RU2382334C1 - Система стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к области проектирования приборов систем навигации и может быть применено для управления асинхронными двигателями силовых гиростабилизаторов с изменяемым кинетическим моментом, применяемых, в частности, в системах ориентации искусственных спутников Земли. Технический результат - упрощение системы и повышение надежности. Для достижения данного результата формирование требуемого момента на валу асинхронного двигателя-маховика - параметры фазных токов статора формируются в зависимости от сигналов активной и реактивной составляющих статорной обмотки асинхронного двигателя, основных параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора. При этом устранена необходимость применения задающего генератора с программно изменяемой частотой и наличия блока суммирования частот. Предлагаемая совокупность признаков позволяет получить достаточно высокую стабильность абсолютного скольжения, а следовательно, скорости и момента двигателя. 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Description

Изобретение относится к области проектирования приборов систем навигации и может быть применено для управления асинхронными двигателями силовых гиростабилизаторов с изменяемым кинетическим моментом, применяемых, в частности, в системах ориентации искусственных спутников Земли (ИСЗ).

В таких гиростабилизаторах двигатель-маховик (источник кинетического момента) разгоняется до номинальной скорости (первичный разгон), а затем по командам системы управления разгоняется или тормозится относительно номинальной скорости.

Развиваемый двигателем момент регулируется пропорционально величине сигнала управления, поступающего с датчика ориентации. Подобные устройства рекомендуются для высокоточных систем управления. Известны релейные, релейно-импульсные, пропорциональные устройства, которые применяются или могут быть применены для управления маховичными асинхронными двигателями. В системах управления ИСЗ средней точности (до 0,5÷1° на орбитах 200-800 км) в настоящее время наибольшее распространение получили релейные устройства, в которых маховичный асинхронный двигатель периодически включается и выключается по цепи питания фазных обмоток. При этом потребляемая двигателем средняя можность Р_ср=Р_н·Y, где Р_н - потребляемая двигателем импульсная мощность; Y - скважность включения или следования импульсов регулирования. Так как двигатель полностью отключается от источника питания в паузах между управляющими импульсами, то такая система отличается высокой экономичностью. На практике в установившемся режиме Y=0,05÷0,2.

Основным недостатком подобного рода устройств является недостаточно высокая точность ориентации ИСЗ, которую они могут обеспечить из-за наличия зоны нечувствительности и гистерезиса релейного элемента.

Значительно большими возможностями в отношении точности ориентации обладают устройства пропорционального регулирования момента маховичного двигателя, к которым относится и предлагаемая система.

Широко известны схемы регулирования момента асинхронного двигателя, основанные на изменении амплитуды напряжения, подводимого к обмоткам асинхронного двигателя, пропорционально сигналу управления. Такие устройства обладают хорошей линейностью зависимости момента двигателя от величины сигнала управления, но отличаются существенным недостатком: вследствие того, что обмотки ротора асинхронного двигателя постоянно находятся под напряжением и, следовательно, постоянно потребляют мощность. Такого рода устройства крайне не экономичны. Дело в том, что маховичный двигатель системы управления ИСЗ большую часть времени в установившемся режиме работает в зоне малых сигналов, развивая при этом момент, составляющий 10-20% от максимального. Поэтому постоянное потребление мощности обмотками возбуждения и эллиптичность магнитного поля резко ухудшают энергетические показатели маховичного двигателя.

Наиболее экономичны устройства, осуществляющие регулирование напряжения на всех фазах двигателя. Потребляемая при этом мощность изменяется от нуля до максимальной в зависимости от сигнала управления. Известны устройства такого типа, например следующие.

1. Петров Б.Н. Избранные труды. Управление авиационными и космическими аппаратами, т.2., М.: Наука, 1983 г., с.303-305.

2. Усышкин Е.И. Инвертор с широтно-импульсной модуляцией. Электричество, №6, 1968.

3. RU 2099665 C1 (Военная академия противовоздушной обороны им.Маршала Советского Союза Жукова Г.К) 20.12.1997, F41G 7/22.

4. RU 2044274 C1 (Производственное объединение "Корпус"), 20.09.1995, G01C 25/00.

5. Калихман Д.М. Основы проектирования управляемых оснований с инерциальными чувствительными элементами для контроля гироскопических приборов. - Саратов: Изд.-во Сарат. Гос. Техн. Университета, 2001. - 336 с.

Общим недостатком устройств, описанных в этих работах, является нелинейность зависимости момента, развиваемого двигателем, от величины напряжения, прикладываемого к его статорным обмоткам. Эта нелинейность порождается тем, что момент, развиваемый асинхронным двигателем, как известно, имеет квадратичную зависимость от фазного напряжения

.

Нелинейность этой зависимости ухудшает динамические и статические показатели системы управления в целом и значительно затрудняет ее синтез. Для получения линейной зависимости момента от величины управляющего сигнала в асинхронном двигателе можно изменять частоту, как это предлагается в вышеназванных работах [1-5]. Это, естественно, значительно усложняет все устройство.

Предлагаемая система не имеет указанных недостатков:

- момент, развиваемый двигателем (при неизменной скорости), пропорционален величине напряжения управления;

- потребляемая мощность изменяется приблизительно линейно от нуля при изменении напряжения сигнала управления от нуля до максимальной величины, что обеспечивает высокую энергоэкономичность.

Основной особенностью предлагаемой системы, составляющей предмет изобретения, является совместное использование контуров широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя с короткозамкнутым ротором, обеспечивающие изменение величины фазного напряжения в заданной функции от программно-задающих воздействий по скорости и моменту.

Работа предлагаемой системы может быть понятна из фиг.1, где приведена блок-схема всей системы и фиг.2-5, где приведены примеры реализации отдельных блоков системы стабилизации.

Стабилизация момента вращения маховика на участках разгона и торможения двигателя достигается за счет того, что система содержит последовательно соединенные первый входной трансформатор, блок тиристорных коммутаторов, управляемый выпрямитель, первый фильтр постоянного напряжения, автономный инвертор, блок неуправляемых инверторов обратного тока, второй фильтр постоянного напряжения, обратный инвертор и второй входной трансформатор, вход которого объединен с входом первого входного трансформатора и входом блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора и подключен к сети, управляющий вход блока тиристорных коммутаторов соединен с выходом формирователя импульсов, вход которого соединен с выходом дифференцирующей схемы, вход которой соединен с выходом триггера, на тактовый вход которого подают частоту изменения сетевого напряжения, управляющий или счетный вход триггера соединен с выходом функционального релейного усилителя с памятью, первый вход которого соединен с программно-задающим блоком, а второй - с выходом датчика измерения частоты вращения асинхронного двигателя маховика, статорные обмотки которого подключены к выходу автономного инвертора, управляющий вход которого соединен с выходом блока управления автономным инвертором, сигнальный вход которого соединен с первым выходом блока регулирования, второй выход которого соединен сигнальным входом блока управления выпрямителем, выход которого соединен с управляющим входом управляемого выпрямителя, управляющий вход обратного инвертора соединен с выходом блока управления обратным инвертором, при этом питание блоков управления выпрямителем, автономным и обратным инвертором осуществляют от одного источника питания, подключенного к сети, а синхронизацию работы данных блоков управления осуществляют от сетевого напряжения, сигнальный вход блока регулирования соединен через схему сравнения с вторым блоком программно-задающих воздействий, второй вход схемы сравнения соединен с датчиком обратной связи по напряжению или ЭДС асинхронного двигателя маховика, выход блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора соединен со вторым сигнальным входом автономного инвертора.

При этом на выходе функционального релейного усилителя с памятью формируют сигнал, который может быть описан следующей зависимостью:

где

E(t) - сигнал ошибки, E(t)=(U₁(t)-U₂(t))Кф(t), Кф(t) - коэффициент усиления, U₁(t) и U₂(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения и программно-задающего блока,

2*а1 - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя,

и -а1=-(k2/k1)U₂(t), при этом k1 и k2 - коэффициенты усиления соответствующих усилителей датчика скорости вращения и программно-задающего блока.

Как видно из приведенных соотношений для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U_pэ(i-1), для всех E(t)∈(-a1, а1), где

- величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки. При этом угол проводимости тиристоров в каждой фазе будет функционально связан с текущими значениями основных показателей качества отработки программно-задающих воздействий. Степень функциональных связей можно раздельно установить для каждого канала управления как перед включением в работы системы, так и непосредственно во время обработки, например, каждой "ступеньки" программно-задающих воздействий. Вышеописанные возможности во многих практически важных случаях программного управления электроприводами силовых гиростабилизаторов, с точки зрения упрощения процесса настройки и оптимизации режимов регулирования (например, плавности переходных процессов при пуске за счет уменьшения интенсивности электромагнитных процессов), выгодно отличают систему от известных технических решений. При этом выходное напряжение питания инвертора (подаваемое на обмотки двигателя) стабилизируется. Этим однозначно задается величина потока возбуждения машины, а следовательно, и величина развиваемого ею момента, Таким образом, уменьшается второй из вышеназванных недостатков: нестабильность момента двигателя при изменении напряжения питания, температуры окружающей среды. Здесь следует отметить, что остается нестабильность момента, вызываемая изменением параметров двигателя при нагреве или изменении окружающей температуры. Однако эта нестабильность находится в интервале (3-5%), так, например, диапазон изменения окружающей температуры гиростабилизаторов искусственных спутников Земли, размещаемых в гермоконтейнере обычно находится в интервале (0-40°С), а собственный перегрев асинхронного двигателя мал из-за слабого использования его активных частей.

При проведении патентных исследований из уровня техники не выявлены решения, идентичные заявленному, а следовательно, заявленное изобретение соответствует условию охраноспособности «новизна».

Сущность заявленного изобретения не следует явным образом из решений, известных из уровня техники, следовательно, заявленное изобретение соответствует условию охраноспособности «изобретательский уровень».

Сущность изобретения поясняется чертежами, где

на фиг.1 показан блок-схема системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов;

на фиг.2 - пример реализации формирователя импульсов;

на фиг.3-5 показаны упрощенные схемы примеров отдельных блоков системы стабилизации.

В описании предлагаемой системы приняты следующие обозначения: 1 и 9 - первый и второй входные трансформаторы; 2 - блок тиристорных коммутаторов; 3 - управляемый выпрямитель; 4 и 7 - первый и второй фильтры постоянного напряжения; 5 и 8 - автономный и обратный инверторы; 6 - блок неуправляемых инверторов обратного тока; 10 - асинхронный двигатель маховика; 11 - датчик частоты вращения; 12 и 25 - первый и второй программно-задающие блоки; 13 - функциональный релейный усилитель с памятью; 14 - триггер; 15 - дифференцирующая схема; 16 - формирователи импульсов; 17, 19 и 20 - блоки управления выпрямителем, автономным и обратным инверторами; 18 - блок регулирования; 21 - блок питания; 22 - блок подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора; 23 - блок обратной связи по напряжению или ЭДС и 24 - схема сравнения.

Рассмотрим работу предлагаемой системы на примере, когда в начальный момент времени - момент подачи, например, ступенчатого программно-задающего воздействия (ПЗВ) с блока 12, на выходе функционального релейного усилителя с памятью 13 будет сформирован сигнал Upэi, который может быть описан следующим зависимостями

где

E(t) - сигнал ошибки, E(t)=(U₁(t)-U₂(t))Кф(t), Кф(1) - коэффициент усиления, U₁(t) и U₂(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика скорости вращения 11 и первого программно-задающего блока 12,

2*а1 - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью 13,

и -а1=-(k2/k1)U₂(t), при этом k1 и k2 - коэффициенты усиления соответствующих усилителей датчика скорости вращения 11 и первого программно-задающего блока 12.

Как видно из приведенных соотношений для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U_pэ(i-1), для всех E(t)∈(-a1, a1), где

- величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью 13, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки.

Кроме этого, в начальный момент подачи ПЗВ будет сформирован сигнал сброса, поступающий на соответствующий вход функционального релейного усилителя 13 с памятью (на фиг.1 не показан). В свою очередь, срабатывание релейного усилителя 13 приведет к формированию сигналов запуска в каждой фазе каналов управления по цепи последовательно соединенных триггера 14, дифференцирующей схемы 15 и формирователя импульсов 16. На фиг.2 приведен пример реализации формирователя импульсов 16, согласно которой на выходе одновибратора 16, 1а короткий импульс приведет к коммутации обмоток электродвигателя к источнику сетевого напряжения через управляемый выпрямитель 3, первый фильтр постоянного напряжения 4 и автономный инвертор 5. На фиг.3,а приведен пример реализации управляемого выпрямителя 3 (см. фиг.3,а) с Г-образным сглаживающим фильтром или фильтром постоянного напряжения 4, предназначенного для питания основной группы управляемых вентилей автономного инвертора 5. На фиг.4 приведен пример реализации группы неуправляемых вентилей обратного тока 6, которые могут быть соединены через Г-образный сглаживающий фильтр или второй фильтр постоянного напряжения 7 к зависимому или обратному инвертору 8 (см. фиг.5,а), выполняющему роль источника противо-эдс, обладающего обратной проводимостью.

На приведенной принципиальных схеме (см. фиг.4) показана реализация автономного инвертора 5 с коммутирующим звеном из конденсаторов 5.1, отсекающих диодов 5.2. При этом для повышения помехоустойчивости системы стабилизации момента и скорости вращения силовых гиростабилизаторов блоком 22 осуществляется подзарядка коммутирующих конденсаторов 5.1 автономного инвертора 5. В данной реализации схемы преобразователя частоты принципиально могут быть использованы инверторы с другими коммутирующими звеньями - индивидуальными, общими на фазу, общими для анодной и катодной групп вентилей инвертора, общими для инвертора. Данная реализация не ведет к образованию потенциальной связи входов переменного тока управляемого выпрямителя 3 и обратного инвертора 8 и не вызывает необходимости разделения индуктивностей 4.1, 4.2, 7.1 (см. фиг.3,а и 5,а). При питании звеньев преобразователя частоты 3 и 8 от общих знаков (фиг.1) индуктивности должны быть рассредоточены на индуктивности 4.1-4.4 и 7.1-7.2 (см. фиг.3,б и 5,б), расположенные в анодной и катодной группах вентилей для обеспечения симметричной работы этих групп.

Для повышения жесткости моментной характеристики системы стабилизации и возможности ее изменения в функции от программно-задающих воздействий использована обратная связь (блок 23) по напряжению (или ЭДС). При этом требуемый коэффициент жесткости моментной характеристик гиростабилизатора может быть изменен на основе изменения величины программно-задающего воздействия, поступающего с выхода второго программно-задающего блока 25 и регулирования коэффициента усиления схемы сравнения 24. Это - звенья второго контура широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя маховика. При этом первый контур широтно-импульсного регулирования фазных напряжений асинхронного двигателя маховика, включающий первый блок программно-задающих воздействий 12, сумматор 13 и др. функционирует совместно со вторым контуром, обеспечивая изменение величины фазного напряжения в заданной функции от программно-задающих воздействий по скорости и моменту.

Повышение стабильности системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов обеспечивается за счет синхронизации работы блоков 17, 19 и 20 - блоков управления выпрямителем, автономным и обратным инвертором, от сетевого напряжения. При регулировании выходной частоты преобразователя изменение выходного напряжения в соответствии с законом частотного регулирования осуществляется одновременным согласованным изменением углов управления вентилями автономного и обратного инверторов - α и β, Г- образные сглаживающие фильтры 4 и 7 не препятствуют колебаниям мгновенных значений постоянных токов вентильных групп автономного и обратного инверторов.

В процессе работы статического преобразователя частоты напряжение на конденсаторе второго фильтра 7 напряжение остается практически постоянным и не превышает определенный уровень, составляющий не более 110-120% от максимально возможной амплитуды первой гармоники линейного напряжения на выходе инвертора тока. Величина упомянутого уровня напряжения на конденсаторе второго фильтра 7 задается с помощью обратного инвертора 8 на тиристорах (см. фиг.5,а) и блока 20 управления. Обратный инвертор 8 может работать, например, с постоянным углом β опережения включения тиристоров. В этом случае уровень напряжения на конденсаторе второго фильтра 7 будет определяться входной характеристикой обратного инвертора 8 на тиристорах (см. фиг.5,а). Для получения более жесткой характеристики возможно регулировать угол β опережения обратного инвертора так, чтобы напряжение на конденсаторе второго фильтра 7 было постоянным и не превышало заданный уровень во всех режимах работы системы стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов. Сигнал на выходе блока обратной связи 23 формируется на основе фазных эдс асинхронного двигателя маховика 10. Сигнал с выхода схемы сравнения 24 поступает на вход блока регулирования 18, управляющие сигналы на выходах которого формируют сигнал задания активного тока i_a (момента) асинхронного двигателя маховика 10. Таким образом, формируется ортогональная составляющая тока статора, ориентированная по потокосцеплению ротора Ψ₂ (см. (6) Бессекерский В.А., Фабрикант Е.А. Динамический синтез систем гироскопической стабилизации. - Л.: Судостроение, 1968. - 351 с.).

В свою очередь, реактивная составляющая вектора тока статора i_p определяется потокосцеплением ротора Ψ₂. Соответственно под фазными эдс в данной реализации выступают эдс, связанные с потокосцеплением ротора Ψ₂. Следовательно, момент М двигателя 10 определяется следующим выражением

М=К_мΨ₂i_a,

где К_м - коэффициент пропорциональности.

Требуемые активная и реактивная составляющие тока статора могут быть определены на основе использования вращающейся системы координат со скоростью ω (или с частотой токов статора, которая пропорциональна f_c). Таким образом, для формирования требуемого момента М на валу асинхронного двигателя маховика 10 параметры фазных токов статора формируются в зависимости от сигналов i_a и i_p, параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора.

В предлагаемом варианте реализации i_p=const. поэтому на фиг.1-5 не показана связь f_c со вторым программно-задающим блоком 25. В этом режиме работы предлагаемой системы роль f_c оказывается вторичной. Таким образом, в предлагаемой системе будет автоматически осуществляться коррекция требуемых частот и фазы токов статора независимо от состояния параметров роторной цепи и, следовательно, момент М двигателя будет определяться сигналами i_a и i_p. Этим достигается расширение диапазона скоростей вращения маховика, у которого момент инерции является переменной величиной. При этом предоставляется возможность регулировать момент инерции маховика, что позволяет снизить потери энергии при накоплении и отдаче им энергии, т.е. предоставляется возможность повысить кпд системы в целом. При этом уменьшается нестабильность скорости и момента двигателя при изменении напряжения питания и температуры окружающей среды.

Основные преимущества приведенного примера сводятся к следующим:

1) обеспечение режима рекуперативного торможения регулируемого привода и генераторного режима работы асинхронных двигателей силовых гиростабилизаторов при отсутствии переключений в силовой цепи преобразователя и в цепях управления;

2) отсутствие циркуляции уравнительных токов между управляемым выпрямителем и зависимым инвертором;

3) преобразователь частоты обладает лучшим быстродействием при переводе нагрузки из одного режима в другой вследствие непрерывности работы вентильных групп и постоянства направления токов в индуктивностях сглаживающих фильтров;

4) промежуточные цепи постоянного тока в данной схеме более уравновешены, чем в других известных схемах, что позволяет уменьшить емкость сглаживающих фильтров, соответственно и массу всей системы стабилизации;

5) при выполнении оконечного инвертора с наиболее простым коммутирующим звеном из конденсаторов, малой индуктивности и отсекающих диодов в схеме инвертора не образуются послекоммутационные короткозамкнутые контуры, в которых в известных схемах циркулирует начальный ток индуктивности.

Здесь для упрощения пояснений рассмотрим процесс формирования управляющих воздействий на примере формирования сигнала управления в одной фазе, т.к. это процесс справедлив для каждой фазы в отдельности.

Управление тиристорами управляемого выпрямителя 3 (см. фиг.1) осуществляется с помощью блока 17 управления выпрямителя с диапазоном фазового управления 180 эл.град., тиристорами автономного инвертора 5 блоком 19 управления автономного инвертора тока и блока 20 управления обратного инвертора - тиристорами обратного инвертора 8. Блок 18 регулирования реализует заданный закон частотного управления электроприводом. Блок 21 питания осуществляет подачу необходимых напряжений для питания блоков 17-20 управления тиристорами автономного и обратного инверторов и блока 18 регулирования. Система регулирования, включающая блоки 17, 19 и 20 управления тиристорами и блок 18 регулирования, обеспечивает двигательный и генераторный режимы работы электромашинной нагрузки с рекуперацией энергии в сеть путем перевода управляемого выпрямителя в режим инвертора, ведомого сетью, а автономного инвертора - в режим компенсированного выпрямителя. Для формирования требуемого момента М на валу асинхронного двигателя маховика 10 параметры фазных токов статора формируются в зависимости от сигналов i_a и i_p, параметров роторной цепи двигателя и скорости вращения его ротора. В предлагаемом варианте реализации i_p=const, поэтому на фиг.1-5 не показана связь f_c со вторым программно-задающим блоком 25. В этом режиме работы предлагаемой системы роль f_c оказывается вторичной. Таким образом, в предлагаемой системе будет автоматически осуществляться коррекция требуемых частот и фазы токов статора независимо от параметров роторной цепи и, следовательно, момент М двигателя будет определяться сигналами i_a и i_p. Этим достигается расширение диапазона скоростей вращения маховика, у которого момент инерции является переменной величиной. При этом предоставляется возможность регулировать момент инерции маховика, что позволяет снизить потери энергии при накоплении и отдаче им энергии, т.е. предоставляется возможность повысить кпд системы в целом.

Таким образом, основные преимущества приведенных примеров реализации системы сводятся к следующим:

обеспечение режима рекуперативного торможения регулируемого привода и генераторного режима работы асинхронных двигателей силовых гиростабилизаторов при отсутствии переключений в силовой цепи преобразователя и в цепях управления;

отсутствие циркуляции уравнительных токов между управляемым выпрямителем и зависимым инвертором;

преобразователь частоты обладает лучшим быстродействием при переводе нагрузки из одного режима в другой вследствие непрерывности работы вентильных групп и постоянства направления токов в индуктивностях сглаживающих фильтров;

промежуточные цепи постоянного тока в данной схеме более уравновешены, чем в других известных схемах, что позволяет уменьшить емкость сглаживающих фильтров, соответственно и массу всей системы стабилизации;

при выполнении оконечного инвертора с наиболее простым коммутирующим звеном из конденсаторов, малой индуктивности и отсекающих диодов в схеме инвертора не образуются послекоммутационные короткозамкнутые контуры, в которых в известных схемах циркулирует начальный ток индуктивности.

При этом для случая, когда dE(t)/dt=0, за счет запоминания предшествующего состояния выходной величины релейного элемента U_pэ(i-1), для всех E(t)∈(-a1, a1), где

- величина требуемой (заданной) точности отработки ПЗВ, устраняется возможность потери информации о сигнале ошибки до момента входа в зону нечувствительности или гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью, что поясняет эффект повышения точности отработки ПЗВ в режиме отработки малых изменений E(t) без необходимости вычислять производную от изменения сигнала ошибки. При этом угол проводимости тиристоров в каждой фазе будет функционально связан с текущими значениями основных показателей качества отработки программно-задающих воздействий. Степень функциональных связей можно раздельно установить для каждого канала управления как перед включением в работу системы, так и непосредственно во время обработки, например, каждой "ступеньки" программно-задающих воздействий.

Вышеописанные возможности во многих практически важных случаях программного управления электроприводами силовых гиростабилизаторов ИСЗ, с точки зрения упрощения процесса настройки и оптимизации режимов регулирования (например, плавности переходных процессов при пуске за счет уменьшения интенсивности электромагнитных процессов), выгодно отличают систему от известных технических решений. При этом выходное напряжение питания инвертора (подаваемое на обмотки двигателя) стабилизируется. Этим однозначно задается величина потока возбуждения машины, а следовательно, и величина развиваемого ею момента,

Таким образом, уменьшается нестабильность скорости и момента двигателя при изменении напряжения питания, температуры окружающей среды. Здесь следует отметить, что остается нестабильность момента, вызываемая изменением параметров двигателя при нагреве или изменении окружающей температуры. Однако эта нестабильность находится в интервале (3-5%), так, например, диапазон изменения окружающей температуры гиростабилизаторов искусственных спутников Земли, размещаемых в гермоконтейнере обычно находится в интервале (0-40°С), а собственный перегрев асинхронного двигателя мал из-за слабого использования его активных частей.

Claims (2)

1. Система стабилизации момента вращения силовых гиростабилизаторов содержит последовательно соединенные первый входной трансформатор, блок тиристорных коммутаторов, управляемый выпрямитель, первый фильтр постоянного напряжения, автономный инвертор, блок неуправляемых инверторов обратного тока, второй фильтр постоянного напряжения, обратный инвертор и второй входной трансформатор, вход которого объединен с входом первого входного трансформатора и входом блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора и подключен к сети, управляющий вход блока тиристорных коммутаторов соединен с выходом формирователя импульсов, вход которого соединен с выходом дифференцирующей схемы, вход которой соединен с выходом триггера, на тактовый вход которого подают частоту изменения сетевого напряжения, управляющий или счетный вход триггера соединен с выходом функционального релейного усилителя с памятью, первый вход которого соединен с программно-задающим блоком, а второй - с выходом датчика измерения частоты вращения асинхронного двигателя маховика, статорные обмотки которого подключены к выходу автономного инвертора, управляющий вход которого соединен с выходом блока управления автономным инвертором, сигнальный вход которого соединен с первым выходом блока регулирования, второй выход которого соединен с сигнальным входом блока управления выпрямителем, выход которого соединен с управляющим входом управляемого выпрямителя, управляющий вход обратного инвертора соединен с выходом блока управления обратным инвертором, при этом питание блоков управления выпрямителем, автономным и обратным инвертором осуществляют от одного источника питания, подключенного к сети, а синхронизацию работы данных блоков управления осуществляют от сетевого напряжения, сигнальный вход блока регулирования соединен через схему сравнения с вторым блоком программно-задающих воздействий, второй вход схемы сравнения соединен с датчиком обратной связи по напряжению или ЭДС асинхронного двигателя маховика, выход блока подзаряда коммутирующих конденсаторов автономного инвертора соединен со вторым сигнальным входом автономного инвертора.

2. Система по п.1, отличающаяся тем, что на выходе функционального релейного усилителя с памятью формируют сигнал, который может быть описан следующей зависимостью:

где

E(t) - сигнал ошибки, E(t)=(U₁(t)-U₂(t)К_ф(t), К_ф(t) - коэффициент усиления, U₁(t) и U₂(t) - нормированные величины измеренных значений (мгновенных) напряжений на выходе усилителей датчика измерения частоты вращения и первого программно-задающего блока,
2*a₁ - величина зоны гистерезиса функционального релейного усилителя с памятью, |a₁|=(k₂/k₁)U₁(t) и -a₁=-(k₂/k₁)U₂(t), при этом k₁ и k₂ - коэффициенты усиления соответствующих усилителей датчика измерения частоты вращения и первого программно-задающего блока.

Images