RU2214691C1 - Method of reception of signal of amplitude and phase-shift keying - Google Patents

Abstract

FIELD: radio engineering, reception of signal of phase-shift keying or combined amplitude and phase-shift keying. SUBSTANCE: in agreement with invention input signal is subjected to coherent demodulation with reconstruction of carrier frequency in system of phase lock, control voltage for phase lock system is generated, matched filtering of in-phase and quadrature signals obtained after demodulation is carried out, first, second and third signals are formed from them, expectation of first signal and dispersion of second signal are measured, signal-to- noise ratio of input signal is computed by measured values, expectation of third signal is measured, second signal is used as control voltage in phase lock system, analog-to- digital conversion of in-phase and quadrature signals is conducted, information symbols are transmitted to user in compliance with converted signals, parameters of phase lock system are changed depending on values of computed signal-to-noise ratio of input signal, type of lock is identified by measured expectations of first and third signals and sweep signal for phase lock system is generated in case of false lock. EFFECT: enhanced noise immunity thanks to identification and elimination of false phase locks. 3 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при приеме сигнала фазовой или комбинированной амплитудно-фазовой манипуляции. The invention relates to radio engineering and can be used when receiving a signal of phase or combined amplitude-phase manipulation.

Известен способ приема сигналов с угловой модуляцией, заключающийся в преобразовании принимаемого модулированного сигнала путем переноса его спектра в область низких частот и проведения множества измерений (см. патент РФ 2040860, МПК6 Н 04 L 27/22, опубл. БИ 21, 27.07.95 г.) [1]. A known method of receiving signals with angular modulation, which consists in converting the received modulated signal by transferring its spectrum to the low frequency region and performing many measurements (see RF patent 2040860, IPC 6 H 04 L 27/22, publ. BI 21, 07.27.95 g .) [1].

Недостатком известного способа является невозможность его использования для приема сигналов комбинированной амплитудно-фазовой манипуляции. Между тем, в современных системах передачи информации для повышения спектральной эффективности всей системы манипуляции подвергается не только фаза, но и амплитуда несущего колебания. The disadvantage of this method is the inability to use it to receive signals of combined amplitude-phase manipulation. Meanwhile, in modern information transfer systems, not only the phase, but also the amplitude of the carrier oscillation is subjected to manipulation to increase the spectral efficiency of the entire system.

Известен также способ приема сигналов амплитудно-фазовой манипуляции, при котором входной сигнал подвергают когерентной демодуляции с восстановлением несущей частоты в системе фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выполняют согласованную фильтрацию полученных после демодуляции синфазного и квадратурного сигналов (см. патент РФ 2013018, МПК 5 H 04 L 27/22, опубл. в БИ 9, 15.05.94 г.) [2]. There is also known a method of receiving amplitude-phase-shift keying signals, in which the input signal is subjected to coherent demodulation with carrier frequency recovery in a phase locked loop (PLL), and matched filtering of common-mode and quadrature signals obtained after demodulation is performed (see RF patent 2013018, IPC 5 H 04 L 27/22, published in BI 9, 05/15/94) [2].

Недостатки известного способа состоят в следующем. The disadvantages of this method are as follows.

Известный способ не позволяет вычислять входное отношение сигнал/шум. Оптимальный же способ приема и демодуляции сигналов амплитудно-фазовой манипуляции (АФМ) в качестве одной из обязательных операций с сигналом должен предусматривать вычисление отношения сигнал/шум, по величине которого проводится оптимальная настройка на сигнал (изменение полосы и маски согласованных полосовых или низкочастотных фильтров, изменение полосы фильтра ФАПЧ). Это связано с тем, что параметр R входного отношения сигнал/шум входит как параметр в функцию правдоподобия фазы входного сигнала, которая оценивается при когерентном восстановлении несущей частоты амплитудно-фазоманипулированного сигнала (см. Куликов Е.И., Трифонов А.П. Оценка параметров сигналов на фоне помех. - М.: Сов. радио, 1978. - 296 с. [3, с. 86-88] или Банект В. Л. , Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой связи. - М.: Радио и связь, 1988. - 240 с. [14, с. 85-90]). The known method does not allow to calculate the input signal-to-noise ratio. The optimal method for receiving and demodulating amplitude-phase-shift keying (AFM) signals as one of the required operations with the signal should include the calculation of the signal-to-noise ratio, the magnitude of which is the optimal setting for the signal (changing the band and mask of the matched band or low-pass filters, changing PLL filter strips). This is due to the fact that the parameter R of the input signal-to-noise ratio is included as a parameter in the likelihood function of the phase of the input signal, which is estimated when the carrier frequency of the amplitude-phase-manipulated signal is coherently restored (see Kulikov E.I., Trifonov A.P. Parameter estimation signals against interference. - M .: Sov. radio, 1978. - 296 p. [3, p. 86-88] or Banek V. L., Dorofeev V. M. Digital methods in satellite communications. - M .: Radio and communications, 1988. - 240 p. [14, p. 85-90]).

Таким образом, вычисление входного отношения сигнал/шум является необходимой и обязательной процедурой при оптимальном приеме АФМ сигналов, а любые упрощения устройств субоптимальной обработки возможны лишь как предельные переходы при точно измеренном входном отношении R сигнал/шум, например, замена функций гиперболического тангенса th(Rx) на знаковую функцию sign(X) при большом отношении R сигнал/шум (см., например, Боташев Б.М., Пархоменко Н. Г. Оценивание фазы несущего колебания многопозиционных фазоманипулированных сигналов //Вопросы радиоэлектроники. Сер. Общие вопросы радиоэлектроники. -М.: НИИЭИР. - вып. 17, -с. 78-81. [4] или Стиффлер Дж. Дж. Теория синхронной связи. - М.: Связь, 1975. - 488 с. [5, с. 56-72]). Кроме того, при любом способе построения петли ФАПЧ, ширина полосыоптимальной петли прямо пропорциональна некоторой дробной степени отношения R сигнал/шум [5, с. 135] , что опять-таки вызывает необходимость его вычисления. Известный же способ не позволяет производить вычисление входного отношения сигнал/шум и, соответственно, не позволяет оптимальным образом настроить параметры устройств обработки для достижения наивысшей помехоустойчивости приема. Thus, the calculation of the input signal-to-noise ratio is a necessary and mandatory procedure for the optimal reception of AFM signals, and any simplifications of suboptimal processing devices are possible only as limit transitions for a precisely measured input signal-to-noise ratio R, for example, replacing the functions of the hyperbolic tangent th (Rx ) on the sign function sign (X) with a large signal-to-noise ratio R (see, for example, Botashev B.M., Parkhomenko N.G. Estimation of the phase of the carrier wave of multiposition phase-shifted signals // Questions for Electronics, Ser.General Issues of Radio Electronics.-M.: NIIEIR. - Issue 17, -s. 78-81. [4] or J. Stiffler. Theory of synchronous communication. - M .: Communication, 1975. - 488 p. . [5, p. 56-72]). In addition, with any method of constructing a PLL loop, the bandwidth of the optimal loop is directly proportional to some fractional degree of the R signal / noise ratio [5, p. 135], which again makes it necessary to calculate it. The known method does not allow the calculation of the input signal-to-noise ratio and, accordingly, does not allow optimally adjusting the parameters of the processing devices to achieve the highest noise immunity of the reception.

Вторым недостатком известного способа является то, что в известном способе не распознаются (не идентифицируются) ложные захваты по фазе системы (петли) ФАПЧ, что приводит (в случае возникновения ложных захватов) к полной потере информационных символов. The second disadvantage of this method is that in the known method, false captures are not recognized (not identified) by the phase of the PLL system (loop), which leads (in the case of false captures) to a complete loss of information symbols.

Наличие эффекта ложных захватов по фазе является отличительной особенностью систем синхронизации с АФМ сигналами (см. Simon M.K., Smith J.G. Carrier Synchronization and Detection of QASK Signal Sets. -IEEE Transaction on Communications, 1974, vol. COM-22, 3, p. 98 - 106 [6]), что связано с мультимодальностью функции W(S_AФM/φ₀) правдоподобия АФМ сигнала saom при оценивании начальной фазы φ₀ или, что то же самое, связано с наличием у функции W(S_AФM/φ₀) нескольких максимумов максиморумов в диапазоне возможных значений φ₀, приводящих к устойчивым аномальным ошибкам в петле ФАПЧ [3, с. 29-32] . В частности, для наиболее распространенного АФМ ансамбля, - сигнала шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудой манипуляции, - во многих работах показано наличие кроме точки истинного захвата φ₀ = 0^° на дискриминационной характеристике оптимального дискриминатора, наличие как минимум одной точки ложного захвата φ₀≈23^° (см., например, Пархоменко Н.Г., Боташев Б.М., Шеляпин Е.С. Исследование схем восстановления несущей частоты сигналов квадратурной амплитудной манипуляции //Вопросы радиоэлектроники, сер. ОВР. - М.: НИИЭИР. - вып. 17, с. 65-76) [7] или [2], [6].The presence of the effect of false phase captures is a distinctive feature of synchronization systems with AFM signals (see Simon MK, Smith JG Carrier Synchronization and Detection of QASK Signal Sets. -IEEE Transaction on Communications, 1974, vol. COM-22, 3, p. 98 - 106 [6]), which is related to the multimodality of the function W (S _AFM / φ ₀ ) of the likelihood of the AFM signal saom when estimating the initial phase φ ₀ or, which is the same, due to the presence of the function W (S _AFM / φ ₀ ) several maxima of maximorums in the range of possible values of φ ₀ , leading to stable anomalous errors in the PLL loop [3, p. 29-32]. In particular, for the most common AFM ensemble, a signal with a sixteen position quadrature amplitude of manipulation, in many works it was shown that, apart from the true capture point, φ ₀ = 0 ^° on the discriminatory characteristic of the optimal discriminator, there is at least one false capture point φ ₀ ≈23 ^° ( see, for example, Parkhomenko N.G., Botashev B.M., Shelyapin E.S. Study of schemes for recovering the carrier frequency of quadrature amplitude manipulation signals // Radioelectronics Issues, series OVR. - M.: NIIEIR. - Issue 17 , pp. 65-76) [7] Whether [2], [6].

Таким образом, невозможность в известном способе идентифицировать и устранять ложные захваты по фазе обуславливает низкую помехоустойчивость известного способа. Thus, the inability in the known method to identify and eliminate false captures in phase leads to low noise immunity of the known method.

Из известных технических решений наиболее близким к патентуемому способу (прототипом) является способ приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, при котором входной сигнал подвергают когерентной демодуляции с восстановлением несущей частоты в системе фазовой автоподстройки частоты, выполняют согласованную фильтрацию полученных после демодуляции синфазного и квадратурного сигналов, из которых формируют первый и второй сигналы, измеряют математическое ожидание первого сигнала и дисперсию второго сигнала и по измеренным величинам вычисляют отношение сигнал/шум входного сигнала, второй сигнал используют как управляющее напряжение в системе фазовой автоподстройки частоты (см. а. с. 179838, МПК 5 G 01 R 29/26, опубл. в БИ 8, 28.02.93 г.) [8]. Of the known technical solutions, the closest to the patented method (prototype) is a method of receiving signals with amplitude-phase shift keying, in which the input signal is subjected to coherent demodulation with restoration of the carrier frequency in the phase-locked loop, perform consistent filtering obtained after demodulation in-phase and quadrature signals, of which the first and second signals are formed, the mathematical expectation of the first signal and the variance of the second signal are measured and the signal to noise ratio of the input signal is calculated, the second signal is used as the control voltage in the phase-locked loop (see A. p. 179838, IPC 5 G 01 R 29/26, published in BI 8, 02/28/93) [8].

Данный способ был выбран в качестве прототипа, поскольку в нем наиболее близко по технической сущности реализуются операции над сигналами патентуемого способа, а именно: когерентно демодулируют сигнал АФМ с восстановлением несущей частоты в системе ФАПЧ; формируют из синфазного и квадратурного сигналов управляющее напряжение для системы ФАПЧ; формируют первый и второй сигналы, по моментам которых (математическое ожидание и дисперсия) вычисляют отношение R сигнал/шум. This method was chosen as a prototype, because it most closely by technical nature implements operations on the signals of the patented method, namely: coherently demodulate the AFM signal with restoration of the carrier frequency in the PLL system; form a control voltage from the common-mode and quadrature signals for the PLL system; form the first and second signals, at the moments of which (expectation and variance) calculate the ratio of R signal to noise.

Способ-прототип пригоден не только для измерения отношения сигнал/шум входного сигнала, но также для его приема, поскольку при его реализации вырабатываются все сигналы, необходимыедля приема и демодуляции цифровых сигналов (см. , например, а.с. 1679648, МПК 5 H 04 L 27/22, опубл. в БИ 35, 23.09.91 г.) [12]. The prototype method is suitable not only for measuring the signal-to-noise ratio of the input signal, but also for receiving it, since when it is implemented, all signals are generated that are necessary for receiving and demodulating digital signals (see, for example, AS 1679648, IPC 5 H 04 L 27/22, published in BI 35, 09/23/91) [12].

Недостатком способа-прототипа является его низкая помехоустойчивость при приеме АФМ сигнала, поскольку в этом случае (в отличие от сигнала ФМ) способ-прототип не обнаруживает и не устраняет ложные захваты по фазе. The disadvantage of the prototype method is its low noise immunity when receiving an AFM signal, because in this case (in contrast to the FM signal), the prototype method does not detect and does not eliminate false phase captures.

Работа в режиме ложного захвата по фазе приводит к полной потере информации на выходе демодулятора. Наличие эффекта ложных захватов по фазе является отличительной особенностью систем синхронизации с АФМ сигналами [6], что связано с мультимодальностью функции W(S_AФM/φ₀) правдоподобия АФМ сигнала при оценивании начальной фазы φ₀ или, что то же самое, связано с наличием у функции правдоподобия W(S_AФM/φ₀) нескольких максимумов максиморумов в диапазоне возможных (допустимых) значений φ₀, приводящих к аномальным ошибкам в петле ФАПЧ [3, с. 29-32], [6], [7]. Таким образом, невозможность в известном способе обнаруживать (идентифицировать) и устранять ложные захваты по фазе обуславливает низкую помехоустойчивость способа-прототипа.Work in the mode of false phase capture leads to a complete loss of information at the output of the demodulator. The presence of the effect of false phase captures is a distinctive feature of synchronization systems with AFM signals [6], which is associated with the multimodality of the W (S _AFM / φ ₀ ) function of the likelihood of an AFM signal when evaluating the initial phase φ ₀ or, which is the same, due to the presence of the likelihood function W (S _AFM / φ ₀ ) of several maximum maxima in the range of possible (permissible) values of φ ₀ , leading to anomalous errors in the PLL loop [3, p. 29-32], [6], [7]. Thus, the inability in the known method to detect (identify) and eliminate false captures in phase leads to low noise immunity of the prototype method.

Технический результат, - повышение помехоустойчивости приема сигналов комбинированной амплитудно-фазовой манипуляции и за счет обнаружения и устранения ложных захватов по фазе достигается выполнением следующих операций над сигналом:
- входной сигнал подвергают когерентной демодуляции с восстановлением несущей частоты в системе фазовой автоподстройки частоты;
- выполняют согласованную фильтрацию полученных после демодуляции синфазного и квадратурного сигналов, из которых формируют первый, второй и третий сигналы;
- измеряют математическое ожидание первого сигнала и дисперсию второго сигнала и по измеренным величинам вычисляют отношение сигнал/шум входного сигнала S_АФМ;
- измеряют математическое ожидание третьего сигнала;
- второй сигнал используют как управляющее напряжение в системе фазовой автоподстройки частоты;
- производят аналого-цифровое преобразование синфазного и квадратурного сигналов и получают, соответственно, синфазный Х и квадратурный Y цифровые сигналы, в соответствии с которыми передают потребителю информационные символы;
- в зависимости от величины вычисленного отношения сигнал/шум входного сигнала изменяют параметры системы фазовой автоподстройки частоты;
- по измеренным математическим ожиданиям первого и третьего сигналов идентифицируют тип захвата в системе фазовой автоподстройки частоты и в случае ложного захвата вырабатывают свип-сигнал для системы фазовой автоподстройки частоты;
- формирование первого сигнала Si производят по формуле:

где f - выбранная функция обработки сигналов;
α=const,
- формирование второго сигнала S₂ производят по формуле:
S₂=f(X;Y),
- формирование третьего сигнала S₃ производят по формуле:

Это достигается тем, что по способу приема сигналов амплитудно-фазовой манипуляции входной сигнал подвергают когерентной демодуляции с восстановлением несущей частоты в системе фазовой автоподстройки частоты, выполняют согласованную фильтрацию полученных после демодуляции синфазного и квадратурного сигналов, из которых формируют первый и второй сигналы, измеряют математическое ожидание первого сигнала и дисперсию второго сигнала и по измеренным величинам вычисляют отношение сигнал/шум входного сигнала, второй сигнал используют как управляющее напряжение в системе фазовой автоподстройки частоты.EFFECT: increased noise immunity of receiving signals of combined amplitude-phase manipulation and by detecting and eliminating false phase captures is achieved by performing the following operations on the signal:
- the input signal is subjected to coherent demodulation with restoration of the carrier frequency in the phase locked loop;
- perform consistent filtering obtained after demodulation in-phase and quadrature signals, from which form the first, second and third signals;
- measure the mathematical expectation of the first signal and the variance of the second signal and the measured values calculate the signal-to-noise ratio of the input signal S _AFM ;
- measure the mathematical expectation of the third signal;
- the second signal is used as a control voltage in the phase locked loop;
- perform analog-to-digital conversion of in-phase and quadrature signals and receive, respectively, in-phase X and quadrature Y digital signals, in accordance with which information symbols are transmitted to the consumer;
- depending on the magnitude of the calculated signal-to-noise ratio of the input signal, the parameters of the phase locked loop are changed;
- according to the measured mathematical expectations of the first and third signals, the capture type in the phase locked loop is identified and, in the event of a false hold, a sweep signal is generated for the phase locked loop;
- the formation of the first signal Si is produced by the formula:

where f is the selected signal processing function;
α = const,
- the formation of the second signal S _{2 is} produced by the formula:
S ₂ = f (X; Y),
- the formation of the third signal S _{3 is} produced by the formula:

This is achieved by the fact that, according to the method of receiving amplitude-phase manipulation signals, the input signal is subjected to coherent demodulation with restoration of the carrier frequency in the phase-locked loop, they perform matched filtering of the in-phase and quadrature signals obtained after demodulation, from which the first and second signals are formed, and the mathematical expectation is measured the first signal and the variance of the second signal and the measured signal-to-noise ratio of the input signal is calculated from the measured values, the second signal is used to a control voltage in a phase locked loop system.

Согласно изобретению дополнительно формируют третий сигнал и измеряют его математическое ожидание, производят аналого-цифровое преобразование синфазного и квадратурного сигналов и получают, соответственно, синфазный Х и квадратурный Y цифровые сигналы, в соответствии с которыми передают потребителю информационные символы, в зависимости от величины вычисленного отношения сигнал/шум входного сигнала изменяют параметры системы фазовой автоподстройки частоты, по измеренным математическим ожиданиям первого и третьего сигналов идентифицируют тип захвата в системе фазовой автоподстройки частоты и в случае ложного захвата вырабатывают свип-сигнал для системы фазовой автоподстройки частоты, формирование первого сигнала S₁ производят по формуле:

где f - выбранная функция обработки;
α=const;
формирование второго сигнала S₂ производят по формуле:
S₂=f(X; Y),
формирование третьего сигнала S₃ производят по формуле:

На фиг. 1 приведена структура устройства, реализующего патентуемый способ, на фиг.2 - сигнальная плоскость при когерентном приеме АФМ сигнала, на фиг. 3 - дискриминационные характеристики системы ФАПЧ при восстановлении несущей АФМ сигнала.According to the invention, a third signal is additionally generated and its mathematical expectation is measured, analog-to-digital conversion of in-phase and quadrature signals is carried out, and in-phase X and quadrature Y digital signals are received, according to which information symbols are transmitted to the consumer, depending on the magnitude of the calculated signal ratio / noise of the input signal changes the parameters of the phase-locked loop, according to the measured mathematical expectations of the first and third signals are identical they capture the type of capture in the phase locked loop system and, in the case of a false capture, generate a sweep signal for the phase locked loop system, the formation of the first signal S _{1 is} performed by the formula

where f is the selected processing function;
α = const;
the formation of the second signal S _{2 is} produced by the formula:
S ₂ = f (X; Y),
the formation of the third signal S _{3 is} produced by the formula:

In FIG. 1 shows the structure of a device that implements the patented method, FIG. 2 shows the signal plane during coherent reception of an AFM signal; FIG. 3 - discriminatory characteristics of the PLL system when restoring the carrier AFM signal.

Способ демодуляции сигналов амплитудно-фазовой манипуляции состоит из следующих действий над сигналами (см. блок-схему на фиг.1). The method of demodulating the amplitude-phase manipulation signals consists of the following actions on the signals (see the flowchart in figure 1).

На этапе 1 определяют управляющее напряжение для системы ФАПЧ по правилу:
S_упр=S₂+S_свип,
где S₂ - значение второго сигнала;
S_cвип - значение свип-сигнала.At stage 1, the control voltage for the PLL system is determined according to the rule:
S _control = S ₂ + S _sweep ,
where S ₂ is the value of the second signal;
S _sweep - the value of the sweep signal.

Поскольку в различных теоретических работах процесс подстройки частоты в системе ФАПЧ трактуется по-разному (например, через воздействие управляющего напряжения на генератор, управляемый напряжением (ГУН) [5, с. 126] или же через воздействие управляющего напряжения на нелинейный элемент (НЭ) [13, с. 275] ), в патентуемом способе использован общий термин "управляющее напряжение для системы ФАПЧ" без конкретизации, каким именно элементом (ГУН или НЭ) оно управляет. Since in various theoretical works the process of tuning the frequency in the PLL system is interpreted differently (for example, through the influence of control voltage on a voltage-controlled generator (VCO) [5, p. 126] or through the influence of control voltage on a nonlinear element (NE) [ 13, p. 275]), in the patented method, the general term "control voltage for the PLL system" is used without specifying which element (VCO or NE) it controls.

В том случае, если захват в системе ФАПЧ идентифицирован как истинный, как будет показано ниже, S_cвип=0 и, следовательно
S_ynp=S₂
На этапах 2, 3, 4 производят когерентную демодуляцию входного сигнала с получением на выходах квадратурных фазовых детекторов синфазного и квадратурного сигналов.In the event that the capture in the PLL system is identified as true, as will be shown below, S _sweep = 0 and, therefore
S _ynp = S ₂
At stages 2, 3, 4, the input signal is coherently demodulated to obtain in-phase and quadrature phase detectors at the outputs of the quadrature phase detectors.

На этапе 5 производят согласованную низкочастотную фильтрацию полученных на этапе 4 синфазного и квадратурного сигналов. In step 5, a consistent low-pass filtering is performed for the in-phase and quadrature signals obtained in step 4.

На этапе 6 производят аналого-цифровое преобразование синфазного и квадратурного сигналов и получают, соответственно, синфазный Х и квадратурный Y цифровые сигналы в виде n-разрядных кодов, где n - разрядность АЦП. Все операции с сигналами на последующих этапах производят в цифровом виде. At step 6, analog-to-digital conversion of in-phase and quadrature signals is performed, and in-phase X and quadrature Y digital signals are received in the form of n-bit codes, where n is the resolution of the ADC. All operations with signals in the subsequent stages are performed in digital form.

На этапе 7 по значениям Х и Y принимают решение о переданных информационных символах АФМ сигнала в соответствии с выбранным критерием и передают потребителю информационные символы. При реализации критерия идеального наблюдателя Котельникова-Зигерта (см. фиг.2) решение принимают в пользу того информационного символа (As на фиг.2), в оптимальную зону которого попадает точка с координатами (X; Y) (точка А на фиг.2). At step 7, the values of X and Y decide on the transmitted information symbols of the AFM signal in accordance with the selected criterion and transmit information symbols to the consumer. When implementing the criterion of the ideal Kotelnikov-Siegert observer (see Fig. 2), the decision is made in favor of the information symbol (As in Fig. 2), in the optimal zone of which the point with coordinates (X; Y) falls (point A in Fig. 2 )

На этапах 8, 9, 10 производят формирование первого S₁, второго S₂ и третьего S₃ сигналов.At stages 8, 9, 10, the first S ₁ , second S ₂ and third S ₃ signals are generated.

При практической реализации патентуемого способа формирование этих сигналов производят по одной и той же формуле f в идентичных блоках обработки сигналов в полосе основных частот (БОСПОЧ), при этом получающийся сигнал S используется как управляющее напряжение для системы (петли) ФАПЧ при когерентной демодуляции выходного сигнала (этапы 1, 2, 3). In the practical implementation of the patented method, the formation of these signals is carried out according to the same formula f in identical signal processing units in the fundamental frequency band (ESP), while the resulting signal S is used as the control voltage for the PLL system (loop) with coherent demodulation of the output signal ( stages 1, 2, 3).

В соответствии с этим функция f(X; Y) определяется как дискриминационная характеристика по фазе при восстановлении когерентного несущего колебания, а соответствующий функции f(X; Y) блок обработки сигналов является по своей сути дискриминатором по фазе петли ФАПЧ. Поскольку для последующих этапов обработки сигналов требуется вычисление мат. ожидания и дисперсии соответствующих случайных процессов, данные случайные процессы должны быть "очищены" от несущего колебания и именно поэтому формирование управляющего напряжения для петли ФАПЧ производится в блоке, который относится к классу устройств с обработкой в полосе модулирующих или иначе, основных частот (см., например, Феер К. Беспроводная цифровая связь. -М.: Радио и связь, 2000, -с. 126-128, 150) [9]. In accordance with this, the function f (X; Y) is defined as the phase discriminatory characteristic when restoring the coherent carrier oscillation, and the signal processing unit corresponding to the function f (X; Y) is inherently a discriminator for the phase of the PLL. Since for the subsequent stages of signal processing, the calculation of the mat is required. expectations and variances of the corresponding random processes, these random processes must be “cleaned” of the carrier oscillation, and this is why the formation of the control voltage for the PLL loop is performed in a block that belongs to the class of devices with processing in the band of modulating or otherwise, fundamental frequencies (see, for example, Feer K. Wireless Digital Communication. -M.: Radio and Communications, 2000, -s. 126-128, 150) [9].

Термин "полоса основных частот" эквивалентен термину "эквивалентная низкочастотная полоса" и соответствует полосе, занимаемой демодулированными синфазным и квадратурными сигналами [9, с. 126-128]. The term “fundamental frequency band” is equivalent to the term “equivalent low-frequency band” and corresponds to the band occupied by demodulated in-phase and quadrature signals [9, p. 126-128].

Такие устройства (БОСПОЧ) хорошо известны и описаны в многочисленных информационных источниках, теоретические основы построения оптимальных дискриминаторов описаны, например, в работах [2, с. 265-277] или [5, с. 238-251]. Such devices (BOSPOCH) are well known and described in numerous information sources, the theoretical foundations of constructing optimal discriminators are described, for example, in [2, p. 265-277] or [5, p. 238-251].

Практические схемы дискриминаторов приведены в значительном числе патентов (например, патент РФ 2019052, МПК 5 H 04 L 27/22, опубл. в БИ 16, 30.08.94 г. [10] или патент РФ 1758908, МПК 5 H 04 L 27/22, опубл. в БИ 32, 30.08.92 г. [11]). Practical schemes of discriminators are given in a significant number of patents (for example, RF patent 2019052, IPC 5 H 04 L 27/22, publ. In BI 16, 08/30/94, [10] or RF patent 1758908, IPC 5 H 04 L 27 / 22, published in BI 32, 08/30/92 [11]).

Например, для фазоманипулированных сигналов в качестве БОСПОЧ может быть использована хорошо известная схема Костаса, для которой функция f имеет вид:
S₂=f(X,Y)
S₂=X_n•Y₁-X₁•Y_n
где Х_n и Y_n - n-разрядное ("мягкое") представление квадратурных цифровых сигналов, т.е. n-разрядные коды на выходе соответствующих АЦП;
X₁ и Y₁ - одноразрядное (знаковое) представление квадратурных цифровых сигналов, т.е. значения старших разрядов соответствующих АЦП.For example, for phase-shifted signals, the well-known Costas scheme, for which the function f has the form:
S ₂ = f (X, Y)
S ₂ = X _n • Y ₁ -X ₁ • Y _n
where X _n and Y _n are the n-bit ("soft") representation of the quadrature digital signals, i.e. n-bit codes at the output of the corresponding ADCs;
X ₁ and Y ₁ - single-digit (sign) representation of quadrature digital signals, i.e. high-order values of the corresponding ADCs.

Такое формирование сигнала S₂ даже при очень больших значениях n(n>3) практически эквивалентно каноническому виду дискриминатора Костаса [14, с. 87].Such signal formation S ₂ even at very large values of n (n> 3) is almost equivalent to the canonical form of the Costas discriminator [14, p. 87].

S₂=I•sign(Q)-sign(I)•Q,
однако гораздо более удобно с учетом возможностей реализации в цифровом виде.S ₂ = I • sign (Q) -sign (I) • Q,
however, it is much more convenient given the possibilities of digital implementation.

Для сигнала шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляции, являющегося частным случаем АФМ ансамбля, БОСПОЧ, описанный в [10], формирует функцию f в виде

где sign(z) - знаковая функция, определяемая следующим образом:

Для других ансамблей АФМ сигналов могут быть использованы другие дискриминаторы петли ФАПЧ, формирующие управляющее напряжение для ГУН по различным законам f(X; Y). Для патентуемого способа существенно лишь то, что независимо от вида ансамбля АФМ сигнала формирование управляющего напряжения для петли ФАПЧ происходит из оцифрованных квадратурных символов в полосе основных частот (по видеочастоте), и, кроме того, выбранная для формирования первого S₁, второго S₂ и третьего S₃ сигналов функция f есть функция двух аргументов (X; Y), спектры которых лежат в основной полосе частот.For a signal of sixteen-position quadrature amplitude manipulation, which is a special case of an AFM ensemble, BOSPOCH described in [10] generates a function f in the form

where sign (z) is the sign function defined as follows:

For other ensembles of AFM signals, other PLL loops can be used that generate the control voltage for the VCO according to various laws f (X; Y). For the patented method, it is only essential that, regardless of the type of ensemble of the AFM signal, the formation of the control voltage for the PLL loop occurs from the digitized quadrature symbols in the fundamental frequency band (by video frequency), and, in addition, selected to form the first S ₁ , second S ₂ and third S ₃ signals, the function f is a function of two arguments (X; Y), the spectra of which lie in the main frequency band.

Формирование первого S₁ и третьего S₃ сигналов происходит с помощью той же функции, что и S, но со своими аргументами:

(1)
S₂=f(X; Y), (2)

(3)
где α=const.The formation of the first S ₁ and third S ₃ signals occurs using the same function as S, but with its arguments:

(1)
S ₂ = f (X; Y), (2)

(3)
where α = const.

Для того, чтобы понять физический смысл данных преобразований, рассмотрим сигнальную плоскость (фиг.2). Пусть принимаемый АФМ сигнал, отображаемый на сигнальной плоскости в виде точки А, имеет квадратурные проекции Х и Y. In order to understand the physical meaning of these transformations, we consider the signal plane (Fig. 2). Let the received AFM signal displayed on the signal plane in the form of point A have quadrature projections X and Y.

Если повернуть сигнальную плоскость на некий угол α, то точка А переместится в точку В с новыми координатами X и Y. Учитывая, что при повороте сигнальной плоскости выполняется равенство

, можно из геометрических соображений найти величины новых координат:

Таким образом, сравнивая выражения (4), (5) и (1), (2), (3) можно прийти к выводу, что на этапах (7) и (9) обработки сигналов производится вычисление значения дискриминационной функции для петли ФАПЧ, но от угловых аргументов, соответствующих статическому сдвигу сигнальной плоскости на углы +α и -α, соответственно. На этапе 11 измеряют математическое ожидание M[S₁] первого сигнала, дисперсию D[S₂] второго сигнала и мат. ожидание М[S₃] третьего сигнала.If you rotate the signal plane by a certain angle α, then point A will move to point B with the new coordinates X and Y. Given that, when the signal plane is rotated, the equality

, from geometric considerations, we can find the values of the new coordinates:

Thus, comparing expressions (4), (5) and (1), (2), (3), we can conclude that at the stages (7) and (9) of the signal processing, the value of the discrimination function for the PLL loop is calculated, but from the angular arguments corresponding to the static shift of the signal plane by angles + α and -α, respectively. At step 11, measure the mathematical expectation M [S ₁ ] of the first signal, the variance D [S ₂ ] of the second signal, and mat. waiting M [S ₃ ] the third signal.

Как известно, крутизна дискриминационной характеристики схемы восстановления несущей частоты, которую в некоторых допущениях можно рассматривать как производную от логарифма функции правдоподобия

[5, с. 47], [14, с. 86], пропорциональна амплитуде входного сигнала [4, 7]. В то же время, дисперсия управляющего напряжения петли ФАПЧ связана с мощностью шумов входного сигнала [8].As is known, the steepness of the discriminatory characteristic of the carrier frequency recovery scheme, which in some assumptions can be considered as a derivative of the logarithm of the likelihood function

[5, p. 47], [14, p. 86], is proportional to the amplitude of the input signal [4, 7]. At the same time, the dispersion of the control voltage of the PLL loop is related to the noise power of the input signal [8].

Тогда, как показано в [8], входное отношение R_вx сигнал/шум может быть определено по формуле:

где f¹(z) - функция, обратная по отношению к конкретной выбранной функции обработки в полосе основных частот f(z). При переходе к обратной функции должен быть выполнен переход от двух аргументов (декартова система) к полярной системе, в которой учитывается угол φ₀.Then, as shown in [8], the input signal-to-noise ratio R _inx can be determined by the formula:

where f ¹ (z) is the inverse function with respect to a particular selected processing function in the fundamental frequency band f (z). When passing to the inverse function, a transition must be made from two arguments (the Cartesian system) to the polar system, in which the angle φ ₀ is taken into account.

На этапе 12 производят вычисление значения К_вх по приведенной выше формуле и, в зависимости от полученного значения, изменяют (подстраивают) параметры петли ФАПЧ [5, с. 135], в частности - полосу фильтра петли ФАПЧ (этап 14). На блок-схеме показан наиболее простой случай, когда параметры петли ФАПЧ имеют лишь два значения для низкого (R_вx<R_пopoг) и высокого (R_вx≥R_пopoг) значений отношений сигнал/шум.At step 12, the K _input value is calculated according to the above formula and, depending on the obtained value, the PLL loop parameters are changed (adjusted) [5, p. 135], in particular, the PLL loop filter band (step 14). The block diagram shows the simplest case where the PLL loop parameters have only two values for low (R _x <R _threshold ) and high (R _x ≥ R _threshold ) signal-to-noise ratios.

На этапах 15 и 16 вычисляют знак произведения математическое ожидания первого и второго сигналов и по знаку этого произведения идентифицируют тип захвата в петле ФАПЧ:
если М[S₁]•М[S₃]>0 - захват ложный,
если M[S₁]•M[S₃]<0 - захват истинный.At stages 15 and 16, the mathematical product sign of the expectation of the first and second signals is calculated and the type of capture in the PLL loop is identified by the sign of this product:
if M [S ₁ ] • M [S ₃ ]> 0 - false capture,
if M [S ₁ ] • M [S ₃ ] <0 - capture is true.

Возможность идентификации типа захвата (или, что то же самое, обнаружение ложного захвата) в петле ФАПЧ поясняется по фиг.3, на которой приведены типичные дискриминационные характеристики ансамбля АФМ сигналов, имеющего точки ложного захвата по фазе φ₀ (кроме точки истинного захвата φ₀≡0).The possibility of identifying the type of capture (or, equivalently, detecting a false capture) in the PLL loop is illustrated in FIG. 3, which shows typical discriminatory characteristics of an ensemble of AFM signals having phase capture points of phase φ ₀ (except for the point of true capture φ ₀ ≡0).

Поскольку точки ложного захвата также являются решением уравнения

, но должны быть отброшены в пользу того решения, которое доставляет глобальный (а не локальный) максимум функции правдоподобия W(S_AФM/φ₀) [5, с. 47], то в практически важных случаях в зоне ложного захвата дискриминационный участок меньше, чем в зоне истинного захвата. Таким образом, формируя сигналы S₁ = f(φ₀+α) и S₃ = f(φ₀-α), можно по их значениям судить о типе решения φ₀.Since false capture points are also a solution to the equation

, but should be discarded in favor of the solution that delivers the global (rather than local) maximum of the likelihood function W (S _AFM / φ ₀ ) [5, p. 47], in practically important cases, the discriminatory area in the false capture zone is smaller than in the true capture zone. Thus, by generating signals S ₁ = f (φ ₀ + α) and S ₃ = f (φ ₀ -α), we can judge by their values the type of solution φ ₀ .

Из фиг. 3 видно, что только в случае истинного захвата математические ожидания сигналов S₁ и S₃ имеют разный знак. При этом параметр α, входящий в формулы для вычисления S₁ и S₃, должен выбираться из следующего условия: α>γ,
где γ - величина дискриминационного участка в точке ложного захвата (от нулевой точки до точки перегиба дискриминационной кривой).From FIG. 3 shows that only in the case of true capture, the mathematical expectations of the signals S ₁ and S ₃ have a different sign. Moreover, the parameter α included in the formulas for calculating S ₁ and S ₃ must be selected from the following condition: α> γ,
where γ is the value of the discriminatory plot at the point of false capture (from the zero point to the inflection point of the discriminatory curve).

На этапе 17 формируют ненулевой свип-сигнал S_cвип (например, в виде пилообразного напряжения), который управляет сигналом ГУН и, таким образом, устраняет ложный захват.At step 17, a non-zero sweep signal S _{sweep is generated} (for example, in the form of a sawtooth voltage), which controls the VCO signal and, thus, eliminates false capture.

Таким образом, в патентуемом способе достигается следующий технический результат: обеспечивается повышение помехоустойчивости приема за счет обнаружения и устранения ложных захватов по фазе. Thus, in the patented method, the following technical result is achieved: the noise immunity of the reception is improved by detecting and eliminating false captures in phase.

При этом данный способ обеспечивает прием и демодуляцию сигнала произвольного ансамбля АФМ. Moreover, this method provides reception and demodulation of a signal of an arbitrary ensemble of AFM.

Источники информации
1. Патент РФ 2040860, МПК 6 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 21, 27.07.95 г.Sources of information
1. RF patent 2040860, IPC 6 N 04 L 27/22, publ. in BI 21.07.07.95

2. Патент РФ 2013018, МПК 5 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 9, 15.05.94 г. 2. RF patent 2013018, IPC 5 N 04 L 27/22, publ. in BI 9, 05/15/94

3. Куликов Е.И., Трифонов А.П. Оценка параметров сигналов на фоне помех. - М.: Сов. радио, 1878. - 296 с. 3. Kulikov E.I., Trifonov A.P. Estimation of signal parameters against interference. - M .: Owls. Radio, 1878 .-- 296 p.

4. Боташев Б.М., Пархоменко Н.Г. Оценивание фазы несущего колебания многопозиционных фазоманипулированных сигналов //Вопросы радиоэлектроники. Сер. Общие вопросы радиоэлектроники. - М.: НИИЭИР. - вып. 17. с. 78-81. 4. Botashev B.M., Parkhomenko N.G. Estimation of the phase of the carrier wave of multi-position phase-manipulated signals // Problems of Radioelectronics. Ser. General issues of radio electronics. - M .: NIIEIR. - issue. 17. p. 78-81.

5. Стиффлер Дж. Дж. Теория синхронной связи. - М.: Связь, 1975. - 488 с. 5. Stiffler JJ Theory of synchronous communication. - M .: Communication, 1975 .-- 488 p.

6. Simon M.K. Smith J.G. Carrier Synchronization and Detection of QASK Signal Sets. - IEEE Transaction on Communications, 1974, vol. COM-22, 3, p. 98-106. 6. Simon M.K. Smith J.G. Carrier Synchronization and Detection of QASK Signal Sets. - IEEE Transaction on Communications, 1974, vol. COM-22, 3, p. 98-106.

7. Пархоменко Н.Г., Боташев Б.М., Шеляпин Е.С. Исследование схем восстановления несущей частоты сигналов квадратурной амплитудной манипуляции //Вопросы радиоэлектроники. - М.: НИИЭИР. - Вып. 17, с. 65-76. 7. Parkhomenko N.G., Botashev B.M., Shelyapin E.S. Investigation of recovery schemes for the carrier frequency of quadrature amplitude manipulation signals // Problems of Radioelectronics. - M .: NIIEIR. - Vol. 17, p. 65-76.

8. А. с. 1798738, МПК 5 G 01 R 29/26, опубл. в БИ 8, 28.02.93 г. - прототип. 8. A. p. 1798738, IPC 5 G 01 R 29/26, publ. in BI 8, 02.28.93, the prototype.

9. Феер К. Беспроводная цифровая связь. - М.: Радио и связь, 2000, с. 150. 9. Feer K. Wireless digital communications. - M .: Radio and communications, 2000, p. 150.

10. Патент РФ 2019052, МПК 5 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 6, 30.08.94 г. 10. RF patent 2019052, IPC 5 N 04 L 27/22, publ. in BI 6.08.08.94

11. Патент РФ 1758908, МПК 5 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 32, 30.08.92 г. 11. RF patent 1758908, IPC 5 N 04 L 27/22, publ. in BI 32.08.08.92

12. А.с. 1679648, МПК 5 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 35, 23.09.91 г. 12. A.S. 1679648, IPC 5 N 04 L 27/22, publ. in BI 35, 09/23/91

13. Тихонов В. И. , Харисов В.Н. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с. 13. Tikhonov V.I., Kharisov V.N. Statistical analysis and synthesis of radio engineering devices and systems. - M .: Radio and communications, 1991 .-- 608 p.

14. Банкет В.Л., Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой связи. - М. : Радио и связь, 1988. - 240 с. 14. Banquet V.L., Dorofeev V.M. Digital methods in satellite communications. - M.: Radio and communications, 1988 .-- 240 p.

Claims (1)

Способ приема сигнала амплитудно-фазовой манипуляции, при котором входной сигнал подвергают когерентной демодуляции с восстановлением несущей частоты в системе фазовой автоподстройки частоты, выполняют согласованную фильтрацию полученных после демодуляции синфазного и квадратурного сигналов, из которых формируют первый и второй сигналы, измеряют математическое ожидание первого сигнала и дисперсию второго сигнала и по измеренным величинам вычисляют отношение сигнал/шум входного сигнала, второй сигнал используют как управляющее напряжение в системе фазовой автоподстройки частоты, отличающийся тем, что из полученных после согласованной фильтрации синфазного и квадратурного сигналов формируют третий сигнал и измеряют его математическое ожидание, производят аналого-цифровое преобразование синфазного и квадратурного сигналов, получают соответственно синфазный Х и квадратурный Y цифровые сигналы, в соответствии с которыми передают потребителю информационные символы, в зависимости от величины отношения сигнал/шум входного сигнала изменяют параметры системы фазовой автоподстройки частоты, по измеренным математическим ожиданиям первого и третьего сигналов идентифицируют тип захвата в системе фазовой автоподстройки частоты и в случае ложного захвата вырабатывают свип-сигнал для системы фазовой автоподстройки частоты, формирование первого сигнала S₁ производят по формуле

где f - выбранная функция обработки;
α=сonst,
формирование второго сигнала S₂ производят по формуле
S₂=f(Х; Y),
формирование третьего сигнала S₃ производят по формуле

гA method of receiving an amplitude-phase-shift keying signal, in which the input signal is subjected to coherent demodulation with restoration of the carrier frequency in the phase-locked loop, perform consistent filtering of the common-mode and quadrature signals obtained after demodulation, from which the first and second signals are generated, the mathematical expectation of the first signal is measured and the dispersion of the second signal and from the measured values calculate the signal-to-noise ratio of the input signal, the second signal is used as a control signal voltage in the phase-locked loop system, characterized in that the third signal is formed from the in-phase and quadrature signals obtained after matched filtering and their mathematical expectation is measured, analog-to-digital conversion of the in-phase and quadrature signals is obtained, respectively, in-phase X and quadrature Y digital signals are obtained, in according to which information symbols are transmitted to the consumer, depending on the value of the signal-to-noise ratio of the input signal, the phase system parameters are changed According to the measured mathematical expectations of the first and third signals, the type of capture in the phase-locked loop system is identified and, in the case of a false hold, a sweep signal is generated for the phase locked loop, the first signal S _{1 is} generated by the formula

where f is the selected processing function;
α = const,
the formation of the second signal S _{2 is} produced by the formula
S ₂ = f (X; Y),
the formation of the third signal S _{3 is} produced by the formula

g

Images