RU2361368C2 - Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type - Google Patents
Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type Download PDFInfo
- Publication number
- RU2361368C2 RU2361368C2 RU2007128207/09A RU2007128207A RU2361368C2 RU 2361368 C2 RU2361368 C2 RU 2361368C2 RU 2007128207/09 A RU2007128207/09 A RU 2007128207/09A RU 2007128207 A RU2007128207 A RU 2007128207A RU 2361368 C2 RU2361368 C2 RU 2361368C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- responses
- signal
- frequency
- modulation
- zero
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и цифровой техники и может быть использовано для определения вида и кратности фазовой модуляции (ФМ) сигналов и последующей их демодуляции.The invention relates to the field of radio engineering and digital technology and can be used to determine the type and frequency of phase modulation (FM) signals and their subsequent demodulation.
В настоящее время широкое применение в системах спутниковой и радиорелейной связи нашли фазовые методы модуляции: двухпозиционная фазовая модуляция (ФМ2), четырехпозиционная фазовая модуляция (ФМ4), четырехпозиционная фазовая модуляция со сдвигом (ФМ4С), модуляция с минимальным сдвигом (ММС), восьмипозиционная фазовая модуляция (ФМ8).Currently, phase modulation methods have found wide application in satellite and radio-relay communication systems: two-position phase modulation (FM2), four-position phase modulation (FM4), four-position phase modulation with shift (FM4C), minimal shift modulation (MMS), eight-position phase modulation (FM8).
При демодуляции таких сигналов необходимо знать вид фазовой модуляции для соответствующей настройки демодулирующих устройств.When demodulating such signals, it is necessary to know the type of phase modulation for the corresponding settings of demodulating devices.
Известен способ (АС №306441 от 2.01.1990 г. «Способ определения вида модуляции сигналов» - 1), взятый за прототип, при котором селектируют сигналы на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, сравнивают результаты амплитудного детектирования с пороговыми уровнями, подсчитывают число превышений над пороговым уровнем после первого и второго амплитудного детектирования, сравнивают число откликов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте с эталоном для каждой кратности модуляции и выносят решение о кратности модуляции.The known method (AS No. 306441 from 2.01.1990, "Method for determining the type of signal modulation" - 1), taken as a prototype, in which the signals are selected at double and quadruple intermediate frequency, amplitude detection of the selected signals at double and quadruple intermediate frequency is carried out, compare the results of amplitude detection with threshold levels, calculate the number of excesses above the threshold level after the first and second amplitude detection, compare the number of responses to double and quadruple ezhutochnoy frequency with the standard for each modulation multiplicity and decides on the modulation ratio.
Недостатком данного способа является его аналоговое построение, сложность аппаратной реализации и невозможность определения вида модуляции ФМ8.The disadvantage of this method is its analog construction, the complexity of the hardware implementation and the inability to determine the type of modulation of FM8.
В (1) приведено устройство определения вида фазовой модуляции, взятое за прототип, содержащее последовательно соединенные первые квадратор, умножитель, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, триггер Шмидта и счетчик, а также последовательно соединенные вторые квадратор, умножитель, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, триггер Шмидта и счетчик. Выход первого квадратора подключен ко входу второго квадратора, а выходы счетчиков подключены ко входам решающего устройства, состоящего из последовательно соединенных регистра, дешифратора и индикатора. Устройство содержит также последовательно соединенные генератор, перестраиваемый по частоте, формирователь и элемент задержки, при этом второй и третий выходы генератора подключены соответственно ко вторым входам первого и второго умножителей, выход формирователя подключен ко входу регистра, а выход элемента задержки - ко вторым входам первого и второго счетчика.In (1), a device is described for determining the type of phase modulation, taken as a prototype, containing series-connected first quadrator, multiplier, narrow-band filter, amplitude detector, Schmidt trigger and counter, as well as series-connected second quadrator, multiplier, narrow-band filter, amplitude detector, trigger Schmidt and the counter. The output of the first quadrator is connected to the input of the second quadrator, and the outputs of the counters are connected to the inputs of the solver, consisting of a series-connected register, decoder and indicator. The device also contains a frequency-tunable oscillator and a shaper and a delay element, the second and third outputs of the generator connected respectively to the second inputs of the first and second multipliers, the output of the shaper connected to the register input, and the output of the delay element to the second inputs of the first and second counter.
Работа устройства-прототипа заключается в формировании сигнала промежуточной частоты на второй и четвертой гармониках, фильтрации, амплитудном детектировании и отображении результата обработки на индикаторе.The operation of the prototype device is to generate an intermediate frequency signal at the second and fourth harmonics, filtering, amplitude detection and display of the processing result on the indicator.
Устройство обеспечивает распознавание видов модуляции ФМ2, ФМ4, ФМ4С, ММС.The device provides recognition of the types of modulation FM2, FM4, FM4S, MMS.
Недостатком устройства-прототипа является его сложность, трудность практической реализации и невозможность определения вида модуляции ФМ8.The disadvantage of the prototype device is its complexity, the difficulty of practical implementation and the inability to determine the type of modulation of FM8.
В последние годы демодуляцию ФМ сигналов осуществляют цифровыми методами (патент №32346 от 10.09.03 г. «Демодулятор фазоманипулированных сигналов» - 2), когда сигнал промежуточной частоты (например 140 МГц) квантуют по теореме Котельникова, и каждую выборку преобразуют в 12-13 разрядный код, и дальнейшую демодуляцию ФМ сигналов осуществляют в цифровой форме. Создание цифровых демодуляторов упростило схемы электрические, уменьшило массогабаритные показатели, повысило качество демодуляции ФМ сигналов и создало предпосылки для определения видов модуляции цифровыми методами с использованием ресурсов демодулятора и средств вычислительной техники.In recent years, the demodulation of FM signals is carried out by digital methods (patent No. 32346 dated 09.10.03, “Phase-shift signal demodulator” - 2), when an intermediate frequency signal (for example, 140 MHz) is quantized by Kotelnikov’s theorem, and each sample is converted to 12-13 bit code, and further demodulation of the FM signals is carried out in digital form. The creation of digital demodulators simplified electrical circuits, reduced overall dimensions, improved the quality of demodulation of FM signals and created the prerequisites for determining the types of modulation by digital methods using demodulator resources and computer technology.
Целью изобретения является создание более простого цифрового способа и устройства определения вида фазовой модуляции и расширение функциональных возможностей.The aim of the invention is the creation of a simpler digital method and device for determining the type of phase modulation and the expansion of functionality.
Для достижения указанной цели предлагается способ, при котором селектируют сигналы на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте, сравнивают результаты амплитудного детектирования с пороговыми уровнями, подсчитывают число превышений над пороговым уровнем после первого и второго амплитудного детектирования, сравнивают число откликов на удвоенной и учетверенной промежуточной частоте с эталоном для каждой кратности модуляции и выносят решение о кратности модуляции.To achieve this goal, a method is proposed in which signals are selected at doubled and quadrupled intermediate frequencies, amplitude detection of extracted signals at doubled and quadrupled intermediate frequencies is carried out, the results of amplitude detection are compared with threshold levels, the number of excesses over the threshold level after the first and second amplitude detection is calculated , compare the number of responses at doubled and quadrupled intermediate frequency with a reference for each multiplicity m modulation of and decides on the modulation ratio.
Согласно изобретению дополнительно селектируют сигналы на увосьмиренной промежуточной частоте и выполняют перечисленные для прототипа операции, а перед селекцией сигналов оцифровывают сигнал промежуточной частоты, преобразуют оцифрованный действительный сигнал в комплексный, некогерентно переносят оцифрованный сигнал на нулевую частоту, фильтруют сигнал в оптимальной полосе, при этом для двухфазных сигналов наблюдают отклики на нулевой и удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для четырехфазных сигналов - отсутствие откликов после возведения в квадрат, отклики на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для четырехфазных сигналов со сдвигом - отклики на удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, отклики на нулевой и учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для сигналов модуляции с минимальным сдвигом - отклики на удвоенной тактовой частоте после возведения в квадрат, отклики на учетверенной тактовой частоте после возведения в четвертую степень, отклики на увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень; для сигналов с восьмифазной манипуляцией - отсутствие откликов после возведения в квадрат и в четвертую степень, отклики на нулевой и увосьмиренной тактовой частоте после возведения в восьмую степень.According to the invention, the signals are additionally selected at a reduced intermediate frequency and the operations listed for the prototype are performed, and before the signals are selected, the intermediate frequency signal is digitized, the digitized real signal is converted to a complex signal, the digitized signal is incoherently transferred to zero frequency, the signal is filtered in the optimal band, while for two-phase signals are observed responses at zero and double clock frequency after squaring, at zero and quadruple clock Tote after erection of the fourth degree, and zero-uvosmirennoy clock frequency after the construction of the eighth degree; for four-phase signals - the absence of responses after squaring, responses at zero and quadruple clock frequencies after raising to the fourth degree, responses at zero and quadrupled clock frequencies after raising to the eighth degree; for four-phase shift signals, responses at double clock frequency after squaring, responses at zero and quadruple clock frequencies after raising to fourth degree, responses at zero and quadrupled clock frequencies after raising to eighth degree; for modulation signals with a minimum shift - responses at a double clock frequency after squaring, responses at a quadruple clock frequency after raising to a fourth power, responses at an accelerated clock frequency after raising to an eighth power; for signals with eight-phase shift keying, there are no responses after squaring and fourth degrees, responses at zero and eight clock frequencies after squaring to the eighth degree.
Для достижения указанной цели предлагается устройство, которое содержит два тракта обработки, каждый из которых содержит квадратор промежуточной частоты и последовательно соединенные фильтр нижних частот (ФНЧ), амплитудный детектор, пороговый элемент (компаратор), выход квадратора первого тракта подключен ко входу квадратора второго тракта, а выходы пороговых элементов - ко входам решающего устройства.To achieve this goal, a device is proposed that contains two processing paths, each of which contains an intermediate frequency quadrator and a low-pass filter (LPF) connected in series, an amplitude detector, a threshold element (comparator), the output of the quadrator of the first path is connected to the input of the quadrator of the second path, and the outputs of the threshold elements to the inputs of the decisive device.
Согласно изобретению в устройство дополнительно введен третий тракт, состоящий из последовательно соединенных квадратора, фильтра нижних частот, амплитудного детектора и порогового элемента, выход которого подключен ко входу решающего устройства, а вход третьего квадратора подключен к выходу второго квадратора, а также дополнительно введены последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), второй вход которого подключен к выходу синтезатора частот, преобразователь Гильберта, комплексный умножитель, вторые входы которого подключены к выходам синтезатора прямого синтеза, полифазный фильтр (ПФФ), оптимальный фильтр, выходы которого подключены ко входам квадратора первого тракта, а через схему восстановления тактовой частоты (СВТЧ) - ко второму входу полифазного фильтра. Дополнительно в каждый тракт введены последовательно соединенные полосовой фильтр, амплитудный детектор, компаратор, при этом входы полосовых фильтров подключены к выходам соответствующих квадраторов каждого тракта, а выходы компараторов - ко входам решающего устройства.According to the invention, a third path is additionally introduced into the device, consisting of a series-connected quadrator, a low-pass filter, an amplitude detector and a threshold element, the output of which is connected to the input of the deciding device, and the input of the third quadrator is connected to the output of the second quadrator, and a series-connected bandpass is additionally introduced filter (PF), analog-to-digital converter (ADC), the second input of which is connected to the output of the frequency synthesizer, Hilbert converter, complex smart rer, whose second inputs are connected to outputs of the synthesizer direct synthesis polyphase filter (PFP), the optimum filter, the outputs of which are connected to the inputs of the first squarer tract and through clock recovery circuit (SVTCH) - to the second input polyphase filter. Additionally, a band-pass filter, an amplitude detector, and a comparator are introduced in series into each path, while the inputs of the band-pass filters are connected to the outputs of the corresponding quadrants of each path, and the outputs of the comparators to the inputs of the resolver.
Сочетание отличительных признаков и свойства предлагаемого способа и устройства из литературы не известны, поэтому они соответствуют критериям новизны и изобретательского уровня.The combination of distinctive features and properties of the proposed method and device from the literature are not known, therefore, they meet the criteria of novelty and inventive step.
На фиг.1 приведена последовательность операций по предлагаемому способу, на фиг.2 - структурная схема устройства по предлагаемому способу, на фиг.3 - спектральные диаграммы распознавания видов модуляции.Figure 1 shows the sequence of operations of the proposed method, figure 2 is a structural diagram of a device according to the proposed method, figure 3 is a spectral diagram of recognition of types of modulation.
По предлагаемому способу выполняют следующие операции над сигналом (фиг.1):The proposed method performs the following operations on the signal (figure 1):
- оцифровывают сигнал на промежуточной частоте по теореме Котельникова и преобразуют его в 12-13 разрядный код 1;- digitize the signal at an intermediate frequency according to the Kotelnikov theorem and convert it into a 12-13
- с помощью преобразования Гильберта преобразуют оцифрованный действительный сигнал в комплексный 2;- using the Hilbert transform transform the digitized real signal into a
- с целью упрощения последующей обработки сигнала некогерентно переносят его на нулевую частоту 3;- in order to simplify the subsequent processing of the signal incoherently transfer it to zero
- для получения спектральных составляющих сигнала после возведения во вторую, четвертую или восьмую степени, на частотах, кратных тактовой частоте, фильтруют сигнал в оптимальной полосе 4;- to obtain the spectral components of the signal after raising to the second, fourth or eighth degree, at frequencies that are multiples of the clock frequency, the signal is filtered in the
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в квадрат, на частотах 0, 2ωT 5;- form, select and observe the components of the signal squared at
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в четвертую степень, на частотах 0, 4ωT 9;- form, select and observe the components of the signal raised to the fourth degree, at
- формируют, селектируют и наблюдают составляющие сигнала, возведенного в восьмую степень, на частотах 0, 8ωT 12;- form, select and observe the components of the signal raised to the eighth degree, at
- осуществляют амплитудное детектирование выделенных сигналов 6, 10, 13;- carry out amplitude detection of the
- сравнивают результаты детектирования с пороговыми уровнями 7, 11, 14;- compare the results of detection with
- сравнивают получившуюся комбинацию продетектированных откликов с эталонными значениями и выносят решение о виде модуляции 8.- compare the resulting combination of detected responses with reference values and make a decision on the type of
Представим М - позиционный ФМ-сигнал в видеImagine M - positional FM signal in the form
где А - амплитуда сигнала;where A is the signal amplitude;
fПЧ - промежуточная частота сигнала;f IF - intermediate signal frequency;
φi - информационная составляющая фазы сигнала;φ i is the information component of the phase of the signal;
Δφ - случайная начальная фаза сигнала.Δφ is the random initial phase of the signal.
Информационная составляющая фазы сигнала φi может принимать М дискретных значений:The information component of the phase of the signal φ i can take M discrete values:
где i - целое;where i is an integer;
φi∈[0, 2π].φ i ∈ [0, 2π].
Если применить к такому действительному сигналу преобразование Гильберта, то получим аналитический сигнал или комплексный сигнал, который можно записать какIf we apply the Hilbert transform to such a real signal, we get an analytical signal or a complex signal, which can be written as
где j - мнимая единица.where j is the imaginary unit.
Теперь произведем над этим сигналом линейную операцию переноса спектра на нулевую частоту. Для этого умножим сигнал на комплексную синусоиду 
Комплексный сигнал можно также записать в алгебраической формеThe complex signal can also be written in algebraic form
a(t)=I(t)+j·Q(t)=А·cos(φi+Δφ)+j·А·sin(φi+Δφ),a (t) = I (t) + j · Q (t) = А · cos (φ i + Δφ) + j · А · sin (φ i + Δφ),
где I(t), Q(t) - синфазная и квадратурная составляющие сигнала соответственно.where I (t), Q (t) are the in-phase and quadrature components of the signal, respectively.
Пропустим сигнал a(t) через фильтр с импульсной характеристикой h(t). Сигнал на выходе фильтра будет равенWe pass the signal a (t) through the filter with the impulse response h (t). The signal at the output of the filter will be equal to
Во избежание межсимвольных искажений импульсная характеристика фильтра должна быть нулевой за пределами интервала длительности символа Т. Тогда, с учетом того, что φi не меняется в течение одного символа, получимIn order to avoid intersymbol distortions, the impulse response of the filter should be zero outside the interval of the duration of the symbol T. Then, taking into account the fact that φ i does not change during one symbol, we obtain
где Δti=[(i-1)·Т, i·Т] - i-й интервал длительностью Т;where Δt i = [(i-1) · T, i · T] is the i-th interval of duration T;
Видно, что после фильтрации сигнал дополнительно приобретает амплитудную модуляцию (AM). Глубина AM зависит от полосы пропускания фильтра - чем шире полоса пропускания фильтра, тем меньше глубина AM. Форма огибающей сигнала будет близка к синусоидальной форме. Из формулы для огибающей сигнала и того обстоятельства, что импульсная характеристика определена только на интервалеIt is seen that after filtering the signal additionally acquires amplitude modulation (AM). The depth of AM depends on the filter bandwidth - the wider the filter bandwidth, the smaller the depth of AM. The shape of the envelope of the signal will be close to the sinusoidal shape. From the formula for the signal envelope and the fact that the impulse response is determined only on the interval
[0, T], очевидно, что период огибающей равен Т, т.е. в спектре сигнала, прошедшего через фильтр, появляется составляющая с частотой fT=1/T=ωT/(2π).[0, T], it is obvious that the envelope period is equal to T, that is, in the spectrum of the signal passing through the filter, a component appears with a frequency f T = 1 / T = ω T / (2π).
В спектре ФМ-сигнала нет выраженной несущей частоты. Применительно к обработке сигнала на нулевой частоте можно сказать, что ФМ-сигнал не содержит в спектре составляющей на нулевой частоте.In the spectrum of the FM signal there is no pronounced carrier frequency. As applied to signal processing at zero frequency, we can say that the FM signal does not contain a component at zero frequency in the spectrum.
После возведения сигнала ФМ2 во вторую степень получимAfter raising the FM2 signal to the second degree, we obtain
Поскольку огибающая фильтрованного сигнала имеет форму синусоиды, перепишем это выражение в другой формеSince the envelope of the filtered signal is in the form of a sinusoid, we rewrite this expression in another form
Сравнивая последнее выражение с рядом Фурье в комплексной формеComparing the last expression with the Fourier series in complex form
получимwe get
Другими словами, спектр сигнала 
Проделав аналогичные преобразования над сигналами ФМ4, ФМ4С, ММС, ФМ8, получим, что:Having done similar transformations on the FM4, FM4S, MMS, FM8 signals, we get that:
- сигнал ФМ4 после возведения в квадрат не содержит в спектре выраженных составляющих на каких-либо частотах; после возведения в четвертую степень сигнал ФМ4 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±4ωT; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ4 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ωT;- FM4 signal after squaring does not contain the expressed components in the spectrum at any frequencies; after raising to the fourth power, the FM4 signal contains expressed components in the spectrum at
- сигнал ФМ4С после возведения в квадрат содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±2ωT; после возведения в четвертую степень сигнал ФМ4С содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±4ωT; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ4С содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ωT;- the FM4C signal after squaring contains in the spectrum pronounced components at frequencies ± 2ω T ; after raising to the fourth power, the FM4C signal contains expressed components in the spectrum at
- сигнал ММС после возведения в квадрат содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±2ωT; после возведения в четвертую степень сигнал ММС содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±4ωT; после возведения в восьмую степень сигнал ММС содержит в спектре выраженные составляющие на частотах ±8ωT;- the MMS signal after squaring contains in the spectrum the expressed components at frequencies ± 2ω T ; after raising to the fourth power, the MMS signal contains expressed components in the spectrum at frequencies ± 4ω T ; after raising to the eighth power, the MMS signal contains expressed components in the spectrum at frequencies ± 8ω T ;
- сигнал ФМ8 после возведения в квадрат и в четвертую степень не содержит в спектре выраженных составляющих на каких-либо частотах; после возведения в восьмую степень сигнал ФМ8 содержит в спектре выраженные составляющие на частотах 0, ±8ωT.- FM8 signal after squaring and in the fourth degree does not contain expressed components in the spectrum at any frequencies; after raising to the eighth power, the FM8 signal contains expressed components in the spectrum at
На фиг.3 приведены спектры сигналов ФМ2, ФМ4, ФМ4С, ММС, ФМ8 после возведения во вторую, четвертую и восьмую степени, поясняющие предлагаемый способ определения вида модуляции.Figure 3 shows the spectra of the signals FM2, FM4, FM4C, MMS, FM8 after raising to the second, fourth and eighth degrees, explaining the proposed method for determining the type of modulation.
В настоящее время все большее развитие получают цифровые демодуляторы, в которых сигнал сначала оцифровывается, а затем все последующие преобразования над ним выполняются в цифровой форме. Перепишем полученные выше выражения применительно к оцифрованному сигналу.Currently, digital demodulators are getting more and more developed, in which the signal is first digitized, and then all subsequent transformations are performed on it in digital form. We rewrite the expressions obtained above with reference to the digitized signal.
Обозначим через Td период дискретизации сигнала, удовлетворяющий условию теоремы Котельникова:Denote by T d the signal discretization period satisfying the condition of the Kotelnikov theorem:
где fm - максимальная частота в спектре сигнала.where f m is the maximum frequency in the signal spectrum.
Тогда формулы (1)-(3) в случае дискретизированного сигнала будут иметь вид:Then formulas (1) - (3) in the case of a discretized signal will have the form:
sk=А·cos(2πfПЧtk+φk+Δφ),s k = A · cos (2πf IF t k + φ k + Δφ),
где tk=k·Тd, k - целое;where t k = k · T d , k is an integer;
φk=φ(tk);φ k = φ (t k );
Bk=B(tk).B k = B (t k ).
Спектральные диаграммы, представленные на фиг.3, получаются точно так же, как и для аналогового сигнала, за исключением того, что аналоговое преобразование Фурье заменяется дискретным:The spectral diagrams shown in FIG. 3 are obtained in exactly the same way as for an analog signal, except that the analog Fourier transform is replaced by a discrete one:
где N - количество точек преобразования.where N is the number of transformation points.
Устройство определения вида модуляции (фиг.2) содержит последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ) 1, аналого-цифровой преобразователь 2, ко второму входу которого подключен выход синтезатора частот 3, преобразователь Гильберта 4, комплексный умножитель 5, ко вторым входам которого подключены выходы синтезатора прямого синтеза 6, полифазный фильтр 7, оптимальный фильтр 8, выход которого через схему восстановления тактовой частоты (СВТЧ) 9 подключен ко второму входу полифазного фильтра (ПФФ) 7, первый квадратор 10, выходы которого подключены соответственно к последовательно соединенным фильтру нижних частот (ФНЧ) 11, амплитудному детектору 12, компаратору 13 и решающему устройству 14, а также к последовательно соединенным полосовому фильтру (ПФ) 15, амплитудному детектору 16 и компаратору 17, выход которого подключен к устройству 14.A device for determining the type of modulation (Fig. 2) contains a series-connected bandpass filter (PF) 1, an analog-to-
Выходы квадратора 10 подключены также ко второму квадратору 18, выходы которого подключены к последовательно соединенным ФНЧ 19, амплитудному детектору 20 и компаратору 21, а также к последовательно соединенным ПФ 22, амплитудному детектору 23 и компаратору 24. Выходы квадратора 18 подключены к третьему квадратору 25, выходы которого подключены к последовательно соединенным ФНЧ 26, амплитудному детектору 27 и компаратору 28, а также к последовательно соединенным ПФ 29, амплитудному детектору 30 и компаратору 31. Выходы компараторов 21, 24, 28 и 31 соединены с устройством 14.The outputs of the
Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.
Входной сигнал на частоте fПЧ через полосовой фильтр 1, предотвращающий перекрывание спектров при субдискретизации, подается на вход аналого-цифрового 4 преобразователя 2. Сигнал частоты дискретизации 
С выхода оптимального фильтра 8 сигнал поступает на схему восстановления тактовой частоты 9 и на первый квадратор 10. Сигнал с выхода СВТЧ 9 управляет работой ПФФ 7. С выхода квадратора 10 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 11 и на узкополосный ПФ 15, центральная частота которого равна удвоенной символьной тактовой частоте, а также на второй квадратор 18. Наличие сигнала на выходах фильтров 11, 15 фиксируется амплитудными детекторами 12, 16 и компараторами 13, 17.From the output of the
С выхода квадратора 18 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 19 и на узкополосный ПФ 22, центральная частота которого равна учетверенной символьной тактовой частоте, а также на третий квадратор 25. Наличие сигнала на выходах фильтров 19, 22 фиксируется амплитудными детекторами 20, 23 и компараторами 21, 24.From the output of the quadrator 18, the signal is supplied, in parallel, to the narrow-band low-pass filter 19 and to the narrow-band PF 22, the center frequency of which is equal to a quadruple symbol clock frequency, as well as to the third quadrator 25. The presence of the signal at the outputs of the filters 19, 22 is detected by amplitude detectors 20, 23 and comparators 21, 24.
С выхода квадратора 25 сигнал подается, параллельно, на узкополосный ФНЧ 26 и на узкополосный ПФ 29, центральная частота которого в восемь раз больше символьной тактовой частоты. Наличие сигнала на выходах фильтров 26, 29 фиксируется амплитудными детекторами 27, 30 и компараторами 28, 31.From the output of the square 25, the signal is supplied, in parallel, to the narrow-band low-pass filter 26 and to the narrow-band PF 29, the center frequency of which is eight times the symbol clock frequency. The presence of a signal at the outputs of the filters 26, 29 is fixed by amplitude detectors 27, 30 and comparators 28, 31.
Выходы компараторов 13, 17, 21, 24, 28, 31 соединены со входами решающего устройства 14, которое и принимает решение о виде модуляции входного сигнала. Обозначив наличие отклика на фиг.3 - «1», а отсутствие отклика - «0», очевидно, что решающее устройство 14 работает с шестиразрядными кодами и выдает однозначное решение по каждому виду модуляции.The outputs of the
В настоящее время в НИИРС в рамках одного из заказов отработана программа определения вида модуляции и проведены испытания по имитационным и реальным сигналам. Результаты положительные.At present, as part of one of the orders, the NIIRS has developed a program for determining the type of modulation and tested it with simulation and real signals. The results are positive.
Claims (2)
отличающееся тем, что в него введены последовательно соединенные третий квадратор, фильтр нижних частот, амплитудный детектор и компаратор, выход которого подключен ко входу решающего устройства, а также введены три тракта из последовательно соединенных узкополосного полосового фильтра, подключенного к выходу соответствующего квадратора, амплитудного детектора и компаратора, выход которого подключен ко входу решающего устройства, при этом выход второго квадратора подключен ко входу третьего квадратора, а также введены последовательно соединенные полосовой фильтр, аналого-цифровой преобразователь, второй вход которого подключен к выходу синтезатора частот, преобразователь Гильберта, комплексный умножитель, вторые входы которого подключены к выходам синтезатора прямого синтеза, полифазный фильтр, оптимальный фильтр, выходы которого подключены ко входам первого квадратора, а через схему восстановления тактовой частоты - ко второму входу полифазного фильтра. 2. A device for determining the type of modulation of phase-shifted signals, comprising a series-connected first and second quadrants of intermediate frequency, the outputs of the first quadrator and second quadrator are connected through the corresponding series-connected low-pass filter, an amplitude detector and a comparator with the corresponding input of the resolving device,
characterized in that a third quadrator, a low-pass filter, an amplitude detector and a comparator are connected in series to it, the output of which is connected to the input of the resolver, and three paths are introduced from the series-connected narrow-band bandpass filter connected to the output of the corresponding quadrator, amplitude detector, and a comparator, the output of which is connected to the input of the solver, while the output of the second quadrator is connected to the input of the third quadrator, and the but connected by a bandpass filter, an analog-to-digital converter, the second input of which is connected to the output of the frequency synthesizer, a Hilbert converter, a complex multiplier, the second inputs of which are connected to the outputs of the direct synthesis synthesizer, a polyphase filter, an optimal filter whose outputs are connected to the inputs of the first quadrator, and through the clock recovery circuit, to the second input of the polyphase filter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007128207/09A RU2361368C2 (en) | 2007-07-23 | 2007-07-23 | Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007128207/09A RU2361368C2 (en) | 2007-07-23 | 2007-07-23 | Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2007128207A RU2007128207A (en) | 2009-01-27 |
| RU2361368C2 true RU2361368C2 (en) | 2009-07-10 |
Family
ID=40543725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2007128207/09A RU2361368C2 (en) | 2007-07-23 | 2007-07-23 | Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2361368C2 (en) |
-
2007
- 2007-07-23 RU RU2007128207/09A patent/RU2361368C2/en active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2007128207A (en) | 2009-01-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6509190B2 (en) | Transposition modulation system, method and apparatus | |
| CN105556912B (en) | Receive the decode method, device and the system of signal in the presence of noise using slice and distortion | |
| CN107425850B (en) | Dual-channel digital phase-locked amplifier for SERF (spin-exchange fiber) atomic spin gyroscope | |
| US20170085404A1 (en) | Transpositional Modulation Systems, Methods and Devices | |
| CN103117973A (en) | Multiplex parallel demodulating system based on orthogonal detection | |
| US10164670B2 (en) | Time sequenced spectral stitching | |
| RU2361368C2 (en) | Method and device to define phase-shift keyed signal modulation type | |
| US6794857B2 (en) | Apparatus and method for measuring a phase delay characteristic | |
| CN116295782B (en) | Distributed optical fiber vibration sensing system based on phi-OTDR and phase demodulation method | |
| US8432958B2 (en) | Apparatus for measuring jitter transfer characteristic | |
| RU2524673C1 (en) | Method of measuring phase shift variations of centre frequency of minimum frequency shift-keyed signals and apparatus for implementing said method | |
| Shoupeng et al. | Quadrature demodulation based circuit implementation of pulse stream for ultrasonic signal FRI sparse sampling | |
| RU124461U1 (en) | Coherent Signal Detector with 180 ° Phase Manipulation | |
| CN100546294C (en) | Constantly withdrawing device and method and comprise the demodulating equipment of this moment withdrawing device | |
| CN107942321B (en) | A kind of ranging voice handling method in side-tone ranging based on FPGA | |
| JP2001264370A (en) | Frequency measuring apparatus | |
| Abramovitch | Efficient and flexible simulation of phase locked loops, part II: post processing and a design example | |
| RU2020494C1 (en) | Device for measuring phase shift of two sinusoidal signals | |
| JP5847762B2 (en) | Method and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal | |
| RU2214691C1 (en) | Method of reception of signal of amplitude and phase-shift keying | |
| JP3874295B2 (en) | High frequency signal digital IQ detection method | |
| Chaozhu et al. | Design and Implementation of All-Digital CPFSK Demodulator Based on Software Defined Radio | |
| CN116699239A (en) | Frequency meter measuring device based on frequency spectrograph | |
| Feldman | Decomposition and analysis of non-stationary dynamic signals using the hilbert transform | |
| JPS59168752A (en) | Frequency detector |