NO138316B - CONNECTION DEVICE FOR STARTING A CONNECTION NET COMPONENT WITH CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION - Google Patents
CONNECTION DEVICE FOR STARTING A CONNECTION NET COMPONENT WITH CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION Download PDFInfo
- Publication number
- NO138316B NO138316B NO773977A NO773977A NO138316B NO 138316 B NO138316 B NO 138316B NO 773977 A NO773977 A NO 773977A NO 773977 A NO773977 A NO 773977A NO 138316 B NO138316 B NO 138316B
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- switching transistor
- voltage
- winding
- transformer
- switching
- Prior art date
Links
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 title claims description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 title claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 38
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 30
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 24
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000003828 downregulation Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000036316 preload Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000008844 regulatory mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
- G05D23/00—Control of temperature
- G05D23/19—Control of temperature characterised by the use of electric means
- G05D23/1906—Control of temperature characterised by the use of electric means using an analogue comparing device
- G05D23/1913—Control of temperature characterised by the use of electric means using an analogue comparing device delivering a series of pulses
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
- G05D23/00—Control of temperature
- G05D23/19—Control of temperature characterised by the use of electric means
- G05D23/20—Control of temperature characterised by the use of electric means with sensing elements having variation of electric or magnetic properties with change of temperature
- G05D23/24—Control of temperature characterised by the use of electric means with sensing elements having variation of electric or magnetic properties with change of temperature the sensing element having a resistance varying with temperature, e.g. a thermistor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Cable Accessories (AREA)
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
Oppfinnelsen angår en koblingsanordning til start av en koblingsnettkomponent med strømbegrensning og spenningsstabilisering, hvor der finnes en inngang for en likerettet nettveksél-spenning og, til å frembringe en vekselspenning fra denne, en selvsvingende sperreomformer med en koblingstransistor, en transformator, en reguleringsinnretning og en sperreinnretning, samtidig som en vikling på transformatoren ligger som arbeidsvikling i serie med inngangen i koblingstransistorens lastkrets og en vikling på transformatoren ligger som tilbakekoblingsvikling i koblingstransistorens styrekrets, og hvor ennvidere reguleringsinnretningen inneholder en tyristor hvis arbeidsstrekning ligger parallelt med seriekoblingen av koblingstransistorens styrestrekning, en ohmsk motstand som gjennomflytes av koblingstransistorens laststrøm, og en kondensator som tilhører sperreinnretningen, og ennvidere inneholder en sammenligningskobling tilsluttet tyristorens tenneelektrode, slik at koblingstransistoren når en fra transformatoren uttatt og likerettet vekselspenning overskrider en ønskeverdi, via en sammenligning med en referanselikespenning blir sperret ved tenning av tyristoren, samtidig som sperreinnretningen ennvidere inneholder en diode over hvilken kondensatoren er tilsluttet en transformatorvikling og kan lades opp med slik polaritet at dens spenning sperrer koblingstransistoren ved tent tyristor. The invention relates to a switching device for starting a switching network component with current limitation and voltage stabilization, where there is an input for a rectified alternating current voltage and, to produce an alternating voltage from this, a self-oscillating blocking converter with a switching transistor, a transformer, a regulating device and a blocking device , at the same time that a winding on the transformer is located as a working winding in series with the input in the switching transistor's load circuit and a winding on the transformer is located as a feedback winding in the switching transistor's control circuit, and where further the regulation device contains a thyristor whose working path is parallel to the series connection of the switching transistor's control path, an ohmic resistance which is flowed through by the load current of the switching transistor, and a capacitor belonging to the blocking device, and further contains a comparison link connected to the ignition electrode of the thyristor, so that the switching transistor n if a rectified AC voltage taken from the transformer exceeds a desired value, via a comparison with a reference DC voltage is blocked by switching on the thyristor, at the same time that the blocking device also contains a diode across which the capacitor is connected to a transformer winding and can be charged with such a polarity that its voltage blocks the switching transistor when the thyristor is on.
En slik koblingsnettkomponent er kjent og f.eks. beskrevet i DT-OS 2.160.659. En ytterligere beskrivelse er å finne i tids-skriftet "Funktechnik", 19717, nr. 20, side 782 og 784. Funk-sjonen er der uttrykt ved betegnelsen "selbstschwingender Sperr-wandler mit getriggerter Abschaltung". Denne triggede frakobling gir koblingstransistoren en gunstig koblingsfunksjon. Uten noen slik frakobling ville koblingstransistoren, styrt av tilbakekoblingen alene, bare bli "utmagret" på grunn av den avtagende basisstrøm. Frakoblingen med transistoren ved kortslutning av tilbakekoblingsviklingén 'gir derimot ikke bare en definert og klar frakoblingsfunksjon for koblingstransistoren, men også en god mulighet for regulering. Such a connection network component is known and e.g. described in DT-OS 2.160.659. A further description can be found in the periodical "Funktechnik", 19717, No. 20, pages 782 and 784. The function is there expressed by the designation "selbstschwingender Sperr-wandler mit getrigger Abschaltung". This triggered disconnection gives the switching transistor a favorable switching function. Without any such decoupling, the junction transistor, controlled by the feedback alone, would simply be "leaned out" due to the decreasing base current. The disconnection with the transistor by short-circuiting the feedback winding, on the other hand, not only provides a defined and clear disconnection function for the switching transistor, but also a good possibility for regulation.
Via tyristorens tennetidspunkt kan sperreomformerens utgangsspenning godt reguleres med reguleringsinnretningen. Ved sammenligning av en sammenligningsspenning som er representativ for sperreomformerens utgangsspenning, med en stabilisert referansespenning, og det ved hjelp av en sammenligningstransistor som samtidig tjener som reguleringsforsterker, er det mulig å påvirke tennetidspunktet for transistoren. Ved den kjente koblingsanordning blir sammenligningsspenningen tilkoblet sammen-ligningstransistorens basis og emitter via henholdsvis en spenningsdeler og en annen spenningsdeler med Z-diode. Kollektoren er forbundét med tyristorens tenneelektrode. Den har dessuten en ohmsk kollektormotstand hvor kollektorstrømmen frembringer en spenning. Overskrider denne spenning en terskelverdi, blir tyristoren tent. Tennetidspunktet blir dermed avhengig av høyden av sperreomformerens utgangsspenning. Ved at koblingstransistoren blir sperret ved tenning av koblingstransistorens tyristor og dens utgangsstrøm ikke kan stige videre, er høyden av sperreomformerens utgangsspenning stabilisert. Via the ignition timing of the thyristor, the blocking converter's output voltage can be well regulated with the regulation device. By comparing a comparison voltage that is representative of the buck converter's output voltage, with a stabilized reference voltage, and with the help of a comparison transistor that also serves as a control amplifier, it is possible to influence the ignition timing of the transistor. With the known connection device, the comparison voltage is connected to the base and emitter of the comparison transistor via a voltage divider and another voltage divider with a Z-diode respectively. The collector is connected to the ignition electrode of the thyristor. It also has an ohmic collector resistance where the collector current produces a voltage. If this voltage exceeds a threshold value, the thyristor is switched on. The ignition time thus depends on the height of the blocking converter's output voltage. By the fact that the switching transistor is blocked upon ignition of the switching transistor's thyristor and its output current cannot rise further, the level of the blocking converter's output voltage is stabilized.
Tidspunktet for tenningen avhenger dessuten også av den spenning som koblingstransistorens laststrøm frembringer på den ohmske motstand den gjennomflyter. Overskrider denne laststrøm en fastlagt verdi, blir tyristoren likeledes tent. Tennetidspunktet blir altså bestemt både ved styrken av koblingstransistorens laststrøm og ved høyden av sperreomformerens utgangsspenning. Reguleringsprinsippet for utgangsspenningen beror på en fremskyndet frakobling av koblingstransistoren og bevirker foruten reguleringen også en beskyttelse for koblingstransistoren The timing of the ignition also depends on the voltage that the switching transistor's load current produces on the ohmic resistance it flows through. If this load current exceeds a fixed value, the thyristor is also switched on. The ignition time is therefore determined both by the strength of the switching transistor's load current and by the height of the blocking converter's output voltage. The regulation principle for the output voltage is based on an accelerated disconnection of the switching transistor and, in addition to regulation, also provides protection for the switching transistor
mot for sterk utgangsstrøm. against excessive output current.
Det nøyaktige forløp av reguleringsmekanismen fremgår av de følgende forhold: Ved tyristoren i den kjente kdblingsanordning dreier det seg om en tyristortetrode med to styreelektroder: en på utgangssiden (anodeport) og en på katodesiden (katodeport). Styringen skjer via en spenning som foreligger mellom anodeport og anode. For påvirkning av denne spenning, dvs. for styring av tennetidspunktet når denne spenning når den spenningsverdien, står der to muligheter til rådighet: For det første kan potensialet ved anodeporten endres - ved for høy utgangsspenning fra sperreom-formeren blir det senket - og for det annet kan potensialet ved anoden endres - ved for sterk strøm i koblingstransistoren stiger anodepotensialet. Samvirkningen av de to kriterier som utløser tenningen - for sterk ^trøm i koblingstransistoren, for høy utgangsspenning - består altså i en motsatt styring av de to po-tensialer, hvis differanse utløser tenningen, og tennetidspunktet inntrer tidligere. The exact course of the regulation mechanism is evident from the following conditions: The thyristor in the known kdbling device is a thyristor electrode with two control electrodes: one on the output side (anode gate) and one on the cathode side (cathode gate). The control takes place via a voltage that exists between the anode gate and the anode. For influencing this voltage, i.e. for controlling the ignition timing when this voltage reaches that voltage value, two possibilities are available: Firstly, the potential at the anode gate can be changed - if the output voltage from the blocking converter is too high, it is lowered - and for that otherwise, the potential at the anode can change - if the current in the switching transistor is too strong, the anode potential rises. The interaction of the two criteria that trigger the ignition - too strong a current in the switching transistor, too high an output voltage - thus consists in an opposite control of the two potentials, the difference of which triggers the ignition, and the ignition time occurs earlier.
Sperringen av koblingstransistoren blir ved den kjente koblingsanordning forbedret ved hjelp av en kondensator som ligger i koblingstransistorens styrekrets, og som via en diode mates fra en ekstra transformatorvikling. Så snart tyristoren tenner, ligger denne kondensator parallelt med styrestrekningen hos koblingstransistoren og sperrer denne. The blocking of the switching transistor is improved by the known switching device by means of a capacitor located in the switching transistor's control circuit, which is fed via a diode from an additional transformer winding. As soon as the thyristor fires, this capacitor is parallel to the control line of the switching transistor and blocks it.
Som en startkobling er det ved den kjente koblingsnettkomponent foreslått å tilføre koblingstransistorens basis den likerettede nettvekselspenning via en ohmsk motstand. Ved inn-koblingen går der da en basisstrøm og dermed en kollektorstrøm i koblingstransistoren,, og koblingen svinger så opp på grunn av tilbakekoblingen. As a starting connection, it is proposed in the known switching network component to supply the base of the switching transistor with the rectified AC voltage via an ohmic resistance. At the on-switching, a base current and thus a collector current flows in the switching transistor,, and the switching then oscillates due to the feedback.
En ulempe ved den kjente kobling er at startstrømmen er fastlagt ved størrelsen av startmotstanden, mens koblingstransistorens strømforsterkning varierer fra eksemplar til eksemplar. Dermed kan det forekomme at oppsvingningsprosessen blir uheldig influert ved overspenning i nettet, og sperringen av koblingen ved underspenning. A disadvantage of the known coupling is that the starting current is determined by the size of the starting resistance, while the current amplification of the coupling transistor varies from specimen to specimen. As a result, it can occur that the upswing process is adversely influenced by overvoltage in the network, and the blocking of the connection by undervoltage.
Vesentlig er imidlertid en koblingsnettkomponents funksjon i tilfelle av varig kortslutning på utgangen. I såfall må alle strømmer reguleres ned så langt at ingen komponenter blir skadet. Ved hjelp av startlikestrømmen blir koblingstransistoren ved den kjente kobling styrt opp kontinuerlig så der kan inntre kritiske tilstander i koblingen. Essential, however, is the function of a switching network component in the event of a permanent short circuit at the output. In this case, all currents must be regulated down so far that no components are damaged. With the help of the starting direct current, the switching transistor in the known connection is controlled up continuously so that critical states can occur in the connection.
Til grunn for den foreliggende oppfinnelse ligger den oppgave å forbedre den innledningsvis angitte koblingsanordning slik at den blir mindre ømfintlig for under- og overspenning i nettet, innflytelsene av variasjoner i komponentenes parametre blir minsket og nedreguleringen av strømmene ved varig kortslutning blir bedre. The present invention is based on the task of improving the switching device indicated at the outset so that it becomes less sensitive to undervoltage and overvoltage in the network, the influence of variations in the components' parameters is reduced and the downregulation of the currents in the event of a permanent short circuit is improved.
For løsning av denne 'Oppgave ved en koblingsanordning av den innledningsvis nevnte art går oppfinnelsen ut på at der er tilsluttet nettvekselspenningen en særskilt likeretter via hvilken der ved hjelp av et RC-ledd fås impulser fra nettvekselspenningen, og disse strømpulser tilføres koblingstransistorens styrestrekning som startpulser. In order to solve this problem with a switching device of the type mentioned at the outset, the invention is based on the fact that a special rectifier is connected to the mains alternating voltage via which, with the help of an RC link, impulses from the mains alternating voltage are obtained, and these current pulses are supplied to the control line of the switching transistor as start pulses.
For en gunstig utformning blir det foreslått å anvende en enveislikeretter. For a favorable design, it is suggested to use a one-way rectifier.
Ifølge oppfinnelsen benytter man ingen kontinuerlig start-likestrøm som ved den kjente kobling, men startpulser. RC-leddet til å forme startpulsene er via en egen likeretter forbundet med nettvekselspenningen, så startprosessene blir gjentatt med nettfrekvens. Dermed kan de enkelte startpulser velges sterkere enn ved en likestrøm, så selv transistorer med liten strømforsterkning blir styrt opp. I tidsrommene mellom startpulsene forblir koblingen i sin respektive driftstilstand. Spesielt blir koblingstransistoren i tilfelle av kortslutning på sekundærsiden ikke styrt opp kontinuerlig, så koblingsanordningen ifølge oppfinnelsen får øket kortslutningsfasthet. Etter at årsaken til sperringen, f.eks. kortslutningen, er ryddet av veien, svinger koblingen straks i gang igjen så snart neste startpuls inntrer. Således supplerer sperrekoblingen og startkoblingen hverandre på gunstig måte. Ved kortslutning og overbelastning blir der på pålitelig måte koblet fra, og etter fjernelse av årsaken svinger sperre-svingeren straks pånytt. According to the invention, no continuous starting direct current is used as in the known connection, but starting pulses. The RC link for shaping the starting pulses is connected to the mains AC voltage via a separate rectifier, so the starting processes are repeated with mains frequency. In this way, the individual start pulses can be selected stronger than with a direct current, so that even transistors with small current gain are controlled up. In the time intervals between the start pulses, the link remains in its respective operating state. In particular, in the event of a short circuit on the secondary side, the switching transistor is not controlled continuously, so the switching device according to the invention has increased short circuit resistance. After the reason for the blocking, e.g. the short circuit, is cleared of the way, the coupling immediately swings into action again as soon as the next start pulse occurs. Thus, the blocking clutch and the starting clutch complement each other in a favorable way. In the event of a short circuit or overload, it is reliably disconnected, and after the cause has been removed, the blocking transducer immediately oscillates again.
Oppfinnelsen vil i det følgende under henvisning til tegningen bli belyst nærmere ved et utførelseseksempel på koblingsanordningen. The invention will be explained in more detail in the following with reference to the drawing by means of an embodiment of the coupling device.
En koblingstransistor 1 av npn-type er ved sin kollektor tilkoblet den ene tilslutning på en arbeidsvikling 2 hos en transformator 3. Den annen tilslutning på denne arbeidsvikling 2 fører til en inngangsklemme 4. Emitteren hos koblingstransistoren 1 er forbundet med en tilslutning på en vikling 5 hos transformatoren 3 og ligger på -et potensial som i det følgende vil bli betegnet som referansepotensial. Den annen tilslutning på viklingen 5 er over en diode 6 tilkoblet en kondensator 7 hvis annen tilslutning ligger på referansepotensial. Transformatoren 3 A switching transistor 1 of the npn type is connected at its collector to one connection on a working winding 2 of a transformer 3. The other connection on this working winding 2 leads to an input terminal 4. The emitter of the switching transistor 1 is connected to a connection on a winding 5 at the transformer 3 and lies at -a potential which will be referred to in the following as the reference potential. The other connection on the winding 5 is connected via a diode 6 to a capacitor 7 whose other connection is at reference potential. The transformer 3
bærer en ytterligere vikling 8 som tjener som tilbakekoblingsvikling, og hvis første tilslutning er forbundet med basis hos koblingstransistoren 1. Denne viklings annen tilslutning er via en parallellkobling av en kondensator 9 med to dioder 10 og 11 i antiparallellkobling og over en dermed seriekoblet ohmsk motstand 12 forbundet med referansepotensialet. Dessuten er den annen tilslutning på tilbakekoblingsviklingen 8 via en diode 13 forbundet med anoden hos en tyristor 14 og via en seriekobling av denne diode 13 med en kondensator 15 forbundet med basis hos koblingstransistoren 1. Katoden hos tyristoren 14 er forbundet med en inngangsklemme 16 og over en ohmsk motstand 17 med referansepotensialet. Tenneelektroden hos tyristoren 14 er forbundet med uttaket på en spenningsdeler som består av to ohmske motstander 18 og 19, og som fra referansepotensialet fører over en diode 20 til den første tilslutning på tilbakekoblingsviklingen 8. Dessuten ligger der parallelt med spenningsdeleren 18, 19 en kondensator 21. carries a further winding 8 which serves as a feedback winding, and whose first connection is connected to the base of the switching transistor 1. This winding's second connection is via a parallel connection of a capacitor 9 with two diodes 10 and 11 in anti-parallel connection and across a series-connected ohmic resistance 12 associated with the reference potential. In addition, the other connection on the feedback winding 8 is connected via a diode 13 to the anode of a thyristor 14 and via a series connection of this diode 13 with a capacitor 15 connected to the base of the switching transistor 1. The cathode of the thyristor 14 is connected to an input terminal 16 and above an ohmic resistance 17 with the reference potential. The ignition electrode of the thyristor 14 is connected to the outlet of a voltage divider which consists of two ohmic resistors 18 and 19, and which leads from the reference potential across a diode 20 to the first connection on the feedback winding 8. In addition, there is a capacitor 21 parallel to the voltage divider 18, 19 .
Uttakspunktet på den ohmske spenningsdeler 18, 19 er ennvidere over en ohmsk motstand 22 forbundet med en sammenligningstransistor 23 av pnp-type. Dennes basis ligger ved uttaket på en ohmsk spenningsdeler som ligger parallelt med kondensatoren 7 og består av tre seriekoblede ohmske motstander 24, 25, 26, hvorav den midtre 25 er utført som innstillbar ohmsk spenningsdeler. Parallelt med kondensatoren 7 ligger dessuten en seriekobling av en Z-diode 27 med en ohmsk motstand 28, samtidig som denne ohmske motstand 28 ligger mellom emitteren hos sammenligningstransistoren 23 og referansepotensialet. Mellom basis og emitter hos sammenligningstransistoren 23 er der innkoblet en kondensator 29. The outlet point of the ohmic voltage divider 18, 19 is further across an ohmic resistance 22 connected to a comparison transistor 23 of pnp type. Its basis lies at the outlet of an ohmic voltage divider which lies parallel to the capacitor 7 and consists of three series-connected ohmic resistors 24, 25, 26, of which the middle 25 is designed as an adjustable ohmic voltage divider. Parallel to the capacitor 7 is also a series connection of a Z-diode 27 with an ohmic resistance 28, at the same time that this ohmic resistance 28 is located between the emitter of the comparison transistor 23 and the reference potential. A capacitor 29 is connected between the base and emitter of the comparison transistor 23.
Enda en inngangsklemme 30 er. over en seriekobling av en Yet another input terminal 30 is. across a series connection of a
diode 31, en kondensator 32 og en ohmsk motstand 33 forbundet med basis hos koblingstransistoren 1. Mellom inngangsklemmen 16 og forbindelsespunktet mellom dioden 31 og kondensatoren 32 ligger diode 31, a capacitor 32 and an ohmic resistance 33 connected to the base of the switching transistor 1. Between the input terminal 16 and the connection point between the diode 31 and the capacitor 32 is
der dessuten en ohmsk motstand 34. where, moreover, an ohmic resistance 34.
,Parallelt med den ohmske motstand 17 er der ennvidere koblet en kondensator 35. Mellom kollektoren hos koblingstransistoren 1 og referansepotensialet befinner seg en seriekobling av. tre kondensatorer 36, 37, 38 og en ohmsk motstand 39. A capacitor 35 is also connected in parallel with the ohmic resistor 17. Between the collector of the switching transistor 1 and the reference potential is a series connection of. three capacitors 36, 37, 38 and an ohmic resistor 39.
Transformatoren 3 har som ytterligere vikling en utgangs-vikling 40 som har fire uttak og ved sin ene ende er forbundet med gods. Uttakene fører over hver sin av fire dioder 41-44 til hver sin av fire utgangsklemmer 45-48, samtidig som disse utgangsklemmer 45-48 er forbundet med gods over hver sin av fire kondensatorer 49-52. Dessuten er der parallelt med kondensatoren 49 koblet en ohmsk motstand 64. The transformer 3 has as a further winding an output winding 40 which has four outlets and is connected to goods at one end. The outlets lead over each of four diodes 41-44 to each of four output terminals 45-48, at the same time that these output terminals 45-48 are connected with goods across each of four capacitors 49-52. In addition, an ohmic resistor 64 is connected in parallel with the capacitor 49.
Koblingsanordningen slik den har vært beskrevet hittil, er innrammet strekpunktert på tegningen og danner så langt en kompo-nent som kan realiseres som modul og har inngangsklemmene 4, 16 og 30 og utgangsklemmene 45-48. The connection device as it has been described so far is framed in dashed lines in the drawing and so far forms a component that can be realized as a module and has the input terminals 4, 16 and 30 and the output terminals 45-48.
Til inngangsklemmene 4 og 16 er koblet utgangen fra en Graetz-likeretter 65 bestående av fire dioder, og parallelt med denne en glattekondensator 66, en ohmsk motstand 53 og en ytterligere kondensator 54. Inngangstilslutningene til Graetz-like-retteren 65 er over hver sin drossel 55 resp. 56 forbundet med hver sin av de to klemmer på en kilde 57 for nettvekselspenning. Mellom den ene klemme på nettvekselspenningskilden 57 og drosselen 55 ligger en sikring 58. Dessuten er tilslutningene til de to drosler 55 og 56 på nettsiden forbundet innbyrdes over en kondensator 59 og de to andre tilslutninger forbundet innbyrdes over en kondensator 60. Parallelt med kondensatoren 60 ligger en seriekobling av to kondensatorer 61 og 62 hvis forbindelsespunkt er forbundet med gods. Mellom den annen pol og drosselen 56 ligger en ohmsk motstand 63. The output of a Graetz rectifier 65 consisting of four diodes is connected to the input terminals 4 and 16, and in parallel with this a smoothing capacitor 66, an ohmic resistor 53 and a further capacitor 54. The input connections to the Graetz rectifier 65 are each over a choke 55 or 56 connected to each of the two terminals on a source 57 for mains alternating voltage. Between one terminal of the AC voltage source 57 and the choke 55 is a fuse 58. In addition, the connections to the two chokes 55 and 56 on the website are connected to each other via a capacitor 59 and the other two connections are connected to each other via a capacitor 60. Parallel to the capacitor 60 is a series connection of two capacitors 61 and 62 whose connection point is connected to goods. Between the second pole and the throttle 56 is an ohmic resistance 63.
Lastkretsen for koblingstransistoren 1 består nå av seriekoblingen av arbeidsviklingen 2, kollektor-emitterstrekningen, den ohmske motstand 17 og likestrøminngangen med de to inngangs-klemmer 4 og 16. Den egentlige styrekrets består av seriekobling en av basisemitterstrekningen hos koblingstransistoren 1, den ohmske motstand 12, parallellkoblingen med diodene 10 og med kondensatoren 9 samt tilbakekoblingsviklingen 8. The load circuit for the switching transistor 1 now consists of the series connection of the working winding 2, the collector-emitter line, the ohmic resistance 17 and the direct current input with the two input terminals 4 and 16. The actual control circuit consists of the series connection of one of the base-emitter lines of the switching transistor 1, the ohmic resistance 12, the parallel connection with the diodes 10 and with the capacitor 9 and the feedback winding 8.
Reguleringsinnretningen med sammenligningstransistoren 23 får fra viklingen 5 en sammenligningsspenning som etter like-retting via dioden 6 foreligger på kondensatoren 7. Denne sammenligningsspenning blir via spenningsdeleren 24, 25, 26 tilført basis hos sammenligningstransistoren 23 og sammenlignet med en referansespenning dannet ved hjelp av Z-dioden 27. Den kollek-torstrøm for sammenligningstransformatoren 23 som resulterer av denne sammenligning, går gjennom den ohmske motstand 18.. The regulation device with the comparison transistor 23 receives from the winding 5 a comparison voltage which, after rectification via the diode 6, is present on the capacitor 7. This comparison voltage is supplied via the voltage divider 24, 25, 26 to the base of the comparison transistor 23 and compared with a reference voltage formed with the help of the Z diode 27. The collector current for the comparison transformer 23 resulting from this comparison passes through the ohmic resistance 18.
På denne ohmske motstand 18 foreligger dessuten, svarende On this ohmic resistance 18 is also present, corresponding
til delingsforholdet for spenningsdeleren 18, 19, en del av den spenning som foreligger på kondensatoren 21. Denne kondensator 21 får sin spenning over dioden 20 og over tilbakekoblingsviklingen 8. to the division ratio for the voltage divider 18, 19, part of the voltage present on the capacitor 21. This capacitor 21 gets its voltage across the diode 20 and across the feedback winding 8.
Sperreinnretningen dannes av tilbakekoblingsviklingen 8, The blocking device is formed by the feedback winding 8,
dioden 13 og kondensatoren 15. Denne kondensator 15 danner driftsspenningskilden for tyristoren 14 og sperrer i tilfellet av gjennomkoblet tyristor 14 styrestrekningen mellom basis og emitter hos koblingstransistoren 1. the diode 13 and the capacitor 15. This capacitor 15 forms the operating voltage source for the thyristor 14 and, in the case of through-connected thyristor 14, blocks the control path between the base and emitter of the switching transistor 1.
Kondensatoren 21 er ladet opp med slik polaritet at en tilsvarende spenning som foreligger på den ohmske motstand 18, The capacitor 21 is charged with such polarity that a corresponding voltage present on the ohmic resistance 18,
sperrer tennestrekningen hos tyristoren 14. Denne sperrespenning foreligger da på seriekoblingen av tennestrekningen og den ohmske motstand 17 som gjennomflytes av laststrømmen for koblingstransistoren 1. Kollektorstrømmen for sammenligningstransistoren 23 blocks the ignition path of the thyristor 14. This blocking voltage is then present on the series connection of the ignition path and the ohmic resistance 17 which is passed through by the load current for the switching transistor 1. The collector current for the comparison transistor 23
går gjennom den ohmske motstand 18 og frembringer en spenning som er rettet motsatt den spenning som skriver seg fra kondensatoren 21. Motsatt rettet er likeledes den spenning som laststrømmen frembringer på den ohmske motstand 17. Den forspenning på den ohmske motstand 18 som sperrer tenningen av transistoren 14, kan nå både ved hjelp av en tilsvarende stor kollektorstrøm hos sammenligningstransistoren 23 - utløst av en for høy utgangsspenning fra transformatoren 3 - og ved hjelp av en for sterk last-strøm gjennom den ohmske motstand 17 kompenseres så meget at transistoren 14 blir tent. Dette er altså tilfellet hvis enten laststrømmen for koblingstransistoren 1 eller utgangsspenningen på transformatoren 3 blir for stor. passes through the ohmic resistor 18 and produces a voltage that is directed opposite to the voltage written from the capacitor 21. The voltage that the load current produces on the ohmic resistor 17 is also directed in the opposite direction. The bias voltage on the ohmic resistor 18 that blocks the ignition of the transistor 14, can now both with the help of a correspondingly large collector current at the comparison transistor 23 - triggered by an excessively high output voltage from the transformer 3 - and with the help of a too strong load current through the ohmic resistor 17 be compensated so much that the transistor 14 is lit. This is thus the case if either the load current for the switching transistor 1 or the output voltage on the transformer 3 becomes too large.
En startkobling dannes av inngangsklemmen 30, dioden 31, kondensatoren 32 og de to ohmske motstander 33 og 34. Inngangsklemmen 30 er forbundet med nettvekselspenningen og leverer via dioden 31 og RC-leddet 32, 33 med nettfrekvens pulser til basis hos koblingstransistoren 1. A starting connection is formed by the input terminal 30, the diode 31, the capacitor 32 and the two ohmic resistors 33 and 34. The input terminal 30 is connected to the mains alternating voltage and delivers via the diode 31 and the RC link 32, 33 with mains frequency pulses to the base of the switching transistor 1.
;:~ .Ved utgangsklemmene 45-48 blir der tatt ut likespenninger ;:~ .At the output terminals 45-48, DC voltages are taken out
med forskjellig høyde. Ved det foreliggende utførelseseksempel er.der dessuten i henhold til tegningen sørget for et fullstendig skille mellom nettet og utgangssiden av transformatoren 3. Denne adskillelse fra nettet kan selvsagt unnværes hvis der ikke stilles noe slikt krav. with different heights. In the present embodiment, according to the drawing, a complete separation has also been provided between the mains and the output side of the transformer 3. This separation from the mains can of course be dispensed with if no such requirement is made.
I normal drift er kondensatoren 15 via viklingen 8 og dioden In normal operation, the capacitor 15 is via the winding 8 and the diode
13 ladet opp til en spenning som er redusert med spenningen på dioden 13 i strømførende tilstand. Etter sperring av koblingstransistoren 1 blir der i viklingen 8 indusert*en ompolarisert spenning som via kondensatoren 15 med dens mindre, motsatte spenning foreligger på arbeidsstrekningen hos transistoren 14 og slukker denne. 13 charged up to a voltage which is reduced by the voltage on the diode 13 in the current-carrying state. After switching off the switching transistor 1, a repolarized voltage is induced in the winding 8 which via the capacitor 15 with its smaller, opposite voltage is present on the working path of the transistor 14 and extinguishes it.
Ved en kortslutning på en av utgangene 45-48 går nettkomponenten over fra normal drift til intermitterende drift. I dette driftstilfelle blir den kontinuerlige sekvens av laststrømpulser avløst av korte pulser i takt med nettvekselspenningens frekvens. Samtidig blir kollektorspenningen på koblingstransistoren 1 In the event of a short circuit on one of the outputs 45-48, the mains component switches from normal operation to intermittent operation. In this operating case, the continuous sequence of load current pulses is replaced by short pulses in step with the frequency of the mains voltage. At the same time, the collector voltage on the switching transistor becomes 1
sterkt redusert, så det er garantert at koblingstransistoren 1 greatly reduced, so it is guaranteed that the switching transistor 1
ikke tar skade selv i tilfellet av kortslutning. Videre må utgangs-kortslutningsstrømmene ikke være sterkere enn de strømmer som tillates for de enkelte dioder, foråt en ødeleggelse av disse skal unngås. Disse kortslutningsstrømmer bestemmes av den energi som i denne driftstilstand er magasinert i transformatoren 3. does not take damage even in the case of short circuit. Furthermore, the output short-circuit currents must not be stronger than the currents allowed for the individual diodes, in order to avoid destroying them. These short-circuit currents are determined by the energy that is stored in the transformer 3 in this operating state.
Ved en kortslutning på utgangen stiger spiss-strømmen hos koblingstransistoren 1 sterkt. Det bevirker tenning av transistoren 14 og frakobling av koblingstransistoren 1. Koblingstransistoren 1 kan først gjennomkobles igjen når for det første transistoren 14 er sluknet igjen ved utladning av kondensatoren 15 og der for det annet blir levert en startpuls til basis hos koblingstransistoren 1. Dermed blir det antall kollektorstrøm-pulser som innmates i transformatoren 3 pr. tidsenhet, sterkt redusert, så energien ikke kan nå en verdi som blir farlig for utgangsdiodene 41-44. Ved hjelp av dioden 31, de to ohmske motstander 33 og 34 og kondensatoren 32 blir der ut fra nettvekselspenningen formet pulser med en varighet av ca. 5 ms. Kollektorstrømpulser hos koblingstransistoren 1 er altså bare mulige under dette tidsrom av ca. 5 ms. Denne forholdsregel reduserer kortslutningsstrømmen betraktelig. Innflytelsen av holdestrømmen for transistoren 14 er da bare liten. Der frem-Xwtimer pulsgrupper av enkelte kollektorstrømpulser, som følger på hverandre i en avstand av 20 ms. In the event of a short circuit at the output, the peak current at the switching transistor 1 rises sharply. This causes the switching on of the transistor 14 and the disconnection of the switching transistor 1. The switching transistor 1 can only be switched on again when, firstly, the transistor 14 has been switched off again by discharging the capacitor 15 and where, secondly, a start pulse is delivered to the base of the switching transistor 1. Thus, it becomes number of collector current pulses fed into the transformer 3 per time unit, greatly reduced, so that the energy cannot reach a value that becomes dangerous for the output diodes 41-44. Using the diode 31, the two ohmic resistors 33 and 34 and the capacitor 32, pulses with a duration of approx. 5 ms. Collector current pulses at the switching transistor 1 are therefore only possible during this period of approx. 5 ms. This precaution greatly reduces the short-circuit current. The influence of the holding current for the transistor 14 is then only small. There forward-Xwtimer pulse groups of individual collector current pulses, which follow each other at a distance of 20 ms.
Et særtrekk ligger også i begrensningen av kollektorspiss-strømmen for koblingstransistoren i tilfellet av overbelastning på en av utgangene 45-48. Den forspenning på tenneelektroden hos transistoren 14 som sperrer for tenning, fås med dioden 20 i sperreomformerens sperrefase, dvs. at denne spenning er propor-sjonal med utgangsspenningen. Ved sterk overbelastning synker utgangsspenningene og dermed også sperrespenningen for tennestrekningen hos tyristoren 14. Dette fører til en tenning av tyristoren 14 allerede ved små kollektor-spisstrømmer og dermed til en minskning av utgangsstrømmene ved overbelastning. A distinctive feature also lies in the limitation of the collector tip current for the switching transistor in the event of an overload on one of the outputs 45-48. The bias voltage on the ignition electrode of the transistor 14 that prevents ignition is obtained with the diode 20 in the blocking phase of the blocking converter, i.e. that this voltage is proportional to the output voltage. In the event of a strong overload, the output voltages drop and thus also the blocking voltage for the ignition stage of the thyristor 14. This leads to an ignition of the thyristor 14 already at small collector-feed currents and thus to a reduction of the output currents in case of overload.
I tilfelle av tomgang ved avlastede utganger stiger nett-komponentens arbeidsfrekvens sterkt. Blir en minimallast under-skredet, blir koblingsfrekvensens periode kortere enn svinntiden for tyristoren 14. Tyristoren 14 forblir da gjennomtent over flere perioder, så sperreomformerens svingning stanser. En fornyet oppsvingning kan først skje i og med neste startpuls. Således fremkommer der også i tomgang pulsgrupper i avstander på 20 ms. Den ohmske motstand 64 danner en forbelastning for tom-gangsdrift og forhindrer for sterk stigning av utgangsspenningene ved avlastning av nettkomponenten. In the case of idling at unloaded outputs, the network component's operating frequency rises sharply. If a minimum load is exceeded, the period of the switching frequency becomes shorter than the decay time of the thyristor 14. The thyristor 14 then remains lit over several periods, so the blocking converter's oscillation stops. A renewed recovery can only happen with the next start pulse. Thus pulse groups appear at intervals of 20 ms even at idle. The ohmic resistor 64 forms a preload for idle operation and prevents too strong a rise in the output voltages when the mains component is unloaded.
Claims (2)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19742417628 DE2417628C3 (en) | 1974-04-10 | Circuit arrangement for a switched-mode power supply with current limitation and voltage stabilization |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NO773977L NO773977L (en) | 1975-10-13 |
| NO138316B true NO138316B (en) | 1978-05-02 |
| NO138316C NO138316C (en) | 1978-08-09 |
Family
ID=5912729
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO751234A NO138315C (en) | 1974-04-10 | 1975-04-09 | CONNECTION DEVICE FOR CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION |
| NO773977A NO138316C (en) | 1974-04-10 | 1977-11-21 | CONNECTION DEVICE FOR STARTING A CONNECTION NET COMPONENT WITH CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO751234A NO138315C (en) | 1974-04-10 | 1975-04-09 | CONNECTION DEVICE FOR CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| AU (1) | AU500629B2 (en) |
| BE (1) | BE827791A (en) |
| CA (1) | CA1025944A (en) |
| DK (1) | DK139010C (en) |
| ES (1) | ES436446A1 (en) |
| FI (1) | FI61253C (en) |
| FR (1) | FR2267654A1 (en) |
| GB (1) | GB1494259A (en) |
| IT (1) | IT1034872B (en) |
| NL (1) | NL7504122A (en) |
| NO (2) | NO138315C (en) |
| SE (2) | SE406682B (en) |
| YU (1) | YU35940B (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8200616A (en) * | 1982-02-17 | 1983-09-16 | Philips Nv | SWITCHED SELF-FOCUSING POWER SUPPLY CIRCUIT. |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3421069A (en) * | 1966-08-04 | 1969-01-07 | Brunswick Corp | Regulated power supply including a blocking oscillator and trigger means to turn off the oscillator |
| DE1563869A1 (en) * | 1966-12-03 | 1970-04-09 | Telefonbau & Normalzeit Gmbh | Circuit arrangement for protecting a DC voltage constant holding device with a periodically switched length transistor against overload |
-
1975
- 1975-03-20 GB GB11558/75A patent/GB1494259A/en not_active Expired
- 1975-03-27 AU AU79630/75A patent/AU500629B2/en not_active Expired
- 1975-04-07 NL NL7504122A patent/NL7504122A/en not_active Application Discontinuation
- 1975-04-08 DK DK149775A patent/DK139010C/en not_active Application Discontinuation
- 1975-04-09 FR FR7511050A patent/FR2267654A1/en active Granted
- 1975-04-09 NO NO751234A patent/NO138315C/en unknown
- 1975-04-09 FI FI751068A patent/FI61253C/en not_active IP Right Cessation
- 1975-04-09 ES ES436446A patent/ES436446A1/en not_active Expired
- 1975-04-09 CA CA224,169A patent/CA1025944A/en not_active Expired
- 1975-04-09 YU YU910/75A patent/YU35940B/en unknown
- 1975-04-10 BE BE155282A patent/BE827791A/en not_active IP Right Cessation
- 1975-04-10 SE SE7504143A patent/SE406682B/en unknown
- 1975-08-04 IT IT22043/75A patent/IT1034872B/en active
-
1977
- 1977-11-21 NO NO773977A patent/NO138316C/en unknown
-
1978
- 1978-05-29 SE SE7806173A patent/SE407133B/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DK139010C (en) | 1979-05-07 |
| NO138316C (en) | 1978-08-09 |
| GB1494259A (en) | 1977-12-07 |
| DK149775A (en) | 1975-10-11 |
| DE2417628B2 (en) | 1976-07-08 |
| FI61253B (en) | 1982-02-26 |
| IT1034872B (en) | 1979-10-10 |
| FI751068A (en) | 1975-10-11 |
| FR2267654A1 (en) | 1975-11-07 |
| NO138315C (en) | 1978-08-09 |
| SE7504143L (en) | 1975-10-13 |
| AU7963075A (en) | 1976-09-30 |
| AU500629B2 (en) | 1979-05-31 |
| DE2417628A1 (en) | 1975-10-23 |
| BE827791A (en) | 1975-07-31 |
| NO138315B (en) | 1978-05-02 |
| NO751234L (en) | 1975-10-13 |
| FI61253C (en) | 1982-06-10 |
| YU91075A (en) | 1981-02-28 |
| SE7806173L (en) | 1978-05-29 |
| ES436446A1 (en) | 1977-01-01 |
| SE407133B (en) | 1979-03-12 |
| NL7504122A (en) | 1975-10-14 |
| DK139010B (en) | 1978-11-27 |
| NO773977L (en) | 1975-10-13 |
| SE406682B (en) | 1979-02-19 |
| CA1025944A (en) | 1978-02-07 |
| FR2267654B1 (en) | 1981-09-25 |
| YU35940B (en) | 1981-08-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0135292B1 (en) | Switched power supply with current mode regulation | |
| US3181053A (en) | Regulated rectifier inverter circuit | |
| NL7905344A (en) | POWER SUPPLY OF THE SWITCHING TYPE. | |
| US3356927A (en) | Regulated power supply circuit | |
| US3115610A (en) | Transistor relaxation oscillator fence charger | |
| NO138316B (en) | CONNECTION DEVICE FOR STARTING A CONNECTION NET COMPONENT WITH CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION | |
| US3262046A (en) | Regulated rectifier system | |
| US3987354A (en) | Regulating circuit | |
| US3437911A (en) | Control circuit for controlling the power to an inductive load from a polyphase source | |
| EP0018186A1 (en) | Improved inverter circuit | |
| US3460023A (en) | Regulated power supply | |
| NO154740B (en) | SINGLE THREAD FLOWERS FOR AA GENERATING GALVANIC SEPARATED INITIAL VOLTAGES. | |
| SU450151A1 (en) | Impulse voltage regulator with protection | |
| SE429487B (en) | SPENNINGSREGULATOR | |
| FI61254B (en) | STOPPING REQUIREMENTS FOR STARTING AND STOPPING STABILIZATION AND STABILIZATION | |
| SE433895B (en) | CLUTCH DEVICE FOR MONITORING OF PHASE FLOWS IN THE MULTIPLE PHONE | |
| SU437175A1 (en) | Device for automatic input of backup voltage corrector of synchronous generator | |
| SU386479A1 (en) | THIRISTOR RELAY TIME | |
| SU807248A1 (en) | Ac voltage stabilizer | |
| SU1532906A1 (en) | Device for regulation of temperature | |
| JPH0314954Y2 (en) | ||
| SU773813A1 (en) | Device for monitoring non-complete phase duty | |
| SU761995A1 (en) | Pulsed voltage stabilizer | |
| DK144398B (en) | STARTING CONNECTION TO A CONNECTOR PART WITH CURRENT LIMITATION AND VOLTAGE STABILIZATION | |
| SU1026257A1 (en) | Power source |