NO164949B - Fremgangsmaate og anordning for koherent demodulasjon av en digitalt modulert baereboelge samt anvendelsen av fremgangsmaaten for gjenvinning av baereboelgen innenfor et satelittkringkastingssignal. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelsen angår en fremgangsmåte, av den innledningsvis nevnte art samt en anvendelse av den art som angitt i krav 5 for gjenvinnelse av bærebølgen innenfor et satelittkringkastingssignal og en koherent demodulasjons-anordning for utførelse av fremgangsmåten.

Oppfinnelsen er spesielt viktig ved bruk innenfor radio-sending fra satellitter ved å anvende et signal som består av en tidsdeling mellom en analog bærebølge 11 frekvens modulert av billedsignalet i løpet av aktiv varighet for en tele-visjonslinje og en digital bærebølge 10 sendt i løpet av sletteper ioder, jfr. fig. 1, som viser et kart over multi-pleksen som blir anvendt ved C-MAC-systemet som beskrevet i "Multiple sound channels in satellite broadcasting" av M.D. V/indrawn, I.E.E. Proe. Vol. 129, Pt. A. Nr. 7, september 1982, side 528-531. Dette systemet muliggjør sending av åtte høykvalitetsdigitale lydspor forbundet med televisjonsbildet. Karakteristikken for standardsystemet er som følgende:

I tilfellet hvor synkronisasjonen blir sendt i løpet av TV-bildet kan hele varigheten av utbruddet bli anvendt for å sende nyttig data. Det er ikke nødvendig å sende en inn-ledning ved begynnelsen av hvert utbrudd som er vanlig ved systemer med tidsdelingsmultippeltilgang (TDMA).

Metoder for demodulasjoner som kan anvendes på C-MAC-satellittkommunikasjoner er allerede kjent, spesielt er anvendelsen av PSK 2-4 modulasjon foreslått.

Blant disse metodene er differensialdemodulasjon til nå blitt foreslått på grunn av at den er enklere å bruke enn koherent demodulasjon. På den andre siden utgjør diff erensialdemodula-sjon ytelser som støyutledninger i forhold til de med koherent demodulasjon. Ved satellittsendinger tillater nærmere bestemt differensialdemodulasjonn ikke en garanti for samtidig gjenvinning av bildet og lyden så snart som bærebølge til støyforhold er mindre enn en verdi som er høyere enn med koherent demodulasjon. Det har blitt funnet eksperimentelt at avbrudd for service med hensyn til lyden finner sted for en bærebølge til støyforhold lik omkring 7,0 dB med dif f erensialmodulas jon og lik 5,5 dB for koherent demodulasjon ved en 27 MHz bred kanal.

Det er formål med foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en metode for koherent demodulasjon (av den typen hvor bære-bølgefrekvensen blir gjenvunnet ved kvadrering av bærebølgen og valget av bærebølgefrekvensen i det resulterende spektrumet som har en større immunitet i forhold til støy enn tidligere kjente metoder med differensial demodulasjon og gir øket operasjonspålitelighet med hensyn til bærebølgegjen-vinningen.

Før oppfinnelsen skal beskrives kan det være nyttig å gjenoppfriske driftsprinsippene og koherente demodulatorer. Dersom det blir antatt at den modulerte bærebølgen 10 blir sendt som utbrudd med varigheter med hensyn til perioden T T kan bærebølgen bli skrevet som følgende: hvor u(t) er et periodisk signal hvis form er som vist på fig. 2 for perioden slik at:

I tilfelle av PSK-2 demodulasjon (også kjent som MDP-2) med to fasetilstander kan s(t) bli skrevet som følgende:

s(t) = AEaKr(t-kT) .cos(2nfQt +<pQ) med:

a^=+1 i samsvar med sendebiten A: amplitude for bærebølge

f : frekvens for bærebølge

cp : oppfinnelig fase

r(t): bølgeform til det sendte symbolet T: varigheten for en bit

I tilfelle av demodulasjon av PSK 2-4 eller MSK typen har s(t) den generelle formen:

Koherent demodulasjon kan bli utført ved multiplikasjon av det modulerte signalet og den gjenvundne bærebølgen, hvis frekvens fQi tilfelle av en PSK-2 modulasjon og (f -1/4T) i tilfelle av en PSK 2-4 eller MSK (minimumsshifttasting) modulasj on•

Denne modulasjonen kan bli bevirket av en krets av den typen vist på fig. 3 som mottar den modulerte bærebølgen og som innbefatter et båndpassfilter 12 hvis utgang er forbundet med en multiplikator 14 og med en bærebølgegjenvinningskrets 16. Utgangen til kretsen 16 blir tilført den andre inngangen til multiplikatoren og utgangen til sistnevnte blir tilført et båndpassfilter 18 hvis utgang S tilveiebringer det demodulerte signalet. Kretsen 16 anvender konvensjonelt gjenvin-ningsmodusen for bærebølgen til et to-tilstandsmodulert signal ved kvadrering av denne bærebølgen (f.eks. ved hjelp av en analog multiplikator 18) som utleder komponenten for utgangssignalet ved en frekvens tett opptil en verdi 2f1som en funksjon av f med filteret og til slutt deles med to i en dividerer 22.

Det tilveiebrakte signalet ved utgangen til multiplikatoren 18 inneholder en komponent rundt frekvensen 2f^ som kan bli skrevet: med

f1 = f ved PSK-2 modulasjon

og {

f1 , = f o - 1/4T for PSK-2 eller MSK.

Transmisjonssignalet til utbruddene u(t.) kan bli dekomponert i Fourier-rekker og skrevet som følgende::

Signalet y(t) kan følgelig bestå av enn sum av sinusformede signaler med frekvenser 2f^± n/T^med:

Imidlertid er det observert at ved vanlige tilfeller hvor T„N er svært mye mindre enn TL er der flere signaler som har amplituder av samme størrelsesorden.

Med TN = 1 psek og T, = 64 jjsek får man f.eks. følgende:

Ved utførelsesformen på fig. 3 blir komponenten for frekvensen 2f^ valgt med et filter som har et smalt bånd hvis bredde er mindre enn En slik båndbredde kan bli tilveiebrakt med et krystalldrevet filter. Generelt og nærmere bestemt ved satellittkringkasting, har imidlertid frekvensen for den modulerte bærebølgen tilført inngangen til gjenvinningskretsen 16 en nøyaktighet mindre enn 1/T T . Dette kan medføre i et valg av en frekvenslinje f ± n/TT med n^o som resulterer i en betydelig fasefeil på demoduleringen.

Foreliggende oppfinnelsen overvinner ovenfornevnte ulemper ved hjelp av en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved fremgangsmåten fremgår av de øvrige uselvstendige kravene. Ved fremgangsmåten ifølge foreliggende oppfinnelse blir et innsamlingsutbrudd som har bærebølgefrekvensen sendt ved intervaller adskilt av en periode (TT) lengre av i det minste en størrelsesorden enn trarismisjonsperioden for suksessive modulerte bærebølgeutbrudd og innsamlingsutbruddet blir underlagt bærebølgeutledningsprosessen for således å identifisere den nyttige linjen i spektrumet.

Amplituden til utgangssignalet for smalbåndpassfilteret 20 (fig. 3) øker med varigheten av innsaml ingsutbruddet som følgelig gjør forholdet mellom amplituden for den nyttige linjen og amplituden for en mulig interfererende linje. Bruken av et innsamlingsutbrudd av varigheten Tg større enn varigheten T N for hver nyttig utbrudd med frekvensen f^muliggjør tilveiebringelsen av et mye høyere forhold mellom amplituden til den nyttige linjen og amplituden til en interfererende linje på grunn av det faktumet at amplituden til utgangssignalet fra smalbåndspassfIlteret 20 øker med varigheten av utbruddet.

Transmisjonen av utspørringsutbruddett vil bli styrt av et periodisk signal v(t) med perioden Tt,,som har formen vist på fig. 4 og som kan bli skrevet: med:

Når anvendt for satellittkringkasting blir innsamlingssignalet v(t) sendt i løpet av en linje-for billedslukking og varigheten av de forskjellige sendte signalene kan da bli:

Utbruddet må være korresponderende* med transmisjonen av frekvensen f^ og kan følgelig være sammensatt av en sekvens av biter ved nullnivået.

Signalet rundt frekvensen 2f^ tilveiebrakt etter kvadrering av den modulerte bærebølgen ved hjelp.aiv en krets 18 er: eller::- Sistnevnte ligning viser at komponenten ved frekvensen 2f^og den alene er amplitudemodulert ved hjelp av signalet v(t). Modulasjonen muliggjør identifisering av f. og utvetydigheten av bærebølgegjenvinningen fra påfølgende nyttig utbrudd til å bli oppløftet.

Før undersøkelsen av spesielle utførelsesformer som muliggjør denne modulasjonen skal bli anvendt for å løfte utvetydigheten av f ^, er det viktig å indikere at virkningen på signalet y^til et rektangulært filter med sentralfrekvensen f , med et smalbånd W slik som 1. > V/ > > _l

Tl tl

krystallfilter f.eks.).

Overføringsfunksjonen H(-v") for dette filteret har uttrykket:

I tilfelle som er det ønsket for filteret 20 på fig. 3 hvor en har fc = 2f 1, har signalet y2("t) ved utgangen til filteret følgende uttrykk:

Med:

Det fremgår at amplituden for yg(t) er maksimum for t = K.TTog har verdien vmax= ^ laQ + WTg] •

Dersom derimot f 2f, ± n/TTmed n^0](dvs. dersom det var

Cli-t

en feil i valget av linje) har amplituden for signalet y2(t) verdien V = B a .

s . n

For satellittkringkasting i samsvar mede europeisk standard gj elder: så vil det være mulig å godta følgende verdier:

Som fører til:

Det er funnet at for alle verdiene for f som er multipler av kT^,, er amplituden fra frekvenskomponenten 2f^høyere med 13 dB enn den til de andre komponentene med frekvenser 2f^± n/TL. Det er da lett selv med tilstedeværelsen av støy å identifisere denne linjen ved hjelp av en ampiitudedetekte-ring fulgt av en sammenligning med en terskel og med innsamling av den identifiserte linjen.

I dette tilfellet er linjen ved frekvensen (2f1) lett å identifisere da den har en maksimumsamplitude høyere enn forutbestemt terskel.

Ved en spesiell utførelsesform av oppfinnelsen blir de nyttige utbruddene og innsamlingsutbruddene kvadrert og blir blandet med utgangssignalet til en spenningsstyrt variabel frekvensoscillator etter at den også har blitt kvadrert og styrespenningen til oscillatoren blir modifisert progressivt til amplituden for signalet utledet fra blandingen og underlagt smalbåndspassfiltrering overskridende en forutbestemt terskel. Frekvensmodifikasjonen av oscillatoren kan bli gjort I trinn hovedsakelig lik filtreringsbåndbredden. Foreliggende oppfinnelse angår en anvendelse av fremgangsmåten som angitt i krav 5.

Et formål med foreliggende oppfinnelse er også å tilveiebringe en anordning for koherent demodulasjon for utførelse av fremgangsmåten hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 6. Ytterligere trekk ved anordningen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Ved en fordelaktig utførelsesform innbefatter anordning innretning for kvadrering av den modulerte frekvensen f1bærebølge for å bevirke fremkomsten av frekvensen 2f ^ , et smalbåndfrekvensisolerende filter og en dividerer av frekvensen med to. Anordningen innbefatter videre innretning for forskyvning før tilførselen til smalbåndpassfilteret, dobbelfrekvens 2f^ for bærebølgefrekvensen ved hjelp av en justerbar størrelse 2f1~fcinnretning for sammenligning av amplituden til utgangssignalet for filteret med en terskel og modifisering av frekvensforskyvning inntil amplituden overskrider terskelen og så låsing av frekvensforskyvning.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere ved hjelp av spesielle utførelsesformer og med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1, 2 og 3, som allerede nevnt, viser hhv. et kart over satellittkringkastingsmultipleksen som innbefatter en analog bærebølgefrekvens modulert av billedsignalet og en digital bærebølge sendt i løpet av slukke- perioder, et kart som viser utbrudd av modulerte bærebølger og et blokkdiagram: av en konvensjonell koherent demodulasjonskrets. Fig. 4 viser et diagram over stedener, for et innsamlingsutbrudd av en varighet Tg i løpet av sendingen. Fig. 5 viser et blokkdiagram av en bærebølgegjenvinnings-krets som innbefatter et smalbandspassfilter som består av en første utførelsesf6rm av oppfinnelsen. Fig. 6 viser et blokkdiagram som viser konstruksjonen av

noen av komponentene til diagrammet på fig. 5.

Fig. 7 viser en utførelsesform av dénr logiske styrekretsen

på fig. 5.

Fig. 8 viser et blokkdiagram av en generell konstruksjon av mottageren fra C-MAC satellittkringkasting ved hvilke gjenvinningskretsen på fig. 5 kan bli anvendt. Fig. 9 viser som på fig. 5 et diagram for en bærebølge-gjenvinningskrets med en faselåsesløyfe som utgjøre en annen utførelsesform av oppfinnelsen.

Med henvisning til fig. 5 innbefatter bærebølgegjenvin-ningskretsen et smalbåndspassfilter som1typisk vil bestå av et krystallfilter. Denne kretsen, som den på fig. 3, innbefatter et inngangsbåndpassfilter 12 fulgt av en kvadrer ingskrets 18 for kvadrering av det<4>modulerte bærebøl-gesignalet som den mottar for således-å bevirke fremkomsten av frekvensen 2f^ved dens utgangssignal y ^ . En første multiplikator 24 er anordnet mellom kvadreringskretsen 18 og filteret 20 som har en sentral frekvens; f c. Multiplikatoren 24 mottar også et signal ved frekvensen 2f^-f tilveiebrakt av en andre kvadrer ingskrets 23 som består av det siste elementet til en innsamlingssløyfe som vil bli beskrevet nedenfor.

Utgangssignalet f cfra den første multiplikatoren 24 passerer gjennom filteret 20 og blir tilført en begrenser 25, så til en frekvensdividerer 22 som leverer fc/2 og tilfører det til en andre multiplikator 30 som mottar fra innsamlingssløyfen frekvenssignalet f^-^/2.

Et filter Foq C 32 eliminerer frekvenskomponenten fJ.,. -f c/2 som ledsager signalet f^ ved utgangen til multiplikatoren 30 og tilveiebringer ved utgangen et signal med ønsket frekvens f^.

Innsamlingssløyfen Innbefatter en styrelogikk 37 som utvikler et styresignal for en spenningstyrt oscillator 31 som gir frekvensen f,-f /2 fra:

1 c

utgangsspenningen U^til en amplitudedetektor 26 til hvilken blir tilført signalet fra smalbåndspassfilteret 20 ,

feilspenning Ug frembrakt av en diskriminator 28 (generelt en krystalldiskriminator) som mottar utgangssignalet til begrenseren 25.

Oscillatoren 31 driver den andre multiplikatoren 30 direkte og gjennom kvadreringskretsen 23, den første multiplikatoren 24 .

Formålet med styrelogikken er å tilveiebringe en spenning for å variere frekvensen til oscillatoren i løpet av innsamlingen i et område som korresponderer med maksimumsvaria-sjonen i frekvens for den modulerte bærebølgen. Når innsamlingen har funnet sted, dvs. når utvetydigheten er blitt fjernet, blir sveipen stoppet og kretsen tilveiebringer servokoplingsspenningen, som muliggjør at det nyttige signalet forblir sentrert i krystallfilteret.

Fig. 6, hvor komponentene som korresponderer med de på fig. 5, er betegnet med samme henvisningstall, viser en mulig anordning for noen av komponentene. Kretsen 18 for kvadrering av det modulerte signalet og kretsen. 23 for kvadrering av signalet fra oscillatoren 31, kan innbefatte RK3 frek-vensdoblerne fulgt av en OM 350 forsÆerker ment for å kompensere for tapene for innsetting av dobleren. Smal-båndsfilteret 20 kan bli sammensatt av et monollittisk krystallfilter med fire poler med en sentralfrekvens f c= 21,4 MHz og en båndbredde ved -3 dB lik 7,5 Hz. På flg. 6 er filteret 20 forutgått av en forsterker med impedansetilpas-ningstransistorer 38. Begrenseren 25 kan være en NE 529 krets markedsført av ETC. Dividereren 20 kan være. en flipp-flopp av D typen fulgt av en impedansetilpasser. Den kan være en SN 74 LS 74 flipp-flopp fulgt av en impedansetilpasser SN 74 128.

Frekvensdiskriminatoren 28 kan være en SBL 1 ringmodulator som danner produktet av signalet oppstrøms av smalbånds-filteret 20 og utgangssignalet til begrenseren 25. Signalet oppstrøms for begrenseren 20 blir tatt opp før forsterkeren 38. Før den blir tilført frekvensdiskriminatoren 28 kan den passere gjennom en justerbar faseforskyver passerer den to transistorer som gjør det mulig å justere fasen for at utgangsspenningen kan være lik null ved- sentralfrekvensen fc for krystallfilteret.

Styrelogikken 37 kan ha enhver konstruksjon som muliggjør den å fullføre ovenfor definerte rolle. Den kan nærmere bestemt være i samsvar med blokkdiagrammet vist på fig. 7.

På fig. 7 er styrelogikken 37 vist innbefattende en fast frekvensoscillator 40 som tilveiebringer et fIrkantsignal av frekvens , ikke-justerbar tilnærmet lik 1/Trp, som blir tilført en opp/nedteller 41 og en D/A-omformer 42 som leverer et signal dannet av en sekvens av spenningstrinn slik av hvert spenningstrinn AU korresponderer med et frekvenssprang på omkring W (idet W er båndbredden til krystallfilteret 20). En OG-logikkrets 43 mellom oscillatoren 40 og telleren 41 består av en port som stopper sveipen når innsamlingen har funnet sted.

Signalet IL tilveiebrakt ved utgangen til amplitudedetektoren 26 (fig. 5 og 6) blir tilført en komparator 44 som leverer et logisk nivå V slik at:

Uq er en referansespenning tilført inngangen til komparatoren.

Uttrykket U^>Uq angir innsamlingen og avslører at det nyttige referansesignalet f^ har blitt tilveiebrakt ved utgangen til bærebølgegjenvinningskretsen.

Det logiske signalet ved utgangen til komparatoren 44 er sammensatt av en sekvens av pulser med perioden T T og en varighet tilnærmet lik T s. Det blir tilført en retriggerbar monostabil flipp-flopp 46 som virker som en holdekrets og leverer et konstant nivå 0 = 1 når sekvensen for pulser er tilstede ved inngangen. Tidskonstanten t for den monostabile kretsen blir valgt lik en periode T^, for inngangssignalet. Med t = 3Trp, er f. eks. tre suksessive ikke-gj enkj enn inger av innsamlingssignalet nødvendig for at nivået igjen kan bli Q = 0 og at innsamlingsprosessen igjen kan bli trigget.

Spenningen Ug som kommer fra krystallfrekvensdiskriminatoren 28 blir filtrert og forsterket ved et analogfilter 47 før det blir tilført en analog bryter 48 hvis styrer er tilveiebrakt ved hjelp av den monostabile flipp-floppen 46 (idet bryteren er ledende dersom 0=1).

Driften av kretsen er som følgende:

dersom u^ <Uq, Vt, har innsamlingen ikke funnet sted. Da er 0 = 0. Bryteren 48 er blokkert (dvs. korresponderer med en åpen krets). Frekvensen på den spenningsstyrte oscillatoren 31 blir øket med en størrelseAF~W ved hver periode for sveiposcillatoren fra en startverdi som kan bli valgt mindre enn den ventede verdien for f^-^/2. Dersom telleren når den maksimale kapasiteten uten innsamlingen har funnet sted, starten den nedtellingen. Ved en annen utførelsesform returnerer den til null.

dersom u^> uQog t = kTT, fant innsamlingen sted og Q=l.

Avsøkningen blir stoppet, bryteren 48 blir gjort ledende og servokoplingsspenningen U,, blir holdt tilført den spenningsstyrte oscillatoren.

Ved hjelp av et eksempel skal det nå bli beskrevet med henvisning til fig. 8 den generelle konstruksjonen av en mottager for satellittkringkasting ved systemet C som inkorporerer en gjenvinningskrets av den1typen vist på fig. 5 og 6.

Mottageren innbefatter en inngangsblander 50 for sending av inngangssignalet mottatt av den første mellomfrekvensen (rundt 1 GHz) sendt til en andre nedre frekvens (rundt 100 MHz f.eks.) ved multiplikasjon ved signalet til en lokal-oscillator avstemt for å velge den avstemte kanal.

Signalet ved utgangen til blanderen 50. blir filtrert av et lavbåndpassfilter 52 og blir tilført en forsterker 53 forsynt med automatisk forsterkningsstyring. Den konstante amplituden tilveiebrakt ved utgangen av. forsterkeren 33 blir delt I to kanaler.

En av kanalene blir underlagt behandlingen av billedsignalet og billedsynkroniseringen. Idet denne:- behandlingen er av velkjent type, vil den ikke bli beskrevet nærmere og det vil være tilstrekkelig å nevne at behandlingen av kanalbærebølgen opptil følgende funksjoner: kanalfiltrering (analogfiltrering 51 på flg. 8), frekvensmodulering (analog FM-demodulator 55), forsterkning og filtrering av det demodulerte

billedsignalet (filteret 56),

klokkegjenvinning, billedsynkronisasjon og dannelse av tidsbasisen (behandlingsenheten 57) for analoge og digitale signaler).

Den andre kanalen ved utgangen til forsterkeren 53 sikrer koherent demodulasjon av digitalsignalet. Den sammenligner ved inngangsbåndpassfilteret 12 fulgt av en bryter 58 vist i form av et mekanisk element av enkelhetens grunn. Billed-synkroniseringsordet har blitt gjenkjent av behandlingsenheten 57, og tidbasisen genererer et signal som styrer bryteren 58 som klargjør signalet som skal bli tilført digitaldemodulatoren kun i løpet av varigheten av digitalut-bruddene.

Filteret 12 kan være et filter av Gaussian-typen opptil -6 dB bredde med tre poler slik at B = 0,65 T (idet B er båndbredden ved -3 dB for filteret). Signalet fra filteret blir delt i to kanaler.

En av kanalene blir forbundet med bærebølgegjenvinnings-kretsen 60 av den typen vist på fig. 5 og 6 som leverer det gjenvundne bærebølgen ved frekvensen FQ-1/4T. I dette tilfellet har oscillatoren 31 for bærebølgegjenvinnings-kretsen en konstant frekvens (krystalloscillator) og feilspenning U4ved utgangen til den logiske styrekretsen 37 blir tilført den lokale transposisjonsoscillatoren 51 etter at den har blitt addert ved en summeringskrets 61 til kanalvalg-signalet forsynt med en justerbar valgenhet 62.

Den andre utgangskanalen fra filteret 12 innbefatter en blander 63 som mottar ved dens andre inngang den gjenvundne bærebølgen og hvis utgang leverer etter lavpassfiltreringen ved 64 det demodulerte digitalsignalet.

Det skal nå bli kort beskrevet driften av bærebølgegjen-vinningskretsen dersom anvendt ved en kringkastnlngsmottager av den typen vist på fig. 8.

Etter at mottageren er slått på, velger brukeren på forhånd frekvensen til lokaloscillatoren 51 for drift på den ønskede kringkastingskanalen ved hjelp av et velgerelement 62. Den logiske styrekretsen 37 vil så variere frekvensen til oscillatoren 51 om nødvendig på hver side av den på forhånd valgte frekvensen. Innsamlingen blir gjort i to trinn.

I løpet av det første trinnet skulle billedsynkronisasjons-ordet bli identifisert ved hjelp av behandlingsenheten 57. Når dette synkronisasjonsordet har blitt gjenkjent genererer tidsbasisenheten 57 et signal som blir tilført bryteren 58 for å gjøre den ledende. Utbruddene til digitaldataen blir så sendt til bærebølgegjenvinningskretsen.

I løpet av den andre trinnet er der en identifikasjon av bærebølgeinnsamlingssignalet av kretsen 60,. For dette formål at linjen eller toppen som blir amplitudemodulert er identifisert. Frekvensavsøkningen fortsetter inntil bære-bølgeinnsamlingssignalet har blitt gjenkjent. Så snart som gjenkjenningen er et faktum, blir frekvensavsøkningen stoppet ved hjelp av påvirkningen av bryteren 58 og aktivering av den automatiske frekvensstyringskretsen (AFC). Mottageren er så igjen i ny drift og tilveiebringer digital data ved en hastighet på 20,25 M biter pr. sekund til behandlings-enhetskretsen.

Ved den modifiserte utførelsesformen på. fig. 9 hvor kompo-nenter som korresponderer med de på fig. 5 er betegnet med samme henvisningstall blir bærebølgegjenvinningen utført ved hjelp av en faselåsesløyfe.

Med henvisning til fig. 9 har VCO 31 en restfrekvens tett opptil f1. Utgangssignalet til oscillatoren 31 blir tilført en kvadreringskrets 23 som genererer en komponentbærebølge ved frekvensen 2f^ som blir tilført en av inngangene til en fasekomparator 63 som blir erstattet av multiplikatoren 24 på fig. 5. Den andre Inngangen til fasekomparatoren 63 mottar den modulerte digitale bærebølgen etter kvadrering av kretsen 18.

Utgangsspenningen til fasekomparatoren 63 (hvis amplitude er proporsjonal med faseforskjellen til inngangssignalene) blir tilført et lavpassfilter 64 hvis utgangsspenning Ug utgjør feilspenningen tilført styrelogikken 37 for å muliggjøre faseservokoplingen til oscillatorsignalet i løpet av innsamlingstrinnet.

Innsamlingsdetekteringskretsen 65 består så av en faseforskyver 66, en f asekomparator 67 og et lavpassf ilter 68 hvis båndpass W må være slik at:

Fasekomparatoren 67 ble anvendt som en synkronamplitude-detektor. I tilfelle hvor frekvensforskjellen mellom den modulerte bærebølgen og bærebølgen som kommer ut fra oscillatoren 31 er mindre enn er signalet U'^tilveiebrakt ved utgangen til filteret 68 dannet av en sekvens av pulser mer perioden Tj.

Signaler U'^ og U'2blir tilført den logiske styrekretsen 37 som tilveiebringer styrespenningen for oscillatoren og kan være som vist på fig. 8.

Når innsamlingen har funnet sted blir spenningen U'g tilført inngangen til oscillatoren 31 som så blir servokoplet i fase med den modulerte bærebølgen idet faseforskjellen er lik n/2. Faseforskyveren 66 tilveiebringer en n/2 faseforskyvning og er følgelig nødvendig for å tilveiebringe ved utgangen av fasekomparatoren 66 en maksimumsspenning når innsamlingen har funnet sted. Den gjenvundne bærebølgefrekvensen blir tilveiebrakt av oscillatoren 31.

Anordningene fjerner i alle tilfelle utvetydigheten ved forskyvningen av bærebølgefrekvensen. Slik forskyvning blir tilveiebrakt ved blanding av bærebølgen med signal ved justerbar frekvens tilveiebrakt ved en lokal oscillator slik at sentrallinjen til den resulterende frekvensen korresponderer med båndpasset til filteret som følgelig isolerer bærebølgefrekvensen. I løpet av innsamlingsfasen blir frekvensen til lokaloscillatoren gradvis modifisert generelt ved hjelp av trinn hovedsakelig lik båndbredden til filteret inntil den maksimal amplituden ved utgangen til smalbåndpassfilteret overskrider en forutbestemt terskel valgt til å være mellomliggende verdien til sentrallinjen for innsamlingsutbruddet (valgt av filteret) og den korresponderende med valget av sidelinjen av filteret. Så snart innsamlingen har funnet sted blir frekvensen til lokaloscillatoren tatt vare på og bærebølgegjenvinningen blir bevirket på de nyttige utbruddene som ved en konvensjonell anordning.

Claims (9)

1. Fremgangsmåte for koherent demodulering av en digitalmodulert bærebølge modulert ved hjelp av faseskifttasting eller frekvensskifttasting med fasekontinuitet, idet bærebølgen blir sendt som nytteutbrudd fordelt ved like tidsintervaller med fasekontinuitet fra hvert utbrudd til neste utbrudd, idet fremgangsmåten innbefatter et gjenvinningstrinn av frekvensen til bærebølgen med kvadrering av bærebølgen for å tilveiebringe et spektrum og valg av bærebølgefrekvensen innenfor spektrumet,karakterisert vedat et innsamlingsutbrudd med samme frekvens som den til bærebølgen og som har en tidsvarighet lengre enn tidsvarigheten til nytteutbruddene og med karakteristiske trekk som er spesielle for Innsamlingsutbruddet også sendes ved tidspunkter som er adskilt av tidsperioder som er av varighet som er lengre enn gjentagelsesperioden for nytteutbruddene med i det minste en størrelsesorden, at innsamlingsutbruddene mottas sammen med nytteutbruddene, kvadreres for å tilveiebringe et innsam-lingsspektrum og en frekvens som er dobbelt så stor som bærebølgefrekvensen velges innenfor innsamlingsperloden ved identifisering av de karakteristiske trekk til innsamlingsutbruddet.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at nevnte innsamlIngsutbrudd som består av en sekvens av biter på 0-nivå og at en linje ved den dobbelte frekvens av bærebølgefrekvensen identifiseres ved å ha en maksimumsamplitude er høyere enn en forutbestemt terskel.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2,karakterisertved at nytteutbruddene og innsamlingsutbruddene kvadreres og blandes med de kvadrerte utgangssignalene fra en spenningsstyrt variabel frekvensoscillator, bg et signal som oppstår av blandingen filtreres med et smalbåndfilter og amplituden til signalet fra smalbåndfilteret sammenlignes med en forutbestemt terskel og spenningen for styring av oscillatoren modifiseres progressivt inntil den forutbestemte terskelen er overskredet.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisertved at styrespenningen modifiseres trinnvis som samsvarer med at oscillatorfrekvensen blir modifisert i trinn hovedsakelig lik bredden til smalbåndfilteret.

5 . Anvendelse av en fremgangsmåte ifølge krav 1, for gjenvinning av bærebølgen innenfor et satellittkringkastingssignal som består av et tidsmultipleks av en analog bærebølgefrekvens modulert av et billedsignal i løpet av den aktive tidsvarigheten til en TV-linje og en digital bærebølge sendt i løpet av hvert linjeslukkesignal, hvor et innsamlingsutbrudd sendes i løpet av en linje av billedslukkingen.

6. Koherent demodulasjonsariordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1,karakterisert vedat den innbefatter innretning for kvadrering av den frek-vensmodulerte bærebølgen for frekvensdobling, et smal-båndpassfilter forbundet med kvadreringsinnretningen og innrettet til segregering av den dobbelte frekvensen, og en innretning for halvering av den doble frekvensen, og at den videre innbefatter en innretning for forskyvning av den doble frekvensen med en justerbar størrelse før den blir tilført smalbåndpassfilteret, en innretning for sammenligning av amplituden av utgangssignalet fra filteret med en terskel, innretning for å modifisere størrelsen på frekvensforskyvnin-gen inntil amplituden overskrider terskelen og for låsing av forskyvningen ved forekomsten av denne betingelsen.

7. Anordning Ifølge krav 6,karakterisert vedat innretningen for å sammenligne amplituden med en forutbestemt terskel og for styring av variasjonen av mengden av forskyvningen innbefatter en ampiitudedetektorinnretning forbundet for å motta utgangen fra smalbåndfilteret, en logisk kretsinnretning forbundet for å motta utgangen fra ampli-tudedetekteringsinnretningen og anordnet for å levere en variabel spenning, en oscillator styrt av den variable spenningen og forbundet for å levere et signal ved en frekvens som representerer størrelsen av forskyvningen for økning av størrelsen så lenge som terskelen ikke er overskredet .

8. Anordning Ifølge krav 7,karakterisert vedat den logiske kretsen innbefatter en komparator for sammenligning av amplituden med den forutbestemte terskelen, idet komparatoren har en utgang for påvirkning av en krets som progressivt øker styrespenningen for oscillatoren så lenge som terskelen ikke er overskredet.

9. Anordning ifølge krav 8,karakterisert vedat utgangen av komparatoren videre styrer en svitsj for summering av styrespenningen til oscillatoren med en kor-reks jonsspenning levert av en frekvensdiskriminator og generert av et signal tilveiebrakt via smalbåndfiIteret og fra en amplitudebegrenser.