RU2236732C2

RU2236732C2 - Self-steering antenna array

Info

Publication number: RU2236732C2
Application number: RU2002127963/09A
Authority: RU
Inventors: А.Г. Коновалов (RU); А.Г. Коновалов; А.И. Василенко (RU); А.И. Василенко
Original assignee: Войсковая часть 45807
Priority date: 2002-10-17
Filing date: 2002-10-17
Publication date: 2004-09-20

Abstract

FIELD: antenna engineering; radio systems of various applications.

SUBSTANCE: assessed value of gain in signal-to-noise ratio due to rejection of channels amounts to about N/N - M, where N is quantity of antennas (receiving channels); M is quantity of rejected channels. Self-steering antenna array has N antennas 1, array-type diagram-forming circuit 2 with N inputs and N outputs, N-channel adder 3 whose output is used as that of self-steering antenna array, and N phase-locked loop circuits 4 with common heterodyne 15 and common reference-signal generator 16; antennas are connected to respective inputs of diagram-forming circuit each of whose outputs is connected to input of respective PLL circuit that also functions as input of respective first mixer; output of each PLL circuit that functions at the same time as output of respective first adder is connected to respective input of N-channel adder; each PLL circuit has integrator 13, voltage-controlled generator 14, and series-connected first mixer 5, second mixer 6, first band filter 7, signal spectrum convolution device 8 incorporating series-connected m-factor frequency multiplier 9, second band filter 10, and m-ratio frequency divider 11; it also has phase detector 12 whose output is connected through series-connected integrator and voltage-controlled generator to second input of first mixer; second input of each phase detector is connected to output of common reference voltage generator; novelty is introduction of N control switches 17 inserted in series with first mixer output and respective input of N-channel mixer; N first amplitude detectors 18, input of each of them being connected in parallel with input of respective switch and with output of first mixer; N comparators 19, first input of each of them being connected to output of respective first amplitude detector and output, to control input of respective switch; 2N-ratio power splitter whose output is connected to second inputs of comparators; and second amplitude detector 21 whose input is connected in parallel with output of N-channel adder and output, with input of 2N-ratio power splitter, where m is positional representation of phase-keyed signal.

EFFECT: enhanced noise immunity of antenna array (signal-to-noise ratio in antenna load) due to rejection of channels whose signal level is below threshold value.

1 cl, 1 dwg

Description

Изобретение относится к области антенной техники и предназначено для использования в радиотехнических системах различного назначения, в частности в цифровых системах связи в качестве приемной адаптивной антенны.The invention relates to the field of antenna technology and is intended for use in radio systems for various purposes, in particular in digital communication systems as a receiving adaptive antenna.

Известны самофазирующиеся антенные решетки (СФАР) [1, 2], используемые в системах спутниковой и мобильной связи, содержащие N антенных элементов с индивидуальными цепями гетеродинной фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, и N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР.Self-phasing antenna arrays (SFAR) are known [1, 2] used in satellite and mobile communication systems containing N antenna elements with individual heterodyne phase-locked loop (PLL) circuits, with a common local oscillator and a common reference signal generator, and an N-channel adder , the output of which is the output of the SFAR.

Существенными недостатками этих СФАР является относительно низкая чувствительность, под которой понимается минимальное значение отношения сигнала к шуму в раскрыве антенной решетки, необходимое для того, чтобы положить начало процессу самофазирования, и низкая помехозащищенность.Significant disadvantages of these SFARs are the relatively low sensitivity, which is understood as the minimum value of the signal-to-noise ratio in the aperture of the antenna array, necessary to initiate the process of self-phasing, and low noise immunity.

Действительно в известных самофазирующихся антенных решетках процесс самофазирования зависит от отношения сигнала к шуму (ОСШ) на входе фазового детектора, которое должно быть больше единицы. Поскольку для обеспечения широкого сектора обзора пространства используются слабонаправленные антенные элементы с коэффициентом усиления порядка единицы, эти самофазирующиеся антенные решетки не позволяют осуществлять прием сигналов с ОСШ в раскрыве антенной решетки меньше единицы.Indeed, in the known self-phasing antenna arrays, the self-phasing process depends on the signal-to-noise ratio (SNR) at the input of the phase detector, which should be greater than unity. Since weakly directional antenna elements with a gain of the order of unity are used to provide a wide sector of space viewing, these self-phasing antenna arrays do not allow receiving signals from the SNR in the aperture of the antenna array less than unity.

Наиболее существенно этот недостаток проявляется при приеме широкополосных цифровых сигналов.Most significantly, this drawback is manifested when receiving broadband digital signals.

Наиболее близкой по технической сущности к заявляемому изобретению является выбранная в качестве прототипа СФАР [3], содержащая N антенных элементов, диаграммообразующую схему (ДОС) матричного типа, количество входов и выходов которой соответствует числу антенных элементов, N цепей ФАПЧ с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, и N-канальный сумматор, при этом антенные элементы соединены с соответствующими входами ДОС, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ, выход каждой цепи ФАПЧ, являющийся одновременно выходом соответствующего первого смесителя соединен с соответствующим входом N-канального сумматора, при этом каждая из цепей ФАПЧ включает в себя интегратор, генератор управляемый напряжением (ГУН) и последовательно соединенные первый смеситель, второй смеситель, первый полосовой фильтр, устройство свертки спектра сигнала, состоящее из последовательно соединенных умножителя частоты на ″ m″ , второго полосового фильтра и делителя частоты на ″ m″ , и фазовый детектор, выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор и ГУН со вторым входом первого смесителя, при этом второй вход каждого ФД соединен с выходом общего генератора опорного сигнала, а второй вход каждого второго смесителя соединен с выходом общего гетеродина, где ″ m″ - позиционность фазоманипулированного сигнала.The closest in technical essence to the claimed invention is selected as a prototype SFAR [3], containing N antenna elements, a diagram-forming circuit (DOS) of the matrix type, the number of inputs and outputs of which corresponds to the number of antenna elements, N PLLs with a common local oscillator and a common generator the reference signal, and an N-channel adder, while the antenna elements are connected to the corresponding inputs of the DOS, each output of which is connected to the input of the corresponding PLL, the output of each PLL, which is one temporarily the output of the corresponding first mixer is connected to the corresponding input of the N-channel adder, each of the PLLs includes an integrator, a voltage controlled oscillator (VCO) and series-connected first mixer, a second mixer, a first bandpass filter, a signal spectrum convolution device, consisting of from a series-connected frequency multiplier by ″ m ″, a second band-pass filter and a frequency divider by ″ m ″, and a phase detector, the output of which is connected through series-connected ntegrator VCO and the second input of the first mixer, the second input of each connected to the output FD common reference signal generator and the second input of each mixer is connected to a second common local oscillator output, wherein "m" - positional phase manipulated signal.

Введенные в схему данной самофазирующей антенной решетки ДОС и устройства свертки спектра сигнала повышают ее чувствительность, т.е. обеспечивают возможность работы при ОСШ в раскрыве антенной решетки, близких к единице, а наличие в устройствах свертки спектров сигналов узкополосных фильтров улучшает защищенность СФАР от сосредоточенных по спектру шумов. Однако и в этой СФАР потенциальные возможности повышения помехозащищенности реализованы далеко не полностью. Ее низкая помехозащищенность обусловлена тем, что сформированные ДОС парциальные лучи многолучевой диаграммы направленности (ДН), занимая широкий сектор одновременного обзора пространства, не в равной степени участвуют в формировании суммарного сигнала. Лучи, направления максимального приема которых далеки от направления на источник излучения полезного сигнала, не внося практически вклада в сигнальную составляющую суммарного сигнала, вносят значительный вклад в его шумовую составляющую, снижая тем самым результирующее значение ОСШ.DOS and signal spectrum convolution devices introduced into the circuit of this self-phasing antenna array DOS increase its sensitivity, i.e. they provide the opportunity to work with SNR in the aperture of the antenna array close to unity, and the presence of narrow-band filter signals in the convolution devices improves the security of the AFAR from noise concentrated in the spectrum. However, in this SFAR, the potential possibilities of increasing noise immunity are far from fully realized. Its low noise immunity is due to the fact that the DOS-formed partial beams of a multi-beam radiation pattern (DD), occupying a wide sector of simultaneous viewing of space, are not equally involved in the formation of the total signal. Rays, the directions of the maximum reception of which are far from the direction of the useful signal to the radiation source, without practically contributing to the signal component of the total signal, make a significant contribution to its noise component, thereby reducing the resulting SNR value.

Техническая задача изобретения - повышение помехозащищенности СФАР.The technical task of the invention is to increase the noise immunity of the Siberian Federal District.

Задача достигается тем, что в известной СФАР, содержащей N антенных элементов, диаграммообразующую схему матричного типа, имеющую N входов и N выходов, N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР, и N цепей ФАПЧ с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, при этом антенные элементы соединены с соответствующими входами ДОС, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ, являющимся одновременно входом соответствующего первого смесителя, выход каждой цепи ФАПЧ, являющийся одновременно выходом соответствующего первого смесителя соединен с соответствующим входом N-канального сумматора, при этом каждая из цепей ФАПЧ включает в себя интегратор, генератор управляемый напряжением (ГУН) и последовательно соединенные первый смеситель, второй смеситель, первый полосовой фильтр, устройство свертки спектра сигнала, состоящее из последовательно соединенных умножителя частоты на ″ m″ , второго полосового фильтра и делителя частоты на "m″ , и фазовый детектор (ФД), выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор и ГУН со вторым входом первого смесителя, при этом второй вход каждого ФД соединен с выходом общего генератора опорного сигнала, а второй вход каждого второго смесителя соединен с выходом общего гетеродина, согласно изобретению введены N управляемых ключей, включенных в разрыв между выходом первого смесителя и соответствующим входом N-канального сумматора, N первых амплитудных детекторов, вход каждого из которых параллельно соединен с входом соответствующего управляемого ключа и с выходом первого смесителя, N компараторов, первый вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего первого амплитудного детектора, а выход - с управляющим входом соответствующего ключа, делитель мощности на ″ 2N″ , выход которого соединен с вторыми входами компараторов, и второй амплитудный детектор, вход которого параллельно соединен с выходом N-канального сумматора, а выход с входом делителя мощности на ″ 2N", где ″ m″ - позиционность фазоманипулированного сигнала.The task is achieved by the fact that in the known SFAR containing N antenna elements, a diagram-forming matrix-type circuit having N inputs and N outputs, an N-channel adder, the output of which is the output of the SFAR, and N PLL circuits with a common local oscillator and a common reference signal generator, wherein the antenna elements are connected to the corresponding DOS inputs, each output of which is connected to the input of the corresponding PLL, which is simultaneously the input of the corresponding first mixer, the output of each PLL, which is simultaneously the output of the corresponding first mixer is connected to the corresponding input of the N-channel adder, wherein each of the PLLs includes an integrator, a voltage controlled oscillator (VCO) and a series-connected first mixer, a second mixer, a first band-pass filter, a signal spectrum convolution device, consisting of in series connected frequency multiplier by ″ m ″, a second band-pass filter and a frequency divider by “m ″, and a phase detector (PD), the output of which is connected through a series-connected integrator and VCO about the second input of the first mixer, while the second input of each PD is connected to the output of the common reference signal generator, and the second input of each second mixer is connected to the output of the common local oscillator, according to the invention N managed keys are inserted, included in the gap between the output of the first mixer and the corresponding input N -channel adder, N first amplitude detectors, the input of each of which is connected in parallel with the input of the corresponding controlled key and with the output of the first mixer, N comparators, the first input of each of which is connected to the output of the corresponding first amplitude detector, and the output is to the control input of the corresponding key, the power divider is ″ 2N ″, the output of which is connected to the second inputs of the comparators, and the second amplitude detector, the input of which is connected in parallel with the output of the N-channel adder, and the output with the input of the power divider to ″ 2N ", where ″ m ″ is the positionality of the phase-shifted signal.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что предлагаемая самофазирующаяся антенная решетка отличается наличием новых элементов и новыми связями между ними - введены N управляемых ключей, включенных в разрыв между выходом первого смесителя и входом N-канального сумматора, N первых амплитудных детекторов, вход каждого из которых параллельно соединен с входом соответствующего управляемого ключа и с выходом первого смесителя, N компараторов, первый вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего первого амплитудного детектора, а выход - с управляющим входом соответствующего управляемого ключа, делитель мощности на ″ 2N″ , выход которого соединен с вторыми входами компараторов, и второй амплитудный детектор, вход которого соединен с выходом N-канального сумматора, а выход - с входом делителя мощности на ″ 2N".Comparative analysis with the prototype shows that the proposed self-phasing antenna array is distinguished by the presence of new elements and new connections between them - N controlled keys are introduced, included in the gap between the output of the first mixer and the input of the N-channel adder, N first amplitude detectors, the input of each of which is parallel connected to the input of the corresponding controlled key and to the output of the first mixer, N comparators, the first input of each of which is connected to the output of the corresponding first amplitude d detector, and the output is with the control input of the corresponding managed key, the power divider is ″ 2N ″, the output of which is connected to the second inputs of the comparators, and the second amplitude detector, the input of which is connected to the output of the N-channel adder, and the output is connected to the input of the power divider ″ 2N ".

Таким образом, изобретение соответствует критерию изобретения ″ новизна″ .Thus, the invention meets the criteria of the invention of ″ novelty ″.

Анализ известных технических решений в известной области и смежной с ней позволяет сделать вывод, что введенные элементы известны. Однако введение N управляемых ключей, N первых амплитудных детекторов, N компараторов, делителя мощности на ″ 2N″ и второго амплитудного детектора, включенных в схему СФАР указанным способом, обеспечивают устройству такие новые свойства, как автоматическую отбраковку при суммировании тех каналов СФАР, которые, не внося существенного вклада в сигнальную составляющую суммарного сигнала, значительно увеличивают его шумовую составляющую, что, в конечном итоге, ведет к существенному повышению помехозащищенности СФАР (увеличению результирующего отношения сигнал/шум).An analysis of known technical solutions in the known field and adjacent to it allows us to conclude that the introduced elements are known. However, the introduction of N controlled keys, N first amplitude detectors, N comparators, a power divider ″ 2N ″ and a second amplitude detector included in the SFAR scheme in this way, provide the device with new properties such as automatic rejection when summing those SFAR channels that are not making a significant contribution to the signal component of the total signal, they significantly increase its noise component, which, ultimately, leads to a significant increase in the noise immunity of the SFAR (increase the resultant its signal / noise ratio).

Изобретение имеет изобретательский уровень, так как оно для специалиста явным образом не следует из уровня техники.The invention has an inventive step, since it does not explicitly follow from the prior art for a specialist.

Изобретение является промышленно применимым, так как оно может быть использовано в различных областях народного хозяйства.The invention is industrially applicable, as it can be used in various fields of national economy.

На чертеже представлена структурная схема предлагаемой самофазирующейся антенной решетки, гдеThe drawing shows a structural diagram of the proposed self-phasing antenna array, where

1 - антенный элемент;1 - antenna element;

2 - диаграммообразующая схема (ДОС);2 - diagram-forming scheme (DOS);

3 - N-канальный сумматор;3 - N-channel adder;

4 - цепь ФАПЧ;4 - PLL circuit;

5 - первый смеситель;5 - the first mixer;

6 - второй смеситель;6 - second mixer;

7 - первый полосовой фильтр;7 - the first band-pass filter;

8 - устройство свертки спектра сигнала;8 - device convolution of the spectrum of the signal;

9 - умножитель частоты на ″ m";9 - frequency multiplier by ″ m ";

10 - второй полосовой фильтр;10 - second band-pass filter;

11 - делитель частоты на ″ m";11 - frequency divider by ″ m ";

12 - фазовый детектор (ФД);12 - phase detector (PD);

13 - интегратор;13 - integrator;

14 - ГУН;14 - VCO;

15 - гетеродин;15 - local oscillator;

16 - генератор опорного сигнала;16 - reference signal generator;

17 - управляемый ключ;17 - managed key;

18 - первый амплитудный детектор;18 is a first amplitude detector;

19 - компаратор;19 - a comparator;

20 - делитель мощности на ″ 2N";20 - power divider ″ 2N ";

21 - второй амплитудный детектор.21 is a second amplitude detector.

Самофазирующаяся антенная решетка содержит N антенных элементов 1, диаграммообразующую схему матричного типа 2, имеющую N входов и N выходов, N-канальный сумматор 3, выход которого является выходом СФАР, N управляемых ключей 17, N первых амплитудных детекторов 18, N компараторов 19, делитель мощности на ″ 2N″ 20, второй амплитудный детектор 21 и N цепей ФАПЧ 4 с общим гетеродином 15 и общим генератором опорного сигнала 16. При этом антенные элементы 1 соединены с соответствующими входами ДОС 2, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ 4, являющимся одновременно входом соответствующего первого смесителя 5. Выход каждой цепи ФАПЧ 4, являющийся одновременно выходом соответствующего первого смесителя 5, соединен с входом соответствующего управляемого ключа 17, выход которого соединен с соответствующим входом сумматора 3. Вход каждого из N амплитудных детекторов 18 параллельно соединен с входом соответствующего управляемого ключа 17 и с выходом соответствующего первого смесителя 5, а выход - с первым входом соответствующего компаратора 19, выход которого соединен с управляющим входом соответствующего управляемого ключа 17. Второй вход каждого компаратора 19 соединен с общим выходом делителя мощности на ″ 2N″ 20, вход которого соединен с выходом второго амплитудного детектора 21. Вход второго амплитудного детектора 21 параллельно соединен в выходом сумматора 3. Каждая из цепей ФАПЧ 4 включает в себя интегратор 13, ГУН 14 и последовательно соединенные первый смеситель 5, второй смеситель 6, первый полосовой фильтр 7, устройство свертки спектра сигнала 8, состоящее из последовательно соединенных умножителя частоты на ″ m″ 9, второго полосового фильтра 10 и делителя частоты на ″ m″ 11, и фазовый детектор 12, выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор 13 и ГУН 14 со вторым входом первого смесителя 5. Второй вход каждого ФД 12 соединен с выходом общего генератора опорного сигнала 16, а второй вход каждого второго смесителя 6 соединен с выходом общего гетеродина 15.The self-phasing antenna array contains N antenna elements 1, a diagram-forming matrix type 2 circuit, having N inputs and N outputs, an N-channel adder 3, the output of which is the output of the SFAR, N controlled keys 17, N first amplitude detectors 18, N comparators 19, a divider power at ″ 2N ″ 20, the second amplitude detector 21 and N PLLs 4 with a common local oscillator 15 and a common reference signal generator 16. In this case, the antenna elements 1 are connected to the corresponding inputs of the DOS 2, each output of which is connected to the input of the corresponding circuit Ф IF 4, which is simultaneously the input of the corresponding first mixer 5. The output of each PLL 4, which is simultaneously the output of the corresponding first mixer 5, is connected to the input of the corresponding controlled key 17, the output of which is connected to the corresponding input of the adder 3. The input of each of the N amplitude detectors 18 in parallel connected to the input of the corresponding controlled key 17 and to the output of the corresponding first mixer 5, and the output to the first input of the corresponding comparator 19, the output of which is connected to the control the input of the corresponding controlled key 17. The second input of each comparator 19 is connected to the common output of the power divider at ″ 2N ″ 20, the input of which is connected to the output of the second amplitude detector 21. The input of the second amplitude detector 21 is connected in parallel to the output of the adder 3. Each of the PLL circuits 4 includes an integrator 13, a VCO 14, and a first mixer 5, a second mixer 6, a first band-pass filter 7, a signal spectrum convolution device 8, consisting of a series-connected frequency multiplier by ″ m ″ 9, a second band-pass filter 10 and a frequency divider by ″ m ″ 11, and a phase detector 12, the output of which is connected through a series-connected integrator 13 and VCO 14 to the second input of the first mixer 5. The second input of each PD 12 is connected to the output of a common generator the reference signal 16, and the second input of each second mixer 6 is connected to the output of the common local oscillator 15.

СФАР работает следующим образом.SFAR works as follows.

Смесь сигнала и шума, принятая каждым отдельным антенным элементом 1, поступает на соответствующий ему вход ДОС 2, которая осуществляет организованное фазирование и когерентное суммирование сигнала. В результате на каждом ее выходе (на входе каждой цепи ФАПЧ 4) формируется суммарный сигнал от всех антенных элементов 1 и, как следствие, отношение сигнала к шуму возрастает в N раз, т.е. в N раз повышается чувствительность СФАР. Это возрастание получается вследствие того, что шумы от различных антенных элементов 1 складываются не когерентно (по мощности), в то время как полезные сигналы складываются когерентно (по напряжению) [1]. При этом следует отметить, что уровни сигнала на выходах ДОС 2 будут различны. Это обусловлено тем, что в результате организованного фазирования сигналов с антенных элементов 1 диаграммообразующей схемой 2 в пространстве формируются N пересекающихся по уровню половинной мощности парциальных диаграмм направленности (парциальных лучей) с определенным направлением максимального приема сигнала. При этом каждому выходу ДОС 2 соответствует свой парциальный луч. На тех выходах ДОС 2, которым соответствуют парциальные лучи с направлением максимального приема близкими к направлению на источник излучения уровни сигнала будут выше, а на остальных - ниже. Причем уровни сигнала на выходах ДОС 2 будут уменьшаться по мере удаления соответствующих им парциальных лучей от направления на источник излучения весьма значительно.The mixture of signal and noise, received by each individual antenna element 1, is fed to the corresponding DOS input 2, which carries out organized phasing and coherent summation of the signal. As a result, at each of its outputs (at the input of each PLL 4 circuit), a total signal is generated from all antenna elements 1 and, as a result, the signal-to-noise ratio increases N times, i.e. the sensitivity of SFAR increases by a factor of N. This increase is due to the fact that noises from various antenna elements 1 are not formed coherently (in power), while useful signals are added coherently (in voltage) [1]. It should be noted that the signal levels at the outputs of DOS 2 will be different. This is due to the fact that as a result of organized phasing of signals from antenna elements 1 by a diagram-forming circuit 2 in space, N partial partial radiation patterns (partial rays) intersecting in half power level with a certain direction of maximum signal reception are formed. In this case, each output of DOS 2 has its own partial beam. At those outputs of DOS 2, to which the partial rays correspond with the direction of maximum reception close to the direction to the radiation source, the signal levels will be higher, and on the rest - lower. Moreover, the signal levels at the outputs of DOS 2 will decrease with the removal of the corresponding partial rays from the direction to the radiation source very significantly.

Просуммированный со всех антенных элементов 1 сигнал с каждого из N выходов ДОС 2 поступает на вход соответствующей цепи ФАПЧ 4 (первый вход первого смесителя 5). С выхода смесителя 5 сигнал одновременно подается на соответствующий вход N-канального сумматора 3 через открытые управляемые ключи 17, на вход первого амплитудного детектора 18 и вход второго смесителя 6 цепи ФАПЧ 4.Summed from all antenna elements 1, the signal from each of the N outputs of the DOS 2 is fed to the input of the corresponding PLL 4 (the first input of the first mixer 5). From the output of the mixer 5, the signal is simultaneously fed to the corresponding input of the N-channel adder 3 through open controlled keys 17, to the input of the first amplitude detector 18 and the input of the second mixer 6 of the PLL 4.

Если волновой фронт падающей от источника излучения электромагнитной волны расположен под некоторым углом α относительно нормали к плоскости раскрыва СФАР, то первоначально сигналы, поступающие с выхода каждого первого смесителя 5 на входы N-канального сумматора 3, суммируются им с произвольной фазой, определяемой положением волнового фронта падающей волны и начальными фазами антенных элементов 1 и ДОС 2. Одновременно вторая часть сигнала с выхода каждого первого смесителя 5 подвергается процессу автоматического фазирования и подстройки частоты цепями ФАПЧ 4. При этом задача фазирования состоит в том, чтобы сигналы, поступающие на входы N-канального сумматора 3 со всех цепей ФАПЧ 4, имели одинаковые фазы и суммировались им когерентно. Рассмотрим процесс автоматического фазирования сигналов на примере работы одной из i=1, 2, 3... N цепей ФАПЧ 4. Предположим, что полоса частот информационного сигнала S равна 10 МГц (Δ f_s=10 МГц), а несущая частота f_s=1500 МГц. Каждая i-я цепь ФАПЧ 4 включает первый смеситель 5 и второй смеситель 6, на который подается сигнал от общего гетеродина 15, частота которого f₁ обычно выбирается в пределах 10-100 МГц. Такое двойное преобразование частоты обеспечивает последовательное снижение промежуточной частоты до частоты f₂ опорного генератора 16 и упрощает тем самым реализацию последующих процессов. Генератор опорного сигнала 16, также общий для всех цепей ФАПЧ 4, генерирует низкочастотный сигнал с частотой f₂, лежащей в диапазоне порядка 5-50 кГц, с целью сравнения его фазы с фазой информационного сигнала в ФД 12.If the wavefront of the electromagnetic wave incident from the radiation source is located at a certain angle α relative to the normal to the aperture plane of the SFAR, then initially the signals coming from the output of each first mixer 5 to the inputs of the N-channel adder 3 are summed by it with an arbitrary phase determined by the position of the wavefront incident wave and the initial phases of the antenna elements 1 and DOS 2. Simultaneously, the second part of the signal from the output of each first mixer 5 is subjected to a process of automatic phasing and tuning and frequencies by the PLL 4. In this case, the phasing task is to ensure that the signals arriving at the inputs of the N-channel adder 3 from all PLL 4 circuits have the same phases and are summed coherently by it. Consider the process of automatic phasing of signals by the example of one of the i = 1, 2, 3 ... N PLLs 4. Assume that the frequency band of the information signal S is 10 MHz (Δ f _s = 10 MHz), and the carrier frequency f _s = 1500 MHz. Each i -th PLL 4 includes a first mixer 5 and a second mixer 6, to which a signal is supplied from a common local oscillator 15, the frequency of which f _{1 is} usually selected in the range of 10-100 MHz. This double frequency conversion provides a sequential reduction in the intermediate frequency to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16 and thereby simplifies the implementation of subsequent processes. The reference signal generator 16, also common to all PLL 4 circuits, generates a low-frequency signal with a frequency f ₂ lying in the range of the order of 5-50 kHz in order to compare its phase with the phase of the information signal in PD 12.

Информационный сигнал S, принятый антенными элементами 1 и просуммированный на одном из i-тых выходов ДОС 2, поступает на первый вход первого смесителя 5 с частотой

и фазой

, а на второй его вход поступает сигнал от ГУН 14 с частотой

и фазой

. В результате на выходе образуется разностный сигнал более низкой частоты, который и подается на соответствующий вход N-канального сумматора 3, выход которого является выходом СФАР.The information signal S received by the antenna elements 1 and summed at one of the i-th outputs of the DOS 2, is fed to the first input of the first mixer 5 with a frequency

and phase

, and its second input receives a signal from the VCO 14 with a frequency

and phase

. As a result, the output signal is a difference signal of a lower frequency, which is fed to the corresponding input of the N-channel adder 3, the output of which is the output of the SFAR.

Этот же сигнал поступает на первый вход второго смесителя 6, а на второй его вход подается сигнал от общего гетеродина 15 с частотой f₁ и фазой θ ₁. Смеситель 6 обеспечивает подавление зеркального канала, предотвращая возрастание уровня собственных шумов. С его выхода сигнал, имеющий дважды сдвинутую фазу

и частоту

близкую к частоте f₂ опорного генератора 16, поступает на вход первого полосового фильтра 7, центральная частота полосы пропускания Δ f_nф1 которого настроена на частоту f₂ опорного генератора 16.The same signal is fed to the first input of the second mixer 6, and a signal from the common local oscillator 15 with a frequency f ₁ and phase θ ₁ is supplied to its second input. The mixer 6 provides suppression of the mirror channel, preventing an increase in the level of intrinsic noise. From its output, a signal having a twice shifted phase

and frequency

close to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16, is fed to the input of the first band-pass filter 7, the center frequency of the passband Δ f _{nph1 of} which is tuned to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16.

При этом полоса пропускания первого полосового фильтра 7 выбирается не менее полосы частот информационного сигнала, т.е. Δ f_nф1≥ Δ f_s.In this case, the passband of the first band-pass filter 7 is selected at least the frequency band of the information signal, i.e. Δ f _nph1 ≥ Δ f _s .

С выхода первого полосового фильтра 7 сигнал с частотой, близкой к f₂, полосой частот Δ f_s и дважды сдвинутой фазой

, поступает на вход устройства свертки спектра сигнала 8.From the output of the first band-pass filter 7, a signal with a frequency close to f ₂ , a frequency band Δ f _s and a twice shifted phase

arrives at the input of the convolution device of the spectrum of the signal 8.

В устройстве свертки спектра сигнала 8 происходит умножение частотного спектра фазоманипулированного цифрового сигнала на число "m", равное позиционности фазоманипулированного сигнала, в результате чего информационные скачки фазы сигнала приводятся к значениям, кратным 180° , т.е. происходит снятие манипуляции сигнала, чему в частотной области соответствует свертка спектра сигнала в несущую частоту mf₂ с сохранением его суммарной мощности. Затем производится фильтрация свернутого сигнала на частоте mf₂ вторым (более узкополосным) полосовым фильтром 10, т.е. производится резкое обужение шумовой полосы обрабатываемого сигнала, что при сохранении его суммарной мощности обусловливает увеличение ОСШ на входе фазового детектора 12, а следовательно, увеличение чувствительности СФАР, в число раз, близкое к отношению Δ f_s/Δ f_nф2, где Δ f_s - полоса частот информационного сигнала, Δ f_nф2 - полоса пропускания второго полосового фильтра 10. Далее производится деление частоты mf₂ сигнала делителем частоты на ″ m″ 11, т.е. восстановление несущей частоты, а следовательно, и информации о начальной фазе исходного сигнала.In the spectral convolution device of signal 8, the frequency spectrum of the phase-shifted digital signal is multiplied by the number "m", which is equal to the positionality of the phase-shifted signal, as a result of which information jumps in the signal phase are reduced to multiples of 180 °, i.e. signal manipulation is removed, which in the frequency domain corresponds to the convolution of the signal spectrum into the carrier frequency mf ₂ while maintaining its total power. Then, the convolutional signal is filtered at a frequency mf _{2 by the} second (more narrow-band) bandpass filter 10, i.e. there is a sharp narrowing of the noise band of the processed signal, which, while maintaining its total power, leads to an increase in the SNR at the input of the phase detector 12, and therefore, an increase in the sensitivity of the SFAR, a number of times close to the ratio Δ f _s / Δ f _nph2 , where Δ f _s - frequency band of the information signal, Δ f _nph2 is the passband of the second band-pass filter 10. Next, the frequency mf _{2 of the} signal is divided by the frequency divider by ″ m ″ 11, i.e. restoration of the carrier frequency, and therefore information about the initial phase of the original signal.

С выхода устройства свертки спектра сигнала 8, сигнал с центральной частотой, близкой к частоте f₂ опорного генератора 16, полосой частот

<<Δ f_s и фазой

, поступает на первый вход ФД 12, а на второй его вход подается сигнал от общего опорного генератора 16 с частотой f₂ и фазой θ ₂. При этом электрические длины трактов от опорного генератора 16 до входов всех ФД 12 выбраны из условия равенства фаз θ ₂ во всех цепях ФАПЧ 4. В ФД 12 происходит сравнение фаз этих сигналов и при их несовпадении вырабатывается сигнал ошибки, поступающий на вход интегратора 13, где преобразуется в постоянное напряжение и подается на вход ГУН 14, вызывает перестройку его частоты с

на

и фазы с

на

. Этот процесс будет продолжаться до тех пор, пока фаза информационного сигнала

на входе ФД 12 не совпадет с фазой θ ₂ опорного генератора 16, т.е.

. При этом на выходе первого смесителя 5 каждой i-й цепи ФАПЧ (входе каждого i-го канала N-канального сумматора 3) фаза сигнала будет

, т.е. будет равно сумме фаз сигналов общего опорного генератора 16 и общего гетеродина 15. Следовательно, сигналы от всех ветвей ФАПЧ 4 будут подаваться на входы N-канального сумматора 3 с одинаковой фазой θ =θ ₁+θ ₂. На этом процесс самофазирования антенной решетки заканчивается. В результате в пространстве формируется результирующий луч (результирующая ДН) СФАР, направление максимального приема которого совпадает с направлением на источник излучения сигнала.From the output of the convolution device of the spectrum of signal 8, a signal with a central frequency close to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16, a frequency band

<< Δ f _s and phase

, arrives at the first input of the PD 12, and its second input receives a signal from a common reference generator 16 with a frequency of f ₂ and a phase θ ₂ . In this case, the electrical path lengths from the reference generator 16 to the inputs of all PDs 12 are selected from the condition of the equality of phases θ ₂ in all PLL 4. The PDs 12 compare the phases of these signals and when they do not match, an error signal is generated that is input to the integrator 13, where is converted into a constant voltage and fed to the input of the VCO 14, causing the tuning of its frequency with

on the

and phases with

on the

. This process will continue until the phase of the information signal

at the input of the PD 12 does not coincide with the phase θ _{2 of the} reference generator 16, i.e.

. At the same time, at the output of the first mixer 5 of each i-th PLL (input of each i-th channel of the N-channel adder 3), the signal phase will be

, i.e. will be equal to the sum of the phases of the signals of the common reference oscillator 16 and the common local oscillator 15. Therefore, the signals from all branches of the PLL 4 will be fed to the inputs of the N-channel adder 3 with the same phase θ = θ ₁ + θ ₂ . This completes the process of self-phasing of the antenna array. As a result, the resultant beam (resulting beam) of the Siberian Federal Autonomous District forms in space, the direction of maximum reception of which coincides with the direction of the signal source.

Одновременно с процессом самофазирования осуществляется оценка уровня сигнала во входных каналах N-канального сумматора 3 и исключение из процесса суммирования каналов, уровень сигнала в которых U_ci ниже порогового значения U_n, т.е. U_ci≤ U_n. В основу отбраковки каналов положен тот факт, что при линейном сложении сигналы, амплитуда которых U_ci по величине меньше половины средней амплитуды суммарного сигнала

, не вносят существенного вклада в сигнальную составляющую суммарного сигнала, а увеличивают шумовую составляющую. Следовательно, для повышения результирующего значения ОСШ они должны быть исключены из процесса суммирования, при этом пороговое значение определяется какSimultaneously with the self-phasing process, the signal level in the input channels of the N-channel adder 3 is evaluated and the channel is excluded from the process of summing, the signal level in which U _{ci is} lower than the threshold value U _n , i.e. U _ci ≤ U _n . The rejection of the channels is based on the fact that when linearly adding signals, the amplitude of which U _ci is less than half the average amplitude of the total signal

, do not make a significant contribution to the signal component of the total signal, but increase the noise component. Therefore, to increase the resulting SNR value, they should be excluded from the summation process, while the threshold value is defined as

.

С этой целью сигнал с выхода каждого смесителя 5 подается одновременно через открытые управляемые ключи 17 на соответствующие входы N-канального сумматора 3 и входы соответствующих первых амплитудных детекторов 18. Продетектированные первыми амплитудными детекторами 18 сигналы U_ci поступают на первые входы соответствующих компараторов 19, на вторые входы подается суммарный сигнал UΣ /2N с выхода N-канального сумматора 3, продетектированный вторым амплитудным детектором 21 и поделенный делителем мощности на ″ 2N″ 20. В компараторе 19 этот уровень сигнала UΣ /2N=U_n сравнивается с уровнем сигнала U_ci соответствующего входного канала N-канального сумматора 3, продетектированного первым амплитудным детектором 18. Если уровень сигнала U_ci меньше порогового значения, компаратор 19 формирует напряжение, выключающее соответствующий управляемый ключ 17.To this end, the signal from the output of each mixer 5 is supplied simultaneously through open controlled keys 17 to the corresponding inputs of the N-channel adder 3 and the inputs of the corresponding first amplitude detectors 18. The signals U _ci detected by the first amplitude detectors 18 are fed to the first inputs of the corresponding comparators 19, to the second the inputs are fed the total signal UΣ / 2N from the output of the N-channel adder 3, detected by the second amplitude detector 21 and divided by a power divider by ″ 2N ″ 20. In the comparator 19 this level Igna UΣ / 2N = U _n is compared with the signal level U _ci corresponding N-channel adder input channel 3, the detected first amplitude detector 18. If the signal level U _ci less than the threshold value, the comparator 19 generates a voltage corresponding to the circuit breaker controllable switch 17.

Оценим помехозащищенность СФАР по изобретению по сравнению с помехозащищенностью СФАР-прототипом.Let us evaluate the noise immunity of the SFAR according to the invention in comparison with the noise immunity of the SFAR prototype.

Учитывая, что после фазирования сигналы складываются когерентно, а шумы не когерентно значения суммарной мощности сигнала РΣ _c и шума PΣ _ш на выходе СФАР - прототипа запишем в следующем видеGiven that after phasing the signals are added coherently, and the noise is not coherent, the values of the total signal power PΣ _c and noise PΣ _w at the output of the SFAR - prototype are written in the following form

,

где М - количество каналов без сигнала, либо каналов с U_ci≤ U_n.where M is the number of channels without a signal, or channels with U _ci ≤ U _n .

Предположим, что мощности сигнала и мощности шума во всех каналах СФАР одинаковы, т.е. P_ci=P_c, P_шi=P_ш, тогда отношение сигнал/шум γ ₁ на выходе СФАР-прототипа составитSuppose that the signal powers and noise powers in all channels of the SFAR are the same, i.e. P _ci = P _c , P _шi = P _ш , then the signal-to-noise ratio γ ₁ at the output of the SFAR prototype will be

.

Суммарные мощности сигнала и шума на выходе СФАР по изобретению оцениваются выражениямиThe total signal and noise powers at the output of the SFAR according to the invention are estimated by the expressions

,

С учетом допущения принятого для СФАР-прототипа выражение для отношения сигнал/шум СФАР по изобретению γ ₂ будет иметь видGiven the assumption adopted for the SFAR prototype, the expression for the signal-to-noise ratio of the SFAR according to the invention γ ₂ will have the form

Тогда выигрыш ξ =γ ₂/γ ₁ в отношении мощности сигнала к мощности шума СФАР по изобретению γ ₂ по сравнению с отношением мощности сигнала к мощности шума γ ₁ СФАР-прототипа составитThen the gain ξ = γ ₂ / γ ₁ in relation to the signal power to the noise power of the SFAR according to the invention γ ₂ compared with the ratio of the signal power to the noise power of γ ₁ SFAR prototype will be

Из выражения следует, что величина выигрыша в отношении сигнал/шум СФАР по изобретению по сравнению с СФАР-прототипом увеличивается с увеличением количества отбракованных каналов М. В большинстве практических случаев используются ДОС, содержащие от 8 до 64 каналов (N), при этом эффективно в формировании суммарного сигнала участвуют от 3 до 6 лучей ДН (N-M), наиболее близких к направлению на источник излучения. Следовательно, ожидаемый выигрыш в ОСШ, получаемый за счет отбраковки каналов, лежит в пределах от 3 до 9 дБ.From the expression it follows that the gain in terms of signal-to-noise of the SFAR according to the invention as compared with the SFAR prototype increases with the number of rejected channels M. In most practical cases, DOSs containing from 8 to 64 channels (N) are used, while the formation of the total signal involved from 3 to 6 rays of the beam (NM), closest to the direction of the radiation source. Therefore, the expected gain in SNR obtained by rejecting channels lies in the range from 3 to 9 dB.

Для реализации управляемых ключей 17 использованы диоды СВЧ 2А536А-5. Амплитудные детекторы 18 и 21 выполнены на микросхемах AD8313, компараторы 19 - на микросхемах AD96687. Делитель мощности на "2N" 20 - резистивный делитель.For the implementation of managed keys 17 used microwave diodes 2A536A-5. Amplitude detectors 18 and 21 are made on AD8313 chips, comparators 19 - on AD96687 chips. The power divider at "2N" 20 is a resistive divider.

Результаты макетирования и экспериментального исследования показали, что предложенное техническое решение, по сравнению с прототипом, обеспечивает существенное повышение помехозащищенности СФАР. При этом выигрыш в отношении сигнал/шум находится в близком соответствии с теоретической оценкой.The results of prototyping and experimental research showed that the proposed technical solution, in comparison with the prototype, provides a significant increase in the noise immunity of the SFAR. In this case, the gain in the signal-to-noise ratio is in close agreement with the theoretical estimate.

Источники информацииSources of information

1. "Сканирующие антенны системы СВЧ"/Пер с англ. Под ред. Г.Т. Маркова и А.Ф. Чаплина, т.III. - М.: "Сов. радио", 1971, с.383-410.1. "Scanning antennas of the microwave system" / Transl. From English. Ed. G.T. Markova and A.F. Chaplin, vol. III. - M .: "Sov. Radio", 1971, p. 383-410.

2. WO 88/03333, кл. Н 01 G 3/42, 3/26.2. WO 88/03333, cl. H 01 G 3/42, 3/26.

3. RU № 2177193 С1, кл. Н 01 G 21/00.3. RU No. 2177193 C1, cl. H 01 G 21/00.

Claims

Самофазирующаяся антенная решетка (СФАР), содержащая N антенных элементов, диаграммообразующую схему (ДОС) матричного типа, имеющую N входов и N выходов, N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР, и N цепей фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, при этом антенные элементы соединены с соответствующими входами ДОС, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ, являющимся одновременно входом соответствующего первого смесителя, выход каждой цепи ФАПЧ, являющийся одновременно выходом соответствующего первого смесителя, соединен с соответствующим входом N-канального сумматора, при этом каждая из цепей ФАПЧ включает в себя интегратор, генератор, управляемый напряжением (ГУН), и последовательно соединенные первый смеситель, второй смеситель, первый полосовой фильтр, устройство свертки спектра сигнала, состоящее из последовательно соединенных умножителя частоты на m, второго полосового фильтра и делителя частоты на m, и фазовый детектор (ФД), выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор и ГУН со вторым входом первого смесителя, при этом второй вход каждого ФД соединен с выходом общего генератора опорного сигнала, а второй вход каждого второго смесителя соединен с выходом общего гетеродина, отличающаяся тем, что введены N управляемых ключей, включенных в разрыв между выходом первого смесителя и соответствующим входом N-канального сумматора, N первых амплитудных детекторов, вход каждого из которых параллельно соединен с входом соответствующего управляемого ключа и с выходом первого смесителя, N компараторов, первый вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего первого амплитудного детектора, а выход - с управляющим входом соответствующего ключа, делитель мощности на 2N, выход которого соединен с вторыми входами компараторов, и второй амплитудный детектор, вход которого параллельно соединен с выходом N-канального сумматора, а выход - с входом делителя мощности на 2N, где m - позиционность фазоманипулированного сигнала.A self-phasing antenna array (SFAR) containing N antenna elements, a matrix-type diagram-forming circuit (DOS) having N inputs and N outputs, an N-channel adder whose output is an output of the SFAR, and N phase-locked loop (PLL) with a common oscillator and a common reference signal generator, wherein the antenna elements are connected to the corresponding DOS inputs, each output of which is connected to the input of the corresponding PLL, which is simultaneously the input of the corresponding first mixer, the output of each PLL, which is simultaneously the output of the corresponding first mixer, connected to the corresponding input of the N-channel adder, with each of the PLLs including an integrator, a voltage controlled oscillator (VCO), and a first mixer, a second mixer, a first bandpass filter, and a convolution device the spectrum of the signal, consisting of a series-connected frequency multiplier by m, a second band-pass filter and a frequency divider by m, and a phase detector (PD), the output of which is connected through series a single integrator and a VCO with a second input of the first mixer, while the second input of each PD is connected to the output of the common reference signal generator, and the second input of each second mixer is connected to the output of the common local oscillator, characterized in that N managed keys are inserted that are included in the gap between the output the first mixer and the corresponding input of the N-channel adder, N first amplitude detectors, the input of each of which is connected in parallel with the input of the corresponding controlled key and with the output of the first mixer, N comp speakers, the first input of each of which is connected to the output of the corresponding first amplitude detector, and the output to the control input of the corresponding key, a power divider by 2N, the output of which is connected to the second inputs of the comparators, and a second amplitude detector, the input of which is connected in parallel with the output N- channel adder, and the output is with the input of the power divider by 2N, where m is the positionality of the phase-shifted signal.