. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительной по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Другим недостатком является дополнительное наличие колебательного контура для преобразования ФМС в АФМС. Этот недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the depth of amplitude modulation of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in size, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky IS Radio engineering circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. Another disadvantage is the additional presence of an oscillatory circuit for converting FMS to AFMS. This drawback is due to the fact that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.
Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний и параллельного колебательного контура с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданной глубине амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide demodulation of the FMS without using the reference oscillator and parallel oscillatory circuit with the conversion of the FMS to AFMS using the high-frequency part of the demodulator at a given depth of amplitude modulation of the AFMS at high frequency load, which increases the noise immunity of the receiver.
1. Указанный результат достигается тем, что в способе демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящем в том, что на демодулятор, состоящий из линейного реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента и избирательной нагрузки, подают фазомодулированный сигнал, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи этого сигнала на правый или на левый склон АЧХ, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на дифференцирующую или на интегрирующую цепь соответственно, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, дополнительно нелинейный элемент включают между источником фазомодулированного сигнала и четырехполюсником в продольную цепь, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m21 коэффициентов передачи на двух заданных частотах f1, f2, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала, четырехполюсник выполняют из числа реактивных двухполюсников, не меньшего двух, значения сопротивлений которых выбраны из условия обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции M21 амплитудно-фазомодулированного сигнала ,1. The specified result is achieved by the fact that in the method of demodulating phase-modulated signals, consisting in the fact that the demodulator, consisting of a linear reactive four-terminal, two-electrode nonlinear element and a selective load, is supplied with a phase-modulated signal, a phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, phase-modulated conversion signal in the amplitude-phase-modulated signal is carried out by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, low-frequency the nth component of the amplitude-phase-modulated signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is extracted with a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, additionally non-linear element include between the phase-modulated signal source and four lyusnikom a longitudinal chain, the conversion of the phase-modulated signal in the amplitude-phase-modulated signal is performed by forming a frequency response of the demodulator slope with a predetermined ratio of moduli m 21 transfer coefficients at two predetermined frequencies f 1, f 2, corresponding to the extreme values of the changes of the input phase modulated signal frequency quadripole operate from among reactive two-terminal, at least two, the resistance values of which are selected from the condition of providing a given amplitude modulation depth M 21 am plateau-phase modulated signal ,
, ,
причем при m21>1 и f1>f2 формируется левый склон АЧХ, при f1<f2 - правый, а при m21<1 и f1>f2 формируется правый склон АЧХ, при f1>f2 - левый, при этом указанное условие реализуется за счет обеспечения следующих взаимосвязей между элементами moreover, for m 21 > 1 and f 1 > f 2 the left slope of the frequency response is formed, for f 1 <f 2 the right one is formed, for m 21 <1 and f 1 > f 2 the right slope of the frequency response is formed, for f 1 > f 2 left, while this condition is implemented by providing the following relationships between elements
x11,х21=-x12,х22 матрицы сопротивления четырехполюсника:x 11 , x 21 = -x 12 , x 22 quadrupole resistance matrices:
; ;
где ; ; ; ;Where ; ; ; ;
A1=rH1(r02+r2)-xH1(x02+x2)-m21cosφ21rH2(r01+r1)+m21cosφ21xH2(x01+x1)+A 1 = r H1 (r 02 + r 2 ) -x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 cosφ 21 x H2 (x 01 + x 1 ) +
m21sinφ21rH2(x01+x1)+m21sinφ21xH2(r01+r1);m 21 sinφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (r 01 + r 1 );
A2=xH1xH2-rH1rH2-m21cosφ21(xH2xH1-rH2rH1)+m21sinφ21(-rH2xH1-xH2rH1);A 2 = x H1 x H2 -r H1 r H2 -m 21 cosφ 21 (x H2 x H1 -r H2 r H1 ) + m 21 sinφ 21 (-r H2 x H1 -x H2 r H1 );
A3=-xH1+xH2m21cosφ21+rH2m21sinφ21;A 3 = -x H1 + x H2 m 21 cosφ 21 + r H2 m 21 sinφ 21 ;
A4=xH2rH1(r02+r2)+rH1rH2(x02+x2)+xH1rH2(r02+r2)-xH2xH1(x02+x2)-m21cosφ21[xH1rH2(r01+A 4 = x H2 r H1 (r 02 + r 2 ) + r H1 r H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 r H2 (r 02 + r 2 ) -x H2 x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [x H1 r H2 (r 01 +
r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)]+m21sinφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2(x01+x1)xH1+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)];r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )] + m 21 sinφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 (x 01 + x 1 ) x H1 + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )];
B1=rH1(x02+x2)+xH1(r02+r2)-m21cosφ21rH2(x01+x1)-m21cosφ21xH2(r01+r1)-B 1 = r H1 (x 02 + x 2 ) + x H1 (r 02 + r 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) -m 21 cosφ 21 x H2 (r 01 + r 1 ) -
m21sinφ21rH2(r01+r1)+m21sinφ21xH2(x01+x1);m 21 sinφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (x 01 + x 1 );
B2=-rH1xH2-xH1rH2+m21cosφ21(rH2xH1+xH2rH1)-m21sinφ21(-rH2rH1+xH2xH1);B 2 = -r H1 x H2 -x H1 r H2 + m 21 cosφ 21 (r H2 x H1 + x H2 r H1 ) -m 21 sinφ 21 (-r H2 r H1 + x H2 x H1 );
B3=rH1+xH2m21sinφ21-m21cosφ21rH2;B 3 = r H1 + x H2 m 21 sinφ 21 -m 21 cosφ 21 r H2 ;
B4=-rH1rH2(r02+r2)+rH1xH2(x02+x2)+xH1xH2(r02+r2)+xH1rH2(x02+x2)-m21cosφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2xH1(x01+x1)+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)]-m21sinφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)];B 4 = -r H1 r H2 (r 02 + r 2 ) + r H1 x H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 x H2 (r 02 + r 2 ) + x H1 r H2 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 x H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )] - m 21 sinφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )];
rн1,н2, xн1,н2 и r01,02, x01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала; r1,2, x1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ21 - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала.r n1, n2 , x n1, n2 and r 01.02 , x 01.02 are the specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r 1,2 , x 1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ 21 - the set double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal.
2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал в виде линейного реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно параллельно выходу четырехполюсника введена высокочастотная нагрузка, двухэлектродный нелинейный элемент включен между источником сигнала и четырехполюсником в продольную цепь, четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников, сопротивления которых выбраны из условия формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m21 коэффициентов передачи на двух заданных частотах f1, f2, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала с помощью следующих математических выражений:2. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, additionally parallel to the output a high-frequency load is introduced at the quadripole, a two-electrode nonlinear element is connected between the source m of the signal and a four-terminal in the longitudinal circuit, the four-terminal is made in the form of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal, the resistances of which are selected from the condition for the slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of modules 21 of transmission coefficients at two given frequencies f 1 , f 2 corresponding to the extreme the values of the frequency change of the input phase-modulated signal using the following mathematical expressions:
; ;
x4=x3 x 4 = x 3
; ;
a=-D(E+E1])+2(E1-E)-(2+D)Q;a = -D (E + E 1 ]) + 2 (E 1 -E) - (2 + D) Q;
b=-10FD-8F-2DEE1-2D2F-E2-5EE1;b = -10FD-8F-2DEE 1 -2D 2 FE 2 -5EE 1 ;
где ; ; ; Where ; ; ;
A1=rH1(r02+r2)-xH1(x02+x2)-m21cosφ21rH2(r01+r1)+m21cosφ21xH2(x01+x1)+A 1 = r H1 (r 02 + r 2 ) -x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 cosφ 21 x H2 (x 01 + x 1 ) +
m21sinφ21rH2(x01+x2)+m21sinφ21xH2(r01+r1);m 21 sinφ 21 r H2 (x 01 + x 2 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (r 01 + r 1 );
A2=xH1xH2-rH1rH2-m21cosφ21(xH2xH1-rH2rH1)+m21sinφ21(-rH2xH1-xH2rH1);A 2 = x H1 x H2 -r H1 r H2 -m 21 cosφ 21 (x H2 x H1 -r H2 r H1 ) + m 21 sinφ 21 (-r H2 x H1 -x H2 r H1 );
A3=-xH1+xH2m21cosφ21+rH2m21sinφ21;A 3 = -x H1 + x H2 m 21 cosφ 21 + r H2 m 21 sinφ 21 ;
A4=xH2rH1(r02+r2)+rH1rH2(x02+x2)+xH1rH2(r02+r2)-xH2xH1(x02+x2)-m21cosφ21[xH1rH2(r01+A 4 = x H2 r H1 (r 02 + r 2 ) + r H1 r H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 r H2 (r 02 + r 2 ) -x H2 x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [x H1 r H2 (r 01 +
r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)]+m21sinφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2(x01+x1)xH1+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)];r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )] + m 21 sinφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 (x 01 + x 1 ) x H1 + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )];
B1=rH1(x02+x2)+xH1(r02+r2)-m21cosφ21rH2(x01+x1)-m21cosφ21xH2(r01+r1)-B 1 = r H1 (x 02 + x 2 ) + x H1 (r 02 + r 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) -m 21 cosφ 21 x H2 (r 01 + r 1 ) -
m21sinφ21rH2(r01+r1)+m21sinφ21xH2(x01+x1);m 21 sinφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (x 01 + x 1 );
B2=-rH1xH2-xH1rH2+m21cosφ21(rH2xH1+xH2rH1)-m21sinφ21(-rH2rH1+xH2xH1);B 2 = -r H1 x H2 -x H1 r H2 + m 21 cosφ 21 (r H2 x H1 + x H2 r H1 ) -m 21 sinφ 21 (-r H2 r H1 + x H2 x H1 );
B3=rH1+xH2m21sinφ21-m21cosφ21rH2;B 3 = r H1 + x H2 m 21 sinφ 21 -m 21 cosφ 21 r H2 ;
B4=-rH1rH2(r02+r2)+rH1xH2(x02+x2)+xH1xH2(r02+r2)+xH1rH2(x02+x2)-m21cosφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2xH1(x01+x1)+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)]-m21sinφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)];B 4 = -r H1 r H2 (r 02 + r 2 ) + r H1 x H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 x H2 (r 02 + r 2 ) + x H1 r H2 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 x H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )] - m 21 sinφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )];
rн1,н2, xн1,н2 и r01,02, x01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала; r1,2, x1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ21 - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала, при этом каждый из двухполюсников сформирован из последовательно соединенных между собой параллельного L1k, С1k и последовательного L2k, С2к колебательных контуров, причем параметры параллельного колебательного контура определены с помощью следующих формул:r n1, n2 , x n1, n2 and r 01.02 , x 01.02 are the specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r 1,2 , x 1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ 21 is the predetermined double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal, with each of the two-terminal circuits formed of parallel-connected parallel L 1k , C 1k and serial L 2k , C 2k oscillatory circuits, and the parameters of the parallel oscillatory circuit are determined using the following formulas:
; ;
, ,
где k=1,2,3,4 - номер двухполюсника; xk - сопротивления четырех реактивных двухполюсников; L2к, С2к - индуктивности и емкости последовательных колебательных контуров, значения которых выбраны из условия обеспечения физически реализуемых значений индуктивностей и емкостей L1k, C1k; х3 - значения сопротивлений третьего и четвертого двухполюсников, выбираемые из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений первого и второго двухполюсников x1, x2.where k = 1,2,3,4 is the number of the two-terminal network; x k - resistance of four reactive two-terminal networks; L 2k , C 2k - inductance and capacitance of sequential oscillatory circuits, the values of which are selected from the conditions for providing physically feasible values of inductances and capacitances L 1k , C 1k ; x 3 - the values of the resistances of the third and fourth two-terminal, selected from the conditions for ensuring the physical realizability of the resistance of the first and second two-terminal x 1 , x 2 .
На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).
На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to
На фиг.3 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.4 приведена схема каждого из двухполюсников, формирующих четырехполюсник (фиг.3) предлагаемого устройства по п.2Figure 4 shows a diagram of each of the two-terminal circuits forming a four-terminal network (figure 3) of the proposed device according to
Устройство-прототип содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе Cp и низкочастотную нагрузку 6 на элементах RH, СH.The prototype device contains a
Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.
Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор из последовательно включенного полупроводникового диода к фильтру нижних частот. Принцип действия устройства, реализующего этот способ, состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного амплитудно-модулированного колебания.The phase-modulated signal from
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, глубина амплитудной модуляции последнего является незначительной. Это связано с большой шириной спектра ФМС, или с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал. В общем случае глубина амплитудной модуляции АФМС уменьшается и становится, как правило, неизвестной.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the depth of the amplitude modulation of the latter is insignificant. This is due to the large width of the FMS spectrum, or to the low quality factor of the circuit. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal. In the general case, the depth of amplitude modulation of AFMS decreases and becomes, as a rule, unknown.
Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства (до фильтра нижних частот) по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС 1, реактивного четырехполюсника 2, нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Реактивный четырехполюсник 2 выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников (8, 9, 10, 11), сопротивления которых выбраны из условия формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m21 коэффициентов передачи на двух заданных частотах f1, f2, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала с помощью специальных математических выражений.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed device (up to the low-pass filter) according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of
Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений элементов двухполюсников будет сформирован левый или правый склон АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m21 коэффициентов передачи на двух заданных частотах f1, f2, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала. Это обеспечивает заданную глубину амплитудной модуляции АФМС, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между источником сигнала и входом четырехполюсника в продольную цепь. Каждый двухполюсник сформирован таким образом, чтобы их сопротивления на двух частотах были равны. В данном изобретении они сформированы из последовательно соединенных между собой параллельного L1, С1 и последовательного L2, С2 колебательных контуров (фиг.4). В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.The principle of operation of this device is that when the FMS is supplied from
Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.
Пусть на вход демодулятора воздействуют фазомодулированное колебание UФМ(t)=Uнcos[ωнt+φo+mφcos(Ωt)], где Uн, ωн - амплитуда и частота несущего высокочастотного колебания; mφ - индекс фазовой модуляции; φo - начальная фаза; Ω - частота первичного информационного низкочастотного сигнала. Поскольку частота определяется производной от фазы, то одновременно с изменением фазы в фазомодулированном колебании будет происходить изменение частоты по закону .Let the phase-modulated oscillation U ФМ (t) = U н cos [ω н t + φ o + m φ cos (Ωt)], where U н , ω н - the amplitude and frequency of the carrier high-frequency oscillation, act on the input of the demodulator; m φ - phase modulation index; φ o is the initial phase; Ω is the frequency of the primary information low-frequency signal. Since the frequency is determined by the derivative of the phase, then simultaneously with the phase change in the phase-modulated oscillation, the frequency will change according to the law .
Если пределы изменения частоты фазомодулированного сигнала (ФМС) не выходят за границы левого склона амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) демодулятора, то произойдет преобразование ФМС в амплитудно-модулированный сигнал (АФМС).If the limits of the frequency change of the phase-modulated signal (PMS) do not go beyond the boundaries of the left slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the demodulator, then the FMS will be converted to an amplitude-modulated signal (AFMS).
При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (минус sin(Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо проинтегрировать преобразованный сигнал, т.е. подать на интегрирующую цепь. Если границы изменения частот ФМС не выходят за пределы правого склона АЧХ демодулятора, то также произойдет преобразование ФМС в амплитудно-фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону sin(Ωt)).Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо продифференцировать преобразованный сигнал, т.е. подать на дифференцирующую цепь.In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (minus sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to integrate the converted signal, i.e. apply to the integrating circuit. If the boundaries of the FMS frequency change do not go beyond the right slope of the frequency response of the demodulator, then the FMS will also be converted to an amplitude-phase modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law sin (Ωt). Therefore, in order for the law of amplitude change of the AFMS to repeat the law of change of the phase of the FMS, it is necessary to differentiate the converted signal, i.e. apply to the differentiating circuit.
Таким образом, основная задача при создании фазового демодулятора состоит в обеспечении условий, при которых формируется левый или правый склоны АЧХ демодулятора в заданной полосе частот, границы которой совпадают или соизмеримы с крайними значениями частот диапазона изменения частоты ФМС.Thus, the main task when creating a phase demodulator is to provide the conditions under which the left or right slopes of the frequency response of the demodulator are formed in a given frequency band, the boundaries of which coincide or are comparable with the extreme values of the frequencies of the frequency range of the FMS.
Входной модулированный высокочастотный сигнал Sвx и преобразованный с помощью высокочастотной части демодулятора (до фильтра нижних частот) высокочастотный сигнал Sвых связаны между собой следующим образом: Sвых=S21Sвх, где под входным и выходным сигналом подразумеваются входное и выходное напряжения; S21 - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S in and converted using the high-frequency part of the demodulator (before the low-pass filter) the high-frequency signal S o are connected as follows: S o = S 21 S in , where the input and output signals mean the input and output voltages; S 21 - gear ratio.
Рассмотрим фазомодулированные колебания в двух состояниях, характеризуемых крайними значениями диапазона изменения амплитуды АФМС на нелинейном элементе.Consider phase-modulated oscillations in two states characterized by extreme values of the amplitude range of the AFMS on a nonlinear element.
Запишем указанные физические величины в двух состояниях в комплексной форме ; (модуль АФМС в двух состояниях различен); . Таким образом на выходе высокочастотной части демодулятора модули коэффициента передачи и входного сигнала перемножаются, а их фазы складываются. Выходные напряжения в двух состояниях связаны между собой следующим образом:We write the indicated physical quantities in two states in complex form ; (AFMS module in two states is different); . Thus, at the output of the high-frequency part of the demodulator, the transmission coefficient and input signal modules are multiplied, and their phases are added up. The output voltages in two states are interconnected as follows:
Поскольку модуль входного ФМС не зависит от изменения его фазы и частоты, то в (1) . Для уменьшения фазовых искажений целесообразно положить .Since the input FMS module does not depend on changes in its phase and frequency, then in (1) . To reduce phase distortion, it is advisable to put .
Введем обозначения: ; ; ; . Отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора m21 связано с глубиной амплитудной модуляции АФМС следующим образом: ,We introduce the following notation: ; ; ; . The ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator m 21 is related to the depth of amplitude modulation of the AFMS as follows: ,
при m21>1 или ,for m 21 > 1 or ,
причем при m21>1 и f1>f2 формируется левый склон АЧХ, при f1<f2 - правый, а при m21<1 и f1>f2 формируется правый склон АЧХ, при f1>f2 - левый,moreover, for m 21 > 1 and f 1 > f 2 the left slope of the frequency response is formed, for f 1 <f 2 the right one is formed, for m 21 <1 and f 1 > f 2 the right slope of the frequency response is formed, for f 1 > f 2 left,
Пусть, комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2 и источника сигнала z01,02=r01,02+jx01,02, а также сопротивления нелинейного элемента z1,2=r1,2+jx1,2 на крайних значениях частоты АФМС известны.Suppose that the complex resistances of the high-frequency load z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 and the signal source z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 , as well as the resistance of the nonlinear element z 1.2 = r 1 , 2 + jx 1,2 at extreme values of the AFMS frequency are known.
Рассмотрим структурную схему демодулятора, представленную на фиг.2. Четырехполюсник или согласующе-фильтрующее устройство (СФУ) 2 содержит только реактивные элементы.Consider the structural diagram of the demodulator shown in figure 2. The quadripole or matching filtering device (SFU) 2 contains only reactive elements.
Таким образом, с учетом условия взаимности (x12=-x21) СФУ может характеризоваться матрицей сопротивленияThus, taking into account the reciprocity condition (x 12 = -x 21 ), the SFU can be characterized by a resistance matrix
и соответствующей классической матрицей передачи:and the corresponding classical transfer matrix:
, ,
где|x|=-x11x22-x21 2 - определитель матрицы (2).where | x | = -x 11 x 22 -x 21 2 is the determinant of matrix (2).
Нелинейный элемент в двух состояниях характеризуется следующей матрицей передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971. с.34-36].A nonlinear element in two states is characterized by the following transfer matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M.: Communication, 1971. S. 34-36].
. .
Перемножим матрицы (4) и (3), и с учетом Z01,02, ZH1,H2 запишем нормированную матрицу передачи всего устройства:Multiply matrices (4) and (3), and taking into account Z 01.02 , Z H1, H2, we write the normalized transfer matrix of the entire device:
Выражения для коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора запишем в следующей форме [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971. с.39]:The expressions for the transmission coefficients of the high-frequency part of the demodulator are written in the following form [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971. S. 39]:
Квадратный корень из (6) можно представить в виде комплексного числаThe square root of (6) can be represented as a complex number
, где where
x1,2=r01,02rH1,H2-x01,02xH1H2; y1,2=r01,02xH2,H1+x01rH1. x 1.2 = r 01.02 r H1, H2 -x 01.02 x H1H2 ; y 1.2 = r 01.02 x H2, H1 + x 01 r H1.
После денормировки коэффициента (6) путем умножения на последнее выражение изменяется a1,2=rH1,H2; b1,2=xH1,H2.After denormalizing coefficient (6) by multiplying by the last expression changes a 1,2 = r H1, H2 ; b 1,2 = x H1, H2 .
Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом .The denormalized transmission coefficient is associated with a physically feasible transfer function as follows .
После подстановки (6) в (1) и разделения между собой действительной и мнимой частей получим систему двух уравнений:After substituting (6) in (1) and separating the real and imaginary parts from each other, we obtain a system of two equations:
где A1=rH1(r02+r2)-xH1(x02+x2)-m21cosφ21rH2(r01+r1)+m21cosφ21xH2(x01+x1)+m21sinφ21rH2(x01+x1)+m21sinφ21xH2(r01+r1);where A 1 = r H1 (r 02 + r 2 ) -x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 cosφ 21 x H2 (x 01 + x 1 ) + m 21 sinφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (r 01 + r 1 );
A2=xH1xH2-rH1rH2-m21cosφ21(xH2xH1-rH2rH1)+m21sinφ21(-rH2xH1-xH2rH1);A 2 = x H1 x H2 -r H1 r H2 -m 21 cosφ 21 (x H2 x H1 -r H2 r H1 ) + m 21 sinφ 21 (-r H2 x H1 -x H2 r H1 );
A3=-xH1+xH2m21cosφ21+rH2m21sinφ21;A 3 = -x H1 + x H2 m 21 cosφ 21 + r H2 m 21 sinφ 21 ;
A4=xH2rH1(r02+r2)+rH1rH2(x02+x2)+xH1rH2(r02+r2)-xH2xH1(x02+x2)-m21cosφ21[xH1rH2(r01+A 4 = x H2 r H1 (r 02 + r 2 ) + r H1 r H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 r H2 (r 02 + r 2 ) -x H2 x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [x H1 r H2 (r 01 +
r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)]+m21sinφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2(x01+x1)xH1+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)];r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )] + m 21 sinφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 (x 01 + x 1 ) x H1 + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )];
B1=rH1(x02+x2)+xH1(r02+r2)-m21cosφ21rH2(x01+x1)-m21cosφ21xH2(r01+r1)-B 1 = r H1 (x 02 + x 2 ) + x H1 (r 02 + r 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) -m 21 cosφ 21 x H2 (r 01 + r 1 ) -
m21sinφ21rH2(r01+r1)+m21sinφ21xH2(x01+x1);m 21 sinφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (x 01 + x 1 );
B2=-rH1xH2-xH1rH2+m21cosφ21(rH1xH1+xH2rH1)-m21sinφ21(-rH2rH1+xH2xH1);B 2 = -r H1 x H2 -x H1 r H2 + m 21 cosφ 21 (r H1 x H1 + x H2 r H1 ) -m 21 sinφ 21 (-r H2 r H1 + x H2 x H1 );
B3=rH1+xH2m21sinφ21-m21cosφ21rH2;B 3 = r H1 + x H2 m 21 sinφ 21 -m 21 cosφ 21 r H2 ;
B4=-rH1rH2(r02+r2)+rH1xH2(x02+x2)+xH1xH2(r02+r2)+xH1rH2(x02+x2)-m21cosφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2xH1(x01+x1)+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)]-m21sinφ21[xH1rH2(r01+r1)+B 4 = -r H1 r H2 (r 02 + r 2 ) + r H1 x H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 x H2 (r 02 + r 2 ) + x H1 r H2 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 x H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )] - m 21 sinφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) +
rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)].r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )].
Решение (7) имеет вид:Solution (7) has the form:
где ; ; ; .Where ; ; ; .
Полученная система двух взаимосвязей (8) означает, что СФУ фазового или частотного демодулятора должна содержать не менее двух независимых реактивных элементов, значения параметров которых должны определяться по следующему алгоритму. Для конкретной схемы СФУ определяется матрица сопротивлений, которая представляется в форме (2). Определенные элементы матрицы сопротивлений, функционально зависящие от параметров конкретной схемы СФУ, подставляются во взаимосвязи (8). Сформированная таким образом система двух алгебраических уравнений решается относительно выбранных любых двух параметров. Если количество элементов М>2, то значения параметров М-2 элементов могут быть выбраны произвольно, или исходя из каких-либо физических соображений, например, из условий обеспечения физической реализуемости и наибольшей рабочей полосы частот.The resulting system of two relationships (8) means that the SFU of the phase or frequency demodulator must contain at least two independent reactive elements, the parameter values of which should be determined by the following algorithm. For a specific SFU scheme, a resistance matrix is determined, which is presented in the form (2). Certain elements of the resistance matrix, functionally dependent on the parameters of a particular SFU circuit, are substituted in the relationship (8). The system of two algebraic equations thus formed is solved with respect to any two parameters chosen. If the number of elements is M> 2, then the values of the parameters of M-2 elements can be selected arbitrarily, or based on any physical considerations, for example, from the conditions for ensuring physical realizability and the largest working frequency band.
Необходимо отметить, что при решении данной задачи предполагалось, что элементы матрицы сопротивлений (2) на двух крайних частотах входного ФМС являются неизменными. Это возможно только в том случае, если параметры элементов схемы СФУ являются также постоянными на этих частотах. Для получения такого результата необходимо сформировать каждый двухполюсник СФУ из не менее трех реактивных элементов типа L, C. Значения двух параметров каждого двухполюсника находятся из условия обеспечения одного и того же значения сопротивления на двух частотах АФМС. Например, для последовательно соединенных между собой параллельного L1, С1 и последовательного L2, С2 колебательных контуров это условие выполняется при следующих его параметрах:It should be noted that in solving this problem, it was assumed that the elements of the resistance matrix (2) at the two extreme frequencies of the input FMS are unchanged. This is possible only if the parameters of the elements of the SFU circuit are also constant at these frequencies. To obtain such a result, it is necessary to form each bipolar terminal of the Siberian Federal University from at least three reactive elements of type L, C. The values of the two parameters of each bipolar terminal are determined from the condition of ensuring the same resistance value at two frequencies of the AFMS. For example, for series-connected parallel L 1 , C 1 and serial L 2 , C 2 oscillatory circuits, this condition is satisfied with the following parameters:
, ,
В формулах (9) xk - это реактивное сопротивление k-го двухполюсника, входящего в СФУ, значение которого определяется по изложенному выше алгоритму. При выбранных в соответствии с этим алгоритмом оптимальных значений сопротивлений двухполюсников с помощью высокочастотной части фазового демодуляторов будет реализована операция преобразования ФМС в АФМС с заданным (левым или правым) склоном АЧХ в заданной полосе частот даже в предположении, что нелинейный элемент является безынерционным.In formulas (9), x k is the reactance of the k-th two-terminal, which is part of the SFU, the value of which is determined by the above algorithm. With the optimal values of the two-terminal resistances selected in accordance with this algorithm, the operation of converting the FMS to AFMS with a given (left or right) slope of the frequency response in a given frequency band using the high-frequency part of the phase demodulators will be implemented even under the assumption that the non-linear element is inertialess.
В соответствии с изложенным алгоритмом были определены формулы для отыскания оптимальных значений сопротивлений двухполюсников типовой схемы СФУ в виде перекрытого Т- образного соединения четырех реактивных двухполюсников:In accordance with the above algorithm, formulas were determined for finding the optimal values of the resistance of the two-terminal devices of a typical SFU circuit in the form of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal devices:
; ;
; ;
, ,
Где реактивные сопротивления x4=х3 могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо физических соображений, например из условия обеспечения положительности подкоренного выражения в (10), что гарантирует физическую реализуемость сопротивлений x1, x2.Where reactances x 4 = x 3 can be chosen arbitrarily or on the basis of any physical considerations, for example, from the condition for ensuring the positivity of the radical expression in (10), which guarantees the physical realizability of the resistances x 1 , x 2 .
Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство демодуляции ФМС, обеспечивающее формирование левого или правого склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей коэффициентов передачи на двух частотах, соответствующих крайним значениям диапазона изменения частоты входного ФМС, что позволяет осуществить преобразование ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции АФМС, и состоящее из нелинейного двухэлектродного элемента, включенного между источником ФМС и входом реактивного четырехполюсника в продольную цепь, причем четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников, параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям.The proposed technical solutions are new, since the FMS demodulation device that provides the left or right slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of transmission coefficient modules at two frequencies corresponding to the extreme values of the frequency range of the input FMS is unknown from publicly available information, which allows the conversion of FMS to AFMS with the specified amplitude amplitude modulation depth AFMS, and consisting of a nonlinear two-electrode element connected between the FMS source and input a reactive four-terminal network in a longitudinal circuit, the four-terminal being made in the form of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal networks, the parameters of which are determined by the corresponding mathematical expressions.
Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника реактивным в виде указанной выше схемы с выбором значений ее параметров из условия обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции АФМС осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала и колебательного контура.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal reactive in the form of the above scheme with a choice of its parameters from the condition of providing a given depth of amplitude modulation AFMS performs FMS conversion in AFMS without the presence of a reference signal source and an oscillatory circuit.
Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды (параметрические диоды, p-i-n диоды, ЛПД, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивных двухполюсников, входящих в заявленную схему четырехполюсника. Значения сопротивлений двухполюсников, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor diodes (parametric diodes, pin diodes, power supply diodes, Gunn diodes, etc.), inductances and capacitances formed in the claimed circuit of reactive two-pole circuits included in the circuit can be used for their implementation the claimed four-terminal circuit. The resistance values of bipolar, inductances and capacitances can be determined using mathematical expressions given in the claims.
Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операции преобразования входного ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции, что способствует повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the operation of converting the input FMS to AFMS with a given depth of amplitude modulation, which helps to increase noise immunity.
Claims (2)
при m21>1 и f1>f2 формируется левый склон АЧХ, при f1<f2 - правый, а при m21<1 и f1>f2 формируется правый склон АЧХ, при f1>f2 - левый, при этом указанное условие реализуется за счет обеспечения следующих взаимосвязей между элементами x11,x21=-x12,x22 матрицы сопротивления четырехполюсника:
; ,
где ; ; ; ;
A1=rH1(r02+r2)-xH1(x02+x2)-m21cosφ21rH2(r01+r1)+m21cosφ21xH2(x01+x1)+m21sinφ21rH2(x01+x1)m21sinφ21xH2(r01+r1);
A2=xH1xH2-rH1rH2-m21cosφ21(xH2xH1-rH2rH1)+m21sinφ21(-rH2xH1-xH2rH1);
A3=-xH1+xH2m21cosφ21+rH2m21sinφ21;
A4=xH2rH1(r02+r2)+rH1rH2(x02+x2)+xH1rH2(r02+r2)-xH2xH1(x02+x2)-m21cosφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)]+m21sinφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2(x01+x1)xH1+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)];
B1=rH1(x02+x2)+xH1(r02+r2)-m21cosφ21rH2(x01+x1)-m21cosφ21xH2(r01+r1)-m21sinφ21rH2(r01+r1)+m21sinφ21xH2(x01+x1);
B2=-rH1xH2-xH1rH2+m21cosφ21(rH2xH1+xH2rH1)-m21sinφ21(-rH2rH1+xH2xH1);
B3=rH1+xH2m21sinφ21-m21cosφ21rH2;
B4=-rH1rH2(r02+r2)+rH1xH2(x02+x2)+xH1xH2(r02+r2)+xH1rH2(x02+x2)-m21cosφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2xH1(x01+x1)+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)]-m21sinφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)];
rН1,Н2, xН1,Н2 и r01,02, x01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала; r1,2, x1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ21 - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала.1. A method for demodulating phase-modulated signals, which consists in applying a phase-modulated signal to a demodulator made of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element and a selective load, phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal, phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, the low-frequency component of the amplitude-phase modulated This signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is isolated with a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, characterized in that a nonlinear element is connected between the phase-modulated signal source and the four-terminal network in a longitudinal circuit, The phase-modulated signal is generated into an amplitude-phase-modulated signal by forming a slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of modules 21 of transmission coefficients at two given extreme frequencies f 1 , f 2 corresponding to extreme values of the frequency change of the input phase-modulated signal, the four-terminal is made from the number of reactive two-terminal, not less than two, the values of the resistances of which are selected from the condition of ensuring a given depth of amplitude modulation M 21 amplitude-phase modulated wow signal for m 21 > 1 or , and
for m 21 > 1 and f 1 > f 2 , the left slope of the frequency response is formed, for f 1 <f 2 - the right, and for m 21 <1 and f 1 > f 2 the right slope is formed, for f 1 > f 2 - the left while this condition is realized by providing the following relationships between the elements x 11 , x 21 = -x 12 , x 22 of the quadrupole resistance matrix:
; ,
Where ; ; ; ;
A 1 = r H1 (r 02 + r 2 ) -x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 cosφ 21 x H2 (x 01 + x 1 ) + m 21 sinφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) m 21 sinφ 21 x H2 (r 01 + r 1 );
A 2 = x H1 x H2 -r H1 r H2 -m 21 cosφ 21 (x H2 x H1 -r H2 r H1 ) + m 21 sinφ 21 (-r H2 x H1 -x H2 r H1 );
A 3 = -x H1 + x H2 m 21 cosφ 21 + r H2 m 21 sinφ 21 ;
A 4 = x H2 r H1 (r 02 + r 2 ) + r H1 r H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 r H2 (r 02 + r 2 ) -x H2 x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )] + m 21 sinφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 (x 01 + x 1 ) x H1 + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )];
B 1 = r H1 (x 02 + x 2 ) + x H1 (r 02 + r 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) -m 21 cosφ 21 x H2 (r 01 + r 1 ) -m 21 sinφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (x 01 + x 1 );
B 2 = -r H1 x H2 -x H1 r H2 + m 21 cosφ 21 (r H2 x H1 + x H2 r H1 ) -m 21 sinφ 21 (-r H2 r H1 + x H2 x H1 );
B 3 = r H1 + x H2 m 21 sinφ 21 -m 21 cosφ 21 r H2 ;
B 4 = -r H1 r H2 (r 02 + r 2 ) + r H1 x H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 x H2 (r 02 + r 2 ) + x H1 r H2 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 x H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )] - m 21 sinφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )];
r Н1, Н2 , x Н1, Н2 and r 01,02 , x 01,02 - specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r 1,2 , x 1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ 21 - the set double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal.
;
x4=x3
;
a=-D(E+E1])+2(E1-E)-(2+D)Q;
b=-10FD-8F-2DEE1-2D2F-E2-5EE1;
,
где ; ; ;
A1=rH1(r02+r2)-xH1(x02+x2)-m21cosφ21rH2(r01+r1)+m21cosφ21xH2(x01+x1)+m21sinφ21rH2(x01+x2)+m21sinφ21xH2(r01+r1);
A2=xH1xH2-rH1rH2-m21cosφ21(xH2xH1-rH2rH1)+m21sinφ21(-rH2xH1-xH2rH1);
A3=-xH1+xH2m21cosφ21+rH2m21sinφ21;
A4=xH2rH1(r02+r2)+rH1rH2(x02+x2)+xH1rH2(r02+r2)-xH2xH1(x02+x2)-m21cosφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)]+m21sinφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2(x01+x1)xH1+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)];
B1=rH1(x02+x2)+xH1(r02+r2)-m21cosφ21rH2(x01+x1)-m21cosφ21xH2(r01+r1)-m21sinφ21rH2(r01+r1)+m21sinφ21xH2(x01+x1);
B2=-rH1xH2-xH1rH2+m21cosφ21(rH2xH1+xH2rH1)-m21sinφ21(-rH2rH1+xH2xH1);
B3=rH1+xH2m21sinφ21-m21cosφ21rH2;
B4=-rH1rH2(r02+r2)+rH1xH2(x02+x2)+xH1xH2(r02+r2)+xH1rH2(x02+x2)-m21cosφ21[-rH2rH1(r01+r1)+rH2xH1(x01+x1)+xH2xH1(r01+r1)+xH2rH1(x01+x1)]-m21sinφ21[xH1rH2(r01+r1)+rH2rH1(x01+x1)+xH2rH1(r01+r1)-xH1xH2(x01+x1)];
rН1,Н2, xН1,Н2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала; r1,2, x1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ21 - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала, при этом каждый из двухполюсников сформирован из последовательно соединенных между собой параллельного L1k, C1k и последовательного L2k, C2k колебательных контуров, причем параметры параллельного колебательного контура определены с помощью следующих формул:
;
,
где k=1, 2, 3, 4 - номер двухполюсника; xk - сопротивления четырех реактивных двухполюсников; L2k, С2k - индуктивности и емкости последовательных колебательных контуров, значения которых выбраны из условия обеспечения физически реализуемых значений индуктивностей и емкостей L1k, C1k; х3 - значения сопротивлений третьего и четвертого двухполюсников, выбираемые из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений первого и второго двухполюсников x1, x2. 2. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, characterized in that a high-frequency load is introduced parallel to the output of the four-terminal device , a two-electrode nonlinear element is connected between the signal source and the four-terminal network in Aulnay chain quadripole formed as the overlapped T-connection four reactive two-terminal, the resistances of which are selected from the conditions of formation of AFC demodulator slope with a predetermined moduli ratio m 21 coefficients transmission at two predetermined frequencies f 1, f 2, corresponding to the extreme values of the input phase modulated frequency change signal using the following mathematical expressions:
;
x 4 = x 3
;
a = -D (E + E 1 ]) + 2 (E 1 -E) - (2 + D) Q;
b = -10FD-8F-2DEE 1 -2D 2 FE 2 -5EE 1 ;
,
Where ; ; ;
A 1 = r H1 (r 02 + r 2 ) -x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 cosφ 21 x H2 (x 01 + x 1 ) + m 21 sinφ 21 r H2 (x 01 + x 2 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (r 01 + r 1 );
A 2 = x H1 x H2 -r H1 r H2 -m 21 cosφ 21 (x H2 x H1 -r H2 r H1 ) + m 21 sinφ 21 (-r H2 x H1 -x H2 r H1 );
A 3 = -x H1 + x H2 m 21 cosφ 21 + r H2 m 21 sinφ 21 ;
A 4 = x H2 r H1 (r 02 + r 2 ) + r H1 r H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 r H2 (r 02 + r 2 ) -x H2 x H1 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )] + m 21 sinφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 (x 01 + x 1 ) x H1 + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )];
B 1 = r H1 (x 02 + x 2 ) + x H1 (r 02 + r 2 ) -m 21 cosφ 21 r H2 (x 01 + x 1 ) -m 21 cosφ 21 x H2 (r 01 + r 1 ) -m 21 sinφ 21 r H2 (r 01 + r 1 ) + m 21 sinφ 21 x H2 (x 01 + x 1 );
B 2 = -r H1 x H2 -x H1 r H2 + m 21 cosφ 21 (r H2 x H1 + x H2 r H1 ) -m 21 sinφ 21 (-r H2 r H1 + x H2 x H1 );
B 3 = r H1 + x H2 m 21 sinφ 21 -m 21 cosφ 21 r H2 ;
B 4 = -r H1 r H2 (r 02 + r 2 ) + r H1 x H2 (x 02 + x 2 ) + x H1 x H2 (r 02 + r 2 ) + x H1 r H2 (x 02 + x 2 ) -m 21 cosφ 21 [-r H2 r H1 (r 01 + r 1 ) + r H2 x H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 x H1 (r 01 + r 1 ) + x H2 r H1 (x 01 + x 1 )] - m 21 sinφ 21 [x H1 r H2 (r 01 + r 1 ) + r H2 r H1 (x 01 + x 1 ) + x H2 r H1 (r 01 + r 1 ) -x H1 x H2 (x 01 + x 1 )];
r Н1, Н2 , x Н1, Н2 - specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r 1,2 , x 1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ 21 is the predetermined double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal, with each of the two-terminal circuits formed of parallel-connected parallel L 1k , C 1k and serial L 2k , C 2k oscillatory circuits, and the parameters of the parallel oscillatory circuit are determined using the following formulas:
;
,
where k = 1, 2, 3, 4 is the number of the two-terminal network; x k - resistance of four reactive two-terminal networks; L 2k , C 2k — inductances and capacitances of successive oscillatory circuits, the values of which are selected from the condition for providing physically feasible values of inductances and capacitances L 1k , C 1k ; x 3 - the values of the resistances of the third and fourth two-terminal, selected from the conditions for ensuring the physical realizability of the resistance of the first and second two-terminal x 1 , x 2 .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2008106379/09A RU2367085C1 (en) | 2008-02-18 | 2008-02-18 | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2008106379/09A RU2367085C1 (en) | 2008-02-18 | 2008-02-18 | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2367085C1 true RU2367085C1 (en) | 2009-09-10 |
Family
ID=41166760
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2008106379/09A RU2367085C1 (en) | 2008-02-18 | 2008-02-18 | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2367085C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2490756C2 (en) * | 2011-06-16 | 2013-08-20 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
-
2008
- 2008-02-18 RU RU2008106379/09A patent/RU2367085C1/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
БАСКАКОВ С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, с.291. ГОЛОВКОВ А.А. и др. Взаимосвязи между элементами матрицы сопротивлений и их использование для синтеза согласующе-фильтрующих устройств амплитудно-фазовых манипуляторов. Телекоммуникации, 2004, №8, с.29-32. * |
БУГА Н.Н. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986, 145. * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2490756C2 (en) * | 2011-06-16 | 2013-08-20 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г.Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2341890C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341882C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341887C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2366075C1 (en) | Method and device to demodulate amplitude-modulated rf-signals | |
RU2341888C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2371835C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2366076C1 (en) | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end | |
RU2483435C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2341886C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2367085C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2369005C1 (en) | Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect | |
RU2371837C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2371834C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2371836C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2463689C1 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2371833C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341883C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341880C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation | |
RU2371838C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2487463C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2490756C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2504898C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2483430C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2341889C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation | |
RU2488949C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20100219 |