NO144688B - Digital-analog-omformer. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører digital-analog-omformere, som typisk brukes i forbindelse med posisjonsmålingstransduktorer,og især omformere som brukes for å motta digitale innmatninger og som reaksjon tilveiebringer transduktor-drivsignaler med en kombinasjon av modulasjoner, f.eks. pulsbredde- og pulsamplitudemodu-lasjoner. Nærmere bestemt vedrører oppfinnelsen en digital-analog-omformer som mottar signaler som er representative for en forandring av en vinkel, hvor en tellestyrekrets og en pulsbreddestyrekrets gir respektive signalfremstillinger av en fin og en grov del av nevnte vinkel, en klokkepulskilde avgir klokkepulser til en logisk kombinasjonsinnretning som er innbefattet i pulsbreddestyrekretsen, og hvor nevnte logiske kombinasjonsinnretning avgir et første pulstog med en bærefrekvens,idet hver puls i puls-toget har en varighet som er en første funksjon av nevnte grove del.

En omformer til bruk i forbindelse med posisjonsmålingsorganer

er beskrevet i US patent nr. 3 742 487. I dette patent omtales en digital-analog-omformer som akkumulerer en digital verdi "n" lagret som løpende tellingsdifferanse mellom tellingene i to syklisk trinnforskjøvne tellere, og som reaksjon tilveiebringer pulsbreddemodulerte utgangssignaler. Utgangssignalene driver,

dvs. aktiviserer et posisjonsmålingsorgan. Hensiktsmessige posisjonsmålingsorganer markedsføres under det registrerte vare-merke Inductosyn Slike innretninger er spesielt transformatorer med trigonometrisk viklingsforhold, som sinus og cosinus,på et element og en kontinuerlig vikling på det andre elementet.

Posisjonsmålende transformatorer opererer over en eller flere atskilte romsykluser,.f.eks. 2,54 nm eller 1 mm ved lineære innretninger eller 1 grad ved roterende innretninger. For ytterli gere oppløsning er hver romsyklus oppdelt i et antall N av deler, hvor N gjerne er 2.000, 10.000, 2.048 eller et lignende tall. Digitalverdien "n" identifiserer en spesiell romposisjon mellom 0 og N over en romsyklus. Verdien av "n" er lagret i en omformer, som nevnt ovenfor. De pulsbredde-modulerte utgangssignalene fra omformeren tilføres transformatorviklingene via en drivkrets og har pulsbredder som er en funksjon av forholdet "n"/N.

I US patent nr. 3 757 321 angis et forbedret transduktor-driv-apparat og en fremgangsmåte som omfatter bryteranordninger med to tilstander for bilateral drift av de posisjonsmålende trans-duktorviklinger. Ifølge nevnte patent anvendes både 2 nivå og 3 nivå pulsbreddemodulerte signaler.

Skjønt de ovennevnte systemer har vist seg tilfredsstillende,

er det fortsatt ønskelig å øke bærefrekvensen ved hvilken disse systemer arbeider for økning av antallet inndelinger N i hvilke transduktorsyklusen er oppdelt eller for økning av systemenes ytelse og nøyaktighet på annen måte.

På ovennevnte bakgrunn for oppfinnelsen går denne ut på å tilveiebringe et system som kan ha en høyere drivende bærefrekvens eller alternativt et større antall inndelinger av transduktorsyklusen ved samme drivfrekvens.

En hensikt ved oppfinnelsen er å tilveiebringe en digital-analog-omformer som kan innlemmes i et posisjonsmålingsapparat med et stort antall inndelin<g>er av en syklus for en transduk-

tor og høy bærerfrekvens.

De for oppfinnelsen kjennetegnende trekk vil fremgå av de etter-følgende patentkrav samt av den etterfølgende beskrivelse under henvisning til tegningene. Fig. 1 viser et generelt blokkdiagram av et posisjonsmålingsapparat ifølge foreliggende oppfinnelsen. Fig. 2 viser blokkdiagrammer av tellestyrekrets og puls-amplitude-styrekretsenhetene i apparatet ifølge fig. 1. Fig. 3-viser et blokkdiagram av en pulsbreddestyrekretsdel av apparatet ifølge fig. 1. Fig. 4 viser tellerstyrekretsdelen av pulsbreddestyrekretsen ifølge fig. 3. Fig. 5 viser tellerne og de logiske kombinasjonsorganer for pulsbreddestyrekretsen ifølge fig. 3 i kombinasjon med drivkretsen og transduktoren for apparatet ifølge fig. 1. Fig. 6 viser bølgeformer som er representative for pulsbredde-modulasjonen av deler av apparatet son vist i fig. 5. Fig. 7 viser ytterligere detaljer ved puls-amplitudedelene av drivkretsen i fig. 5 som er koblet for drift av en transduktors cosinusviklinger. Fig. 8 viser ytterligere detaljer ved puls-amplitudedelene av drivkretsen i fig. 5, som er koblet for drift av sinusvikling-

ene for en transduktor.

Fig. 8a viser ytterligere detaljer av puls-amplitudedelene av drivkretsen i fig. 5 på samme måte som fig. 8, skjønt motstand-

ene er størrelseangitt med +1, -1 og +1, -1, mens motstandene i fig. 8 er størrelseangitt +1, -1 og + 2, -2.

Fig. 9 illustrerer en bølgeform som er representativ for en +1 amplitudebit kombinert med de pulsbredde-modulerte bølgefor-

mer som er vist i forbindelse med fig. 5.

Fig. 10 viser bølgeformer som er representative for de sinus-

og cosinus pulsbredde-modulerte signaler i fig. 5, modifisert ved en +2 bit amplitudemodulasjon. Fig. 11 gjengir sinus og cosinus bølgeformer som har en 1 bit større pulsbredde-modulasjon enn sinus og cosinus bølgeformene ifølge fig. 5 ytterligere modifisert ved en -2 bit puls-amplitude-modulasjon. Fig. 12 gjengir sinus og cosinus bølgeformer som har en puls bredde-modulasjon som i fig. 11, men modifisert av en -1 bit pulsamplitude-modulasjon.

Fig. 13 viser ytterligere detaljer av et typisk drivtrinn brukt i pulsbreddedelen av drivkretsen ifølge fig. 5.

Hvor flere linjer i tegningen er gjengitt ved en enkelt linje,

er antallet av linjer antydet i en sirkel i den linjen.

Hele systemet.

Under henvisning til fig. 1 er en posisjonsmålende transduktor

42 spesielt lik den som markedsføres under det registrerte vare-merke INDUCTOSYN. Transduktoren 4 2 omfatter et enkelt-faseorgan 40 som vanligvis er stasjonært og et fler-faseorgan 41 som kan beveges i forhold til organet 40 som antydet ved posisjonsinnmat-ningen X. Organet 41 kan beveges manuelt eller under automatisk styring. Sistnevnte tilfelle er spesielt aktuelt når f.eks. posisjonsmålinger utføres på maskinverktøy.

I tillegg til posisjonsinnmatingen X har organet 41 elektriske innmatinger på linjene 37 og 38 som bestemmer den elektriske posisjon Y. Utmatingen fra tranduktorens 42 organ 40 på linjene 39 omfatter en komponent som har en amplitude som er en funksjon av forskjellen mellom romposisjonen X og den elektriske posisjon Y. Systemet ifølge fig. 1 drives som en servomeka-nisme, slik at den elektriske vinkel Y kontinuerlig korrigeres for å redusere feilsignalene på linjene 39 til null, hvorved den elektriske posisjon er en måling av romposisjonen X. Frem-viser-innretningen 26 eller en annen ønsket og hensiktsmessig utmating (ikke vist), gir en visuell utlesning av romposisjonen X for transduktoren 42. Virkemåten av transduktorer i en servo-mekanisme for posisjonsmåling er velkjent. Det vises i denne forbindelse til US patenter nr. 3 686 487, 3 742 487 og 3 757 321.

Foreliggende oppfinnelse vedrører måten hvorved de elektriske signaler på linjene 37 og 38 genereres. Når det forekommer et feilsignal på linjene 39 som angir en forskjell mellom romposisjonen X og den elektriske posisjon Y, registreres feilsignalet på linjene 39 i analogkretsen 5 ved hensiktsmessig og velkjent filtrering eller faseregistrering og det fremkalles DC feilsignaler på linjene 48 proporsjonalt med forskjellen. De nevnte DC feilsignalene på linjene 48 representerer de positive, +e,

og de negative, -e, verdier av samme funksjon e og bestemmer derved en brytesone mellom +e og -e anvendt i tellestyrekretsen som er nærmere omtalt i forbindelse med fig. 2. DC feilsignalene på linjene 48 tjener som innmating til digital-sinus-cosinus-generatoren (DSCG) 4.

Generatoren 4 reagerer på feilsignalet på linjene 48 ved å modi-fisere drivsignalene på linjene 37 og 38 inntil den elektriske posisjon Y svarer til romposisjonen X og reduserer derved feilsignalet på linjene 39 til et null.

Generatoren 4 drives ved hjelp av en tellestyrekrets 35 for generering av utmatingspulser på linjen 151 så lenge feilsignalet på linjene 39 overskrider en terskel bestemt av +e og -e signalene. Den positive eller negative retning av pulsene på linjen 151 bestemmes av det positive eller negative nivå av linjen 59 som i sin tur bestemmes av den positive eller negative retning av +e signalet. Hver puls (eller hver puls-gruppe) på linjen 151 representerer en posisjonsenhet for transduktororganet 41. Pulsene på linje 151 blir algebraisk akkumulert i pulsamplitudestyrekretsen 28 som nærmere omtalt nedenfor, inntil et bestemt antall A er akkumulert (f.eks. A lik 5). Hver av disse pulser representerer de fine bits av posisjonsmålingen. Etter at A fine bits er akkumulert stilles fin-bit telleren tilbake til null, hvilket gir en utmating på linjen 61 som tjener som en grov bit innmating til pulsbreddestyrekretsen 30. Antallet grove bits til pulsbreddestyrekretsen 30 akkumuleres algebraisk på samme måte. De totalt akkumulerte tellinger i pulsamplitudestyrekretsen 28 (fine bits) og i pulsbreddestyrekretsen 30 (grove bits) overføres via linjer 63 hhv. 64 til en frem-visningsinnretning 26 som angir disse akkumulerte tellinger som et mål på transduktororganets 41 posisjon i forhold til organet 40.

De akkumulerte bits i pulsamplitudestyrekretsen 28 og i pulsbreddestyrekretsen 30 overføres hver via linjene 71 hhv. 72 som innmatinger som kontrollerer drivkretsen 33. Som reaksjon på de fine og grove bits fremkaller drivkretsen 33 deønskede utmatingssignaler på utmatingslinjene 37 og 38.

Pulsbreddestyrekretsen 30 og drivkretsen 33 innstilles av klokken 21 via klokkeutmatingslinjen 20. På lignende måte blir tellestyrekretsen 35 og pulsamplitudestyrekretsen 28 i generatoren 4 klokket av signaler på linjene 85 og 99 som er synkront avle-

det fra klokken 21.

Tellestyrekrets ( 35)

Som vist i fig. 2, mottar tellestyrekretsen 35 i fig. 1 DC feilsignalet på innmatingslinjer 48. Det positive feilsignal +e går til invertereren 88 og det negative signal -e går til invertereren 89.Invertererne 88 og 89 er koblet til D inngangene for flip-floppene 91 hhv. 92. Flip-floppene 91 og 92 klokkes av referan-sesignalet på linjen 85 og har følgelig den funksjon å lagre et 0 i flip-flop 91 hvis det positive feilsignal overskrider et terskelnivå og samtidig å lagre en 1 i flip-flop 92. Hvis polariteten av feilsignalene på linjene 48 er omvendt, vil flip-flop 91 lagre en 1 og flip-flop 92 lagre en 0. Hvis feilsignalet ligger innenfor terskelområdet både på den positive og den negative innmating, vil flip-flop 91, 92 lagre en 1. Ved denne sistnevnte tilstand sies feilsignalet på linjene 48 å være innenfor et hakk ("notch") eller innenfor det elektroniske blind-bånd av deteksjonskretsen. Q utmatingene fra flip-floppene 91 og 92 tjener som innmatinger til en NAND-port 93.

Når begge flip-floppene 91 og 92 lagrer en 1, som angir at feilsignalet ligger på linjene 48 mellom tersklene, at det ligger innenfor et hakk, vil NAND-port 9 3 fremkalle en 0 utmating som lagres i flip-flop 95, når den klokkes av referanselinjen 85. Når enten den positivite eller negative verdi av linjene 48 overskrider terskelen, er utmatingen fra NAND-port 93 en 1, som lagres i flip-flop 95 ved klokkesignalet som fremkalles på re-;feranselinjen 85. 1 eller 0 som er lagret i flip-flop 95, hvor-fra det overføres til flip-flop 96 av neste positivt forløpende overgang av M linje 9 9 fra pulsbreddestyrekretsen 30 som har den funksjon å klokke flip-floppen 96. En overføring av en 1

til flip-flop 96 bevirker at Q og Q utmatingene derfra gir 1

hhv. 0; en overføring av en 0 bevirker at Q og Q utmatingene gir 0 hhv. 1. Q utmatingen fra flip-floppen 96 kobles til en NAND-port 98 ved en av to innganger, idet den andre inngang er koblet til en divider-med-ti teller 154 ved utgangen av et A trinn av denne via en signallinje 152. Pulsamplitudestyrekretsen 28 er nærmere omtalt nedenfor. I korthet har imidlertid telleren 154

for styrekretsen 28 en M linje 99 innmating som trinnforskyver telleren 154 en telling opp eller ned i avhengighet av nivået av opp/ned linjen 59 og hver gang linjen 151 er en 0 for å åpne telleren 154.

Når en 1 overføres fra flip-flop 95 til flip-flop 96 av en positivt forløpende puls på M linje 99, går Q utmatingen fra flip-flop 96 fra 1 til 0 og åpner derved telleren 154. Neste puls på linjen 99 trinnforskyver telleren 154 en telling og gir derved A utmatingen på linjen 152 som 1.

Som samtidig reaksjon på 1 på linjen 152 og 1 fremkalt ved Q utmatingen fra flip-flop 96, fremkaller NAND-port 98 en 0 som tvinger flip-flop 95 til 0 stilling. Neste puls på linjen 99 overfører O-en fra flip-flop 95 til flip-flop 96. Men samme puls på linjen 99 telles også i telleren 154, ettersom flip-

flop 96 fortsatt er i 1 stilling og derved åpner telleren 154.Så snart 1 er overført fra flip-flop 95 til flip-flop 96 blir Q utmatingen fra flip-flop 96 tilbakestilt til en 1 og blokkerer derved telleren 154. Virkningen av ovennevnte operasjon er at to pulser telles inn i telleren 154 hver gang flip-flop 95 blir stilt på en 1

av NAND-port 93. Telleren 154 har trinn B, C og D av høyere orden, som mottar "carry outs" fra trinn A. Ettersom telleren 154 har et telleområde på 10 og ettersom den teller to tellinger på sin inngang for hver som er lagret i flip-flop 95, er telleren 154 i realiteten en skala på 5 teller av antallet 1-ere lagret 1 flip-flop 95, beregnet på algebraisk grunnlag med fortegnet bestemt av opp/ned linjens 59 nivå. Utmatingen fra telleren 154

på TN linjen 61 fremkalles hver gang fem bits er blitt akkumulert av telleren 154. Utmatingen på linjen 61 er derfor representativ for en grov bit. Utmatingen av grove bits på linjen 61 fra pulsamplitudestyrekretsen 28 tilføres pulsbreddestyrekretsen 3 0 som innmating.'

Pulsbreddestyrekrets ( 30)

Pulsbreddestyrekretsen 30 i fig. 1 er vist i detalj i et blokkdiagram i fig. 3. Hver innmatingspuls på TN linjen 61 representerer i den spesielle viste utførelse, en fem bit forandring i romposisjonen X av transduktoren 42. Linje 61 er en inn-

mating til tellerstyrekretsen 7 som også mottar U/D linjen 59

som bestemmer den positive eller negative retning av pulsene på linjen 61, som innmating. Tellerstyrekretsen 7 er vist i detalj i fig. 4.

I fig. 3 fremkaller tellerstyrekretsen 7 pulser på utmatingslinjer 8 og 9 som føres som innmatinger til første og andre tellere II hhv. 12. For en innmatingspuls på linjen 61 vil første

teller 11 eller annen teller 12, i avhengighet av nivået av opp/ned linjen 59, generelt motta flere pulser enn den andre telleren. På-denne måte vil første og andre teller lagre og algebraisk akkumulere antallet pulser innmatet på linjen 61. Utmatingene fra første og andre teller 11 og 12 på linjene 52

og 69 hhv. på linjene 55 og 51 kobles til det logiske kombinasjonsorgan 17. Utmatingssignalene på linjene 52 og 69 i for-

hold til utmatingssignalene på linjene 55 og 51 har et fase-

skift som er proporsjonalt med forskjellen i telling mellom første og annen teller 11 og 12. Ved logisk kombinasjon av disse faseskiftede signaler utvikles pulsbredde-modulerte styresignaler på utmatingslinjen 72 som styrer driften av drivkretsen 33 i fig. 1 for tilveiebringelse av pulsbredde-moduler-

te signaler på utmatingslinjene 37 og 38.

Dessuten frembringer det logiske kombinasjonsorgan 17 styresignaler for styring av pulsamplitudestyrekretsen 28 i fig. 1

på utmatingslinjene 80.

Som antydet i fig. 3, omfatter pulsbreddestyrekretsen 30 også

en referanseteller 83 som trinnforskyves av klokkepulsene på linje 20 via styrekretsen 7. Ved en foretrukket utførelse av oppfinnelsen blir første og andre teller 11 og 12 forandret i tellingen symmetrisk i forhold til referansetelleren 83. Følge-lig blir utmatingen fra referansetelleren 83 på linjen 85 hensiktsmessig brukt som fasedetekteringssignal vist som en innmating

til anaiogkretsen 5 i fig. 1.

Dertil kommer, som vist i fig. 1, at referansetelleren 83 hver gang andre teller 12 passerer gjennom null lagrer en telling som representerer den grove posisjon av transduktoren 41. Føl-gelig kobles utmatingslinjene 64 til fremviserinnretningen.26 slik at man får en parallell utlesning av referansetelleren.

Skjønt man kan benytte seg av parallell-utlesningsteknikken for

å oppnå den ønskede gjengivelse av transduktororganets 41 posi-, sjon, kan også alternative metoder tas i bruk. Vedrørende yt-; terligere detaljer av den måte hvorved pulsene på linje 85 akkumuleres i ytterligere en ytre teller (ikke vist) for regist-rering av den telling som er egnet for avlesning, henvises det \ til US patent nr. 3 686 487.....

Pulsbreddestyring; Tellerstyrekrets ( 7)

Tellerstyrekretsen 7 i pulsbreddestyrekretsen 3 0 i fig. 3 er vist i detalj i fig. 4. I fig. 4 har TN linjen 61, som bærer de grove pulser som hver svarer til fem fine bits, den funksjon å gene-rere et ujevt antall utmatingspulser på utmatingslinjene 8 og 9 som en funksjon av hver innmatingspuls. Opp/ned linjen 59 bestemmer hvilken av linjene 8 eller 9 som mottar det større pulsantall. Linjen 61 som bærer de grove pulser, er koblet til klokkeinngangene for flip-floppene 203, 206 og 208. Flip-flop 203, som har sin J innmating forbundet med en 1 og sin.K innmating forbundet med en 0, har den funksjon å lagre hver inn- . matingspuls på linjen 61. Flip-flop 206 har sine J og K innganger koblet fra utgangen av EKSKLUSIVTELLER port 201. , Flip-flop 206 vil derfor vippe ved hver innmatingspuls på linjen 61 med mindre det har foregått en forandring i.signalnivået på opp/

ned linjen 59. Flip-flop 208 har begge sine J og K innmatinger koblet til 1 og vipper for hver innmatingspuls. Utmatingen fra flip-flop 208 er koblet til avlesningsinnretningen- 26 i fig. 1 som et av de datatall som er nødvendige for fremvis-ning av posisjonen av transduktororganet 41. _ .. ,

Hver puls som er lagret i flip-flop 203 overføres til flip-flop 204 som følge av klokkesignalet på linjen 20 delt med 2 i flip- flop 207. Q utgangen av flip-flop 207 er koblet til klokke-innmatingen for- flip-flop 204 og overfører den lagrede verdi i flip-flop 203 fra Q utgangen for flip-flop 203 til D inngangen for flip-flop 204. Når utmatingsnivået for 203 Q overføres til flip-flop 204 føres et klokkesignal samtidig til flip-flop 205, som har sin klokkeinngang forbundet med Q utgangen for flip-flop 203. Flip-flop 205 virker slik at den lagrer nivået av opp/ned linjen 59 på overføringstidspunktet for informasjonen fra flip-flop 203 til flip-flop 204. Flip-flop 205 har sin D inngang forbundet med opp/ned linjen 59.

EKSKLUSIV-ELLER port 201 har en innmating avledet fra opp/ned linjen 59 og sin andre innmating avledet fra Q utmatingen fra flip-flop 205. EKSKLUSIV-ELLER port 201 virker slik at den aktu-elle tilstand av opp/ned linjen 59 på tidspunktet for overføring av informasjon fra flip-flop 204 sammenlignes med den tidligere' tilstand av linjen 59 ved foregående overføring av informasjon fra flip-flop 203 til flip-flop 204, som registrert i nivået av Q utmatingen fra flip-flop 205. Hvis det ikke har foregått noen forandring av opp/ned linjens 59 nivå, vil utmatingen til J og K inngangene av flip-flop 206 være en 1, slik at flip-

flop 206 tillates å forandre tilstand med hver innmatingspuls på linjen 61. Når det foreligger en forskjell mellom det aktuel-le opp/ned linje 59 -nivå og foregående nivå , er utmatingen fra EKSKLUSIV-ELLER port 201 en 0, slik at forandring av flip-flop 206 blokkeres. Utmatingen fra opp/ned flip-flop 205,

den lagrede vippepuls i flip-flop 204 og paritetsflip-flop 206 dekodes alle i NAND portene 214, 215 og 216, 217, 220, 221 og OG-portene 223 og 224.

Tellerstyrekretsen 7 ifølge fig. 4 har grunnleggende samme funksjon som den lignende innretning, som er omtalt i ovennevnte US patent nr. 3 742 487. Skjønt apparatet ifølge fig. 4 utgjør en foretrukket utførelse, kan innretningen ifølge sistnevnte US patent brukes på lignende måte for gjennomføring av foreliggende oppfinnelse.

Pulsbreddestyring; første og andre- tellere ( 11, 12) og logiske kombinasjonsorganer ( 17).

Som antydet i fig. 5a, mottar første og andre tellere 11 og 12 innmatings-trinnforskyvningspulsene på linjene 8 og 9, fremkalt av utmatingene fra tellerstyrekretsen 7 ifølge fig. 4.

Telleren 11 omfatter del-med-fem trinnene 227 og 228 fulgt av et del-med-to trinn 229 og to parallelle del-med-to flip-flopper 230 og 231. Den direkte utmating fra telleren 11 opptrer på linjen 69 fra del-med-to flip-flop 231. Utmatingen fra telleren 11 på linjen 52 er avledet fra tellertrinnet 230 og er 90° fase-forskjøvet med henblikk på utmatingen på linjen 69.

På lignende måte omfatter telleren 12 tilsvarende del-med-fem trinn 227', 228', som mater et del-med-to trinn 229' og to parallelle del-med-to trinn 230' og 231. Den direkte teller-utmating på linjen 51 er avledet fra tellertrinnet 231'. Utmatingen fra telleren 12 opptrer på linjen 55 og er 90° fasefor-skjøvet med henblikk på utmatingen på linjen 51.

Utmatingen på linjene 52 Qg 69 er faseforskjøvet i forhold

til utmatingene på linjene 55 og 51 som en funksjon av forskjellen i telling lagret av første og annen teller 11 og 12. Ytterligere detaljer hva angår arten av utmatingssignalene fra tellerne 11 og 12 ifølge foreliggende oppfinnelse kan oppnås ved henvisning til utgangssignalehe fra tellerne med samme be-tegnelser i ovennevnte US patentskrift 3 686 487.

Under fortsatt henvisning til fig. 5b nevnes at utmatingene fra tellerne 11 og 12 tjener til innmatinger til den logiske kombinasjonsinnretning 17. Den logiske kombinasjonsinnretning 17 ifølge foreliggende oppfinnelse har analog funksjon, men avvi-kende detaljer fra den logiske kombinasjonsinnretning 17 i sistnevnte US patentskrift. Spesielt kobles Q utmatingen på linje 52 fra flip-flop 230 som innmating til NAND port 110 og NOR

port 118. På lignende måte kobles Q utmatingen på linjen 55 av flip-flop 230' som en innmating til NAND port 110 og NOR port 118. Analogt er utmatingene på linjene 69 og 51 fra flip-floppene 231 hhv. 231' hver koblet som innmatinger til NAND port 114 og NOR port 119.

Flip-floppene 126, 127, 128 og 129 mottar innmatinger fra

NAND port 110, NOR port 118, NAND port 114 og NOR port 119. Klokkelinjen 20 som er koblet til klokkeinnmatingene for hver flip-flop 126-129 har den funksjon å lagre de respektive nivåer gitt av portene 110, 118, 114 og 119 på hver forkant av en klokkepuls. Q og Q utmatingene f ra hver av flip-floppene 126- - - - 129 er koblet som innmating til drivkretsen 33 og spesielt som innmating til pulsbredde-drivtrinnene 131 - 138. Q og Q utmatingene fra flip-floppene 126-129, kollektivt identifisert

som linjene 72, bestemmer pulsbredde-modulasjonen og derfor grovmålingen av de elektriske signaler som fremkalles i cosinusviklingen 44 og sinusviklingen 46 for transduktoren 42 i forbindelse med operasjonen av drivkretsen 33.

Drivkrets 3 3

Drivkretsen 33 omfatter pulsamplitude-drivtrinnene 141, 142, 143

og 144, som virker i kombinasjon med pulsbredde-drivkretsene 131-138. Ytterligere detaljer av puls-amplitude-drivkretsene 141-144 er vist og omtalt i forbindelse med figurene 7 og 8.

En spesiell utførelse av pulsbredde-drivtrinnene 131-138 er

vist og omtalt i forbindelse med fig. 13.

Som antydet i fig. 5b, styres pulsamplitude-drivtrinnene 141

og 142 via innmatingssignaler på linjene 147, avledet fra pulsamplitudekontrollen 28. På lignende måte kontrolleres puls-amplitude-drivtrinnene 143 og 144 av innmatingssignalene på

linjene 46, likeledes avledet fra pulsamplitudekontrollen 28.

Pulsamplitude-drivtrinnet 141 har sin utgang forbundet med

linjen 190 som forbinder med klemmen 170 for cosinusviklingen 44. På lignende måte har pulsbredde-drivtrinnene 131 og 132

sine utmatinger forbundet med linjen 190 og med innmatingsklemmen 170 for cosinusviklingen 44. Signalet på linjen 190 er så-

ledes en summering av pulsbreddesignalene som fremkalles av drivtrinnene 131 og 132 og pulsamplitudesignalene som frem-

bringes av drivtrinnet 141.

På analog måte omfatter utmatingslinjen 191, som er forbundet

med den andre ende 171 av cosinusviklingen 44, summen av pulsamplitudesignalene som fremkalles av drivtrinnet 142 og puls-

breddesignalene som frembringes av drivtrinnene 133 og 134.

På lignende måte er signaler på utmatingslin jen 19 2, som er forbundet med klemmen 178 av sinusviklingen 46, summen av pulsampli- . tude-drivtrinnsignaler f ra drivtrinnet 143 og pulsbreddésignal-

er fra drivtrinnene 135 og 136.

Endelig er utmatingslinjen 193, som er forbundet med den andre klemmen 180 av sinusviklingen 46, summen av pulsbreddesignalene fra drivtrinnene 137 og 138 og pulsamplitudesignalene fra drivtrinnet 144.

Pulsamplitudestyrekrets ( 28)

Som antydet i fig. 2 omfatter pulsamplitudestyrekretsen 28 en del-med-ti-teller 154, som drives slik at den i realiteten de-

ler antallet fine bits av data som er generert i kombinasjon med tellekontrollen 35 med fem. I avhengighet av tellingen i telleren 154 mellom 0 og 4 som bestemt av de binære bits B, C

og D av høyere orden, vil pulsamplitudestyrekretsen 28 frem-

bringe styresignaler på utmatingslinjene 147 og 146 som er forbundet med drivkretsen 33. I følgende Tabell 1 gjengis den binære telling av telleren 154 for de fem arabiske tall 0, 1,

2, 3 og 4 ved D, C og B trinn av høyere orden:

I Tabell 1 er den tilsiktede vekt av pulsamplitudesignalet angitt i vekt-kolonnen. Som man kan se fra DCB tellingen i telleren 154, bestemmes pluss eller minus 1 av vekten av den direkte utmating på linjen 158 for B-trinnet. Pluss eller minus 2 vekten bestemmes av NOR port 163, som har B- og C-trinnene for telleren 154 koblet som sine innmatinger. NOR port 163 frembringer et signal på utmatingslinjen 159 hver gang pluss eller minus 2

vekt er ønskelig. Fortegnet av den vekt som skal tilegnes utmatingen fra telleren 154 bestemmes av NOR port 164, som mottar D og C trinnene for telleren 154 som innmating.

Det fremgår også av fig. 2 at utmatingen fra NOR port 164, som har detønskede fortegn av utmatningen fra telleren 154, er koblet som en innmating til EKSKLUSIV-ELLER port 165 og EKSKLUSIV-ELLER port 165'. EKSKLUSIV-ELLER port 165 har den funksjon å kombinere signalene fra port 164, som representerer pulsamplitude-tegnet, med det signal som representerer pulsbreddetegnet som bestemt ved innmatingen til EKSKLUSIV-ELLER port 165 fra 128

Q innmatingen fra flip-flop 128 i fig. 5. På lignende måte kombi-nerer EKSKLUSIV-ELLER port 165' i fig. 2 tegnet for amplitude-signalet fra NOR port 164 med ■tegnet for pulsbreddesignalet som bestemt av 126 Q innmatingen som er avledet fra flip-flop 126

i fig. 5. Utmatingen fra EKSKLUSIV-ELLER port 165 mates til NOR 173 og via invertereren 166 til NOR port 174. NOR port 173 og 174 bestemmer den positive, negative eller null-retning av puls-amplitudevekten som måtte forekomme og tillegges consinus viklingens drivsignal. I tillegg bestemmer innmatingen til NOR port 173 og 174 på linjen 176 fra EKSKLUSIV-ELLER port 168 varigheten av enhver puls som skal tillegges som del av drivsignalet til cosinusviklingen 44. EKSKLUSIV-ELLER port 168 mottar sine innmatinger fra tellerutgangene 51 og 69 fra fig. 5.

På lignende måte bestemmer NOR port 173' og 174' i fig. 2 den positive, negative eller null retning av den pulsamplitudefaktor som skal tillegges ved opprettelse av passende nivåer på utmatingslinjene 160' og 161'. NOR port 173' og 174' mottar for-tegnsinformasjonen som innmatinger fra EKSKLUSIV-ELLER port 165', idet innmatingen til NOR port 174' kommer gjennom invertereren 166'. Varigheten av enhver positiv eller negativ ampli-tudepuls styres av linjen 177 fra EKSKLUSIV-ELLER port 168',

som er forbundet som innmatinger til NOR port 173' og 174'. EKSKLUSIV-ELLER port 168' mottar sin innmating fra linjene 52 og 55 avledet fra tellerutmatingene i fig. 5.

I forbindelse med cosinus styresignalene på linje 147 skal

det bemerkes at varigheten av disse signaler bestemmes ved krysskobling via linjene 51 og 69 til sinuskretsen i fig. 5.

På lignende måte bestemmes varigheten av sinus amplitudesignal-et, styrt av linjene 146 i fig. 2, av innmatingslinjene 52 og 55, som er avledet fra cosinus styresignalene i fig. 5.

Drivkrets; pulsamplitude- drivtrinn ( 141, 142, 143 og 144)

I fig. 7, 8 og 8a er det vist ytterligere detaljer av puls-amplitude-drivtrinnene 141-144 for drivkretsen 33 som er vist i fig. 5. I fig. 7 er cosinus styresignalene på linjene 147,

som er avledet fra pulsamplitudestyrekretsen 28 i fig. 2, be-stemmende for aktiviseringen av utmatingslinjene 190 og 191 for utvelgelse av både amplituden og fortegnet av det pulsamplitude-modulerte signal som skal tillegges ethvert pulsbredde-modulert signal som driver cosinusviklingen 44. Spesielt er én bit linjen 158, som betyr tillegg av pluss eller minus 1 bit av fine pulsamplitudedata, koblet som innmating til NAND port 251 og 253. To bit linjen 159 er koblet som innmating til NAND portene 252 og 254. Første fortegnlinje 160 (pluss eller minus) er forbundet med NAND portene 251 og 252 som den andre innmating. Den andre fortegnlinjen 161 (pluss eller minus) er koblet som den andre innmating til NAND port 253 og 254.

Alternativt kan ELLER porten 240, som vist i fig. 8a, legges til på linjene 158" og 159" og vises med like elementer svarende til elementene i fig. 7 og 8, forsynt med "-tegn.Motstandene 274" og 278" er sammenkoblet ved utgangen 195 og har en vekt på 1, likesom motstandene 273" og 277", som også har en vekt på 1 og likledes er koblet ved utmatingslinjen 195.

På lignende måte velges motstandene 272" og 276" til å ha en vekt på 1, på samme måte som motstandene 271" og 275".

Utmatingene fra NAND portene 251-254 er forbundet med summeringsmotstandene 271-274. Utmatingene fra NAND portene 251-254 er

også koblet som innmatinger til invertererene 265-268, som i sin tur er forbundet med summeringsmotstandene 275-278. Motstandene 271 og 275 er spesielt av lik verdi og er forbundet med hverandre

for å danne utmatingslinjen 190.

På lignende måte er motstandene 272 og 276 valgt til å ha en

vekt på 2 sammenlignet med motstandene 271 og 275. Motstandene 272 og 276 er også forbundet med hverandre for dannelse av utmatingslinjen 190 som tjener som innmating til cosinusviklingen 44.

På lignende måte er motstandene 273 og 277 forbundet med hverandre ved utmatingslinjen 191 og har en vekt på 1, sammenlignet med motstandene 274 og 278 som har en vekt på 2 og er forbundet med hverandre på lignende måte ved utmatingslinjen 191.

Med henblikk på fig. 8 er pulsamplitude-drivkretsene 143 og 144 identiske med pulsamplitude-drivkretsene 141 og 142. De organer i fig. 8 som svarer til organer i fig. 7 har samme henvisnings-tall forsynt med '-tegn. Drivkretsene 143 og 144 fremkaller utmatingene på linjene 192 og 193 for drift av sinusviklingen 46 på samme måte som anordningen ifølge fig. 7 fremkaller utmatinger på linjene 190 og 191 for drift av cosinusviklingen 44.

Drivkrets; pulsbredde ( 131)

I fig. 13 er en drivkrets 131, som svarer til drivkretsen 131 i fig. 5, vist som et eksempel på alle drivkretser 131-138 i fig. 5. I fig. 13 driver invertereren 285, 286 og 287 kraft fra kraft-forsyningslinjen 125 for opprettelse av et utgangssignal gjennom summeringsmotstanden 282 som er forbundet med utmatingslinjen 190. Signalets høye eller lave nivå bestemmes av 126 Q innmatingen til invertererne 285, 286 og 287. Invertererne 285-287 er spesielt Texas instruments Hex inverterere H04.

Virkemåte

I fig. 1 er det vist et apparat med en kombinasjon av puls-amplitude-modulering og pulsbredde-modulering. I korthet har transduktoren 42 et variabelt innmatingsposisjon-organ 41 som beveges til en romposisjon X. De elektriske signaler fra generatoren 4 på linjene 37 og 38 bestemmer en elektrisk posisjon Y. Apparatets funksjon er å gjøre den elektriske posisjon Y lik rom posisjonen X, slik at feilsignaler på linjen 39 reduseres til null. Analogkretsen 5 detekterer feilsignalets nivå på linjene 39 og forårsaker at generatoren 4 via DC feilinnmatingene på linjene 48 varierer den elektriske romposisjon Y inntil feilsignalet er null og dermed følger romposisjonen X. Utlesnings-innretningen 26 gjengir den digitale fremstilling av den elektriske posisjon Y som utleses fra generatoren 4 og dermed danner en digital måling av romposisjonen X av transduktorens 42 organ 41.

Generatoren 4 opererer på digital basis, hvorved 1 digital bit representerer den fineste måleenhet for tranduktoren 42. Generatoren 4 genererer spesielt en puls, som representerer en bit,

for hver forandring på en måleenhet av transduktoren 42. Hver bit (heretter under tiden kalt fin bit) i generatoren 4 fremstilles på avveid måte ved en kombinasjon av grove bits (som i det viste eksempel hver svarer til fem fine bits) og fine bits.

Pulsamplitude styrekretsen 28 bestemmer ved en foretrukket ut-førelse 5 fine bits av data for posisjonsmåling og pulsbreddestyrekretsen 30 bestemmer 400 grove bits av grove data for posisjonsmåling. Kombinasjonen av de fine data bits og de grove data bits gir et apparat som bestemmer 2000 (tilsvarende 5 x 400) fine data bits. Disse 2000 fine data bits kan utnyttes for oppdeling av hver romsyklus av transduktoren 42 i 2000 deler. Oppdelingen N av romsyklusen svarer således til 2000 og romposisjonen X for hver syklus har en verdi "n" som er en av 2000 forskjellige atskilte verdier. På samme måte har de elektriske signaler på linjene 37 og 38, som bestemmer den elektriske posisjon Y, 2000 adskilte verdier. Ved en foretrukket amplitude-utførelse fremstilles disse 2000 verdier for Y ved 2000 forskjellige amplitudeforhold av energien ved grunnfrekvensen, i signalet på linjene 37 i forhold til signalet på linjene 38. Spesielt har signalet på linjene 37 en grunnfrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med cosinus 9 og signalet på linjene 38 har en grunnfrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med sinus 0, hvor den elektriske vinkel 6 svarer til ("n"/N)360°.

Den detaljerte, spesielle virkemåte av tellestyrekretsen 35, pulsamplitude styrekretsen 28, pulsbreddestyrekretsen 30 og driv kretsen 33 som komponenter av generatoren 4 er omtalt ovenfor. Den kombinerte virkemåte av disse komponenter skal nå beskrives i forbindelse med bølgeformene som er gjengitt i fig. 6 og figurene 9-12.

I fig. 6 er de spesielle bølgeformer for en telling "n", som svarer til 60 fine bits i et system hvor det totale mulige antall fine bits bestemt ved delingen N er 2000, gjengitt. Ved "n" svarende til 60 og N svarende til 2000 er den elektriske vinkel 0, svarende til ("n"/N)360°, lik (60/2000)360 eller 10,8°. Pulsbredden, Wcfor signalet i cosinus viklingen 44

og pulsbredden, W for signalet i sinusviklingen 46 er uttrykt på følgende måter:

Hvor:

Wc= pulsbredden av cosinussignalet (radianer)

Wg = pulsbredden av sinussignalet (radianer)

"n"= akkumulert telling

F = grunnfrekvens

A = antall amplitude bits

Mod= modular aritmetisk operator

Ved et apparat hvor N svarer til 2000 og A svarer til 5 og med en datainnmating av "n" svarende til 60 bits, vil W svare til

og W ssvare til hvor disse verdier for W C og W S er de som er fremstilt i fig. 6 og i figurene 9 og lo. Figurene 9-12 viser bolgeformer som representerer 61 bits, 62 bits, 63 bits og 64 databits, hvor 0 svarer til henholds-vis. 10,98; 11,16; 11,34 og 11,52°. Måten hvorpå apparatet ifølge foreliggende oppfinnelse teller er nærmere angitt i følgende tabell II. I tabell II er det avveide, totale antall databits vist i venstre kolonne. Denne sum er summen av pulsamplitude fine bits og pulsbredde grove bits. Den vaide sum i tabell II begynner ved sinus nulltelling, som er vilkårlig definert som null for apparatet ifølge oppfinnelsen. Fra den avveide sum på 0 for sinus null begynner tellingen til pluss 1 og pluss 2 fine bits for fastsettelse av den avveide sum av pluss 1 og pluss 2. Deretter får en grov bit seg tillagt minus 2 fine bits for å gi en avveid sum på 3. På lignende måte svarer den avveide sum på 4 til en grov bit med en vekt på 5 pluss minus 1 fin bit som gir den avveide sum på 4. Den avveide sum på 5 bringer de fine bits tilbake til null-tilstanden igjen og den sykliske form for pulsamplitude- og pulsbredde-summering fortsetter over hele tellingsområdet på 2000 .

I tabell II er de avveide summer fra 60 til 65 antydet. I fig.

6 og i figurene 9-12 er også de representative bølgeformer for de avveide summer på 60-64 vist.

Pulsbredde- funks j on

For en sum på 60 fine bits akkumulerer og lagrer pulsbredde-styrekretsen 30 tolv grove data bits og pulsamplitude-styrekretsen 28 akkumulerer en saldo på null fine databits. De tolv grove data bits lagres i styrekretsen 30 på den måte som tidligere ble omtalt i forbindelse med fig. 3.

Med henblikk på fig. 3 har forste teller 11 og andre teller 12 syklisk trinnforskjovede tellinger som er forskutt i forhold til hverandre for å bestemme tolv grove data bits og fremkalle faseskiftede utmatingssignaler på linjene 52 og 69, sett i forhold til utmatingssignalene på linjene 55 og 51. Under henvisning til fig. 5 foreligger dette relative faseskift mellom tellerne 11 og 12 mellom signalene på linjene 50 og 53 innenfor disse tellere. I fig. 6 svarer bølgeformene 50' og 53' til signalene på linjene 50 og 53 i fig. 5.Bølgeformen 50' som har en negativt gående overgang ved t0, er faseskiftet i forhold til bølgeformen 5 3', som har en negativt gående overgang ved ti. Del-med-2 trinnet 231 frembringer et signal som represent-eres av bølgeformen 69' og del-med-2 trinnet 231' fremkaller på lignende måte et signal som er gjengitt med bølgeformen 51".

En sammenligning av bølgeformene 51' og 69' avslører et rela-

tivt faseskift som i det spesielle,viste eksempel represente-

rer tolv bits av grove data og svarer til 60 bits av fine data.

Del-med-2 trinnet 2 30 fremkaller, som vist ved bølgeformen

52',en 90° faseskiftet bølgeform i forhold til bølgeformen 69'.

På lignende måte frembringer del-med-2 trinnet 230', som vist

ved bølgeformen 55', en 90° faseskiftet bølgeform i forhold til bølgeformen 51'. Det skal bemerkes at utgangstrinnet 231

under en innledende igangsettingsform er forhåndsinnstilt på

det logiske 1, mens alle andre trinn i tellerne 11 og 12, og spesielt trinn 231', er innstilt på logisk 0. På denne måte blir utmatingen på linjen 69 forskjøvet 180° med henblikk på

hva den ville være hvis trinn 231 var forhåndsinnstilt på null under innledningen.

Som antydet i fig. 6, har bølgeformen 126Q' for flip-flop

12 6 en negativt gående overgang ved t5 som reaksjon på den positivt gående overgang av bølgeformen 53'. Deretter har bølge-formen 126Q' en positiv overgang ved tl2 som resultat av den negativt gående overgangen av bølgeformen 52'. På lignende måte dreies hver flip-flop 126-129 som følge av overgangene som er antydet ved bølgeformene 52', 69', 55' og 51'. Flip-floppene 126 og 127 kontrollerer virkningen av pulsbredde-drivtrinnene 131-134 for drivkretsen 33 i fig. 5, som kan bringes til aktivisering av cosinusviklingen 44 for transduktoren 42.

På lignende måte aktiviseres flip-floppene 128 og 129 driv trinnene 135-138, som i sin tur aktiviserer sinusviklingen 4 6 for transduktoren 42.

Under henvisning til fig. 5 og 6 fremstiller bølgeformene 44' og 46' i fig. 6 strømmen gjennom consunsviklingen 44 hhv. si-nusviklingen 46. På tidspunktet tO er Q utmatingene fra flip-floppene 126 og 127 begge 1, slik at Q utmatingene begge er 0. Med utmatingene i disse tilstander har invertererne 131 og 132 begge 0 innmatinger og frembringer således 1 utmatinger på linjen 190. På lignende måte har invertererne 133 og 134 begge 1 innmatinger og fremkaller derfor begge 0 utmatinger på linjen 191. Når begge invertererne 131 og 132 er høye og invertererne 133 og 134 er lave, ledes strøm gjennom cosinusviklingen 44 fra klemmen 170 til klemmen 171. På tidspunktet t4 blir 127Q negativ og 127Q blir positiv. Derfor vil innmatingen til invertereren 132 like etter t4 være 1 og innmatingen til invertereren 134 er 0. Således har invertereren 131 like etter t4 en 1 utmating og invertereren 132 har en 0 utmating. En strømutmating fra invertereren 132 ledes inn i invertereren 131 snarere enn gjennom cosinusviklingen 44. på lignende måte vil utmatingen fra invertereren 133 like etter t4 være en 0, mens utmatingen

;

fra invertereren 134 er en 1. Derfor vil strømmen fra invertereren 134 ledes inn i invertereren 133 snarere enn gjennom cosinusviklingen 44. Mellom tidspunktene t4 og t5 er 0 lednings-tilstanden av cosinusviklingen 44 antydet ved bølgeformen 44' i fig. 6. På tidspunktet t5 skifter utmatingen fra Q terminalen for flip-flop 126 i fig. 5 fra en 1 til en 0, slik at invertererne 133 og 134 like etter t5 har en 1 utmating, mens invertererne 131 og 132 har 0 utmatinger. Følgelig ledes strøm fra invertererne 133 og 134 via linjen 191 gjennom cosinusviklingen 44 til invertererne 131 og 132. Strømmen gjennom cosinusviklingen 44 under disse forhold er for enkelthets skyld vilkårlig be-tegnet som negativ. Den negative strøm i cosinusviklingen 44 eksisterer i perioden fra t5 til tl2. På tidspunktet tl2 har 126Q' bølgeformen en positiv overgang som fremkaller en 0 utmating fra invertereren 133 og en 1 utmating fra invertereren 131, mens 0 utmatingen fra invertereren 132 og 1 utmatingen fra invertereren 134 forblir uforandret. Under disse forhold blir strømmen gjennom cosinusviklingen 44 igjen null under perioden fra tl2 til tl3.

På tidspunktet tl3 får bølgeformen 127Q' en positivt gående overgang som forårsaker at utmatingene fra invertereren 134 blir en 0 og at utmatingen fra invertereren 132 blir en 1. I perioden fra tl3 til t20 har invertererne 131 og 132 1 utmatinger, mens invertererne 133 og 134 har 0 utmatinger, hvilket bevirker en positiv strøm gjennom cosinusviklingen 44 på samme måte som tidligere omtalt i forbindelse med perioden før tO til t4.

På en lignende måte som den som er omtalt i forbindelse med cosinusviklingen, får sinusviklingen 46 også invertererne 135 til 138 selektivt koblet mellom 1 og 0 tilstandene, slik at det ledes en bilateral strøm. Spesielt har invertererne 135 og 136 'JD"utmatinger mellom tO og ti, mens invertererne 137 og 138 har 1 utmatinger, hvilket forårsaker at en positiv strøm ledes

gjennom klemmen 180 til klemmen 178 for sinusviklingen 46.

I perioden fra ti til t8 har invertererne 135 og 138 0 utmatinger ,mens invertererne 136 og 137 har 1 utmatinger, slik at null strømtilstanden fremkalles i sinusviklingen 46.

Mellom tidspunktene t8 og t9 er utmatingen fra terminalen Q

for flip-flop 129 en 1, slik at utmatingen fra invertererne 135 og 136 blir 0'-er og utmatingene fra invertererne 137 og 138 er l'-ere. Under denne tilstand ledes en negativ strøm gjennom sinusviklingen 46. Fra t9 til tl6 foreligger null strømtilstanden igjen ved tl6, flip-floppene 128 og 129 er igjen i samme tilstand som ved tO og syklusen gjentas.

Frem til dette punkt er det forutsatt at bølgeform 44' og bøl-geform 46' strømmene gjennom sinus- og cosinusviklingene ikke mottar noe bidrag fra den pulsamplitude-modulerte del av foreliggende oppfinnelse. Under den tilstand da pulsamplitude-modu-leringen ikke bidrar noe til drivsignalene, arbeider foreliggende oppfinnelse analogt med den som er beskrevet i ovennevnte US patentskrift 3 742 487. Ifølge oppfinnelsen foreslås at inkluderingen av amplitude bits til de pulsbredde-modulerte signaler kan oppnås ved bruk av enhver hensiktsmessig type analoginnretning som faste motstander, som vist ved 271-278 i figurene 7 og 8. Alternativt kan f.eks. et variabelt potensio-meter eller en "resolver" brukes. Valget av denne innretning begrenser dog ingenlunde oppfinnelsens omfang.

Hvis ytterligere en grov data bit genereres av pulsamplitude-styrekretsen 28, vil pulsbreddestyrekretsen, som tidligere for-klart i forbindelse med fig. 3, ved fremkallelse av en utgangs-puls på linje 61 til pulsbreddestyrekretsen 30 frembringe en forandring ved faseskift av sine utmatings-bølgeformer. Spesielt vil bølgeformene 50' og 53' forskyves i forhold til hverandre og derved forandre de relative "PÅ" og "AV" tidspunkter for bølgeformene 44' og 46'. Hver grov data bit omgir fire tilstander av fine data bits, som nærmere omtalt i forbindelse med fig. 9 til 12.

Pulsamplitude- og pulsbreddevirkemåte

Hensikten med å tilføye fin bit pulsamplitude-signaler til de grove pulsbredde-signaler er å øke det totale antall oppdelinger av transduktorsyklusen uten økning av klokkefrekvensen eller reduksjon av bærefrekvensen. Hvis pulsbredde-pulsene alene ble modifisert i bredde for enøkning av det totale antall av oppdelinger, måtte enten klokkefrekvensen eller bærefrekvensen nødvendigvis forandres.

Under henvisning til fig. 5 skjer tilføyelsen av pulsbreddesignalene og pulsamplitudesignalene på linjene 190, 191, 192

og 19 3. Hvis vi ser på linje 190 som typisk>mottar denne linje 190 pulsbreddesignalet fra pulsbredde-drivtrinnene 131 og 132 og pulsamplitudesignalene fra pulsamplitude-drivtrinnet 141. En sammenligning av pulsbredde-drivtrinnene, av hvilke 131 er vist i fig. 13 med pulsamplitude-drivtrinnnene, av hvilke drivtrinnet 141 i fig. 7 kan betraktes som typisk, viser hvordan den faktiske summering av pulsbredde- og pulsamplitudesignalene skjer. Utgangsmotstanden 282 fra drivtrinnet 131 er forbundet med utmatingslinjen 190, likesom ut-gangsmotstandene 271, 272, 275 og 276 fra drivtrinnet 141 i fig. 7.Motstandene 271 og 275 i fig. 7 er valgt for i rela-sjon til motstanden 282 i fig. 13 å frembringe en konduktans som er lik det onskede forhold mellom pulsamplitudestrom og pulsbreddestrom. Forholdene er valgt slik at hvert pulsbred-detrinn for en enhet representerer 5 data bits, mens hvert pulsamplitudetrinn representerer 1 databit. For oppnåelse av et korrekt konduktansforhold ble det bestemt at en 320 ohm

motstand for motstanden 282 i fig. 13 virker tilfredsstillen-

de, mens motstandene 271 og 275 i fig. 7 er på 4800 ohm og motstandene 272 og 276 (som har en avveid verdi dobbelt så

stor som motstandene 271 og 275) er på 9600 ohm.

De fine pulsamplitude-databits legges til eller trekkes fra pulsbredde-data på den måte som er tidligere omtalt i forbindelse med Tabell II. Addisjonen og subtraksjonen skal nå for-klares nærmere under henvisning til fig. 9-12. Ifolge fig. 9

sees en cosinus-bolgeform 44" og en sinus-bolgeform 46' i perioden fra ti3 til t29 i utstrukket form i en del av denne tids-periode for de tilsvarende bolgeformer i fig. 6.

I fig. 9 adderes dessuten en +1 amplitude bit til tilsvarende bolgeformer i fig. 6. De prikkete bolgeformer i fig. 9 representerer formen av pulsbredde-bolgeformen som om amplitude bits ennå ikke var tilfoyd. Det vises nå spesielt til bolgeformen 44' i fig. 9. En amplitude bit mellom periodene tl6 og tl7 sees subtrahert fra pulsbredde-bolgeformen som ellers vil-

le vært en konstant positiv verdi mellom tl3 og t20. På samme måte er en amplitude-data bit subtrahert fra den negative del av bolgeformen 44' mellom t21 og t28, hvor amplitude-bit'en er subtrahert mellom tiden t24 og t25. Disse addisjoner og subtraksjoner av amplitude- og pulsbredde-bolgeformer skjer som folge av summeringene på linjene 190,191,192 og 193 av signalene fra pulsbredde- og pulsamplitude-drivtrinnene som vist i fig. 5.

Ifolge fig. 9 subtraheres en data bit fra cosinus-bolgeformen

44'; en data bit adderes til sinusviklingens bolgeform 46'. Spesielt er bolgeformene fra ti3 til t20 overalt en amplitude-

bit stbrre enn pulsbredde-bolgeformen alene, som er vist prik-ket. På lignende måte er bolgeformene mellom perioden t21 og t28 også

en amplitude bit storre i negativ verdi enn pulsbredde-bolgeformen alene.

I fig. 10 representerer cosinus-bolgeformen 44" og sinusbolge-formen 46" pulsbredde-bolgeformene i fig. 6 med tillegg av 2 positive pulsamplitude bits. I fig. 10 skjer addisjonene og subtraksjonene av pulsamplitude bits i de samme tidsperioder som er antydet i fig. 9, men i fig. 10 har de den dobbelte amplitude av den i fig. 9. Med den dobbelte amplitude menes f.eks. at hovden "h" av subtraksjonen i bolgeformen 44' er halvparten av hbyden 2 "h" av subtraksjonen i bolgeformen 44".

I fig. 11 adderes en -2 amplitude bit til modifiserte versioner av pulsbredde-bolgeformene i fig. 6, hvor disse pulsbredde-bolgeformer fra fig. 6 modifiseres ved en okning med en grov bit. Pulsbredde-bolgeformen i fig. 9 representerer således 12 grove bits (svarende til 60 fine bits) pluss en fin bit for en total avveid verdi av 61 fine data bits. Fig. 10 representerer 12 grove bits pluss 2 fine data bits for en total avveid verdi på 62 fine data bits. Fig. 11 representerer 13 grove data bits (svarende til 65 fine bits) pluss -2 bits av fine data for en total avveid verdi på 63 fine data bits. Endelig representerer fig. 12 13 grove data bits pluss -1 fin data bit for en total avveid verdi på 64 fine data bits.

I fig. 11 strekker pulsbredden av cosinus-bolgeformen 44"' seg fra tl2/5 til tl9,5 med en 2 bit pulsamplitude-addisjon mellom tl5,5 og tl7,5 under den positive halvsyklus. Under den negative halvsyklus strekker pulsbredden seg på samme måte mellom t21,5 og t27,5 med en 2 bit amplitude-addisjon mellom t23,5 og t25,5.

På lignende måte omfatter sinus-bolgeformen 46"' en subtraksjon på 2 amplitude bit for perioden fra tl2,5 til t 19,5 med den grunnleggende pulsbredde rådende mellom tl5,5 og tl7,5 under den positive halvsyklus. Under den negative halvsyklus blir 2 amplitude bits på lignende måte subtrahert mellom t21,5 og t27,5, hvor den negativt gående pulsbredde råder mellom t23,5 oq t25,5.

I fig. 12 er pulsbredde-bolgeformen fra fig. 11 vist i kombinasjon med en -1 addisjon av amplitude-data. Varigheten av addisjonene og subtraksjonene av amplitudedata i fig. 12 er de samme som i fig. 11, bortsett fra at ampiitudevekten er halvparten i fig. 12 av hva den er i fig. 11.

Addisjonen av ytterligere en fin data bit til bolgeformen i

fig. 12 utfores ved fullstendig eliminasjon av ethvert ampli-tudebidrag, slik at bolgeformen vil opptre som antydet i den

prikkete del av fig. 12. Addisjonen (ikke vist) av en andre fin data bit til bolgeformen i fig. 12 utfores ved addisjon av en +1 amplitudeverdi til bolgeformen i fig. 12 på samme måte som +1 data bit er vist addert til data i bolgeformene i fig.9.

Ytterligere en tredje data bit adderes (ikke vist) til bolgeformene som vist i fig. 12 på samme måte som +2 data bits er vist addert til bolgeformene i fig. 10. Den fjerde data bit adderes til bolgeformene i fig. 12 ved forandring (ikke vist) av de grunnleggende pulsbredder av denne bolgeform og subtraksjon av -2 data bits. Addisjonen og subtraksjonen av amplitude bits fra de grunnleggende pulsbredde bits fortsetter som antydet for en hvilken som helst onsket total forandring.

Claims (3)

1. Digital-analog omformer som mottar signaler som er representative for en forandring av en vinkel, hvor en tellestyrekrets (35) og en pulsbreddestyrekrets (30) gir respektive signalfremstillinger av en fin og en grov del av nevnte vinkel, en klokkepulskilde (21) avgir klokkepulser til en logisk kom-binas jonsinnretning (17) som er innbefattet i pulsbreddestyrekretsen, og hvor nevnte logiske kombinasjonsinnretning avgir et første pulstog med en bærefrekvens, idet hver puls i puls-toget har en varighet som er en første funksjon av nevnte grove del,karakterisert veden pulsamplitudestyrekrets (28) forbundet med nevnte telle- og pulsbreddestyre-kretser (35, 30) og med nevnte klokkekilde (21) for generering av et andre pulstog med bærefrekvensen, hvor hver puls i toget har en varighet som er en andre funksjon av nevnte grove del og en amplitude som er proporsjonal med nevnte fine del; og en drivkrets (33) forbundet med nevnte pulsbredde- og pulsampli-tudestyrekretser (30, 28) for tilveiebringelse av en algebraisk kombinasjon av amplitudene for de respektive pulser av nevnte første og andre pulstog, hvor en bærefrekvenskomponent av nevnte algebraiske kombinasjon har en amplitude som er proporsjonal med en trigonometrisk funksjon av nevnte vinkel og en fase som er representativ for nevnte funksjons fortegn.

2. Omformer som angitt i krav 1, hvor nevnte algebraiske kombinasjon omfatter en bærefrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med sinus av nevnte vinkel og en fase som er representativ for fortegnet av sinus av nevnte vinkel, og at nevnte første pulstog omfatter en bærefrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med sinus av nevnte grove del og med en fase som er representativ for fortegnet av sinus av nevnte grove del,karakterisert vedat pulsamplitudestyrekretsen (28) omfatter en logisk krets (163-168;

173, 174) for generering av nevnte andre pulstog med en bærefrekvenskomponent som har en amplitude som er proporsjonal med et cosinusprodukt som er produktet av nevnte fine del og cosinus av nevnte grove del, samt en fase som er representativ for fortegnet for nevnte cosinusprodukt.

3. Omformer som angitt i krav 1, hvor nevnte algebraiske kombinasjon omfatter en bærefrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med cosinus av nevnte vinkel og med en fase som er representativ for fortegnet for cosinus av nevnte vinkel, og hvor før-ste pulstog omfatter en bærefrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med co-sinus av nevnte grove del og med en fase som er representativ for fortegnet for cosinus av nevnte grove del,karakterisert vedat nevnte pulsamplitudestyrekrets (28) omfatter en logisk krets (163-168; 165', 166', 173', 174') for generering av nevnte andre pulstog med en bærefrekvenskomponent med en amplitude som er proporsjonal med et sinusprodukt som er produktet av nevnte fine del og sinus av nevnte grove del, og med en fase som er representativ for fortegnet av nevnte sinusprodukt.