RU2030757C1 - Time-interval meter operating under interference conditions - Google Patents
Time-interval meter operating under interference conditions Download PDFInfo
- Publication number
- RU2030757C1 RU2030757C1 SU4928150A RU2030757C1 RU 2030757 C1 RU2030757 C1 RU 2030757C1 SU 4928150 A SU4928150 A SU 4928150A RU 2030757 C1 RU2030757 C1 RU 2030757C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- signal
- synchronizer
- switch
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радионавигации, может быть использовано для определения местоположения подвижных объектов по сигналам импульсно-фазовых радионавигационных систем, а также для синхронизации сигналов с помощью радиотехнических средств и является усовершенствованием устройства, описанного в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/292 (положительное решение от 29 октября 1990 г.). The invention relates to radio navigation, can be used to determine the location of moving objects from the signals of the pulse-phase radio navigation systems, as well as to synchronize signals using radio engineering means and is an improvement of the device described in patent application N 4631423/09, class G 01
Блок-схема известного устройства показана на фиг.2, где обозначены: 1 - входной фильтр, 2 - первый синхронный накопитель, 3 - второй синхронный накопитель, 4 - фильтр, 5 - сумматор, 6 - фильтр нижних частот, 7 - коммутатор, 8 - синхронизатор, 9 - электронно-лучевой индикатор, 10- линия задержки, 11 - первый аттенюатор, 12 - N-пороговый блок, 13 - модулятор, 14 - формирователь характерной точки огибающей, 15 - усилитель-ограничитель, 16 - временной дискриминатор, 17 - накопитель, 18 - блок выработки команд, 19 - источник опорного напряжения, 20 - второй аттенюатор, 21 - N-канальный коммутатор, 22 - одиночный контур, 23 - коммутатор, 24 - формирователь запирающего импульса, 25 - инвертор. A block diagram of a known device is shown in figure 2, where: 1 - input filter, 2 - first synchronous drive, 3 - second synchronous drive, 4 - filter, 5 - adder, 6 - low-pass filter, 7 - switch, 8 - synchronizer, 9 - electron-beam indicator, 10 - delay line, 11 - first attenuator, 12 - N-threshold block, 13 - modulator, 14 - envelope characteristic point shaper, 15 - limiter amplifier, 16 - time discriminator, 17 - drive, 18 - command generation unit, 19 - voltage reference source, 20 - second attenuator, 21 - N-channel commutator, 22 — single circuit, 23 — commutator, 24 — shaper pulse driver, 25 — inverter.
Устройство работает следующим образом. Из входного фильтра 1 смесь полезного навигационного сигнала (поверхностная волна 42), шумов и сигнала, отраженного ионосферой (см. фиг.3, эпюра а), поступает на синхронизатор 8 через первый аттенюатор 11. Эта же смесь поступает через фильтр 4 и коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9. Узкополосный фильтр 4 обеспечивает выделение сигнала из шума. Оператор с помощью электронно-лучевого индикатора 9 осуществляет временной поиск нужных сигналов и грубое совмещение фронтов радиосигналов. The device operates as follows. From the
Одновременно с первого аттенюатора 11 смесь сигнала и помех поступает на первый синхронный накопитель 2, образующий синфазный канал накопления и через инвертор 25 - на второй синхронный накопитель 3, образующий противофазный канал накопления. At the same time, from the
На синхронные накопители 2 и 3 с синхронизатора 8 подаются серии коротких импульсов 28, 29 (фиг.5б, в), согласованные с навигационными сигналом системы "Лоран-С", причем в противофазном канале накопления импульсы 29 сдвинуты на половину периода по отношению к импульсам 26 синфазного канала за счет линии задержки 10. Временное положение этих импульсов соответствует максимумам положительных и отрицательных полупериодов радиосигнала. A series of
Синхронные накопители 2 и 3 осуществляют выборку сигналов 30 и 31 в соответствии с приходом троб-импульсов 28 и 29 с синхронизатора 8 и их накопление (см. фиг. 3 эпюры г и д). На эпюре "е" (фиг.3) показан сигнал 32 на выходе сумматора 5. После фильтрации в фильтре 6 низких частот гармоник частоты дискретизации выделяется огибающая 33 (фиг.3, эпюра е - сплошная линия).
Отфильтрованная от шумов огибающая 33 поступает на последовательно cоединенные формирователь характерной точки огибающей (ФХТО) 14, который формирует разностный сигнал 34 с точкой перехода через нуль по алгоритму
S(t) = y(t) - ky'(t), (1) где y(t) - огибающая радиосигнала;
y'(t) - первая производная огибающей;
К - весовой коэффициент, характеризующий временное положение нуля сформированного сигнала, которое выбрано меньшим или равным задержке сигнала, отраженного от ионосферы. При иcпользовании устройства в дальней зоне радионавигационной системы, где задержка τз отраженного от ионосферы сигнала по отношению к поверхностному может оказаться минимальной (τз = (23-25) мкс), а амплитуда его значительно превосходит амплитуду поверхностного cигнала в (5-10) раз и более, не обепечивается точность временного интервала. Увеличение точности измерения временного интервала, в таких условиях, может быть получено либо раcширением полоcы пропускания входного фильтра 1, либо формирователя cигнала c характерной точкой tо (см. фиг.3) на более низких уровнях огибающей радиосигнала. Фильтр 1 обеспечивает предварительную фильтрацию радиосигнала от помех. При этом имеет место искажение огибающей радиосигнала, вызванное задержкой радиосигнала в фильтре.The
S (t) = y (t) - ky '(t), (1) where y (t) is the envelope of the radio signal;
y '(t) is the first derivative of the envelope;
K is a weight coefficient characterizing the temporary zero position of the generated signal, which is chosen to be less than or equal to the delay of the signal reflected from the ionosphere. When using the device in the far zone of the radio navigation system, where the delay τ s of the signal reflected from the ionosphere with respect to the surface can be minimal (τ s = (23-25) μs), and its amplitude significantly exceeds the amplitude of the surface signal in (5-10) times and more, the accuracy of the time interval is not guaranteed. An increase in the accuracy of measuring the time interval, under such conditions, can be obtained either by expanding the passband of the
Выбор типа и полосы пропускания фильтра определяется компромиссным решением задачи фильтрации сигнала в условиях воздействия отраженных сигналов и помех. В этих условиях воздействия оптимальный фильтр представляет собой три соответствующим образом связанных резонансных конутра. Полоса пропускания такого фильтра составляет примерно 30 кГц. Однако полоса 30 кГц трехконтурного фильтра 1 не обеспечивает разделение поверхностного и отраженного от ионосферы сигнала при их относительной задержке τз = = (23-25) мкс. Таким образом, в устройстве происходит искажение огибающей радиосигнала в результате наложения отраженного от ионосферы сигнала на поверхностный (полезный) сигнал, что приводит к смещению на Δ t характерной точки перехода через нулевой уровень за допустимый предел (более To/2 = 5 мкс), а это в свою очередь приводит к ошибке измерения временного интервала на 10 мкс.The choice of filter type and bandwidth is determined by a compromise solution to the signal filtering problem under the influence of reflected signals and interference. Under these exposure conditions, the optimal filter consists of three appropriately coupled resonant circuits. The passband of such a filter is approximately 30 kHz. However, the 30 kHz band of the three-
Формирование характерной точки tо (см. фиг.5, эпюры а-д), на уровне более низком (0,1-0,15) Um, где Um - амплитудное значение огибающей радиосигнала, приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, который становится соизмеримым с шумами формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивости в работе устройства измерения.The formation of the characteristic point t about (see figure 5, diagrams a-d), at a lower level (0.1-0.15) U m , where U m is the amplitude value of the envelope of the radio signal, leads to a decrease in the level of the useful signal in the formation point, which becomes comparable with the noise of the
Сигнал на выходе формирователя 14 характерной точки в промежутке от 0 до t1 можно аппроксимировать отрезком синусоиды
Uфхто = UМ1˙sinω1 t. Сигнал Uфхто поступает на одиночный колебательный контур 22, на выходе которого образуется напряжение
U2= Uфхто(o)·h(t)+ U(λ)·h(t-λ)·dλ (2) где h(t) - переходная характеристика колебательного контура,
h(t) = · e-αt·sinωot где ωo= , α = - резонансная часто- та и затухание контура.The signal at the output of the
U fhto = U М1 ˙sinω 1 t. The signal U fkhto arrives at a single
U 2 = U fhto (o) h (t) + U (λ) · h (t-λ) · dλ (2) where h (t) is the transition characteristic of the oscillatory circuit,
h (t) = E- αt sinω o t where ω o = , α = - resonant frequency and circuit attenuation.
Переходная амплитуда А и фаза φ напряжения на контуре определяется выражениями:
A = (3)
φ = arctg (4) Сигнал с характерной точкой tо в районе первой полуволны синусоиды 45 (см. фиг.6, эпюра в) определяется стабильностью и настройкой контура и мало меняется при воздействии сигнала, пораженного ионосферным сигналом.The transition amplitude A and phase φ of the voltage on the circuit is determined by the expressions:
A = (3)
φ = arctg (4) A signal with a characteristic point t о in the region of the first half-wave of sinusoid 45 (see Fig. 6, diagram c) is determined by the stability and tuning of the contour and changes little when exposed to a signal affected by an ionospheric signal.
В момент t1 формирователь 24 из строб-импульсов 28, поступающих из синхронизатора 8 на синхронные накопители, формирует импульс запирания 46, который поступает на управляющий вход коммутатора 23. При этом в момент t1 происходит закорачивание выхода контура 22 на корпус. Колебательный процесс прекращается до момента поступления следующего радиоимпульса 42. На выходе коммутатора 23 образуется сигнал 47 (фиг.6,д) с характерной точкой, поступающей на усилитель-ограничитель 15 и через коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9. Меандровый сигнал 48 поступает на временной дискриминатор 16, где он стробируется строб-импульсом 36 (см. фиг.6, эпюра ж), а результат стробирования накапливается в накопителе 17. Если сигнал на выходе накопителя 17 равен нулю, то блок 18 формирует команду на останов изменения начального временного положения делителей синхронизатора 8, а строб-импульс 36 (фиг.6, эпюра ж) находится при этом точно симметрично относительно перехода через нуль "меандрового" сигнала 48. Если результат накопления имеет положительную или отрицательную полярность, то он, поступив на блок 18, преобразуется в команду, которая управляет делителями синхронизатора 8 до тех пор, пока не наступит устойчивое состояние положения строб-импульса относительно нуля перехода "меандрового" сигнала 48 и результат накопления будет равен нулю.At time t 1, the former 24 of the
На входе устройства смесь шумов, полезного поверхностного и отраженного от ионосферы сигналов может меняться в широком динамическом диапазоне, что, в свою очередь, сможет привести к искажениям накопленных напряжений в синхронных накопителях 2 и 3 и появлению ошибки при измерении временного навигационного параметра. At the input of the device, the mixture of noise, useful surface and reflected from the ionosphere signals can vary over a wide dynamic range, which, in turn, can lead to distortion of the accumulated voltages in
Возможность появления таких искажений устраняется следующим образом. На фиг. 4, а изображены пачки сигналов 35 ведущей (ВЩ) и ведомой (ВМ) станций, имеющих некоторый разбаланс по амплитуде. Накопленная выборка 38 входного сигнала 37, соответствующая моменту tзстр (фиг.4, эпюра а), поступает на модулятор 13, в котором происходит преобразование накопленного сигнала в регулирующее напряжение 40 (фиг.4, эпюра г) в соответствии с поступающими широкими селекторными импульсами 39 (фиг.4, эпюра в), временное положение и длительность которых соответствует пачкам входных радиоимпульсов (фиг.4,а).The possibility of such distortions being eliminated as follows. In FIG. 4a, the
Весь динамический диапазон входных сигналов разбивается на N уровней, каждому из которых соответствует порог в N-пороговом блоке 12. При превышении каждого из порогов на аттенюатор 11 поступает напряжение 40 (фиг.4, эпюра г) регулировки уровня сигнала. Сигнал на выходе аттюатора 11 поддерживается в линейном динамическом диапазоне синхронных накопителей 2 и 3 и тем самым устраняется возможность появления нелинейности в тракте накопления. The entire dynamic range of the input signals is divided into N levels, each of which corresponds to a threshold in the N-
В устройстве также устраняются искажения огибающей, вызванные шумами коммутации в синхронных накоплениях 2 и 3. Формирование компенсирующих шумов коммутации, аналогичных шумам коммутации в синхронных накопителях, осуществляется из напряжения, поступающего от источника 19 опорного напряжения на вход второго аттенюатора 20, состоящего из N-переменных резисторов, настроенных таким образом, чтобы скомпенсировать выборки от напряжения шумов коммутации синхронных накопителей 2 и 3. Напряжение, сформированное в блоке аттенюаторов, через ключ N-канального коммутатора 21 поступают на сумматор 5, в котором происходит их вычитание из шумов коммутации синхронных накопителей 2 и 3 в моменты появления строб-импульса 28 и 29. таким образом, в сумматоре 5 происходит компенсация шумов коммутации и огибающая 33 радиосигнала не имеет искажений на отсчетном уровне. The device also eliminates envelope distortions caused by switching noise in
В устройстве, описанном в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/292 (положительное решение от 29 октября 1990 г.) имеет место недостаток, заключающийся в том, что при использовании устройства в дальней зоне радионавигационной системы при задержке отраженного от ионосферы сигнала τз = (23-25) мкс и амплитуде его, значительно превосходящей амплитуду поверхностного сигнала в (5-10) раз и более не обеспечивается точность измерения временного интервала.In the device described in patent application N 4631423/09, class. G 01
Увеличение точности измерения временного интервала в вышеназванных условиях воздействия отраженного сигнала может быть получено путем расширения полосы пропускания полосовой цепи входного фильтра 1, либо путем формирования сигнала с характерной точкой tо на более низком уровне огибающей радиосигнала.An increase in the accuracy of measuring the time interval under the above conditions of the reflected signal can be obtained by expanding the bandwidth of the band-pass circuit of the
Известно, что выбор типа и полосы пропускания входного фильтра 1 определяется компромиссным решением задачи фильтрации сигнала в условиях воздействия отраженных сигналов и помех. В этих условиях оптимальный фильтр представляет собой три соответствующим образом связанные резонансных контура. Полоса пропускания такого фильтра составляет ≈ 30 кГц. It is known that the choice of the type and bandwidth of the
Сужение полосы пропускания приводит к недопустимой задержке и увеличению интенсивности высокочастотных помех, приводящих к перегрузке активных цепей источника сигнала 1. The narrowing of the bandwidth leads to an unacceptable delay and an increase in the intensity of high-frequency interference, leading to an overload of the active circuits of
Выбранная оптимальная полоса 30 кГц полосового трехконтурного фильтра 1 не обеспечивает разделение поверхностного и отраженного от ионоcферы сигналов при задержке τз = (23-25) мкс. Таким образом, в устройстве происходит искажение огибающей в результате положения отраженного сигнала на поверхностный (полезный) сигнал, что приводит к смещению на Δ t характерной точки перехода через нулевой уровень за допустимый предел (более Тo/2 = =5 мкс), а это в свою очередь приводит к ошибке измерения временного интервала.The selected optimal 30 kHz
Формирование же характерной точки to'' (см. фиг.5 эпюры а, д) на уровне более низком (0,1-0,15) Um, где Um - амплитудное значение огибающей радиосигнала, т.е. ближе к началу радиосигнала приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, амплитудное значение Sm которого становится соизмеримым с шумами формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивой работе устройства измерения временного интервала.The formation of the characteristic point t o '' (see Fig. 5 of the diagram a, e) at a lower level (0.1-0.15) U m , where U m is the amplitude value of the envelope of the radio signal, i.e. closer to the beginning of the radio signal leads to a decrease in the level of the useful signal at the point of formation, the amplitude value of S m which becomes comparable with the noise of the
Целью предлагаемого изобретения является повышение точности в условиях воздействия отраженных от ионосферы сигналов за счет повышения уровня полезного сигнала в точке формирования путем увеличения крутизны фронта огибающей радиосигнала. The aim of the invention is to increase accuracy under the influence of signals reflected from the ionosphere by increasing the level of the useful signal at the point of formation by increasing the steepness of the front of the envelope of the radio signal.
Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что в устройство, описанное в заявке на изобретение N 4631423/09, кл. G 01 S 7/202 (положительное решение от 29 октября 1990 г.) дополнительно введены последовательно соединенные усилитель и второй формирователь характерной точки огибающей между выходом фильтра нижних частот и входом первого формирователя характерной точки, причем второй вход введенного усилителя подключен через положительную обратную связь с вторым выходом второго формирователя характерной точки. The essence of the invention lies in the fact that in the device described in the application for invention N 4631423/09, class. G 01
Отличием является то, что введенные блоки и положительная обратная связь увеличивают крутизну фронта огибающей радиосигнала, поступающей с выхода фильтра нижних частот. При этом на первом выходе введенного второго формирователя характерной точки образуется сигнал, эквивалентный производной огибающей радиосигнала, который используется как сигнал положительной обратной связи введенного усилителя. Суммарный сигнал на выходе усилителя имеет большую крутизну фронта, чем крутизна фронта огибающей радиосигнала 42. В результате на выходе первого формирователя характерной точки происходит увеличение амплитуды Sm сформированного сигнала 47 (информационной положительной полуволны) (см. фиг.7, эпюра е).The difference is that the introduced blocks and positive feedback increase the steepness of the front of the envelope of the radio signal coming from the output of the low-pass filter. In this case, a signal equivalent to the derivative of the envelope of the radio signal, which is used as the positive feedback signal of the input amplifier, is formed at the first output of the introduced second shaper of the characteristic point. The total signal at the output of the amplifier has a greater slope of the front than the slope of the front of the envelope of the
Таким образом, полученный на выходе первого формирователя характерной точки сигнал с ФХТО увеличенной амплитудной информационной части фронта радиосигнала (см. фиг. 7, эпюра - пунктир) позволяет уменьшить уровень формирования до (0,1-0,15) Um, т.е. получить при задержках τз = =(23-25) мкс уменьшение искажений огибающей радиосигнала шумом и тем самым повысить точность измерения временного интервала.Thus, the signal obtained from the output of the first shaper of the characteristic point with the FHTO of the increased amplitude information part of the front of the radio signal (see Fig. 7, the diagram is dotted) allows to reduce the level of formation to (0.1-0.15) U m , i.e. . to obtain, at delays, τ s = (23-25) μs, a decrease in the distortion of the envelope of the radio signal by noise and thereby increase the accuracy of measuring the time interval.
Следует также отметить, что введенные блоки обладают частотно-избирательными свойствами (см. фиг.9). Сигнал огибающей, прошедший эти цепи, уменьшается по амплитуде, но при этом происходит уменьшение напряжения шумов на выходе и соотношение сигнал/шум на выходе цепей сохраняется. It should also be noted that the introduced blocks have frequency-selective properties (see Fig.9). The envelope signal that has passed through these circuits decreases in amplitude, but the noise voltage at the output decreases and the signal-to-noise ratio at the output of the circuits is preserved.
Новые признаки с указанной целью в известных устройствах не обнаружены, что свидетельствует о существенности отличий. No new signs with this purpose were found in the known devices, which indicates the significance of differences.
Предложенное устройство поясняется чертежами на фиг. 1, 2, 8, 9, 10, 11, 13, 14, 15, 16, 17 и эпюрами на фиг.3, 4, 5, 6, 7, 12. The proposed device is illustrated by drawings in FIG. 1, 2, 8, 9, 10, 11, 13, 14, 15, 16, 17 and diagrams in FIGS. 3, 4, 5, 6, 7, 12.
На фиг.1 - предлагаемое устройство; на фиг.2 - устройство-прототип. Figure 1 - the proposed device; figure 2 is a prototype device.
На чертежах обозначены: 1 - входной фильтр, 2 - первый синхронный накопитель, 3 - второй синхронный накопитель, 4 - фильтр, 5 - сумматор, 6 - фильтр нижних частот, 7 - коммутатор, 8 - синхронизатор, 9 - электронно-лучевой индикатор, 10 - линия задержки, 11 - первый аттенюатор, 12 - N-пороговый блок, 13 - модулятор, 14 - первый формирователь характерной точки огибающей, 15 - усилитель-ограничитель, 16 - временной дискриминатор, 17 - накопитель, 18 - блок выработки команд, 19 - источник опорного напряжения, 20 - второй аттенюатор, 21 - N-канальный коммутатор, 22 - одиночный контур, 23 - коммутатор, 24 - формирователь запирающего импульса, 25 - инвертор, 26 - усилитель, 27 - второй формирователь характерной точки огибающей. The drawings indicate: 1 - input filter, 2 - first synchronous drive, 3 - second synchronous drive, 4 - filter, 5 - adder, 6 - low-pass filter, 7 - switch, 8 - synchronizer, 9 - electron beam indicator, 10 — delay line, 11 — first attenuator, 12 — N-threshold block, 13 — modulator, 14 — first envelope characteristic point shaper, 15 — limit amplifier, 16 — time discriminator, 17 — drive, 18 — command generation block, 19 - reference voltage source, 20 - second attenuator, 21 - N-channel switch, 22 - single circuit, 23 - commutator, 24 - driver of the locking pulse, 25 - inverter, 26 - amplifier, 27 - the second driver of the characteristic envelope point.
На фиг. 3: а) смесь полезного поверхностного сигнала и отраженного от ионосферы сигнала, б) строб-импульсы в синфазном и противофазном каналах накопления; в, г, д) выборки сигнала в синфазном и противофазном синхронных накопителях; е) сигнал на выходе сумматора (ступенчатая линия), сигнал на выходе фильтра нижних частот (сплошная линия); ж) сформированный сигнал на выходе ФХТО; з) "меандровый" сигнал на выходе усилителя-ограничителя; и) строб-импульс на входе временного дискриминатора. In FIG. 3: a) a mixture of the useful surface signal and the signal reflected from the ionosphere, b) strobe pulses in the in-phase and antiphase accumulation channels; c, d, e) signal samples in in-phase and out-of-phase synchronous drives; f) the signal at the output of the adder (stepped line), the signal at the output of the low-pass filter (solid line); g) the generated signal at the output of the FHTO; h) the "meander" signal at the output of the amplifier-limiter; i) a strobe pulse at the input of a temporary discriminator.
На фиг. 4: а) пачки сигналов ведущей (ВЩ) и ведомой (ВМ) станций; б) выборки сигналов, соответствующих моменту времени; в) широкие селекторные импульсы; г) регулирующее напряжение на выходе модулятора (N-пороги в пороговом элементе). In FIG. 4: a) a packet of signals of the leading (VSC) and slave (VM) stations; b) samples of signals corresponding to a point in time; c) wide selector pulses; d) the regulating voltage at the output of the modulator (N-thresholds in the threshold element).
На фиг.5: а) радиосигнал и огибающая радиосигнала, где tо - характерная точка на огибающей, Um - амплитуда радиосигнала. б,в) строб-импульсы в синфазном и противофазном каналах накопиления. г) шумы коммутации на выходе сумматора. д) сформированный сигнал S(t) (без искажений на выходе ФХТО, сформированный сигнал с наложенными шумами коммутации (с искажениями на выходе ФХТО).Figure 5: a) the radio signal and the envelope of the radio signal, where t about - a characteristic point on the envelope, U m - the amplitude of the radio signal. b, c) strobe pulses in the in-phase and antiphase accumulation channels. d) switching noise at the output of the adder. e) the generated signal S (t) (without distortion at the output of the PFTO, the generated signal with superimposed switching noise (with distortions at the output of the PFTO).
На фиг.6: а) радиосигнал на входе полосового фильтра 1; б) радиосигнал на выходе полосового фильтра 1; в) сформированный сигнал 34 на выходе ФХТО 14, и сформированный сигнал 45 на выходе коммутатора 23 без включения цепи демпфирования остаточных колебаний контура; г) импульс на выходе формирователя запирающего импульса; д) сформированный сигнал на выходе коммутатора 23 с включенной цепью демпфирования; е) сформированный сигнал на выходе усилителя-ограничителя; ж) строб-импульс на входе времненого дискриминатора. In Fig.6: a) the radio signal at the input of the band-
На фиг.7: а) радиосигнал на входе полосового фильтра 1; б) радиосигнал на выходе полосового фильтра 1; в) огибающая 33 радиосигнала на выходе усилителя 26 без обратной связи (пунктирная линия), огибающая 49 радиосигнала на выходе усилителя 26 с обратной связью (сплошная линия); г) сформированный сигнал 50 на выходе второго формирователя 27 характерной точки; д) строб-импульс 46 на выходе формирователя запирающего импульса; е) сформированный сигнал 47 на выходе первого формирователя 14 характерной точки; ж) сформированный сигнал 48 на выходе усилителя-ограничителя; з) строб-импульсы на входе временного дискриминатора. In Fig.7: a) the radio signal at the input of the band-
На фиг. 8: а) схема фильтра поиска 4; б) амплитудно-частотная характеристика фильтра 4. In FIG. 8: a)
На фиг.9: Амплитудно-частотная характеристика последовательно включенных усилителя 26 с положительной обратной связью и формирователя 27 характерной точки. Figure 9: Frequency response of a series-connected
На фиг.10: Электрическая схема синхронных накопителей 2 и 3. Figure 10: Electrical diagram of
На фиг.11: Блок-схема синхронизатора 8. 11: Block diagram of a
На фиг.12: Эпюры сигналов, поясняющие работу синхронизатора 8. On Fig: Diagrams of signals explaining the operation of the
На фиг.13: Схема реализации N-порогового элемента 12 и аттенюатора 11. On Fig: Diagram of the implementation of the N-
На фиг.14: Схема формирователя характерной точки 14. а) блок-схема; б) принципиальная электрическая схема. On Fig: Scheme shaper characteristic points 14. a) a block diagram; b) circuit diagram.
На фиг.15: Схема временного дискриминатора 16. On Fig: Scheme of
На фиг. 16: Принципиальная электрическая схема усилителя 26 с обратной связью и второго формирователя 27 характерной точки. In FIG. 16: Schematic diagram of a
Устройство на фиг. 1 содержит входной фильтр 1, первый синхронный накопитель 2, второй синхронный накопитель 3, фильтр поиска 4, сумматор 5, фильтр нижних частот 6, коммутатор 7, синхронизатор 8, электронно-лучевой индикатор 9, линию задержки 10, первый аттенюатор 11, N-пороговый элемент 12, модулятор 13, первый формирователь характерной точки 14, усилитель-ограничитель 15, временной дискриминатор 16, накопитель 17, блок выработки команд 18, источник опорного напряжения 19, второй аттенюатор 20, N-канальный коммутатор 21, одиночный контур 22, формирователь запирающего импульса 24, инвертор 25, усилитель 26, второй формирователь характерной точки 27. Причем выход входного фильтра 1 подключен к одному входу управляемого аттенюатора 11, другой вход которого подключен к входу N-порогового элемента 12, а выход соединен с входом инвертора 25, входом фильтра поиска 4 и входом синхронизатора 8, входы модулятора 13 подключены к одному из выходов синхронизатора 8 и одному из выходов синхронного накопителя 2, а выход мо- дулятора 13 подключен к входу N-порогового элемента, выходы синхронных накопителей 2 и 3 подключены к входам сумматора 5, выход которого подключен к входу фильтра нижних частот 6, выход фильтра 4 соединен и с входом коммутатора 7, а его вход - с соответствующим входом синхронизатора 8, один выход которого соединен с одним входом электронно-лучевого индикатора 9 и входом линии задержки 10 и одним входом синхронного накопителя 2, другой вход блока 9 подключен к выходу коммутатора 7, выход фильтра 6 нижних частот соединен с первым входом усилителя 26, а выход которого подключен к входу второго формирователя характерной точки 27, выход которого подключен ко второму входу усилителя 26, а второй выход второго формирователя 27 соединен с входом первого формирователя 14 характерной точки, выход которого подключен к одиночному контуру 22, выход которого соединен с входом коммутатора 23, второй вход которого подключен к корпусу устройства, а управляющий вход коммутатора 23 подключен к выходу формирователя 24 запирающего импульса, вход которого подключен к управлящему входу синхронного накопителя 2, выход коммутатора 23 подключен к входу усилителя-ограничителя 15, выход которого соединен с вторым входом коммутатора 7 и входом временного дискриминатора 16, второй вход которого подключен к соответствующему выходу синхронизатора 8, а выход - к входу накопителя 17, выход которого через блок 18 выработки команд соединен со вторым входом синхронизатора 8, выход источника 19 опорного напряжения подключен к входам N-канального источника 21, выход которого подключен к третьему входу сумматора 5, а управляющие входы N-канального коммутатора 21 подключены к соответствующим управляющим входам синхронных накопителей. The device of FIG. 1 contains an
Работа устройства в части синхронизации, временного поиска нужных сигналов и грубого совмещения их огибающих, выделения огибающих радиосигналов из шумов в синхронных накопителях, а также компенсации их шумов коммутации, балансировка огибающих по амплитуде и автоматического совмещения их в характерной точке, аналогична работе известного устройства (заявка на изобретение N 4631429/09, кл. G 01 S 7/292, положительное решение от 29 октября 1990 г.). The operation of the device in terms of synchronization, a temporary search for the necessary signals and rough alignment of their envelopes, separation of the envelopes of radio signals from noise in synchronous drives, as well as compensation of their switching noise, amplitude envelope balancing and their automatic alignment at a characteristic point, is similar to the operation of a known device (application for the invention N 4631429/09, class G 01
Рассмотрим работу устройства относительно вновь введенных блоков. Consider the operation of the device relative to the newly introduced blocks.
Смесь сигналов шумов и отраженного от ионосферы сигнала (см. фиг.7, эпюра а) (для удобства показан полезный сигнал 41 и огибающая 43 отраженного от ионосферы сигнала) поступает на входной фильтр 1. На фиг.7, эпюра б оказан радиосигнал 42 на выходе полосового фильтра 1. A mixture of noise signals and the signal reflected from the ionosphere (see Fig. 7, plot a) (for convenience, the
Сигнал на выходе полосового фильтра имеет некоторую задержку τпф и увеличение фронта τф' по сравнению с фронтом τф входного радиоимпульса. Радиосигнал 42 поступает на управляемый аттенюатор 11, в котором они выравниваются по амплитуде аналогично описанному в работе устройства прототипа.The signal at the output of the bandpass filter has a certain delay τ pf and an increase in the front τ f 'in comparison with the front τ f of the input radio pulse. The
Выравненные по амплитуде сигналы 42 в характерной точке поступают на входы синхронных накопителей 2 и 3 соответственно - в синфазных и противофазные каналы накопления. The amplitude-aligned
На синхронные накопители 2 и 3 с синхронизатора 8 и линии задержки 10 поступают серии строб-импульсов 28 и 29 (фиг.5, эпюры б и в), высшие гармоники которых имеют точное соотношение с периодом повторения сигналов системы "Лоран-С" и частотой принимаемого сигнала, причем в противофазном канале накопления импульсы 29 сдвинуты на половину периода (To/2) высокочастотного заполнения радиосигнала по отношению к импульсам 28 синфазного канала за счет линии задержки 10. Временное положение этих импульсов соответствует максимумам положительных и отрицательных полупериодов радиосигналов.A series of
Синхронные накопители 2 и 3 осуществляют разработку сигналов 31 в соответствии с приходом строб-имупльсов 28 и 29 с синхронизатора 8 и их накопление (см. фиг.3, эпюры г и д). На эпюре (фиг.3) показан сигнал 32 на выходе сумматора 5. После фильтрации в фильтре 6 нижних частот с малой постоянной времени высших гармоник частоты дискретизации получают огибающую 33 (фиг. 3, эпюра е, - сплошная линия, на фиг.7 эпюра в - пунктир). Далее сигнал огибающей 33 поступает на первый вход усилителя 26 и с его выхода на вход второго формирователя 27 характерной точки (см. фиг.7, эпюры в. г). На выходе формирователя 27 характерной точки формируется разнополярный сигнал 50, который используется в качестве сигнала положителной обратной связи и поступает на второй вход усилителя 26. В результате на выходе усилителя 26 образуется сигнал огибающей (фиг.7, эпюра в) с большей крутизной фронта, чем у сигнала огибающей на входе усилителя 26. Полученный сигнал 49 с второго выхода формирователя 27 характерной точки поступает на вход первого формирователя 14, в котором так же, как и в устройстве-прототипе, из огибающей 49 формируется сигнал 47 (см. фиг.7, эпюра е) по алгоритму (см. формулу 1) с характерной точкой tо перехода через нулевой уровень. Причем характерная точка tо соответствует уровню (0,1-0,15) Um, т.е. на период ранее сформированной характерной точки tо без уменьшения амплитуды Sm сформированного сигнала (информационной положительной полуволны).Synchronous drives 2 and 3 carry out the development of
Сигнал с характерной точкой tо1 поступает на одиночный колебательный контур, на выходе которого также как и в устройстве-прототипе образуется сигнал U2 (см. формулы 2, 3 и 4), параметры которого определяются стабильностью и настройкой одиночного контура и мало меняются при воздействии сигнала пораженного от ионо-сферы сигналом.A signal with a characteristic point t о1 enters a single oscillatory circuit, at the output of which, as in the prototype device, a signal U 2 is generated (see
В момент t1 формирователь 24 импульса из строб-импульсов 26, поступающих из синхронизатора 8 на синхронные накопители 2 формирует импульс запирания, который поступает на управляющий вход коммутатора 23. При этом в момент t1 происходит закорачивание выхода контура 22 на корпусе устройства.At time t 1 , the
Колебательный процесс прекращается до момента поступления следующего радиоимпульса 42. На выходе коммутатора 23 образуется сигнал 47 (фиг.7е) с характерной точкой, поступающей на усилитель-ограничитель 15 и через коммутатор 7 на электронно-лучевой индикатор 9 и на временной дискриминатор 16, в котором он стробируется строб-импульсом 36 (см. фиг.7, эпюра ж), а результат стробирования накапливается в накопителе 17. The oscillation process stops until the
Так же, как и в устройстве-прототипе, если сигнал на выходе накопителя 17 равен нулю, блок 18 выработки команд дает команду на останов делителей синхронизатора 8, а строб-импульс 36 находится при этом точно симметрично относительно перехода через нуль сформированного сигнала 48. Если результат накопления положительный или отрицательной полярности, то, не поступив на блок 18 выработки команд, преобразуется в команду, которая управляет сбоем делителей синхронизатора 8 до тех пор, пока не наступит устойчивое состояние положения строб-импульса относительно нуля перехода сигнала 48 и результат накопления будет равен нулю. As in the prototype device, if the signal at the output of the
Реализация блоков синхронных накопителей 2 и 3, фильтра 4 поиска, блока 8 - синхронизатора; N-порогового элемента 12; формирователя 14 характерной точки; временного дискриминатора 16; блока 18 выработки команд; блока 20 - аттенюатора; многоканального коммутатора 21 приводятся ниже. Implementation of blocks of
Например, известно описание синхронных накопителей 2 и 3, а электрическая схема приведена на фиг.10. В предлагаемое устройство входит два блока синхронных накопителей. В одном из них, работающем на синфазном канале накопления, имеется второй выход с накопительной емкости С3, соответствующей третьему полупериоду рабочего сигнала. Напряжение с накопительной емкости С3 поступает на вход модулятора 13. В другом блоке 3 синхронного накопителя, работающем в противофазном канале накопления, такой выход не используется и он отсутствует. For example, the description of
Блок 4 - фильтр поиска представляет собой двухконтурный фильтр с критической связью и полосой пропускания выбранной 5 кГц, исходя из оптимального отношения сигнал/шум на его выходе, электрическая схема которого приведена на фиг.8, а выбор параметров известен. Block 4 - the search filter is a bypass filter with a critical coupling and a passband of the selected 5 kHz, based on the optimal signal-to-noise ratio at its output, the electrical circuit of which is shown in Fig. 8, and the choice of parameters is known.
Блок 8 - синхронизатор, блок схема которого приведена на фиг.1, а эпюры сигналов, поясняющие его работу, приведены на фиг.12, реализация такого синхронизатора известна. Рассмотрим работу синхронизатора 8 в составе устройства. Сигнал от опорного генератора ОГ поступает на вход опорного делителя частоты ОДЧ, представляющего собой цепочки последовательно включенных триггеров. Коэффициент деления ОДЧ изменяется оператором ручками управления "Основные частоты" и "Дополнительные частоты", в соответствии с котовыми обозначениями цепочек сигналов радионавигационной системы (РНС). При поступлении на вход ОДЧ числа импульсов от ОГ, равного установленному коэффициенту деления, все триггеры ОДЧ устанавливаются в нулевое состояние.
При этoм формируется опорный импульс 2 (см. фиг.12) канала ведущей (ВЩ) станции с периодом повторения Т, равному периоду повторения сигналов выбранной оператором цепочки РНС. В схеме сравнения кодов ССК поразрядно сравниваются коды чисел содержащихся в резервном счетчике РСЧ и ОДЧ. В исходном состоянии в реверсивном счетчике хранится двоичный код некоторого числа. Двоичный код чисел в ОДЧ непрерывно меняется под воздействием импульсов ОГ. В момент, когда коды чисел РСЧ и ОДЧ совпадают, схема сравнения кодов ССК генерирует опорный импульс 8 канала ведомой (ВМ) станции. Временной интервал между опорными импульсами 2 и 3 пропорционален двоичному коду числа, хранящегося в РСЧ. Это число оператор может изменять при помощи схемы управления перемещением каналов УПК, связанной с переключателями "А-Б" (ВЩ--ВМ) и кнопками "Влево" - "Вправо". При установке переключателя "А-Б" в положение "Б" и нажатии кнопки "Влево" оператором производится вычитание содержимого в РСЧ некоторого числа импульсов, а при нажатии кнопки "Вправо" - суммирование. When this is formed, the reference pulse 2 (see Fig. 12) of the channel of the leading (VSC) station with a repetition period T equal to the repetition period of the signals selected by the operator of the RNS chain. In the CCK code comparison scheme, the codes of the numbers contained in the backup counter of the DMC and the ODC are bitwise compared. In the initial state, a binary code of a certain number is stored in the reverse counter. The binary code of numbers in the VLF continuously changes under the influence of exhaust pulses. At the moment when the DMC and VLF number codes coincide, the CCK code comparison circuit generates a
В результате этого изменяется в меньшую или большую сторону временной сдвиг импульса 3 относительно импульса 2. As a result of this, the time shift of the
При установке переключателя "А-Б" в положение "А" с помощью кнопок "Вправо" - "Влево" оператор воздействует на ОДЧ, суммируя с импульсами опорного генератора ОГ или вычитая из них некоторого числа дополнительных импульсов. ОДЧ устанавливается в нулевое состояние, а затем наберет числовой код, равный числовому коду, храняющемуся в РСЧ. В результате изменяется одновременно положением импульсов 2 и 3 относительно сигналов ВЩ и ВМ принятых станций РHС. Число, записанное в РСЧ в двоичном коде и представляющее собой величину временного сдвига импульса 3 относительно импульса 2, преобразуется в дешифраторе ДШ в сигналы управления цифровым табло (ЦТ). Таким образом, на ЦТ индицируется временной интервал между импульсами 3 и 2 в микросекундах. When the “AB” switch is set to “A” using the “Right” - “Left” buttons, the operator acts on the VLF by summing with the pulses of the reference exhaust generator or subtracting from them a number of additional pulses. The VLF is set to zero and then dials a numerical code equal to the numerical code stored in the DMC. As a result, it changes simultaneously with the position of
Сформированные ОДЧ и схемой сравнения кодов ССК опорные импульсы 2 и 3 поступают на формирователь последовательностей импульсов ФПИ, связанной с переключателями "Развертка", "Каналы", "Код 1 - Код 2". The
На выходе формирователя ФПЧ формируются необходимые для работы устройства последовательности: широкие селекторные импульсы (ШСИ) 4 для работы модулятора 13, входящего в цепь регулировки усиления; строб-импульсы 5, используемые для работы временного дискриминатора 16 в канале огибающей радиоимпульсов; тактовых импульсов 6, представляющих собой пакеты строб-импульсов 28 и 29 (см. фиг.5, эпюры б и в), поступающих на синхронные накопители 2 и 3, начало пакетов 6 используются также для синхронизации развертки индикаторного устройства 9. Для обеспечения слежения за фазой рабочих сигналов ВЩ и ВМ станций на вход временного дискриминатора ВД (см. фиг. 11) поступают радиоимпульсы от аттенюатора 11. Временной дискриминатор ВД определяет временное рассогласование следящих импульсов 5 и сигналов РНС. Интеграторы ошибки UА и UБ суммируют их с учетом знака рассогласований. Если абсолютное число рассогласований превысит пороговое, то с выхода интегратора ошибки в РСЧ (ОДЧ) поступит импульс, под действием которого импульсы 2 и 3, а затем и следящие строб-импульсы 5 обеспечивают привязку к фазе высокочастотного заполнения принимаемых сигналов А (ВЩ) и Б (ВМ) РНС. Система слежения может быть отключена переключателями SА1 и SА2 в каналах А и Б. При приеме сигналов РНС слежение устанавливается по одному из периодов высокочастотного заполнения радиоимпульсов. Но так как период в.ч. радиоимпульсов равен 10 мкс (для несущей частоты 100 кГц), что вероятна многозначительность отсчета навигационного параметра (временного интервала) с периодом 10 мкс. Устранение многозначности производится оператором путем подключения выхода блока 18 разработки команд посредством переключателей SА1 и SА2 на время отработки, делителей РСЧ и ОДЧ, т.е. получения устойчивости состояния положения строб-импульса 6 относительно нуля перехода в характерной точке tо огибающей сформированного сигнала 48 (см. фиг.7 описания работы устройства). После этого оператор переключателями SА1 и SА2 переводит синхронизатор в режим, соответствующий слежению по фазе за в.ч. радиоимпульсов. После отработки системы слежения по фазе на ЦТ индицируется точный временной интервал между ВЩ и ВМ сигналов РНС. Блок 12 - N-пороговый элемент реализован на базе аналого-цифрового преобразователя и приведен на фиг.13. Его известная блок-схема подключена своим выходом к аттенюатору 11, выполненному на операционном усилителе в неинвертирующем включении. Регулировка входного напряжения аттенюатора 11 обеспечивается путем изменения величины сопротивления резистора R2 параллельным подключением одного из набора редукторов (R1 - RN) в соответствии с кодом. Подключение матриц (R1 - RN) обеспечивается мультиплексором, выполненным на базе МОП-ключей с дешифратором (например серии 590 или 564). Конкретно могут быть использованы микросхемы: К590КН2, К590КН1, 590КН6, К564КН1, К564КН2.The following sequences are necessary at the output of the FPF shaper: the wide selector pulses (SHI) 4 for the operation of the
Блок 14 - формирователь характерной точки. Принципиальная и функциональная схемы приведены на фиг.14 и могут быть реализованы на дифференцирующей (часть резистора R3 и С) цепочке, усилителе VT и сумматоре, выполненном на резисторе R3. Блок 16 - временной дискриминатор может быть реализован по известной эквивалентной схеме (фиг.15).Block 14 - shaper characteristic points. Schematic and functional diagrams are shown in Fig. 14 and can be implemented on a differentiating (part of resistor R 3 and C) chain, amplifier VT, and adder made on resistor R 3 . Block 16 - a temporary discriminator can be implemented according to the well-known equivalent circuit (Fig.15).
Блок 18 выработки команд представляет собой решающее утсройство, обеспечивающее сравнение результатов накопления и по результатам анализа сравнения формирует команду для перемещения строб-импульсов путем сбоя делителя опорной частоты в синхронизаторе 8. The
Примеры реализации известны. Implementation examples are known.
Блоки 26 и 27 - введенные усилитель на операционном усилителе и второй формирователь характерной точки (см. фиг.16), выход которого используется в цепи положительной обратной связи усилителя 26. Блок 20 - аттенюатор представляет собой набор N-переменных резисторов, один из выводов кажого из которых подключены к опорному стабилизированному источнику 19 напряжения, другие - к корпусу устройства, а средний вывод к соответствующим входам N-канального коммутатора (см. фиг.17).
Блок 21 - многоканальный коммутатор реализуется на МОП-ключах типа К590КН1, К590КН2, К590КН6 и т.п. Block 21 - a multi-channel switch is implemented on MOS keys of the type K590KN1, K590KN2, K590KN6, etc.
Положительный эффект предлагаемого устройства по сравнению с устройством-прототипом, при использовании в дальней зоне радионавигационной системы, где задержка τз отраженного сигнала становится минимальной τз = (23-25) мкс, а амплитуда превышает поверхностный сигнал в γ = (5-10 и более раз) имеет ошибку (3-4) мкс при γ = 5 и уровне формирования (0,2-0,3) Um, где Um - амплитуда огибающей радиосигнала. Формирователь характерной точки на уровне более низком (0,1-0,15) Um приводит к уменьшению уровня полезного сигнала в точке формирования, амплитудное значение которого становится соизмеримой с шумом формирователя 14 характерной точки, а это приводит к неустойчивой работе устройства измерения временного интервала.The positive effect of the proposed device compared to the prototype device, when used in the far zone of the radio navigation system, where the delay τ s of the reflected signal becomes minimal τ s = (23-25) μs, and the amplitude exceeds the surface signal in γ = (5-10 and more than once) has an error (3-4) μs at γ = 5 and the level of formation (0.2-0.3) U m , where U m is the amplitude of the envelope of the radio signal. Shaper of the characteristic point at a level lower (0.1-0.15) U m leads to a decrease in the level of the useful signal at the point of formation, the amplitude value of which becomes comparable with the noise of the
В предлагаемом устройстве введение усилителя с обратной связью и второго формирователя характерной точки, выходной сигнал которого используется в качестве сигнала положительной обратной связи, позволяет получить суммарный сигнал на выходе усилителя в большей крутизной фронта огибающей. В результате на выходе первого формирователя характерной точки происходит увеличение амплитуды Sm сформированного сигнала с характерной точкой tо и тем самым позволяет уменьшить уровень формирования до (0,1-0,15) Um, т.е. уменьшить влияние шумов формирователя характерной точки в районе точки tо и повысить точность измерения примерно в (1,5-2) раза.In the proposed device, the introduction of an amplifier with feedback and a second driver of a characteristic point, the output signal of which is used as a positive feedback signal, allows you to get the total signal at the output of the amplifier at a larger slope of the envelope front. As a result, at the output of the first shaper of the characteristic point, the amplitude S m of the generated signal increases with the characteristic point t о and thereby reduces the level of formation to (0.1-0.15) U m , i.e. to reduce the influence of the noise of the shaper of the characteristic point in the region of the point t about and to increase the measurement accuracy by about (1.5-2) times.
Таким образом, введение последовательно включенного усилителя с обратной связью и второго формирователя позволяют улучшить точность измерения на более низких уровнях формирователя (0,1-0,15) Um с большей вероятностью правильного определения местоположения подвижного объекта и в зависимости от его назначения получить тот или иной технико-экономический эффект, либо за счет сокращения пути, либо сокращения расхода энергоресурсов.Thus, the introduction of a series-connected feedback amplifier and a second shaper can improve the measurement accuracy at lower levels of the shaper (0.1-0.15) U m with a greater probability of correctly determining the location of a moving object and, depending on its purpose, obtain one or another technical and economic effect, either by shortening the path, or by reducing the consumption of energy resources.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4928150 RU2030757C1 (en) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | Time-interval meter operating under interference conditions |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4928150 RU2030757C1 (en) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | Time-interval meter operating under interference conditions |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2030757C1 true RU2030757C1 (en) | 1995-03-10 |
Family
ID=21570148
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU4928150 RU2030757C1 (en) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | Time-interval meter operating under interference conditions |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2030757C1 (en) |
-
1991
- 1991-04-15 RU SU4928150 patent/RU2030757C1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Лутченко А.Е. Когерентный прием радионавигационных сигналов, М.: Советское радио, 1978, с.32-48. * |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4130724A (en) | Data receiver with synchronizing sequence detection circuit | |
RU2030757C1 (en) | Time-interval meter operating under interference conditions | |
KR880000627B1 (en) | Dual mode tone detector circuit | |
US3327219A (en) | Detector circuits for directly strobing radio frequency signals | |
US4247898A (en) | Apparatus for computing the change in bearing of an object | |
US4024459A (en) | Amplitude measurement of signals of different frequency | |
RU2093964C1 (en) | Device which searches and tracks synchronization signal for receiving satellite communication system | |
US3781668A (en) | Pulse-response measuring apparatus | |
SU1709267A2 (en) | Device for measuring time position of pulse | |
SU1061070A1 (en) | Device for measuring signal shape | |
SU1449961A1 (en) | Apparatus for synchronizing seismic receivers | |
RU2202853C2 (en) | Device for automatic scanning of radio station signals | |
SU1597769A2 (en) | Apparatus for tolerance control of transient characteristic of readjustable oscillators | |
GB2213026A (en) | Control arrangement for a phase shift keying system | |
SU628605A1 (en) | Automatically retunable filter | |
JPS58216971A (en) | Apparatus for automatically tracking loran c signal | |
SU828424A1 (en) | Device for processing broad-band frequency-modulated signals | |
SU785792A1 (en) | Device for measuring and tolerance checking of four-pole network amplitude-frequency characteristics | |
SU1016768A1 (en) | Group delay time non-uniformity meter | |
SU758480A1 (en) | Band-pass filter | |
SU1429300A1 (en) | Shaper of calibrated time intervals | |
SU1132258A1 (en) | Device for automatic measuring of non-linear element parameters | |
SU489048A1 (en) | "Device for measuring signal parameters | |
RU2014630C1 (en) | Device for reception of signals of station of pulse-position radio navigation system | |
SU790303A1 (en) | Two-channel harmonic signal switching device |