RU2432646C1 - Dual-band printed dipole antenna - Google Patents

Abstract

FIELD: physics. ^ SUBSTANCE: dipole antenna has a thin rectangular dielectric substrate on the front and back surfaces, having a pair of large and a pair of small sides. There is a slotted line section at the back surface of the substrate. There is also a solid rectangular printed conductor whose small side coincides with the shorted end of the slotted line section, and the other small side coincides with the second small side of the substrate in its centre part. Two parallel dipoles of different length are made on the front surface of the substrate such that the distance between adjacent edges of their narrow printed conductors is equal to their width. A power microstrip line is also made on the front surface, wherein the beginning of this line is galvanically connected to the narrow printed conductors of both dipoles. The end of the power line coincides with the small side of the substrate and serves as the input/output of the antenna. An auxiliary microstrip line with an open end is also made on the front surface, wherein its beginning is galvanically connected to the narrow printed conductors of both dipoles. In the substrate in the gap of the slotted line section, there is a longitudinal slit, the length and width of which are equal to corresponding dimensions of the gap between the edges of the printed conductors of the slotted line section (8). ^ EFFECT: reduced weight and size. ^ 7 dwg

Description

Предлагаемая двухдиапазонная печатная дипольная антенна (ДПДА) относится к области техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как самостоятельная антенна в инфокоммуникационных проектах, так и в качестве базового излучающего модуля (БИМ) в печатных фазированных антенных решетках (ФАР) радиолокационных и радионавигационных систем.The proposed dual-band printed dipole antenna (DPDA) belongs to the field of ultra-high frequency (microwave) technology and can be used either as an independent antenna in infocommunication projects, or as a base emitting module (BIM) in printed phased array antennas (PAR) of radar and radio navigation systems .

Актуальность разработки таких антенн обусловлена не снижающимися требованиями к антенным системам СВЧ в отношении их массогабаритных показателей, технологичности сборочных и регулировочных работ, а также в плане совмещения двух (или большего числа) рабочих диапазонов частот в одной конструктивной единице (в одном БИМ). Для обеспечения предъявляемых ныне требований целесообразно реализовать компактные, с высоким процентом выхода годных изделий двух - или многодиапазонные антенны, пригодные для групповой технологии микроэлектроники и полосковых микросхем, когда в минимальной степени используются сквозные металлизированные отверстия, пайка, сверление и тому подобные технологические методы обработки деталей и заготовок.The relevance of the development of such antennas is due to the non-decreasing requirements for microwave antenna systems with regard to their weight and size parameters, manufacturability of assembly and adjustment work, as well as in terms of combining two (or more) operating frequency ranges in one structural unit (in one BIM). To meet the current requirements, it is advisable to implement compact, with a high yield, two- or multi-band antennas suitable for group technology of microelectronics and strip microcircuits, when through metallized holes, soldering, drilling and the like technological methods for processing parts are minimized blanks.

Следует также отметить целесообразность такой реализации дипольного БИМ, когда возможно его использование для построения не только линейно поляризованных антенн, но и антенн с круговой/эллиптической поляризацией. Это позволяет расширить сферы применения дипольных БИМ и повысить уровень унификации проектируемых антенных систем.It should also be noted the feasibility of such an implementation of a dipole BIM, when it can be used to build not only linearly polarized antennas, but also antennas with circular / elliptical polarization. This allows you to expand the scope of dipole BIM and increase the level of unification of the designed antenna systems.

Известна двухдиапазонная планарная антенна, описанная в патенте США №6801168, H01Q 1/38, опубликованном 7 октября 2004 года. Эта антенна содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, сплошной прямоугольный печатный проводник, два излучающих элемента с различными геометрическими размерами в форме повернутых прописных латинских букв "L", а также питающую микрополосковую линию. При этом сплошной прямоугольный проводник выполнен на части обратной поверхности подложки и соединен с одним из излучающих элементов, а питающая микрополосковая линия сформирована на лицевой поверхности подложки над сплошным проводником и соединена с другим излучающим элементом. За счет различия размеров излучающих элементов антенна характеризуется двумя частотами согласования и, следовательно, излучения/приема радиоволн.Known dual-band planar antenna described in US patent No. 6801168, H01Q 1/38, published October 7, 2004. This antenna contains a thin rectangular dielectric substrate with front and back surfaces, a solid rectangular printed conductor, two radiating elements with different geometric sizes in the form of rotated uppercase Latin letters "L", as well as a supply microstrip line. In this case, a solid rectangular conductor is made on a part of the reverse surface of the substrate and is connected to one of the radiating elements, and a supply microstrip line is formed on the front surface of the substrate above the solid conductor and connected to another radiating element. Due to the difference in size of the radiating elements, the antenna is characterized by two frequencies of matching and, therefore, radiation / reception of radio waves.

Однако излучающие элементы описанной антенны в форме повернутых прописных букв "L" представляют собой монопольные излучатели, которые имеют меньшую степень линейности поляризации излучения, чем классические дипольные излучатели. Это обусловлено тем, что токи смещения, возникающие в окружающем пространстве вокруг монополя, локализованы между монополем и заземленной частью металлизации подложки, приводя (на основании закона сохранения полного тока) к появлению заметных токов проводимости в смежных с монополем участках заземленной металлизации. Наличие этих токов проводимости снижает коэффициент полезного действия антенны за счет возрастания джоулевых (тепловых) потерь в участках заземленной металлизации, а также увеличивает интенсивность кросс-поляризационного излучения с этих участков, так как суммарная площадь заземленных участков, несущих на себе упомянутые токи проводимости, гораздо больше площади узкого печатного проводника монополя, имеющего форму повернутой прописной буквы "L". К тому же, по оценкам Заявителя, описанная антенна обеспечивает при использовании питающих коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением ρ₀, равным 50 или 75 Ом, уровни входного коэффициента стоячей волны напряжения K_ст.U не лучше 1.6. Для обеспечения более качественного согласования необходимо применять согласующие СВЧ-трансформаторы полных сопротивлений, которые неминуемо увеличат габариты антенны и снизят ее коэффициент полезного действия и, следовательно, коэффициент усиления.However, the radiating elements of the described antenna in the form of rotated capital letters "L" are monopole emitters, which have a lower degree of linearity of polarization of radiation than classical dipole emitters. This is due to the fact that bias currents that occur in the surrounding space around the monopole are localized between the monopole and the grounded part of the substrate metallization, leading (on the basis of the total current conservation law) to the appearance of noticeable conduction currents in areas of the grounded metallization adjacent to the monopole. The presence of these conductivity currents reduces the efficiency of the antenna due to an increase in joule (thermal) losses in the areas of grounded metallization, and also increases the intensity of cross-polarized radiation from these areas, since the total area of the grounded sections carrying the mentioned conductivity currents is much larger the area of a narrow monopole printed conductor having the shape of a rotated capital letter "L". Moreover, according to the Applicant, the described antenna provides when using coaxial power cables with a wave impedance ρ ₀ equal to 50 or 75 Ohms, the levels of the input coefficient of the standing voltage wave K _{article U are} not better than 1.6. To ensure better matching, it is necessary to use matching impedance microwave transformers of impedance, which will inevitably increase the dimensions of the antenna and reduce its efficiency and, consequently, the gain.

Таким образом, описанную двухдиапазонную планарную антенну целесообразно применять лишь для приема радиосигналов, когда интенсивность ее кросс-поляризационного излучения почти не регламентирована, а ослабление принимаемого сигнала за счет отражений (К_ст.U>1.6) может быть компенсировано в усилительном тракте радиоприемника.Thus, it is advisable to use the described dual-band planar antenna only for receiving radio signals, when the intensity of its cross-polarized radiation is almost _unregulated , and the attenuation of the received signal due to reflections ( _Kst.U > 1.6) can be compensated in the amplifier path of the radio receiver.

Известна также многодиапазонная печатная антенна, описанная в патенте США №7088299, H01Q 9/00, опубликованном 2 июля 2005 года. Эта антенна представляет собой БИМ, содержащий два дипольных излучающих элемента в форме прописной латинской буквы "Т", выполненных на обратной поверхности квадратной тонкой диэлектрической подложки. Основания обеих букв "Т" соединены гальванически за счет общей металлизации с заземленным печатным проводником, занимающим часть площади обратной поверхности подложки. Продольные щелевые зазоры в металлизации оснований букв "Т" ориентированы по диагонали квадратной подложки. Горизонтальные излучающие стороны букв "Т" (иными словами: половинки диполя) совпадают со сторонами подложки, в результате чего буква "Т" (то есть диполь в целом) трансформируется в "стрелку" с углом острия "стрелки", равным 90°. В каждой половинке диполя симметрично выполнены из высокоомной (весьма узкой), свернутой в меандр линии передачи индуктивные элементы, суммарная площадь каждого из которых составляет (5-10)% площади половинки диполя, а поперечный размер не выходит за размер ширины печатного проводника диполя.A multi-band printed antenna is also known, as described in US Pat. No. 7,088,299, H01Q 9/00, published July 2, 2005. This antenna is a BIM, containing two dipole radiating elements in the form of a capital Latin letter "T", made on the back surface of a square thin dielectric substrate. The bases of both letters "T" are galvanically connected due to common metallization with a grounded printed conductor, which occupies part of the area of the reverse surface of the substrate. Longitudinal slit gaps in the metallization of the bases of the letters "T" are oriented along the diagonal of the square substrate. The horizontal radiating sides of the letters “T” (in other words: the halves of the dipole) coincide with the sides of the substrate, as a result of which the letter “T” (that is, the dipole as a whole) is transformed into an “arrow” with an arrow point angle of 90 °. In each half, the dipoles are symmetrically made of high-impedance (very narrow), rolled into a meander transmission line inductive elements, the total area of each of which is (5-10)% of the area of the half of the dipole, and the transverse dimension does not go beyond the width of the printed dipole conductor.

На лицевой поверхности подложки выполнены две питающие и две вспомогательные микрополосковые линии, а также четыре прямоугольных печатных проводника с размерами, равными соответствующим габаритным размерам индуктивных элементов. Эти проводники расположены над упомянутыми индуктивными элементами, а потенциал этих проводников коммутируется p-i-n диодами. В результате изменяется электрическая длина половинок диполя, чем обеспечиваются две частоты хорошего согласования диполя. Если на квадратной подложке выполнить по углам четыре "стрелообразных" диполя (четыре буквы "Т") с различной длиной половинок и разным положением индуктивных элементов и соответствующих им прямоугольных печатных проводников с p-i-n диодами, то возможно реализовать восьмидиапазонную печатную дипольную антенну.On the front surface of the substrate, two feed and two auxiliary microstrip lines are made, as well as four rectangular printed conductors with dimensions equal to the corresponding overall dimensions of the inductive elements. These conductors are located above the inductive elements, and the potential of these conductors is switched by p-i-n diodes. As a result, the electric length of the halves of the dipole changes, which ensures two frequencies of good matching of the dipole. If four “arrow-shaped” dipoles (four letters “T”) with different lengths of halves and different positions of inductive elements and their corresponding rectangular printed conductors with p-i-n diodes are made on the square substrate at the corners, it is possible to realize an eight-band printed dipole antenna.

Поскольку излучающими элементами описанной антенны являются диполи, то, несмотря на реализацию в виде "стрелки" с 90-градусным острием, для обеспечения их симметрирования питающая и вспомогательная микрополосковые линии, выполненные на лицевой поверхности подложки, позиционируются определенным образом над соответствующими фрагментами букв "Т" (диполей), выполненных на обратной поверхности подложки. Для однозначного описания этого позиционирования следует, прежде всего, отметить, что основание буквы "Т" с продольным щелевым зазором в металлизации (но не в диэлектрике подложки!) представляет собой отрезок щелевой линии, один конец которого короткозамкнут заземленным печатным проводником, а второй конец - разомкнут. К обоим проводникам разомкнутого конца отрезка щелевой линии присоединяются половинки диполя, причем это соединение выполнено не пайкой, а в виде продолжения металлизации, реализованного в процессе формирования проводящего рисунка обратной поверхности подложки. Упомянутое моделирование (представление) основания буквы "Т" отрезком щелевой линии детально описано в работе: "Антенны и устройства СВЧ", под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1981, раздел 10.5, в котором приводится процедура проектирования печатного директорного излучателя с возбудителем, реализованного также в форме прописной латинской буквы "Т", но без ее трансформации в "стрелку".Since the radiating elements of the described antenna are dipoles, despite the implementation in the form of an “arrow” with a 90-degree point, to ensure their symmetry, the supply and auxiliary microstrip lines made on the front surface of the substrate are positioned in a certain way over the corresponding fragments of the letters “T” (dipoles) made on the back surface of the substrate. For an unambiguous description of this positioning, it should first be noted that the base of the letter “T” with a longitudinal slit gap in the metallization (but not in the dielectric of the substrate!) Is a segment of the slit line, one end of which is short-circuited by a grounded printed conductor, and the other end is open. The dipole halves are connected to both conductors of the open end of the slot line segment, and this connection is not made by soldering, but as a continuation of the metallization realized in the process of forming a conductive pattern of the back surface of the substrate. The mentioned modeling (presentation) of the base of the letter "T" by a slot line is described in detail in the work: "Antennas and microwave devices", ed. DI. Voskresensky. - M .: Radio and communications, 1981, section 10.5, which describes the design procedure for a printed director radiator with a pathogen, also implemented in the form of an uppercase Latin letter "T", but without its transformation into an "arrow".

В соответствии с этим моделированием получается, что питающая микрополосковая линия расположена над первым проводником отрезка щелевой линии, а вспомогательная микрополосковая линия расположена над вторым проводником упомянутого отрезка щелевой линии. При этом питающая и вспомогательная линии имеют одинаковую ширину и параллельны оси щелевого зазора между проводниками щелевой линии. Длина вспомогательной линии примерно равна длине щелевого зазора, а длина питающей линии ограничена только габаритом подложки, если питание к диполю подводится коаксиальным кабелем через коаксиально-микрополосковый разъем, установленный, как правило, на краю подложки. Если же питание диполя реализовано путем пайки коаксиального кабеля, то длина питающей микрополосковой линии может быть меньше габарита подложки, так как кабель можно припаять в принципе в любом месте над заземленной металлизацией.In accordance with this simulation, it turns out that the supply microstrip line is located above the first conductor of the slotted line segment, and the auxiliary microstrip line is located above the second conductor of the mentioned slotted line segment. In this case, the supply and auxiliary lines have the same width and are parallel to the axis of the gap between the conductors of the slot line. The length of the auxiliary line is approximately equal to the length of the slit gap, and the length of the supply line is limited only by the size of the substrate, if the dipole is fed by a coaxial cable through a coaxial microstrip connector, which is usually installed on the edge of the substrate. If the dipole is supplied by soldering a coaxial cable, then the length of the supply microstrip line can be less than the size of the substrate, since the cable can be soldered, in principle, anywhere on grounded metallization.

В результате такого позиционирования начала питающей и вспомогательной микрополосковых линий оказываются размещенными вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии над первым и вторым ее проводниками соответственно. Эти начала соединяются между собой гальванически короткой перемычкой (небольшим участком общей металлизации), проходящей над щелевым зазором между проводниками щелевой линии, а конец вспомогательной линии - разомкнут. Так образуется проводящий фрагмент в виде "крючка", расположенный на лицевой поверхности подложки, к которому присоединяется "жила" питающего коаксиального кабеля (или центральный штырек коаксиально-микрополоскового разъема).As a result of such positioning, the beginning of the supply and auxiliary microstrip lines are located near the open end of the slot line segment above its first and second conductors, respectively. These beginnings are interconnected by a galvanically short jumper (a small area of common metallization) passing over the slot gap between the conductors of the slot line, and the end of the auxiliary line is open. Thus a conductive fragment in the form of a “hook” is formed, located on the front surface of the substrate, to which a “core” of the supply coaxial cable (or the central pin of the coaxial microstrip connector) is connected.

Если число рабочих частот равно двум, то в упомянутом патенте США №7088299 рекомендовано размещать "стрелку" не на углу подложки, а так, чтобы ее острие "упиралось" в край подложки.If the number of operating frequencies is equal to two, then in the aforementioned US patent No. 7088299 it is recommended to place the “arrow” not on the corner of the substrate, but so that its tip “rests” on the edge of the substrate.

Однако вследствие того, что диполь имеет форму "стрелки", уровень кросс-поляризационного излучения такой дипольной антенны будет выше, чем в печатной дипольной антенне с коллинеарными половинками диполя, то есть с диполем в виде "незаостренной" буквы "Т".However, due to the fact that the dipole has the shape of an arrow, the level of cross-polarization radiation of such a dipole antenna will be higher than in a printed dipole antenna with collinear halves of the dipole, that is, with a dipole in the form of an “unsharp” letter “T”.

Иными словами, диполь в виде "незаостренной" буквы "Т" характеризуется высокой, если не наивысшей, степенью "чистоты поляризации" (т.е. наивысшей степенью линейности поляризации, или минимальным уровнем кросс-поляризационного излучения). Именно это обстоятельство обусловило применение диполей в виде "незаостренной" буквы "Т" при построении однодиапазонной маловысотной (низкопрофильной) дуально-поляризованной антенны с высокой чистотой поляризации, описанной в патенте США №6310584, H01Q 21/00, опубликованном 30 октября 2001 года под следующим заголовком: "Low profile high polarization purity dual-polarized antennas".In other words, a dipole in the form of an “non-pointed” letter “T” is characterized by a high, if not the highest, degree of “purity of polarization” (ie, the highest degree of linearity of polarization, or the minimum level of cross-polarization radiation). It is this circumstance that caused the use of dipoles in the form of an “non-pointed” letter “T” when constructing a single-band low-altitude (low-profile) dual-polarized antenna with high polarization purity described in US patent No. 6310584, H01Q 21/00, published October 30, 2001 under the following heading: "Low profile high polarization purity dual-polarized antennas".

Кроме того, наличие "крючка" из питающей и вспомогательной микрополосковых линий, начала которых соединены перемычкой, проходящей над зазором щелевой линии, не позволяет профрезеровать в диэлектрике подложки щель, размеры который равны соответствующим размерам зазора между проводниками щелевой линии. Фрезерованная в подложке щель необходима при реализации турникетной антенны, состоящей из двух диполей, оси которых перпендикулярны друг другу, а центры диполей совмещены. Чтобы реализовать турникетную антенну, в одной подложке щель фрезеруется в зазоре щелевой линии, а в другой подложке - с противоположной стороны, то есть по заземленной металлизации.In addition, the presence of a “hook” from the supply and auxiliary microstrip lines, the beginning of which is connected by a jumper passing over the gap of the slit line, does not allow a slot to be milled in the dielectric of the substrate, the dimensions of which are equal to the corresponding dimensions of the gap between the conductors of the slit line. A slot milled in the substrate is necessary for the implementation of a turnstile antenna consisting of two dipoles whose axes are perpendicular to each other and the centers of the dipoles are aligned. In order to realize a turnstile antenna, the slot is milled in one gap in the gap of the slit line, and in the other substrate, on the opposite side, that is, through grounded metallization.

Поскольку питающие линии смещены от оси зазора щелевой линии и, следовательно, от осей профрезерованных в подложке щелей, то при установке одной подложки на другую перпендикулярно друг к другу по принципу "щель в щель" центры диполей совмещаются. Остается только пропаять стык заземленных участков металлизации обеих подложек и подключить два питающих коаксиальных кабеля для подведения от двухканального делителя мощности СВЧ сигналов со сдвигом фазы 90° (иными словами: сигналов "в фазовой квадратуре").Since the supply lines are offset from the axis of the gap of the slit line and, therefore, from the axes of the slots milled in the substrate, when installing one substrate on the other, the centers of the dipoles are aligned perpendicular to each other according to the "gap in the gap" principle. It remains only to solder the joint of the grounded metallization sections of both substrates and connect two supply coaxial cables for supplying microwave signals with a phase shift of 90 ° from a two-channel power divider (in other words: signals “in phase quadrature”).

Таким образом, описанная в упомянутом патенте США №7088299 многодиапазонная печатная антенна с дипольными излучателями в форме модифицированной в "стрелку" прописной латинской буквы "Т" характеризуется повышенным уровнем кросс-поляризационного излучения и непригодна для построения турникетных антенн из двух диполей вследствие невозможности фрезерования в диэлектрике продольной щели в зазоре между проводниками щелевой линии основания буквы "Т".Thus, the multi-band printed antenna with dipole emitters in the form of an uppercase Latin letter “T” described in the aforementioned US patent No. 7088299 is thus characterized by an increased level of cross-polarization radiation and is unsuitable for constructing turnstile antennas from two dipoles due to the inability to be milled in dielectric longitudinal slit in the gap between the conductors of the slotted line of the base of the letter "T".

Прототипом предлагаемого изобретения является выгодно отличающаяся от упомянутых ранее многодиапазонных антенн по "чистоте поляризации" многодиапазонная печатная дипольная антенна, описанная в патенте США №7432873, H01Q 1/38, H01Q 21/00, опубликованном 7 февраля 2008 года. Эта антенна содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, отрезки щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами, играющие роль оснований двух прописных латинских букв "Т", сплошной прямоугольный заземленный печатный проводник, два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован своей парой половинок. Антенна содержит также две питающие и две разомкнутые на конце вспомогательные микрополосковые линии, реализованные на лицевой поверхности подложки.The prototype of the invention is advantageously different from the previously mentioned multi-band antennas in terms of "polarization purity" multi-band printed dipole antenna described in US patent No. 7432873, H01Q 1/38, H01Q 21/00, published February 7, 2008. This antenna contains a thin rectangular dielectric substrate with front and back surfaces, slit line segments with short and open ends, playing the role of the bases of two uppercase Latin letters "T", a solid rectangular grounded printed conductor, two parallel dipoles of different lengths, each of which is formed with a couple of halves. The antenna also contains two supply and two auxiliary microstrip lines open at the end, implemented on the front surface of the substrate.

Фактически, в упомянутой антенне используются два диполя, реализованные в форме "незаостренной" буквы "Т" и расположенные на подложке как бы "друг за другом" (или "друг над другом" при вертикальном расположении подложки). Иными словами, осевые линии обоих отрезков щелевой линии в основаниях букв "Т" обоих диполей совпадают, а сплошной прямоугольный заземленный печатный проводник непосредственно соединен с закороченным концом отрезка щелевой линии той буквы "Т", которая соответствует короткому (т.е. высокочастотному) диполю. При этом начала питающих и вспомогательных микрополосковых линий соответствующих диполей соединены между собой, что формирует два "крючка", причем "крючок" длинного (низкочастотного) диполя расположен над одной из его половинок, а "крючок" короткого (высокочастотного) диполя во избежание пересечения с питающей линией низкочастотного диполя расположен над одним из проводников отрезка щелевой линии основания буквы "Т" высокочастотного диполя.In fact, two dipoles are used in the aforementioned antenna, implemented in the form of an “non-pointed” letter “T” and located on the substrate as if “one after another” (or “one above the other” with the vertical arrangement of the substrate). In other words, the axial lines of both segments of the slit line in the bases of the letters “T” of both dipoles coincide, and the solid rectangular grounded printed conductor is directly connected to the shorted end of the section of the slot line of that letter “T” that corresponds to a short (ie high-frequency) dipole . In this case, the beginnings of the supply and auxiliary microstrip lines of the corresponding dipoles are interconnected, which forms two “hooks”, the “hook” of the long (low-frequency) dipole located above one of its halves, and the “hook” of the short (high-frequency) dipole to avoid intersecting with the supply line of the low-frequency dipole is located above one of the conductors of the slit line of the base of the letter "T" of the high-frequency dipole.

В результате описанная двухдиапазонная антенна, образованная "незаостренными" диполями, характеризуется высокой "чистотой поляризации" и хорошим согласованием в обоих диапазонах частот с питающими коаксиальными кабелями, подключенными к концам обеих питающих микрополосковых линий, расположенным в непосредственной близости к одной из сторон подложки. Противоположная сторона этой пары сторон предназначена для формирования низкочастотного диполя, в то время как высокочастотный диполь реализован в центре подложки. Так как диполи следуют "друг за другом", то упомянутые стороны подложки являются ее малыми сторонами.As a result, the described dual-band antenna formed by “non-pointed” dipoles is characterized by high “polarization purity” and good matching in both frequency ranges with coaxial power cables connected to the ends of both microstrip power lines located in close proximity to one of the substrate sides. The opposite side of this pair of sides is intended to form a low-frequency dipole, while a high-frequency dipole is implemented in the center of the substrate. Since the dipoles follow "one after another", the mentioned sides of the substrate are its small sides.

Однако расположенные "друг за другом" диполи в форме "незаостренной" буквы "Т" обусловливают значительный размер большой стороны подложки. Поскольку обе буквы "Т" (оба диполя) должны излучать энергию в окружающее свободное пространство, то они должны возвышаться ("выступать") над внешней поверхностью объекта установки (например: кузов автомобиля, фюзеляж маловысотного самолета) на высоту, равную сумме высот обеих букв "Т". Такое возвышение демаскирует антенну (делает ее весьма заметной в радиолокационном смысле) и должно быть минимизировано в первом приближении хотя бы до высоты одной буквы "Т".However, dipoles arranged “one after another” in the form of an “non-pointed” letter “T” cause a significant size of the large side of the substrate. Since both letters "T" (both dipoles) must radiate energy into the surrounding free space, they must rise ("protrude") above the external surface of the installation object (for example: a car body, the fuselage of a low-altitude aircraft) to a height equal to the sum of the heights of both letters "T". Such an elevation unmasks the antenna (makes it very noticeable in the radar sense) and should be minimized as a first approximation to at least the height of one letter "T".

Кроме того, наличие "крючков" из питающих и вспомогательных микрополосковых линий, проходящих поперек и над зазорами между проводниками отрезков щелевой линии, не позволяет выполнить в подложке в зазоре щелевой линии щель, необходимую для реализации турникетных антенн с круговой/эллиптической поляризацией.In addition, the presence of “hooks” from the supply and auxiliary microstrip lines extending across and above the gaps between the conductors of the slit line segments does not allow the slot in the substrate in the gap of the slit line to be necessary to realize turnstile antennas with circular / elliptical polarization.

Задачей предлагаемого изобретения является создание двухдиапазонной печатной дипольной антенны с уменьшенным размером большой стороны подложки, позволяющей реализовать менее заметные в радиолокационном смысле двухдиапазонные отдельно используемые дипольные антенны, а также турникетные антенны и фазированные антенные решетки из дипольных и турникетных антенн со сниженными габаритно-массовыми показателями.The objective of the invention is the creation of a dual-band printed dipole antenna with a reduced size of the large side of the substrate, which allows for the implementation of less noticeable in the radar sense dual-band separately used dipole antennas, as well as turnstile antennas and phased array antennas from dipole and turnstile antennas with reduced overall and mass parameters.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известной двухдиапазонной печатной дипольной антенне, содержащей тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, имеющую пару больших и пару малых сторон, отрезок щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами, сплошной прямоугольный печатный проводник с парой больших и парой малых сторон, два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован парой идентичных коллинеарных узких печатных проводников, питающую и разомкнутую на конце вспомогательную микрополосковые линии, при этом отрезок щелевой линии, длина которого равна половине длины большого диполя, выполнен на обратной поверхности подложки так, что его продольная ось симметрии совпадает с большой ее осью симметрии, а разомкнутый конец расположен вблизи одной из малых сторон подложки, сплошной прямоугольный печатный проводник выполнен также на обратной поверхности подложки, причем одна из его малых сторон полностью совпадает с короткозамкнутым концом отрезка щелевой линии, а другая малая его сторона совпадает со второй малой стороной подложки в центральной ее части, большой диполь выполнен вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии так, что внешние кромки его узких печатных проводников полностью совпадают с малой стороной подложки, питающая микрополосковая линия, ширина которой в три-пять раз меньше ширины проводника щелевой линии, а длина равна длине большой стороны подложки, выполнена на лицевой поверхности подложки параллельно большой ее оси симметрии со сдвигом, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии над одним из проводников щелевой линии, вспомогательная микрополосковая линия, ширина которой равна ширине питающей микрополосковой линии, а длина равна длине отрезка щелевой линии, выполнена также на лицевой поверхности подложки, в подложке в зазоре щелевой линии выполнена продольная щель, длина и ширина который равны соответствующим размерам зазора в щелевой линии, оба диполя выполнены на лицевой поверхности подложки, причем расстояние между смежными кромками их узких печатных проводников равно их ширине, вспомогательная микрополосковая линия выполнена над вторым проводником отрезка щелевой линии симметрично, при этом начала питающей и вспомогательной микрополосковых линий гальванически соединены с соответствующими узкими печатными проводниками каждого из диполей, а конец питающей микрополосковой линии является входом антенны.The solution to this problem is provided by the fact that in the well-known dual-band printed dipole antenna containing a thin rectangular dielectric substrate with front and back surfaces having a pair of large and a pair of small sides, a slit line segment with short-circuited and open ends, a solid rectangular printed conductor with a pair of large and a pair of small sides, two parallel parallel dipoles of different lengths, each of which is formed by a pair of identical collinear narrow printed conductors, which is powered and open an auxiliary microstrip line at the end, and a segment of the slit line, the length of which is half the length of a large dipole, is made on the reverse surface of the substrate so that its longitudinal axis of symmetry coincides with its major axis of symmetry, and the open end is located near one of the small sides of the substrate , a continuous rectangular printed conductor is also made on the back surface of the substrate, one of its small sides completely coinciding with the short-circuited end of the slot line segment, and the other its small side does not coincide with the second small side of the substrate in its central part, a large dipole is made near the open end of the slot line segment so that the outer edges of its narrow printed conductors completely coincide with the small side of the substrate, which feeds the microstrip line, whose width is three to five times less than the width slot line conductor, and the length is equal to the length of the large side of the substrate, is made on the front surface of the substrate parallel to its major axis of symmetry with a shift, providing a symmetrical arrangement of the supply line above one of the conductors of the slit line, an auxiliary microstrip line, the width of which is equal to the width of the feed microstrip line, and the length is equal to the length of the length of the slit line, is also made on the front surface of the substrate, a longitudinal slit is made in the substrate in the gap of the slot line, the length and width of which are equal to the corresponding the dimensions of the gap in the slit line, both dipoles are made on the front surface of the substrate, and the distance between the adjacent edges of their narrow printed conductors is equal to their width, auxiliary micro The skew line is made symmetrically above the second conductor of the slit line segment, while the beginning of the supply and auxiliary microstrip lines are galvanically connected to the corresponding narrow printed conductors of each of the dipoles, and the end of the supply microstrip line is the antenna input.

На фиг.1 изображена предлагаемая ДПДА в трех проекциях, на фиг.2 - эскиз предлагаемой ДПДА, которая служит 1-ой подложкой турникетной двухдиапазонной печатной антенны, на фиг.3 представлен эскиз модифицированной ДПДА со щелью, выполненной со стороны подключения коаксиального кабеля, которая служит 2-ой подложкой турникетной двухдиапазонной печатной антенны, на фиг.4 изображена турникетная двухдиапазонная печатная антенна на основе 1-ой и 2-ой вышеупомянутых подложек, на фиг.5 представлены теоретическая и экспериментальные частотные характеристики модуля входного коэффициента отражения ДПДА в логарифмическом масштабе (децибелах), на фиг.6 изображены экспериментальные диаграммы направленности по интенсивности поля F_E и F_H в плоскостях векторов напряженности электрического

и магнитного

полей на центральной частоте f₀₁=2.27 ГГц нижнего диапазона частот, на фиг.7 - те же диаграммы направленности на центральной частоте f₀₂=2.87 ГГц верхнего диапазона частот.Figure 1 shows the proposed DPDA in three projections, figure 2 is a sketch of the proposed DPDA, which serves as the first substrate of a turnstile dual-band printed antenna, figure 3 shows a sketch of a modified DPDA with a slot made on the side of the coaxial cable connection, which serves as the second substrate of a turnstile dual-band printing antenna, figure 4 shows a turnstile dual-band printing antenna based on the first and second aforementioned substrates, figure 5 shows the theoretical and experimental frequency characteristics ISTIC module DPDA input reflection coefficient on a logarithmic scale (dB) in Figure 6 shows the experimental directivity pattern of the field intensity F _E and F _H planes in the vectors of the electric

and magnetic

fields at the center frequency f ₀₁ = 2.27 GHz of the lower frequency range, Fig. 7 shows the same radiation patterns at the center frequency f ₀₂ = 2.87 GHz of the upper frequency range.

Предлагаемая ДПДА (фиг.1) содержит тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку 1 с лицевой 2 и обратной 3 поверхностями, имеющую пару больших 4, 5 и пару малых 6, 7 сторон. На обратной поверхности 3 подложки 1 выполнен отрезок 8 щелевой линии с короткозамкнутым 9 и разомкнутым 10 концами так, что его продольная ось симметрии совпадает с большой осью симметрии "а"-"а" подложки 1, а разомкнутый конец 10 расположен вблизи ее малой стороны 6. Сплошной прямоугольный печатный проводник 11 с парой больших 12, 13 и парой малых 14, 15 сторон, ширина W_p которого несколько больше суммарной ширины отрезка 8 щелевой линии, выполнен также на обратной поверхности 3 подложки 1. Малая сторона 14 сплошного проводника 11 совпадает с короткозамкнутым концом 9 отрезка 8 щелевой линии, а другая малая сторона 15 проводника 11 совпадает со второй малой стороной 7 подложки 1 в центральной ее части. При этом краевое поле между стороной 15 печатного проводника 11 и малой стороной 7 подложки 1 в зоне их совпадения определяется разрешающей способностью технологического процесса формообразования печатного проводника 11 и составляет 0,3÷0,5 мм, что пренебрежимо мало по сравнению с размерами проводника 11 и подложки 1.The proposed DPDA (Fig. 1) contains a thin rectangular dielectric substrate 1 with front 2 and reverse 3 surfaces, having a pair of large 4, 5 and a pair of small 6, 7 sides. On the reverse surface 3 of the substrate 1, a section 8 of the slotted line is made with a short-circuited 9 and an open 10 ends so that its longitudinal axis of symmetry coincides with the major axis of symmetry "a" - "a" of the substrate 1, and the open end 10 is located near its small side 6 A continuous rectangular printed conductor 11 with a pair of large 12, 13 and a pair of small 14, 15 sides, the width W _{p of} which is slightly larger than the total width of the slit line segment 8, is also made on the reverse surface 3 of the substrate 1. The small side 14 of the solid conductor 11 coincides with short-circuit the smallest end 9 of the segment 8 of the slit line, and the other small side 15 of the conductor 11 coincides with the second small side 7 of the substrate 1 in its central part. In this case, the boundary field between the side 15 of the printed conductor 11 and the small side 7 of the substrate 1 in the zone of their coincidence is determined by the resolution of the technological process of forming the printed conductor 11 and is 0.3 ÷ 0.5 mm, which is negligible compared to the dimensions of the conductor 11 and substrates 1.

Два различных по длине параллельных диполя, большой из которых образован парой 16, 17, а малый - парой 18, 19 идентичных коллинеарных узких печатных проводников, выполнены на лицевой поверхности 2 подложки 1 так, что расстояние S_D между смежными кромками их узких печатных проводников равно их ширине W_D. При этом вследствие того, что расстояние S_D=W_D невелико, как большой, так и малый диполи расположены вблизи разомкнутого конца 10 отрезка 8 щелевой линии, но их суммарная ширина 2W_D+S_D не превышает расстояние S_S от разомкнутого конца 10 отрезка 8 до малой стороны 6 подложки 1, а внешние кромки узких печатных проводников 16 и 17 полностью совпадает с упомянутой малой стороной 6.Two parallel parallel dipoles of different lengths, the largest of which is formed by a pair of 16, 17, and the small by a pair of 18, 19 identical collinear narrow printed conductors, are made on the front surface 2 of the substrate 1 so that the distance S _D between the adjacent edges of their narrow printed conductors is their width W _D. Moreover, due to the fact that the distance S _D = W _D is small, both the large and small dipoles are located near the open end 10 of the segment 8 of the slit line, but their total width 2W _D + S _D does not exceed the distance S _S from the open end 10 of the segment 8 to the small side 6 of the substrate 1, and the outer edges of the narrow printed conductors 16 and 17 completely coincide with said small side 6.

Питающая микрополосковая линия 20, ширина W_F которой в три-пять раз меньше ширины W_S проводника отрезка 8 щелевой линии, а длина равна длине большой стороны 4 подложки 1, выполнена на лицевой ее поверхности 2 параллельно большой ее оси симметрии «а»-«а» со сдвигом S_A, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии 20 с продольной осью «b»-«b» над одним из проводников отрезка 8 щелевой линии. При этом начало 21 питающей микрополосковой линии 20 гальванически соединено с узкими печатными проводниками 16, 19 обоих диполей, что достигается за счет небольшого общего участка металлизации (фольги) на лицевой поверхности 2 подложки 1 в области гальванического соединения, реализуемого без использования пайки в технологическом цикле формирования проводящего печатного рисунка антенны. Конец 22 питающей микрополосковой линии 20 совпадает с малой стороной 7 подложки 1, так как длина питающей линии 20 равна длине большой стороны 4 подложки 1, и служит входом/выходом антенны. К этому концу припаивается центральный штырек коаксиально-микрополоскового перехода (на фиг.1 переход условно не показан), корпус которого должен иметь надежное гальваническое соединение с малой стороной 15 сплошного прямоугольного печатного проводника 11. При безразъемной коммутации к концу 22 линии 20 припаивается центральный проводник (жила) коаксиального кабеля, наружный проводник которого (оплетка) припаивается к малой стороне 15 проводника 11.The feed microstrip line 20, the width W _{F of} which is three to five times smaller than the width W _{S of the} conductor of segment 8 of the slit line, and the length is equal to the length of the large side 4 of the substrate 1, is made on its front surface 2 parallel to its major axis of symmetry “a” - “ a "with a shift S _A , providing a symmetrical arrangement of the supply line 20 with the longitudinal axis" b "-" b "over one of the conductors of the section 8 of the slit line. At the same time, the beginning 21 of the supply microstrip line 20 is galvanically connected to the narrow printed conductors 16, 19 of both dipoles, which is achieved due to the small common metallization (foil) area on the front surface 2 of the substrate 1 in the area of the galvanic connection, realized without the use of soldering in the technological formation cycle conductive printed drawing of the antenna. The end 22 of the supply microstrip line 20 coincides with the small side 7 of the substrate 1, since the length of the supply line 20 is equal to the length of the large side 4 of the substrate 1, and serves as input / output antenna. The central pin of the coaxial microstrip junction is soldered to this end (the transition is not conventionally shown in FIG. 1), the casing of which should have a reliable galvanic connection with the small side 15 of the continuous rectangular printed conductor 11. With the switchless connection, the central conductor is soldered to the end 22 of line 20 ( core) of a coaxial cable, the outer conductor of which (braid) is soldered to the small side 15 of the conductor 11.

Вспомогательная микрополосковая линия 23 с разомкнутым концом 24, ширина W_L которой равна ширине W_F питающей микрополосковой линии 20, а длина L_L равна длине отрезка 8 щелевой линии, выполнена также на лицевой поверхности 2 подложки 1. При этом вспомогательная линия 23 расположена над вторым проводником отрезка 8 щелевой линии симметрично, то есть ее продольная ось «с»-«с» отстоит от большой оси симметрии «а»-«а» подложки 1 на такое же расстояние S_A, как и продольная ось «b»-«b» питающей микрополосковой линии 20. Начало 25 вспомогательной линии 23 гальванически соединено с узкими печатными проводниками 17, 18 обоих диполей, что достигается за счет небольшого участка металлизации (фольги) на лицевой поверхности 2 подложки 1 в зоне соединения, реализуемого в технологическом цикле изготовления антенны (то есть пайка не используется).The auxiliary microstrip line 23 with open end 24, the width W _{L of} which is equal to the width W _{F of the} supply microstrip line 20, and the length L _L is equal to the length of the cut 8 of the slit line, is also made on the front surface 2 of the substrate 1. In this case, the auxiliary line 23 is located above the second the conductor of segment 8 of the slotted line is symmetrical, that is, its longitudinal axis "c" - "c" is spaced from the large axis of symmetry "a" - "a" of the substrate 1 by the same distance S _A as the longitudinal axis "b" - "b "Feed microstrip line 20. Start 25 auxiliary line 23 gal is vanically connected to the narrow printed conductors 17, 18 of both dipoles, which is achieved due to the small metallization (foil) portion on the front surface 2 of the substrate 1 in the connection zone, which is realized in the antenna manufacturing technological cycle (that is, soldering is not used).

После окончания технологического цикла формирования металлизации проводящих рисунков лицевой 2 и обратной 3 поверхностей в диэлектрической подложке 1 в зазоре отрезка 8 щелевой линии выполняется (например, фрезерованием) продольная щель 26, длина и ширина которой равны соответствующим размерам L_L и D_S зазора между проводниками 10 отрезка 8 щелевой линии.After the end of the technological cycle of the formation of metallization of the conductive patterns of the front 2 and reverse 3 surfaces in the dielectric substrate 1, a longitudinal slit 26 is made (for example, by milling) in the gap of the slit line segment 8, the length and width of which are equal to the corresponding dimensions L _L and D _{S of the} gap between the conductors 10 segment 8 of the slit line.

В заявленной ДПДА наибольшая концентрация излучения (максимум ее диаграммы направленности) в обоих диапазонах будет наблюдаться в направлении возрастания значений оси Z декартовой системы координат (фиг.1), перпендикулярной малой стороне 6 подложки 1. В то же время излучение в противоположном направлении малой стороны 7 подложки 1 будет существенно ослаблено, так как сплошной печатный проводник 11 соединяется гальванически с корпусом объекта установки, то есть фактически с «землей». При этом ширина W_D узких коллинеарных печатных проводников 16, 17 и 18, 19 обоих диполей выбирается в пределах (1,5…2) мм для обеспечения необходимой степени адгезии проводящей медной фольги с диэлектриком и слабо влияет на форму диаграмм направленности и уровень согласования в обоих диапазонах [см., например, работы: а) «Устройства СВЧ и антенны. Проектирование ФАР»/ Под ред. Д.И.Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2003, - 632 с.; б) «Конструкторско-технологические основы проектирования полосковых микросхем» / Под ред. И.П.Бушминского. - М.: Радио и связь, 1987, - 272 с.].In the claimed DPDA, the highest radiation concentration (the maximum of its radiation pattern) in both ranges will be observed in the direction of increasing values of the Z axis of the Cartesian coordinate system (Fig. 1), perpendicular to the small side 6 of the substrate 1. At the same time, the radiation in the opposite direction of the small side 7 substrate 1 will be significantly weakened, since the solid printed conductor 11 is connected galvanically to the housing of the installation object, that is, in fact, with the "ground". The width W _{D of the} narrow collinear printed conductors 16, 17 and 18, 19 of both dipoles is selected within (1.5 ... 2) mm to ensure the necessary degree of adhesion of the conductive copper foil to the dielectric and weakly affects the shape of the radiation patterns and the level of matching in both ranges [see, for example, work: a) “Microwave devices and antennas. Headlight Engineering ”/ Ed. D.I. Voskresensky. - M .: Radio engineering, 2003, - 632 p .; b) "Design and technological basis for the design of strip microcircuits" / Ed. I.P. Bushminsky. - M .: Radio and communications, 1987, - 272 p.].

Толщина Н диэлектрической подложки 1, являющейся несущим конструктивным элементом ДПДА, также слабо влияет на параметры диаграмм направленности и согласования в обоих диапазонах и учитывается при расчете длин узких печатных проводников 16, 17 и 18, 19 так, чтобы они составляли примерно четверть длины волны в окружающем свободном пространстве (см. вышеупомянутую работу под ред. Д.И.Воскресенского). Поэтому для изготовления ДПДА рекомендуется выбирать отечественные листовые фольгированные диэлектрики с относительной диэлектрической проницаемостью ε_r и толщиной Н, равными: ε_r=2…6; Н=1…3 мм.The thickness H of the dielectric substrate 1, which is the supporting structural element of the DPDA, also weakly affects the parameters of the radiation patterns and matching in both ranges and is taken into account when calculating the lengths of narrow printed conductors 16, 17 and 18, 19 so that they are about a quarter of the wavelength in the surrounding free space (see the above work under the editorship of D.I. Voskresensky). Therefore, for the manufacture of DPDA, it is recommended to choose domestic sheet foil dielectrics with a relative permittivity ε _r and thickness H equal to: ε _r = 2 ... 6; H = 1 ... 3 mm.

Более существенное влияние на характеристики заявленной ДПДА в обоих диапазонах оказывает длина (L_L-S_S) и ширина (2W_S+D_S) отрезка 8 щелевой линии, длина L_L и ширина W_L разомкнутой вспомогательной микрополосковой линии 23, а также ширина W_F питающей микрополосковой линии 20 (фиг.1). С точки зрения унификации изготовления антенны выбрано условие: W_F=W_L. При этом для обеспечения необходимой степени концентрации электромагнитного поля в диэлектрике микрополосковых линий 20 и 23 выбрано следующее условие: W_S=4W_F. Тем самым достигается почти 100%-ная передача энергии источника СВЧ сигнала от входа 22 к узким печатным проводникам 16, 17 и 18, 19 обоих диполей, где она далее излучается в верхнюю полусферу (Z>0) окружающего свободного пространства. Поскольку размер W_P малой стороны 15 сплошного прямоугольного печатного проводника 11 (то есть фактически - его ширина) превышает суммарную ширину (2W_S+D_S) отрезка 8 щелевой линии W_P>(2W_S+D_S) (фиг.1), то степень концентрации электромагнитной энергии в диэлектрике питающей линии 20 на участке ее прохождения над проводником 11 будет еще выше, чем на участке ее распространения над проводником 10 отрезка 8 щелевой линии, имеющим ширину W_S=4W_F.The length (L _L -S _S ) and width (2W _S + D _S ) of the slotted line section 8, the length L _L and the width W _{L of the} open auxiliary microstrip line 23, as well as the width W _F feed microstrip line 20 (figure 1). From the point of view of unifying the manufacture of the antenna, the condition is selected: W _F = W _L. Moreover, to ensure the necessary degree of concentration of the electromagnetic field in the dielectric of the microstrip lines 20 and 23, the following condition was selected: W _S = 4W _F. This achieves an almost 100% transfer of the energy of the microwave signal source from input 22 to the narrow printed conductors 16, 17 and 18, 19 of both dipoles, where it is further radiated into the upper hemisphere (Z> 0) of the surrounding free space. Since the size W _{P of the} small side 15 of the continuous rectangular printed conductor 11 (that is, in fact, its width) exceeds the total width (2W _S + D _S ) of the slit line section 8 W _P > (2W _S + D _S ) (FIG. 1), then the degree of concentration of electromagnetic energy in the dielectric of the supply line 20 in the region of its passage above the conductor 11 will be even higher than in the region of its propagation above the conductor 10 of the slot 8 line segment 8 having a width W _S = 4W _F.

В свою очередь ширина W_F питающей микрополосковой линии определяется по заданному значению волнового сопротивления ρ₀ питающего коаксиального кабеля, стандартные уровни которого 50 или 75 Ом. Для нахождения ширины W_F используются графики рис.2.41 или рис.2.42 работы: «Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств» / Под ред. В.И.Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982, - 328 с. Возможно также использование Интернет-ресурсов, содержащих справочные данные по волновым сопротивлениям микрополосковых линий.In turn, the width W _{F of the} supply microstrip line is determined by the given value of the wave impedance ρ _{0 of the} supply coaxial cable, the standard levels of which are 50 or 75 Ohms. To find the width W _F, use the graphs in Fig. 2.41 or Fig. 2.42 of the work: “A Handbook for the Calculation and Design of Microwave Strip Devices” / Ed. V.I. Volman. - M .: Radio and communications, 1982, - 328 p. It is also possible to use Internet resources containing reference data on wave impedances of microstrip lines.

Принцип действия заявляемой ДПДА состоит в следующем.The principle of operation of the claimed DPDA is as follows.

Пусть к началу 22 питающей микрополосковой линии 20 через коаксиальный кабель от генератора с внутренним вещественным сопротивлением R_S=ρ₀ (на фиг.1 генератор условно не показан) подводится СВЧ сигнал, амплитуда которого остается неизменной в широкой полосе частот, включающей в себя оба рабочих диапазона: нижний f_L1…f_R1 с центральной частотой f₀₁=(f_L1+f_R1)/2 и верхний f_L2…f_R2 с центральной частотой

, которым соответствуют длины

и

центральных волн. При этом внутренний проводник кабеля (жила) гальванически соединяется с началом 22 (например, пайкой), а наружный проводник кабеля (оплетка) также гальванически соединяется с противоположной точкой малой стороны 15 сплошного прямоугольного печатного проводника 11. Поданный сигнал проходит питающую микрополосковую линию 20 и поступает в общий участок металлизации, гальванически соединяющий начало 21 питающей линии 20 и узкие печатные проводники 16 и 19 каждого из диполей. В результате на проводящей поверхности проводника 16 возникает интенсивный поверхностный ток проводимости лишь на частоте f₀₁ нижнего диапазона, а на поверхности проводника 19 возникает тот же ток на частоте f₀₂ верхнего диапазона. Поскольку толщина металлизации (фольги) t_F, составляющая порядка 15…30 мкм, пренебрежимо мала по сравнению с толщиной Н диэлектрической подложки 1, то узкие печатные проводники 16 и 19, несущие на себе интенсивные высокочастотные токи проводимости в нижнем и верхнем диапазонах соответственно, занимают лишь небольшую часть объема ДПДА. Фактически упомянутые токи проводимости на проводниках 16, 19 можно считать «нитевидными», то есть локализованными вдоль продольных осей проводников 16 и 19. Изменяющиеся во времени «нитевидные» высокочастотные токи проводимости, протекающие по неэкранированным проводникам 16 и 19, неизбежно приводят к существованию токов смещения соответствующих частот f₀₁ и f₀₂ в пространстве, окружающем оба проводника 16 и 19. Следовательно, по закону Максвелла о непрерывности полного тока существующие токи смещения разных частот f₀₁ и f₀₂ приводят к возникновению «нитевидных» поверхностных токов проводимости тех же частот f₀₁ и f₀₂ на проводящих поверхностях ничем не экранированных узких печатных проводников 17 и 18 соответственно. Поэтому направления «нитевидных» токов проводимости f₀₁ (на проводниках 16, 17) и f₀₂ (на проводниках 18, 19) ориентированы в одном и том же направлении оси x (фиг.1): либо орту (

), либо орту (

). При этом ток частоты f₀₁ нижнего диапазона на поверхности проводников 18, 19 имеет пренебрежимо малую интенсивность так же, как ток частоты f₀₂ верхнего диапазона на поверхности проводников 16, 17. Это обусловлено тем, что различные по длине параллельные диполи, каждый из которых образован парой 16, 17 и 18, 19 идентичных коллинеарных узких печатных проводников, хотя и расположены на небольшом расстоянии S_D друг от друга (фиг.1), но практически не взаимодействуют между собой. Иными словами, каждый диполь резонирует на своей частоте (f₀₁ или f₀₂) и «вырезает» из спектра подведенного к концу 22 питающей линии 20 широкополосного сигнала для последующего эффективного излучения только небольшие диапазоны частот: нижний f_L1….f_R1 и верхний f_L2…f_R2. На всех остальных частотах «нитевидные» поверхностные токи проводимости на проводниках 16, 17 и 18, 19, а также соответствующие им токи смещения в окружающем антенну пространстве имеют пренебрежимо малую интенсивность, и излучение энергии крайне мало. Эффективное излучение означает практически полный отбор мощности от источника сигнала на частотах f₀₁ и f₀₂, то есть малый коэффициент отражения на входе ДПДА, коим является конец 22 питающей линии 20 (фиг.1).Let the microwave signal be supplied to the beginning 22 of the supply microstrip line 20 through a coaxial cable from a generator with an internal material resistance R _S = ρ ₀ (the generator is not shown conventionally in Fig. 1), the amplitude of which remains unchanged in a wide frequency band that includes both operating range: lower f _L1 ... f _R1 with center frequency f ₀₁ = (f _L1 + f _R1 ) / 2 and upper f _L2 ... f _R2 with center frequency

which correspond to the lengths

and

central waves. In this case, the inner conductor of the cable (core) is galvanically connected to the beginning 22 (for example, by soldering), and the outer conductor of the cable (braid) is also galvanically connected to the opposite point of the small side 15 of the continuous rectangular printed conductor 11. The supplied signal passes the supply microstrip line 20 and enters into a common metallization section galvanically connecting the beginning 21 of the supply line 20 and the narrow printed conductors 16 and 19 of each of the dipoles. As a result, an intense surface conductivity current arises on the conductive surface of the conductor 16 only at a frequency f _{01 of the} lower range, and the same current arises on the surface of the conductor 19 at a frequency f _{02 of the} upper range. Since the metallization (foil) thickness t _F , of the order of 15 ... 30 μm, is negligible compared to the thickness H of the dielectric substrate 1, the narrow printed conductors 16 and 19, which carry intense high-frequency conductivity currents in the lower and upper ranges, respectively, occupy only a small fraction of the volume of DPDA. In fact, the aforementioned conduction currents on conductors 16, 19 can be considered “filamentary”, that is, localized along the longitudinal axes of conductors 16 and 19. Time-varying “filamentary” high-frequency conductivity currents flowing along unshielded conductors 16 and 19 inevitably lead to bias currents corresponding frequencies f ₀₁ and f ₀₂ in the space surrounding both conductors 16 and 19. Therefore, according to Maxwell's law on the continuity of the total current, existing bias currents of different frequencies f ₀₁ and f ₀₂ lead to the formation of "filamentary" surface conductivity currents of the same frequencies f ₀₁ and f ₀₂ on the conductive surfaces of unshielded narrow printed conductors 17 and 18, respectively. Therefore, the directions of the "filamentous" conduction currents f ₀₁ (on conductors 16, 17) and f ₀₂ (on conductors 18, 19) are oriented in the same direction of the x axis (Fig. 1): either the unit vector (

), or ortho (

) In this case, the current of the lower frequency frequency f ₀₁ on the surface of the conductors 18, 19 has a negligible intensity in the same way as the current of the upper frequency frequency f ₀₂ on the surface of the conductors 16, 17. This is because parallel dipoles of different lengths, each of which is formed a pair of 16, 17 and 18, 19 identical collinear narrow printed conductors, although located at a small distance S _D from each other (figure 1), but practically do not interact with each other. In other words, each dipole resonates at its own frequency (f ₀₁ or f ₀₂ ) and “cuts out” only small frequency ranges from the spectrum of the broadband signal fed to end 22 of the supply line 20 for subsequent effective emission: lower f _L1 ... .f _R1 and upper f _L2 ... f _R2 . At all other frequencies, the “filamentary” surface conductivity currents on conductors 16, 17, and 18, 19, as well as the corresponding bias currents in the space surrounding the antenna, are negligible and the energy radiation is extremely small. Effective radiation means almost complete power take-off from the signal source at frequencies f ₀₁ and f ₀₂ , that is, a low reflection coefficient at the input of the DPDA, which is the end 22 of the supply line 20 (Fig. 1).

Таким образом, при правильной настройке ДПДА (то есть при соответствующем подборе длин L₁₆=L₁₇ и L₁₈=L₁₉ проводников 16, 17 и 18, 19) возникает интенсивное излучение электромагнитной энергии в направлении орта (

), перпендикулярном малой стороне 6 диэлектрической подложки 1. В то же время излучение в направлении орта (

) нижней полусферы, перпендикулярном малой стороне 7 подложки 1, будет существенно ослаблено. Наличие отрезка 8 щелевой линии с размерами Ws, Ds, (L_L-S_S) способствует симметрированию обоих параллельных диполей, образованных парами 16, 17 и 18, 19 идентичных коллинеарных узких печатных проводников (фиг.1). При этом проводники 17 и 18 гальванически соединены за счет общего участка металлизации с началом 25 вспомогательной микрополосковой линии 23, конец 24 которой разомкнут. Эта линия способствует согласованию обоих диполей, причем каждого в своей полосе частот f_L1…f_R1 и f_L2…f_R2, с волновым сопротивлением ρ₀ питающего коаксиального кабеля и формированию замкнутого по высокой частоте контура, вдоль которого протекают токи как частоты f₀₁, так и частоты f₀₂. Щелевая линия с зазором величиной D_S между проводниками, выполненными на обратной 3 поверхности подложки 1, обеспечивает поддержание необходимых условий согласования как в полосе Δf₁=f_L1-f_R1 нижнего, так и в полосе Δf₂=f_L2-f_R2 верхнего диапазона частот. При этом в отличие от прототипа на лицевой поверхности 2 подложки 1 в пределах всего зазора щелевой линии отсутствуют какие-либо проводящие фрагменты. Это позволяет выполнить, например, фрезерованием в подложке 1 продольную щель 26, длина и ширина которой равны соответствующим размерам зазора в отрезке 8 щелевой линии. Наличие щели 26 с воздушным диэлектриком внутри нее способствует более широкополосному согласованию и симметрированию обоих диполей, образованных проводниками 16, 17 и 18, 19, выполненными на лицевой поверхности 2, так как электромагнитное поле концентрируется в диэлектрике подложки 1 и локализуется со стороны лицевой поверхности 2 проводниками питающей линии 20 и вспомогательной 23 микрополосковых линий, а со стороны обратной поверхности 3 - проводниками отрезка 8 щелевой линии. В то же время наличие щели 26 позволит установить в ней перпендикулярно подложке 1 другую подложку, толщиной, не превышающей размер D_S. Если в качестве другой подложки взять заявляемую ДПДА, но со щелью, профрезерованной с противоположной стороны, то можно реализовать турникетную двухдиапазонную печатную антенну (ТДПА), в которой оба диполя как первой, так и второй ДПДА будут взаимно перпендикулярны, а их центры - совмещены. Именно такая пространственная компоновка необходима для реализации турникетных антенн. Поскольку продольные оси «b»-«b» и «с»-«с» соответственно питающей 20 и вспомогательной 23 микрополосковых линий сдвинуты на расстояние S_A от продольной оси «а»-«а» подложки 1 в разные стороны, то при реализации турникетной антенны не произойдет разрушения или замыкания линий 20 и 23 обеих подложек. Необходимо будет лишь пропаять (то есть реализовать гальваническое соединение) сплошные прямоугольные печатные проводники 11 обеих подложек для реализации общего заземленного теперь уже объемного (трехмерного) фрагмента ТДПА.Thus, with the correct setting of the DPDA (that is, with the appropriate selection of the lengths L ₁₆ = L ₁₇ and L ₁₈ = L _{19 of the} conductors 16, 17 and 18, 19), intense radiation of electromagnetic energy in the direction of the unit vector (

) perpendicular to the small side 6 of the dielectric substrate 1. At the same time, the radiation in the direction of the unit vector (

) the lower hemisphere, perpendicular to the small side 7 of the substrate 1, will be significantly weakened. The presence of a segment 8 of the slit line with dimensions Ws, Ds, (L _L -S _S ) facilitates the symmetrization of both parallel dipoles formed by pairs of identical collinear narrow printed conductors 16, 17 and 18, 19 (Fig. 1). In this case, the conductors 17 and 18 are galvanically connected due to a common metallization section with the beginning 25 of the auxiliary microstrip line 23, the end 24 of which is open. This line facilitates the coordination of both dipoles, each in its own frequency band f _L1 ... f _R1 and f _L2 ... f _R2 , with the wave impedance ρ _{0 of the} supply coaxial cable and the formation of a loop closed at a high frequency, along which currents flow as frequencies f ₀₁ , and frequency f ₀₂ . A crevice line with a gap of D _S between the conductors made on the reverse 3 surface of the substrate 1 ensures that the necessary matching conditions are maintained both in the band Δf ₁ = f _L1 -f _{R1 of the} lower and the band Δf ₂ = f _L2 -f _{R2 of the} upper range frequencies. In this case, unlike the prototype, on the front surface 2 of the substrate 1, within the entire gap of the slit line, there are no conductive fragments. This allows, for example, milling in the substrate 1 a longitudinal slit 26, the length and width of which are equal to the corresponding dimensions of the gap in the segment 8 of the slit line. The presence of a gap 26 with an air dielectric inside it contributes to a broader matching and symmetrization of both dipoles formed by conductors 16, 17 and 18, 19, made on the front surface 2, since the electromagnetic field is concentrated in the dielectric of the substrate 1 and is localized from the front surface 2 by conductors the supply line 20 and the auxiliary 23 microstrip lines, and from the side of the return surface 3 - conductors of the segment 8 of the slotted line. At the same time, the presence of a slit 26 will make it possible to install another substrate in it perpendicular to the substrate 1, with a thickness not exceeding the size D _S. If we take the claimed DPDA as another substrate, but with a slit milled from the opposite side, we can realize a turnstile dual-band printed antenna (TDPA), in which both dipoles of both the first and second DPDA will be mutually perpendicular, and their centers will be aligned. Such a spatial arrangement is necessary for the implementation of turnstile antennas. Since the longitudinal axis "b" - "b" and "c" - "c" respectively of the supply 20 and auxiliary 23 microstrip lines are shifted by a distance S _A from the longitudinal axis "a" - "a" of the substrate 1 in different directions, when implementing the turnstile antenna will not be destroyed or shorted lines 20 and 23 of both substrates. It will only be necessary to solder (that is, to realize a galvanic connection) the solid rectangular printed conductors 11 of both substrates to realize a common, now grounded now volumetric (three-dimensional) TDPA fragment.

Описанная процедура иллюстрируется примером компоновки ТДПА, когда в качестве ее первой подложки берется заявляемая ДПДА (фиг.2), а в качестве ее второй подложки фигурирует ДПДА, аналогичная заявляемой, но со щелью, выполненной с противоположной стороны (фиг.3). После взаимной ориентации и совмещения обеих подложек формируется ТДПА (фиг.4), для питания которой необходимо предусмотреть полосковый мост, реализованный в виде отдельного 4-плечего (4-портового) устройства с номерами плеч 1, 2, 3 и 4 (фиг.4, позиция 27).The described procedure is illustrated by an example of the TPAA arrangement, when the claimed DPDA is taken as its first substrate (FIG. 2), and DPDA is used as its second substrate, similar to the claimed, but with a slit made from the opposite side (FIG. 3). After the mutual orientation and combination of both substrates, a TDPA is formed (Fig. 4), for the power of which it is necessary to provide a strip bridge, implemented as a separate 4-arm (4-port) device with shoulder numbers 1, 2, 3, and 4 (Fig. 4) position 27).

Конкретные величины геометрических размеров топологии предлагаемой ДПДА (иными словами: настройка антенны в целом) находятся как результат оптимального решения соответствующей системы электродинамических уравнений, формируемых с использованием метода конечных элементов во временной области. В итоге удается обеспечить эффективную концентрацию излучения в обоих рабочих диапазонах f_L1…f_R1 и f_L2…f_R2. При этом изменяются полные комплексные сопротивления различных по длине диполей, больший из которых образован парой 16, 17, а малый - парой 18, 19 узких печатных проводников (фиг.1). Изменяются также электрическая длина

отрезка 8 щелевой линии и электрическая длина

вспомогательной микрополосковой линии 23 с разомкнутым концом 24. В результате СВЧ-генератор, как принято говорить, «видит» на входе антенны, коим является конец 22 питающей микрополосковой линии 20 (фиг.1), итоговое входное комплексное сопротивление ДПДА Z_A=R_A+jX_A, модуль |X_A| реактивной составляющей которого удается минимизировать в обоих рабочих диапазонах до (1…3)% от R_A за счет подбора (настройки) всех ключевых размеров. В то же время саму величину R_A удается эффективно приблизить к уровню волнового сопротивления ρ₀ питающего коаксиального кабеля (ρ₀~R_S).The specific values of the geometric dimensions of the topology of the proposed DPDA (in other words: tuning the antenna as a whole) are found as the result of the optimal solution of the corresponding system of electrodynamic equations generated using the finite element method in the time domain. As a result, it is possible to ensure an effective concentration of radiation in both operating ranges f _L1 ... f _R1 and f _L2 ... f _R2 . In this case, the total complex resistances of the dipoles of different lengths change, the larger of which is formed by a pair of 16, 17, and the small one by a pair of 18, 19 narrow printed conductors (Fig. 1). The electric length also changes.

section 8 of the slit line and the electric length

auxiliary microstrip line 23 with open end 24. As a result, the microwave generator, as they say, “sees” at the input of the antenna, which is the end 22 of the supply microstrip line 20 (Fig. 1), the total input complex resistance of the DPDA Z _A = R _A + jX _A , the module | X _A | the reactive component of which can be minimized in both operating ranges to (1 ... 3)% of R _A due to the selection (adjustment) of all key sizes. At the same time, the value of R _{A itself} can be effectively brought closer to the level of wave impedance ρ _{0 of the} supply coaxial cable (ρ ₀ ~ R _S ).

Поиск ключевых размеров ДПДА, указанных на фиг.1 и существенно влияющих на ее согласование и направленность излучения, осуществляется по разработанному Заявителем алгоритму поиска экстремума целевой функции F многих переменных, в качестве которых фигурируют ключевые размеры ДПДА (фиг.1). В свою очередь, целевая функция F формируется как сумма модулей коэффициентов отражения |G_A|_i ДПДА на частотах f_i (i=1,…,N₁, N₁+1, N₁+2,…,N2), взятых сначала в интервале f_L1…f_R1 (N₁ частотных точек), а затем в интервале f_L2…f_R2((N₂-N₁) частотных точек) с шагом δf=(f_R1-f_L1)/N₁:The search for the key sizes of the DPDA indicated in Fig. 1 and significantly affecting its coordination and radiation direction is carried out according to the developed by the Applicant algorithm for searching the extremum of the objective function F of many variables, which include the key sizes of the DPDA (Fig. 1). In turn, the objective function F is formed as the sum of the moduli of reflection coefficients | G _A | _i DPDA at frequencies f _i (i = 1, ..., N ₁ , N ₁ +1, N ₁ + 2, ..., N2), taken first in the interval f _L1 ... f _R1 (N ₁ frequency points), and then in the interval f _L2 ... f _R2 ((N ₂ -N ₁ ) frequency points) with a step δf = (f _R1 -f _L1 ) / N ₁ :

,

,

здесь

.here

.

В последних соотношениях входное комплексное сопротивление Z_A(f=f_i) рассчитывается по материалам следующих работ:In the latest ratios, the input complex resistance Z _A (f = f _i ) is calculated from the materials of the following works:

- «Электродинамический расчет характеристик полосковых антенн» / Б.А.Панченко, С.Т.Князев, Ю.Б.Нечаев и др. - М.: Радио и связь, 2002, - 256 с.- “Electrodynamic calculation of the characteristics of strip antennas” / B.A. Panchenko, S.T. Knyazev, Yu.B. Nechaev and others. - M .: Radio and communications, 2002, - 256 p.

- «Микрополосковые антенны и решетки в слоистых средах» / В.В.Чебышев. - М.: Радиотехника, 2003, - 104 с.- “Microstrip antennas and arrays in layered media” / V.V. Chebyshev. - M.: Radio Engineering, 2003, - 104 p.

- «Микрополосковые отражательные антенные решетки. Методы проектирования и численное моделирование» / Под ред. В.А.Обуховца. - М.: Радиотехника, 2006, - 240 с.- “Microstrip reflective antenna arrays. Design Methods and Numerical Modeling ”/ Ed. V.A. Obukhovets. - M .: Radio engineering, 2006, - 240 p.

В результате нахождения минимума целевой функции F по методу сопряженных градиентов (описанном в работе: Гилл Ф., Мюррей У., Райт М. «Практическая оптимизация» / Перевод с англ. - М.: Мир, 1985, - 509 с.) заявляемая ДПДА при использовании отечественного фольгированного диэлектрика ФАФ-4 (ε_r=2.5) толщиной Н=1.5 мм характеризуется для волнового сопротивления ρ₀=75 Ом и центральных частот f₀₁=2.27 ГГц, f₀₂=2.87 ГГц следующими оптимальными размерами, указанными на фиг.1 (в миллиметрах):As a result of finding the minimum of the objective function F by the method of conjugate gradients (described in: Gill F., Murray W., Wright M. "Practical Optimization" / Translation from English. - M .: Mir, 1985, - 509 pp.) The DPDA, when using the FAF-4 domestic foil insulator (ε _r = 2.5) with a thickness of H = 1.5 mm, is characterized for the wave impedance ρ ₀ = 75 Ohm and center frequencies f ₀₁ = 2.27 GHz, f ₀₂ = 2.87 GHz with the following optimal dimensions indicated in FIG. .1 (in millimeters):

L_L=22; L₁₆=27; L₁₉=21; S_S=9; S_D=1.6;L _L = 22; L ₁₆ = 27; L ₁₉ = 21; S _S = 9; S _D = 1.6;

W_D=2; W_F=2.4; W_L=2.2; W_S=4.5; W_P=22.W _D = 2; W _F = 2.4; W _L = 2.2; W _S = 4.5; W _P = 22.

Совокупность этих размеров обеспечивает минимальный уровень входного коэффициента стоячей волны напряжения (K_ст.U)_min=1.08 на обеих частотах f₀₁, f₀₂ (на f₀₂ даже лучше), что следует из частотной характеристики модуля входного коэффициента отражения оптимизированной (настроенной) ДПДА (фиг.5, позиция 28, сплошная линия - теоретическая характеристика).The combination of these sizes provides the minimum level of the input coefficient of the standing voltage wave (K _st.U ) _min = 1.08 at both frequencies f ₀₁ , f ₀₂ (even better at f ₀₂ ), which follows from the frequency response of the module of the input reflection coefficient optimized (tuned) DPDA (figure 5, position 28, the solid line is a theoretical characteristic).

Для экспериментального подтверждения результатов решения поставленной задачи был изготовлен опытный образец заявляемой ДПДА с вышеприведенными геометрическими размерами. Антенна питалась коаксиальным кабелем РК-75-7-22 (ρ₀=75 Ом), а размеры подложки 1 (фиг.1) составили:For experimental confirmation of the results of solving the problem, a prototype of the claimed DPDA with the above geometric dimensions was made. The antenna was fed with a coaxial cable RK-75-7-22 (ρ ₀ = 75 Ohms), and the dimensions of the substrate 1 (Fig. 1) were:

- длина больших сторон 4 и 5 - 90 мм;- the length of the large sides 4 and 5 is 90 mm;

- длина малых сторон 6 и 7 - 60 мм.- length of small sides 6 and 7 - 60 mm.

Входной коэффициент отражения заявляемой ДПДА (фиг.5, позиция 29, штриховая линия для диапазона f_L1…f_R1; позиция 30, штрихпунктирная линия для диапазона f_L2…f_R2) измерен с использованием генератора «качающейся» частоты «ГКЧ-57» и индикатора «Я2Р-67». Диаграммы направленности ДПДА по полю F_E и F_H измерены по критериям дальней зоны Фраунгофера в безэховых условиях антенной лаборатории с применением стандартных методик калибровки и измерений и с использованием клистронного генератора «Г3-22», микровольтметра-усилителя «В6-4» и поворотных устройств по азимуту и углу места с точностью установки углов ±1°. После компьютерной обработки результатов измерений построены соответствующие диаграммы направленности. Так на фиг.6, позиция 31 представлена диаграмма F_E для плоскости xoz вектора напряженности электрического поля, а позиция 32 - диаграмма F_H для плоскости yoz вектора напряженности магнитного поля на частоте f₀₁=2.27 ГГц. Диаграммы направленности F_E и F_H для частоты f₀₂=2.87 ГГц представлены соответственно на фиг.7 (позиции 33 и 34). Направления осей декартовой системы координат указаны на фиг.1.The input reflection coefficient of the claimed DPDA (figure 5, position 29, the dashed line for the range f _L1 ... f _R1 ; position 30, the dash-dot line for the range f _L2 ... f _R2 ) was measured using the oscillating frequency generator "GKCh-57" and indicator "Я2Р-67". The DPDA directivity patterns for the field F _E and F _{H were} measured according to the criteria of the Fraunhofer far zone under anechoic conditions of the antenna laboratory using standard calibration and measurement methods and using the G3-22 klystron generator, the B6-4 micromoltmeter amplifier and rotary devices in azimuth and elevation with an accuracy of angles of ± 1 °. After computer processing of the measurement results, the corresponding radiation patterns were constructed. So in FIG. 6, position 31 is a diagram F _E for the plane xoz of the electric field vector, and position 32 is a diagram F _H for the plane yoz of the magnetic field vector at a frequency f ₀₁ = 2.27 GHz. The radiation patterns F _E and F _H for the frequency f ₀₂ = 2.87 GHz are presented in FIG. 7, respectively (positions 33 and 34). The directions of the axes of the Cartesian coordinate system are shown in figure 1.

Таким образом, представленные результаты свидетельствуют о решении поставленной задачи: размер больших сторон 4 и 5 подложки 1 уменьшен по сравнению с прототипом на величину, равную половине длины высокочастотного (короткого) диполя, составляющую в данном конкретном случае 43%.Thus, the presented results indicate the solution of the problem: the size of the large sides 4 and 5 of the substrate 1 is reduced in comparison with the prototype by an amount equal to half the length of the high-frequency (short) dipole, which in this particular case is 43%.

Кроме этого, в самой подложке в зазоре щелевой линии выполнена продольная щель, что в принципе невозможно в прототипе.In addition, a longitudinal slit is made in the substrate in the gap of the slit line, which is basically impossible in the prototype.

Указанные обстоятельства в совокупности позволяют рекомендовать заявляемую ДПДА для использования в стационарных и мобильных телекоммуникационных системах диапазона СВЧ как с линейной, так и с круговой/эллиптической поляризацией излучаемых/принимаемых радиосигналов, когда к системам предъявляются повышенные требования к уровню радиолокационной маскировки и «заметности».These circumstances together allow us to recommend the claimed DPSA for use in stationary and mobile telecommunication systems of the microwave range with both linear and circular / elliptical polarization of emitted / received radio signals, when increased requirements are placed on the systems to the level of radar masking and "visibility".

Claims (1)

Двухдиапазонная печатная дипольная антенна, содержащая тонкую прямоугольную диэлектрическую подложку с лицевой и обратной поверхностями, имеющую пару больших и пару малых сторон, отрезок щелевой линии с короткозамкнутым и разомкнутым концами, сплошной прямоугольный печатный проводник с парой больших и парой малых сторон, два различных по длине параллельных диполя, каждый из которых образован парой идентичных коллинеарных узких печатных проводников, питающую и разомкнутую на конце вспомогательную микрополосковые линии, при этом отрезок щелевой линии, длина которого равна половине длины большого диполя, выполнен на обратной поверхности подложки так, что его продольная ось симметрии совпадает с ее большой осью симметрии, а разомкнутый конец расположен вблизи одной из малых сторон подложки, сплошной прямоугольный печатный проводник выполнен также на обратной поверхности подложки, причем одна из малых его сторон совпадает с короткозамкнутым концом отрезка щелевой линии, а другая малая его сторона совпадает со второй малой стороной подложки в центральной ее части, большой диполь выполнен вблизи разомкнутого конца отрезка щелевой линии так, что внешние кромки его узких печатных проводников полностью совпадают с малой стороной подложки, питающая микрополосковая линия, ширина которой в три-пять раз меньше ширины проводника щелевой линии, а длина равна длине большой стороны подложки, выполнена на лицевой поверхности подложки параллельно большой ее оси симметрии со сдвигом, обеспечивающим симметричное расположение питающей линии над одним из проводников щелевой линии, вспомогательная микрополосковая линия, ширина которой равна ширине питающей линии, а длина равна длине отрезка щелевой линии, выполнена также на лицевой стороне подложки, отличающаяся тем, что в подложке в зазоре щелевой линии выполнена продольная щель, длина и ширина которой равны соответствующим размерам зазора в щелевой линии, оба диполя выполнены на лицевой поверхности подложки, причем расстояние между смежными кромками узких печатных проводников равно их ширине, вспомогательная микрополосковая линия выполнена над вторым проводником отрезка щелевой линии симметрично, при этом начала питающей и вспомогательной микрополосковых линий гальванически соединены с соответствующими узкими печатными проводниками каждого из диполей, а конец питающей микрополосковой линии является входом/выходом антенны. A dual-band printed dipole antenna containing a thin rectangular dielectric substrate with front and back surfaces having a pair of large and a pair of small sides, a slit line segment with short-circuited and open ends, a solid rectangular printed conductor with a pair of large and a pair of small sides, two different parallel lengths dipoles, each of which is formed by a pair of identical collinear narrow printed conductors, supplying and opening at the end of the auxiliary microstrip lines, while The gap line slice, whose length is half the length of the large dipole, is made on the reverse surface of the substrate so that its longitudinal axis of symmetry coincides with its large axis of symmetry, and the open end is located near one of the small sides of the substrate, a solid rectangular printed conductor is also made on the reverse surface of the substrate, one of its small sides coinciding with the short-circuited end of the slot line segment, and its other small side coinciding with the second small side of the substrate in its central part, Your dipole is made near the open end of the slit line segment so that the outer edges of its narrow printed conductors completely coincide with the small side of the substrate, the microstrip line, whose width is three to five times less than the width of the slit line conductor, and the length is equal to the length of the large side of the substrate, made on the front surface of the substrate parallel to its major axis of symmetry with a shift, providing a symmetrical location of the supply line over one of the conductors of the slit line, an auxiliary microstrip a line whose width is equal to the width of the supply line and the length is equal to the length of the slit line segment is also made on the front side of the substrate, characterized in that a longitudinal slit is made in the substrate in the gap of the slot line, the length and width of which are equal to the corresponding dimensions of the gap in the slot line, both dipoles are made on the front surface of the substrate, and the distance between adjacent edges of the narrow printed conductors is equal to their width, the auxiliary microstrip line is made over the second conductor of the slit line segment symmetrical chno, the beginning and the auxiliary feed microstrip line electrically connected to the respective narrow printed conductors of each of the dipoles and the feeding end of the microstrip line is an input / output antenna.

Images