RU2177193C1 - Self-phasing antenna array - Google Patents

Abstract

FIELD: antenna engineering; miscellaneous radio systems. SUBSTANCE: antenna array has automatic phasing system responding to information signal; circuits of phase-locked loop (PLL) of matrix-type pattern-shaping system are inserted between antennas and respective mixers; number of inputs and outputs of pattern-shaping system corresponds to number of antennas and N signal-spectrum convolution devices adequately connected to PLL circuits. EFFECT: enhanced sensitivity. 1 dwg

Description

Предлагаемое изобретение относится к области антенной техники и предназначено для использования в радиотехнических системах различного назначения, в частности, в спутниковых системах связи в качестве следящей приемной антенны. The present invention relates to the field of antenna technology and is intended for use in radio systems for various purposes, in particular, in satellite communication systems as a tracking receiving antenna.

Известны самофазирующиеся антенные решетки (СФАР) [1], используемые в системах связи с подвижными объектами, содержащие N антенных элементов с индивидуальными цепями гетеродинной фазовой автоподстройки с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала и N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР. Self-phasing antenna arrays (SFAR) are known [1], used in communication systems with moving objects, containing N antenna elements with individual heterodyne phase locked loops with a common local oscillator and a common reference signal generator and an N-channel adder, the output of which is the output of the SFAR.

Существенным их недостатком является высокое требование к скорости перестройки фазы. Это обусловлено тем, что основным условием работы СФАР является совпадение частоты опорного генератора с частотой принятого сигнала. Если при этом частота опорного генератора стабилизирована к номинальной частоте принимаемого сигнала, то из-за доплеровского смещения частоты резко возрастает требование к скорости перестройки фазы. В частности, для случая сантиметрового диапазона длин волн требуемая скорость перестройки фазы может достигать значений 10⁷-10⁸ град/с. Очевидно, что в этом случае становится неприемлемыми не только механически, но и электрически управляемые (серодинные и гетеродинные) фазовращатели из-за высоких требований к стабильности [1]. Таким образом, оказывается необходимым хотя бы приближенное слежение частоты опорного генератора за частотой принимаемых сигналов, с помощью автоматических частотно-регулируемых цепей. Другим существенным недостатком известных СФАР является относительно низкая чувствительность, под которой будем понимать минимальное значение отношения сигнала к шуму в раскрыве антенной решетки, необходимое для того, чтобы положить начало процессу самофазирования.Their significant drawback is the high requirement for the speed of phase adjustment. This is due to the fact that the main condition for the operation of the SFAR is the coincidence of the frequency of the reference oscillator with the frequency of the received signal. If the frequency of the reference oscillator is stabilized to the nominal frequency of the received signal, then due to the Doppler frequency shift, the requirement for the phase tuning speed increases sharply. In particular, for the case of the centimeter wavelength range, the required phase tuning rate can reach 10 ⁷ -10 ⁸ deg / s. It is obvious that in this case it becomes unacceptable not only mechanically, but also electrically controlled (serodyne and heterodyne) phase shifters due to the high stability requirements [1]. Thus, it turns out to be necessary to at least approximate monitor the frequency of the reference oscillator for the frequency of the received signals using automatic frequency-controlled circuits. Another significant drawback of the known SFAR is the relatively low sensitivity, by which we mean the minimum value of the signal-to-noise ratio in the aperture of the antenna array, which is necessary in order to initiate the process of self-phasing.

Действительно в известных самофазирующихся антенных решетках процесс самофазирования зависит от отношения сигнала к шуму (ОСШ) на входе фазового детектора, которое должно быть больше единицы. Поскольку для обеспечения широкого сектора обзора пространства используются слабонаправленные антенные элементы с коэффициентом усиления порядка единицы, эти самофазирующиеся антенные решетки не позволяют осуществлять прием сигналов с ОСШ в раскрыве антенной решетки меньше единицы. Indeed, in the known self-phasing antenna arrays, the self-phasing process depends on the signal-to-noise ratio (SNR) at the input of the phase detector, which should be greater than unity. Since weakly directional antenna elements with a gain of the order of unity are used to provide a wide sector of space viewing, these self-phasing antenna arrays do not allow reception of signals from the SNR in the aperture of the antenna array less than unity.

Наиболее существенно этот недостаток проявляется при приеме широкополосных цифровых сигналов. Most significantly, this drawback is manifested when receiving broadband digital signals.

Наиболее близкой по технической сущности к заявляемому изобретению является выбранная в качестве прототипа СФАР [2], содержащая N антенных элементов с индивидуальными цепями фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала и N-канальный сумматор. Наличие в данной СФАР цепей ФАПЧ значительно снижает требования к скорости перестройки и стабильности гетеродинных фазовращателей, а двойное преобразование частоты принятого сигнала с последовательным ее снижением позволяют реализовать узкополосную фильтрацию принятого сигнала и, как следствие, повышение ОСШ на входе фазового детектора (повышение чувствительности). Однако и в этой СФАР потенциальные возможности повышения чувствительности реализуются далеко не полностью. Кроме того, относительно высокая ее чувствительность реализуется лишь при использовании в системах связи с наличием пилот-сигнала, по которому она осуществляет автоматическое фазирование. При этом полоса частот пилот-сигнала значительно уже полосы частот информационного сигнала. Closest to the technical nature of the claimed invention is selected as a prototype SFAR [2], containing N antenna elements with individual phase-locked loop (PLL) with a common local oscillator and a common reference signal generator and N-channel adder. The presence of PLL circuits in this SFAR significantly reduces the requirements for the tuning speed and stability of the heterodyne phase shifters, and the double conversion of the frequency of the received signal with its consequent decrease allows for narrow-band filtering of the received signal and, as a result, an increase in the SNR at the input of the phase detector (sensitivity increase). However, in this SFAR, the potential possibilities for increasing sensitivity are far from being fully realized. In addition, its relatively high sensitivity is realized only when used in communication systems with the presence of a pilot signal by which it performs automatic phasing. In this case, the frequency band of the pilot signal is much narrower than the frequency band of the information signal.

Техническая задача изобретения - повышение чувствительности самофазирующейся антенной решетки с системой автоматического фазирования по информационному сигналу. An object of the invention is to increase the sensitivity of a self-phasing antenna array with an automatic phasing system for an information signal.

Задача достигается тем, что в известном устройстве, содержащем N- антенных элементов, N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР, и N цепей фазовой автоподстройки частоты с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, каждая из которых состоит из последовательно соединенных первого смесителя, второго смесителя, первого полосового фильтра и фазового детектора, выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор и генератор, управляемый напряжением (ГУН), со вторым входом первого смесителя, а второй вход - с выходом генератора опорного сигнала, причем первый вход каждого первого смесителя соединен с выходом соответствующего антенного элемента, а выход - с первым входом соответствующего второго смесителя и соответствующим входом N-канального сумматора, при этом второй вход каждого второго смесителя соединен с выходом общего гетеродина, согласно изобретению введены диаграммообразующая схема матричного типа, количество входов и выходов которой соответствует числу антенных элементов, включенная между антенными элементами и первыми смесителями, и N устройств свертки спектра сигнала, каждое из которых включено между выходом соответствующего первого полосового фильтра и входом соответствующего фазового детектора и состоит из последовательно соединенных умножителя частоты на "m", второго полосового фильтра и делителя частоты на "m", где "m" - позиционность цифрового фазоманипулированного сигнала. The task is achieved in that in the known device containing N-antenna elements, an N-channel adder, the output of which is the output of the SFAR, and N phase-locked loops with a common local oscillator and a common reference signal generator, each of which consists of a first mixer connected in series , a second mixer, a first band-pass filter and a phase detector, the output of which is connected through a series-connected integrator and a voltage controlled oscillator (VCO) to the second input of the first mixer, and the a swarm input - with the output of the reference signal generator, the first input of each first mixer connected to the output of the corresponding antenna element, and the output to the first input of the corresponding second mixer and the corresponding input of the N-channel adder, while the second input of each second mixer is connected to the output of the common of the local oscillator, according to the invention, a matrix-type matrix-forming circuit is introduced, the number of inputs and outputs of which corresponds to the number of antenna elements included between the antenna elements and the first mixers, and N signal spectrum convolution devices, each of which is connected between the output of the corresponding first band-pass filter and the input of the corresponding phase detector and consists of series-connected frequency multiplier by "m", the second band-pass filter and frequency divider by "m", where " m "is the positioning of the digital phase-shifted signal.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что предлагаемая самофазирующаяся антенная решетка отличается наличием новых элементов и связью между ними - введены диаграммообразующая схема матричного типа, количество входов и выходов которой соответствует числу антенных элементов, включенная между антенными элементами и первыми смесителями, и N устройств свертки спектра сигнала, каждое из которых включено между выходом соответствующего первого полосового фильтра и входом соответствующего фазового детектора и состоит из последовательно соединенных умножителя частоты на "m", второго полосового фильтра и делителя частоты на "m", где "m" - позиционность цифрового фазоманипулированного сигнала. Comparative analysis with the prototype shows that the proposed self-phasing antenna array is characterized by the presence of new elements and the relationship between them - a matrix-type diagram-forming scheme has been introduced, the number of inputs and outputs of which corresponds to the number of antenna elements included between the antenna elements and the first mixers, and N signal spectrum convolution devices each of which is connected between the output of the corresponding first band-pass filter and the input of the corresponding phase detector and consists of atelno frequency multiplier connected to "m", the second bandpass filter and a frequency divider for "m", where "m" - phase manipulated digital positional signal.

Таким образом, изобретение соответствует критерию изобретения "новизна". Thus, the invention meets the criteria of the invention of "novelty."

Анализ известных технических решений в известной области и смежной с ней позволяет сделать вывод, что введенные элементы известны. An analysis of the known technical solutions in the known field and adjacent to it allows us to conclude that the introduced elements are known.

Однако введение диаграммообразующей схемы матричного типа и устройств свертки спектра сигнала, включенных в схему СФАР указанным способом, обеспечивают устройству такие новые свойства, как возможность организованного фазирования и когерентного суммирования на входе каждого первого смесителя сигналов от всех антенных элементов, а при приеме цифровых фазоманипулированных сигналов - возможность повышения спектральной плотности мощности сигнала и обужение шумовой полосы на входе каждого фазового детектора, что, в конечном итоге, ведет к существенному повышению чувствительности СФАР и, как следствие, к обеспечению возможности ее работы при значении ОСШ в раскрыве антенной решетки меньше 1. However, the introduction of a matrix-type matrix-forming circuit and signal spectrum convolution devices included in the SFAR scheme in this way provide the device with such new properties as the possibility of organized phasing and coherent summation at the input of each first mixer of signals from all antenna elements, and when receiving digital phase-shifted signals, the possibility of increasing the spectral power density of the signal and narrowing the noise band at the input of each phase detector, which ultimately leads to a significant increase in the sensitivity of the SFAR and, as a consequence, to ensuring the possibility of its operation when the SNR value in the aperture of the antenna array is less than 1.

Изобретение имеет изобретательский уровень, так как оно для специалиста явным образом не следует из уровня техники. The invention has an inventive step, since it does not explicitly follow from the prior art for a specialist.

Изобретение является промышленно применимым, так как оно может быть использовано в различных областях народного хозяйства. The invention is industrially applicable, as it can be used in various fields of national economy.

На чертеже представлена структурная схема предлагаемой самофазирующейся антенной решетки, где
1 - антенный элемент;
2 - диаграммообразующая схема (ДОС);
3 - N-канальный сумматор;
4 - цепь ФАПЧ;
5 - первый смеситель;
6 - второй смеситель;
7 - первый полосовой фильтр;
8 - устройство свертки спектра сигнала;
9 - умножитель частоты на "m";
10 - второй полосовой фильтр;
11 - делитель частоты на "m";
12 - фазовый детектор (ФД);
13 - интегратор;
14 - ГУН;
15 - гетеродин;
16 - генератор опорного сигнала.The drawing shows a structural diagram of the proposed self-phasing antenna array, where
1 - antenna element;
2 - diagram-forming scheme (DOS);
3 - N-channel adder;
4 - PLL circuit;
5 - the first mixer;
6 - second mixer;
7 - the first band-pass filter;
8 - device convolution of the spectrum of the signal;
9 - frequency multiplier by "m";
10 - second band-pass filter;
11 - frequency divider by "m";
12 - phase detector (PD);
13 - integrator;
14 - VCO;
15 - local oscillator;
16 - reference signal generator.

Самофазирующаяся антенная решетка содержит N антенных элементов 1, диаграммообразующую схему матричного типа 2, имеющую N входов и N выходов, N -канальный сумматор 3, выход которого является выходом СФАР, и N цепей ФАПЧ 4 с общим гетеродином 15 и общим генератором опорного сигнала 16. При этом антенные элементы 1 соединены с соответствующими входами ДОС 2, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ 4 являющейся одновременно входом соответствующего первого смесителя 5. Выход каждой цепи ФАПЧ 4, являющийся одновременно выходом соответствующего первого смесителя 5, соединен с соответствующим входом N-канального сумматора 3. Каждая из цепей ФАПЧ 4 включает в себя интегратор 13, ГУН 14 и последовательно соединенные первый смеситель 5, второй смеситель 6, первый полосовой фильтр 7, устройство свертки спектра сигнала 8, состоящее из последовательно соединенных умножителя частоты на "m" 9, второго полосового фильтра 10 и делителя частоты на "m" 11, и фазовый детектор 12, выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор 13 и ГУН 14 со вторым входом первого смесителя 5. Второй вход каждого ФД 12 соединен с выходом общего генератора опорного сигнала 16, а второй вход каждого второго смесителя 6 соединен с выходом общего гетеродина 15,
Устройство работает следующим образом.The self-phasing antenna array contains N antenna elements 1, a diagram-type matrix type 2 circuit, having N inputs and N outputs, an N-channel adder 3, the output of which is the output of the SAR, and N PLL 4 with a common local oscillator 15 and a common reference signal generator 16. In this case, the antenna elements 1 are connected to the corresponding inputs of the DOS 2, each output of which is connected to the input of the corresponding PLL 4 which is simultaneously the input of the corresponding first mixer 5. The output of each PLL 4 is the simultaneously output the corresponding first mixer 5, is connected to the corresponding input of the N-channel adder 3. Each of the PLL 4 circuits includes an integrator 13, a VCO 14 and a series-connected first mixer 5, a second mixer 6, a first band-pass filter 7, a signal spectrum convolution device 8, consisting of a series-connected frequency multiplier by "m" 9, a second band-pass filter 10 and a frequency divider by "m" 11, and a phase detector 12, the output of which is connected through a series-connected integrator 13 and VCO 14 to the second input of the first mix For 5. The second input of each PD 12 is connected to the output of the common reference signal generator 16, and the second input of each second mixer 6 is connected to the output of the common local oscillator 15,
The device operates as follows.

Сигнал, принятый каждым отдельным антенным элементом 1, поступает на соответствующий ему вход ДОС 2, которая осуществляет их организованное фазирование и когерентное суммирование. В результате на каждом ее выходе (на входе каждой цепи ФАПЧ 4) получается суммарный сигнал от всех антенных элементов 1 и, как следствие, отношение мощности сигнала к мощности шума возрастает в N раз, т.е. в N раз повышается чувствительность СФАР. Это возрастание получается вследствие того, что шумы от различных антенных элементов 1 складываются не когерентно (по мощности), в то время как полезные сигналы складываются когерентно (по напряжению) [1]. Просуммированный со всех антенных элементов 1 сигнал с каждого из N выходов ДОС 2 поступает на вход соответствующей цепи ФАПЧ 4 (первый вход первого смесителя 5). С выхода смесителя 5 сигнал одновременно подается на соответствующий вход N-канального сумматора 3 и вход второго смесителя 6 цепи ФАПЧ 4. The signal received by each individual antenna element 1 is fed to the corresponding DOS input 2, which carries out their organized phasing and coherent summation. As a result, at each of its outputs (at the input of each PLL 4 circuit), a total signal is obtained from all antenna elements 1 and, as a result, the ratio of signal power to noise power increases N times, i.e. the sensitivity of SFAR increases by a factor of N. This increase is due to the fact that noises from various antenna elements 1 are not formed coherently (in power), while useful signals are added coherently (in voltage) [1]. Summed from all antenna elements 1, the signal from each of the N outputs of the DOS 2 is fed to the input of the corresponding PLL 4 (the first input of the first mixer 5). From the output of the mixer 5, the signal is simultaneously fed to the corresponding input of the N-channel adder 3 and the input of the second mixer 6 of the PLL 4.

Если волновой фронт падающей от источника излучения электромагнитной волны расположен под некоторым углом α относительно нормали к плоскости раскрыва СФАР, то первоначально сигналы, поступающие с выхода каждого первого смесителя 5 на входы N-канального сумматора 3, суммируются им с произвольной фазой, определяемой положением волнового фронта падающей волны и начальными фазами антенных элементов 1 и ДОС 2. Одновременно вторая часть сигнала с выхода каждого первого смесителя 5 подвергается процессу автоматического фазирования и подстройки частоты цепями ФАПЧ 4. При этом задача фазирования состоит в том, чтобы сигналы, поступающие на входы N-канального сумматора 3 со всех цепей ФАПЧ 4, имели одинаковые фазы и суммировались им когерентно. Рассмотрим процесс автоматического фазирования сигналов на примере работы одной из i=1,2,3...N цепей ФАПЧ 4. Предположим, что полоса частот информационного сигнала S равна 10 МГц (Δf_s= 10МГц), а несущая частота f_s=1500 МГц. Каждая i-я цепь ФАПЧ 4 включает первый смеситель 5 и второй смеситель 6, на который подается сигнал от общего гетеродина 15, частота которого f₁ обычно выбирается в пределах 10-100 МГц. Такое двойное преобразование частоты обеспечивает последовательное снижение промежуточной частоты до частоты f₂ опорного генератора 16 и упрощает тем самым реализацию последующих процессов. Генератор опорного сигнала 16, также общий для всех цепей ФАПЧ 4, генерирует низкочастотный сигнал с частотой f₂, лежащей в диапазоне порядка 5-50 кГц, для целей сравнения его фазы с фазой информационного сигнала в ФД 12.If the wavefront of the electromagnetic wave incident from the radiation source is located at a certain angle α relative to the normal to the aperture plane of the SFAR, then initially the signals coming from the output of each first mixer 5 to the inputs of the N-channel adder 3 are summed by it with an arbitrary phase determined by the position of the wavefront incident wave and the initial phases of the antenna elements 1 and DOS 2. At the same time, the second part of the signal from the output of each first mixer 5 undergoes a process of automatic phasing and tuning and frequencies by PLL 4. In this case, the phasing task is to ensure that the signals arriving at the inputs of the N-channel adder 3 from all PLL 4 circuits have the same phases and are summed coherently by it. Let us consider the process of automatic phasing of signals using one of the i = 1,2,3 ... N PLLs 4 as an example. Suppose that the frequency band of the information signal S is 10 MHz (Δf _s = 10 MHz), and the carrier frequency f _s = 1500 MHz Each i-th phase of the PLL 4 includes a first mixer 5 and a second mixer 6, which receives a signal from a common local oscillator 15, the frequency of which f _{1 is} usually selected in the range of 10-100 MHz. Such a double frequency conversion provides a sequential reduction in the intermediate frequency to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16 and thereby simplifies the implementation of subsequent processes. The reference signal generator 16, also common to all PLL 4 circuits, generates a low-frequency signal with a frequency f ₂ lying in the range of about 5-50 kHz, for the purpose of comparing its phase with the phase of the information signal in PD 12.

Информационный сигнал S, принятый антенными элементами 1 и просуммированный на одном из i-х выходов ДОС 2, поступает на первый вход первого смесителя 5 с частотой f_s ⁱ и фазой θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ , а на второй его вход поступает сигнал от ГУН 14 с частотой fⁱ _г и фазой θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ . В результате на выходе образуется разностный сигнал более низкой частоты, который и подается на соответствующий вход N-канального сумматора 3, выход которого является выходом СФАР.The information signal S received by the antenna elements 1 and summed at one of the i-outputs of the DOS 2 is fed to the first input of the first mixer 5 with a frequency f _s ⁱ and phase θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ , and its second input receives a signal from the VCO 14 with a frequency f ⁱ _g and phase θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ . As a result, the output signal is a difference signal of a lower frequency, which is fed to the corresponding input of the N-channel adder 3, the output of which is the output of the SFAR.

Этот же сигнал поступает на первый вход второго смесителя 6, а на второй его вход подается сигнал от общего гетеродина 15 с частотой f₁ и фазой θ_l.
Смеситель 6 обеспечивает подавление зеркального канала, предотвращая возрастание уровня собственных шумов. С его выхода сигнал, имеющий дважды сдвинутую фазу θ_i= θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ -θ₁ и частоту f_i=f_s ⁱ-f_г ⁱ -f₁, близкую к частоте f₂ опорного генератора 16, поступает на вход первого полосового фильтра 7, центральная частота полосы пропускания Δf_nф1 которого настроена на частоту f₂ опорного генератора 16.The same signal is supplied to the first input of the second mixer 6, and a signal from the common local oscillator 15 with a frequency f ₁ and phase θ _l is supplied to its second input.
The mixer 6 provides suppression of the mirror channel, preventing an increase in the level of intrinsic noise. From its output, a signal having a twice shifted phase θ _i = θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ -θ ₁ and the frequency f _i = f _s ⁱ -f _g ⁱ -f ₁ , close to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16, is fed to the input of the first band-pass filter 7, the central frequency of the passband Δf _{nph1 of} which is tuned to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16.

При этом полоса пропускания первого полосового фильтра 7 выбирается не менее полосы частот информационного сигнала, т.е. Δf_nф1≥ Δf_s. Следует заметить, что в прототипе полоса частот этого фильтра может быть выбрана значительно уже, т. к. выбирается из условия фильтрации не широкополосного информационного сигнала, а узкополосного пилот-сигнала, частота которого лежит в полосе частот информационного сигнала, тем самым повышается чувствительность СФАР-прототипа при работе с пилот-сигналом.In this case, the passband of the first band-pass filter 7 is selected at least the frequency band of the information signal, i.e. Δf _nph1 ≥ Δf _s . It should be noted that in the prototype the frequency band of this filter can be selected much narrower, because it is selected from the filtering condition not of a broadband information signal, but of a narrow-band pilot signal, the frequency of which lies in the frequency band of the information signal, thereby increasing the sensitivity of the SFAR prototype when working with a pilot signal.

С выхода первого полосового фильтра 7 сигнал с частотой, близкой к f₂, полосой частот Δf_s и дважды сдвинутой фазой θ_i= θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ -θ₁ поступает на вход устройства свертки спектра сигнала 8.From the output of the first band-pass filter 7, a signal with a frequency close to f ₂ , a frequency band Δf _s and a twice shifted phase θ _i = θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ -θ _{1 is} fed to the input of the convolution device of the spectrum of signal 8.

В устройстве свертки спектра сигнала 8 происходит умножение частотного спектра фазоманипулированного цифрового сигнала на число "m", равное позиционности фазоманипулированного сигнала, в результате чего информационные скачки фазы сигнала приводятся к значениям, кратным 180^o, т.е. происходит снятие манипуляции сигнала, чему в частотной области соответствует свертка спектра сигнала в несущую частоту mf₂ с сохранением его суммарной мощности.In the spectral convolution device of signal 8, the frequency spectrum of the phase-shifted digital signal is multiplied by the number "m" equal to the positionality of the phase-shifted signal, as a result of which information jumps in the signal phase are reduced to multiples of 180 ^° , i.e. signal manipulation is removed, which in the frequency domain corresponds to the convolution of the spectrum of the signal into the carrier frequency mf ₂ while maintaining its total power.

Затем производится фильтрация свернутого сигнала на частоте mf₂ вторым (более узкополосным) полосовым фильтром 10, т.е. производится резкое обужение шумовой полосы обрабатываемого сигнала, что при сохранении его суммарной мощности обусловливает увеличение ОСШ на входе фазового детектора 12, а следовательно, увеличение чувствительности СФАР, в число раз, близкое к отношению Δf_s/Δf_nф2, где Δf_s- полоса частот информационного сигнала, Δf_nф2- полоса пропускания второго полосового фильтра 10. Далее производится деление частоты mf₂ сигнала делителем частоты на "m" 11, т.е. восстановление несущей частоты, а следовательно, и информации о начальной фазе исходного сигнала.Then the convolutional signal is filtered at a frequency mf _{2 by the} second (more narrow-band) bandpass filter 10, i.e. there is a sharp narrowing of the noise band of the processed signal, which, while maintaining its total power, leads to an increase in the SNR at the input of the phase detector 12, and therefore, an increase in the sensitivity of the SFAR, a number of times close to the ratio Δf _s / Δf _nf2 , where Δf _s is the information frequency band signal, Δf _nph2 is the passband of the second band-pass filter 10. Next, the frequency mf _{2 of the} signal is divided by the frequency divider by "m" 11, i.e. restoration of the carrier frequency, and hence information about the initial phase of the original signal.

Для случая приема сигналов с другими видами модуляции свертки спектра сигнала не происходит и введенное устройство свертки спектра сигнала свойств прототипа не изменяет. For the case of receiving signals with other types of modulation, convolution of the spectrum of the signal does not occur and the introduced device convolution of the spectrum of the signal does not change the properties of the prototype.

С выхода устройства свертки спектра сигнала 8 сигнал с центральной частотой, близкой к частоте f₂ опорного генератора 16, полосой частот Δf_nф2<< Δf_s и фазой θ_i= θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ -θ₁ поступает на первый вход ФД 12, а на второй его вход подается сигнал от общего опорного генератора 16 с частотой f₂ и фазой θ₂. При этом электрические длины трактов от опорного генератора 16 до входов всех ФД 12 выбраны из условия равенства фаз θ₂ во всех цепях ФАПЧ 4. В ФД 12 происходит сравнение фаз этих сигналов и при их несовпадении вырабатывается сигнал ошибки, поступающий на вход интегратора 13, где преобразуется в постоянное напряжение и подается на вход ГУН 14, вызывает перестройку его частоты с f_г ⁱ на f_г1 ⁱ и фазы с θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ на θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г1}}$ . Этот процесс будет продолжаться до тех пор, пока фаза информационного сигнала θ_i= θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ -θ₁ на входе ФД 12 не совпадет с фазой θ₂ опорного генератора 16, т.е. θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ -θ₁= θ₂. При этом на выходе первого смесителя 5 каждой i-й цепи ФАПЧ (входе каждого i-го канала N-канального сумматора 3) фаза сигнала будет θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{г}}$ = θ₁+θ₂, т.е. будет равно сумме фаз сигналов общего опорного генератора 16 и общего гетеродина 15. Следовательно, сигналы от всех ветвей ФАПЧ 4 будут подаваться на входы N-канального сумматора 3 с одинаковой фазой θ = θ₁+θ₂. На этом процесс самофазирования антенной решетки заканчивается.From the output of the convolution device of the spectrum of signal 8, a signal with a central frequency close to the frequency f _{2 of the} reference oscillator 16, the frequency band Δf _nph2 << Δf _s and the phase θ _i = θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ -θ _{1 is} fed to the first input of the PD 12, and its second input is fed a signal from a common reference generator 16 with a frequency f ₂ and phase θ ₂ . In this case, the electric path lengths from the reference generator 16 to the inputs of all PDs 12 are selected from the condition of equal phases θ ₂ in all PLL 4. The PDs 12 compare the phases of these signals and when they do not coincide, an error signal is generated that is input to the integrator 13, where converted to constant voltage and fed to the input of the VCO 14, causes the tuning of its frequency from f _g ⁱ to f _g1 ⁱ and phase with θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ on θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g1}}$ . This process will continue until the phase of the information signal θ _i = θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ -θ ₁ at the input of PD 12 does not coincide with the phase θ _{2 of the} reference oscillator 16, i.e. θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ -θ ₁ = θ ₂ . In this case, at the output of the first mixer 5 of each ith PLL circuit (input of each ith channel of the N-channel adder 3), the signal phase will be θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{s}}$ -θ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{i}}{\text{g}}$ = θ ₁ + θ ₂ , i.e. will be equal to the sum of the phases of the signals of the common reference oscillator 16 and the common local oscillator 15. Therefore, the signals from all branches of the PLL 4 will be fed to the inputs of the N-channel adder 3 with the same phase θ = θ ₁ + θ ₂ . This completes the process of self-phasing of the antenna array.

Оценим чувствительность СФАР по изобретению по сравнению с чувствительностью СФАР - прототипом более детально. Под выигрышем в чувствительности М будем понимать
M = γ_u/γ_n,
где γ_u- отношение мощности сигнала к мощности шума на входе фазового детектора СФАР по изобретению;
γ_n- отношение мощности сигнала к мощности шума на входе фазового детектора СФАР-прототипа.Let us evaluate the sensitivity of the SFAR according to the invention in comparison with the sensitivity of the SFAR - prototype in more detail. By gain in sensitivity M we mean
M = γ _u / γ _n ,
where γ _u is the ratio of signal power to noise power at the input of the phase detector SFAR according to the invention;
γ _n is the ratio of signal power to noise power at the input of the phase detector of the SFAR prototype.

Выделим одну из параллельных ветвей СФАР-прототипа, состоящую из последовательно включенных антенного элемента 1, первого смесителя 5, второго смесителя 6, первого полосового фильтра 7 и фазового детектора 12. Запишем выражение для ОСШ на входе фазового детектора, полагая все элементы пассивными, что вполне допустимо при качественной оценке

где Р_с - мощность сигнала на входе антенного элемента;
η_ф- КПД фидерного тракта от антенного элемента до входа фазового детектора СФАР - прототипа;
Т_а- эквивалентная шумовая температура антенного элемента;
Т₀ - физическая температура;
к - постоянная Больцмана;
Δf_s- полоса частот принимаемого сигнала.Let us single out one of the parallel branches of the SFAR prototype, consisting of the antenna element 1, the first mixer 5, the second mixer 6, the first band-pass filter 7 and the phase detector 12, connected in series. We will write the expression for the SNR at the input of the phase detector, assuming all the elements are passive, which is quite valid for quality assessment

where P _c is the signal power at the input of the antenna element;
η _f - the efficiency of the feeder path from the antenna element to the input of the phase detector SFAR - prototype;
T _a - equivalent noise temperature of the antenna element;
T ₀ - physical temperature;
k is the Boltzmann constant;
Δf _s is the frequency band of the received signal.

Выделим одну из аналогичных ветвей СФАР по изобретению, состоящую из последовательно включенных антенного элемента 1, диаграммообразующей схемы 2, первого смесителя 5, второго смесителя 6, первого полосового фильтра 7, устройства свертки спектра сигнала 8 и фазового детектора 12. Запишем выражения для ОСШ на входе ФД в случае приема фазоманипулированных сигналов (γ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{фм}}{\text{u}}$ ) и в случае приема сигналов с другими видами модуляции (γ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{x}}{\text{u}}$ ):

где N - количество антенных элементов СФАР;

КПД фидерного тракта СФАР по изобретению;
Δf_nф2- полоса пропускания второго полосового фильтра 10.We select one of the similar branches of the SFAR according to the invention, consisting of a series-connected antenna element 1, a beam-forming circuit 2, a first mixer 5, a second mixer 6, a first band-pass filter 7, a signal spectrum convolution device 8 and a phase detector 12. We write the expressions for the SNR at the input PD in the case of receiving phase-shifted signals (γ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{fm}}{\text{u}}$ ) and in the case of receiving signals with other types of modulation (γ $\genfrac{}{}{0ex}{}{\text{x}}{\text{u}}$ ):

where N is the number of antenna elements SFAR;

The efficiency of the feeder path SFAR according to the invention;
Δf _nph2 is the passband of the second band-pass filter 10.

Тогда выражения для оценки выигрыша в чувствительности для двух рассматриваемых случаев будут иметь вид

Полагая

что вполне допустимо, особенно при использовании активных антенных элементов (со встроенными малошумящими усилителями), получим максимальное значение выигрыша в чувствительности предложенной СФАР по сравнению с СФАР - прототипом:

M_max ^x=N.Then the expressions for estimating the gain in sensitivity for the two cases under consideration will have the form

Assuming

which is quite acceptable, especially when using active antenna elements (with built-in low-noise amplifiers), we obtain the maximum value of the gain in sensitivity of the proposed SFAR in comparison with the SFAR prototype:

M _max ^x = N.

Таким образом, для фазоманипулированных сигналов выигрыш прямо пропорционален количеству антенных элементов СФАР и отношению полосы частот информационного сигнала к полосе пропускания второго полосового фильтра устройства свертки спектра сигнала. Для сигналов с другими видами модуляции максимальный выигрыш в чувствительности составляет N раз. Thus, for phase-shifted signals, the gain is directly proportional to the number of antenna elements of the SFAR and the ratio of the frequency band of the information signal to the passband of the second bandpass filter of the signal spectrum convolution device. For signals with other types of modulation, the maximum gain in sensitivity is N times.

Для реализации ДОС 2 использована классическая ДОС Батлера в микрополосковом исполнении. Умножители частоты 9 выполнены на основе параллельно включенных диодов с накоплением заряда, делители частоты 11 - на микросхемах 193-й серии. Фильтры 10 - фильтры на сосредоточенных LC-элементах. For the implementation of DOS 2, the classic Butler DOS in microstrip design was used. Frequency multipliers 9 are made on the basis of parallel-connected diodes with charge accumulation, frequency dividers 11 - on 193 series microcircuits. Filters 10 are filters on lumped LC elements.

Результаты макетирования и экспериментального исследования показали, что предложенное техническое решение, по сравнению с прототипом, обеспечивает существенное повышение чувствительности СФАР. При этом для случая использования активных излучателей с коэффициентом усиления

выигрыш в чувствительности предложенной СФАР близок к потенциально достижимым значениям.The results of prototyping and experimental research showed that the proposed technical solution, in comparison with the prototype, provides a significant increase in the sensitivity of the SFAR. Moreover, for the case of using active emitters with a gain

the gain in sensitivity of the proposed SFAR is close to potentially achievable values.

Источники информации
1. "Сканирующие антенные системы СВЧ" перевод с англ. Под ред Г.Т.Маркова и А.Ф. Чаплина, т.III, М. "Сов. Радио", 1971, стр. 383-410.Sources of information
1. "Scanning microwave antenna systems" translation from English Edited by G.T. Markov and A.F. Chaplin, vol. III, M. "Sov. Radio", 1971, p. 383-410.

2. Международная заявка WО 88/03333, МПК H 01 Q 3/42, 3/26. Фазированная антенная решетка. 2. International application WO 88/03333, IPC H 01 Q 3/42, 3/26. Phased array antenna.

Claims (1)

Самофазирующаяся антенная решетка (СФАР), содержащая N антенных элементов, N-канальный сумматор, выход которого является выходом СФАР, и N цепей фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с общим гетеродином и общим генератором опорного сигнала, каждая из которых состоит из последовательно соединенных первого смесителя, первый вход которого является входом соответствующей цепи ФАПЧ, второго смесителя и первого полосового фильтра, а также фазового детектора, выход которого соединен через последовательно соединенные интегратор и генератор, управляемый напряжением, со вторым входом первого смесителя, а второй вход - с выходом общего генератора опорного сигнала, причем выход каждого первого смесителя подключен также к соответствующему входу N-канального сумматора, при этом второй вход каждого второго смесителя соединен с выходом общего гетеродина, отличающаяся тем, что содержит также диаграммообразующую схему (ДОС) матричного типа, количество входов и выходов которой соответствует числу антенных элементов, при этом антенные элементы соединены с соответствующими входами ДОС матричного типа, каждый выход которой соединен с входом соответствующей цепи ФАПЧ, и N устройств свертки спектра сигнала, каждое из которых включено между выходом соответствующего первого полосового фильтра и входом соответствующего фазового детектора, и состоит из последовательно соединенных умножителя частоты на m, второго полосового фильтра и делителя частоты на m, где m - позиционность цифрового фазоманипулированного сигнала. A self-phasing antenna array (SFAR) containing N antenna elements, an N-channel adder whose output is the output of the SFAR, and N phase-locked loop (PLL) with a common local oscillator and a common reference signal generator, each of which consists of a first mixer connected in series whose first input is the input of the corresponding PLL circuit, the second mixer and the first bandpass filter, as well as a phase detector, the output of which is connected through series-connected integrator and generator, control voltage, with the second input of the first mixer, and the second input with the output of the common reference signal generator, the output of each first mixer is also connected to the corresponding input of the N-channel adder, while the second input of each second mixer is connected to the output of the common local oscillator, characterized in which also contains a matrix-type diagram-forming circuit (DOS) of the matrix type, the number of inputs and outputs of which corresponds to the number of antenna elements, while the antenna elements are connected to the corresponding inputs of the DOS ma tric type, each output of which is connected to the input of the corresponding PLL, and N signal spectrum convolution devices, each of which is connected between the output of the corresponding first bandpass filter and the input of the corresponding phase detector, and consists of a frequency multiplier by m connected in series, a second bandpass filter, and frequency divider by m, where m is the positionality of the digital phase-shifted signal.