NL7903346A - Digitaal signaleringsstelsel. - Google Patents

Description

4 BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY S.A., * te Antwerpen, België DIGITAAL SIGNALERINGSSTELSEL.

De uitvinding heeft betrekking op een digitaal signalerings-stelsel voorzien van zendmiddelen welke zijn gekoppeld met ontvang-middelen via transmissiemiddelen en welke zijn ingericht om minstens een frequentiesignaal op te wekken, waarbij de ontvangmiddelen in 5 staat zijn om de aanwezigheid van dat ontvangen frequentiesignaal te herkennen en voorzien zijn van beschermingsmiddelen om de ontvanger te beschermen tegen de ontvangst van stoorsignalen. Een dergelijk signaleringsstelsel en meer in het bijzonder een dergelijke digitale ontvanger welke in staat is de aanwezigheid van een combinatie van een 10 twee-frequentiesignaal te herkennen uit een groep van zes frequenties is bekend uit het artikel "Digital MF receiver using discrete Fourier Transform" van I.Koval en G.Gara, gepubliceerd in the IEEE Transactions on Communications, Vol. C011-21, No. 12, december 1973, biz 1331-1335. Deze multifrequentie ontvanger bezit zes digitale banddoorlaatfilters 15 die elk op een verschillende van de zes frequenties zijn afgestemd, een herkenningslogica om de verschillende combinaties van twee frequenties te herkennen, een temperingsketen om dergelijke combinaties te accepteren wanneer deze gedurende een voorafbepaalde periode aanwezig blijven en een beschermingsketen om de ontvanger tegen een on-20 juiste werking tengevolge van de aanwezigheid van ruissignalen te beschermen. De beschermende werking bestaat uit het bepalen van de verhouding tussen signaal-en ruisvermogen, waarbij het signaalvermogen gevormd wordt door het gecombineerde vermogen van de twee frequentie-signalen en het ruisvermogen is gedefinieerd als het verschil tussen 25 het totaal ontvangen vermogen en het bovenaangegeven gecombineerde vermogen.

Indien een dergelijke ontvanger toegepast wordt in een gedwongen MFC signaleringsstelsel zoals beschreven is in het artikel "Interregister multifrequency code signalling for telephone switching 30 in Europe" door M.den Hertog (Electrical Communication Vol. 38, No. 1, 1963, biz 130-164), zal een ontvanger met dergelijke beschermings- 790334« v -· ’$ S 2 middelen niet juist werken. Wanneer immers bij een tfaeedraads multi-frequente signaleringsinrichting een ontvanger aan de ontvangstzijde een cijfer heeft herkend, zendt zijn zender signalen terug naar de zendzijde zodat op dit moment zowel voorwaartse als achterwaartse 5 signalen aanwezig zijn. De nog aanwezige voorwaartse signalen worden door de ontvanger aan de zendzijde ervaren als stoorsignaal aangezien alleen achterwaartse signalen herkend dienen te worden. Dientengevolge wordt het bedrag aan stoorvermogen verhoogd, als de voorwaartse signalen groter in amplitude zijn dan de achterwaartse, kan de ontvanger 10 aan de zendzijde deze laatste niet herkennen zodat zijn zender niet geblokkeerd kan worden.

f Bovendien dient de ontvanger beschermd te worden tegen nabootsingen welke kunnen ontstaan bij de ontvangst van een enkel-frequentie signaal dat de ontvanger zou kunnen beschouwen als een twee uit zes 15 code. Indien een dergelijk signaal een frequentie bezit dat tussen twee nominale frequenties in ligt, kan elk van de twee filters welke door-laatbanden bezitten welke gecentreerd zijn om de bovengenoemde frequenties een uitgangssignaal afgeven binnen het gespecificeerde gebied met een signaal-ruisverhouding welke kleiner is dan de gespecificeerde 20 3 dB, waarbij wordt aangenomen dat het ruis vermogen wordt bepaald als het verschil tussen het totale signaalvermogen en het gecombineerde vermogen van de filteruitgangsresultaten. Het is duidelijk dat in dit geval de beschermming ineffectief is.

Het doel van de uitvinding is het verschaffen van een r 25 stelsel en meer in het bijzonder een ontvanger van de boven beschreven soort voorzien van middelen om de ontvanger te beschermen tegen onjuiste werking tengevolge van de ontvangst van één enkel frequentie-signaal en stoorsignalen.

Het voorgestelde stelsel is gekenmerkt doordat de ontvang-30 middelen zijn voorzien van filtermiddelen voorzien van minstens één multiband digitaal filter waarbij een aantal van deze banden wordt gebruikt als beschermingsbanden.

Gewoonlijk wordt een dergelijk digitaal signaleringsstelsel gebruikt volgens het multiplex beginsel, waarbij de ontvanger geschaard 35 wordt tussen een aantal gemultiplexte kanalen (bijvoorbeeld PCM). Een dergelijke gemultiplexte multifrequentie ontvanger is bekend uit het 7903345

* -A

3 % artikel "An Approach of the Implementation of Digital. Filters" van L.G.Jackson, J.F.Kaiser, H.S.McDonald, gepubliceerd in IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Vol. AU-16, No. 3, september 1968, biz 413-421. Daarin wordt een blokdiagram van een experimentele 5 digitale TTR (touch tone receiver) weergegeven op blz 419 (fig. 14).

Deze ontvanger komt rechtstreeks voort uit de analoge ontvanger beschreven in het artikel "Signalling System and Receiver for Touch-Tone Calling" van R.N.Battista et al (gepubliceerd in IEEE Transactions on Communications and Electronics, Vol. 82, blz 9-17, maart 1963) en 10 is in staat een frequentie uit elk van twee groepen frequenties binnen de spraakfrequente band te herkennen. Deze ontvanger bevat gemulti-plexte digitale filters zoals hoogdoorlaat, bandterugwijzings-en banddoorlaatfilters. Om de ontvanger tegen onjuiste werking tengevolge van de aanwezigheid van stoorsignalen zoals ruis- of spraaksignalen 15 afwijkend van de signaleringsfrequenties te beschermen is een be-schermingsketen aanwezig welke van begrenzingsketens gebruik maakt.

De uitvinding heeft tevens betrekking op een digitaal signaleringsstelsel voorzien van zendmiddelen die gekoppeld zijn met ontvangmiddelen en in staat zijn ten minste één bemonsterd frequentie-20 signaal te genereren, waarbij de monsterwaarden gecodeerd zijn volgens een PCM gecomprimeerde logarithmische wet en waarbij de ontvangmid-delen zijn voorzien van minstens één digitaal filterstelsel dat in staat is de aanwezigheid van dat frequentiesignaal te herkennen, waarbij het digitale filterstelsel geheugenmiddelen bevat om de gecodeerde 25 logarithmische waarden van de filterparameters op te slaan.

Een dergelijk signaleringsstelsel en meer in het bijzonder een dergelijke digitale ontvanger, welke in staat is om een aantal van n frequentiesignalen te herkennen uit een aantal van m frequentiesigna-len, zoals bijvoorbeeld een twee uit zes code, is bekend uit het 30 Amerikaanse octrooischrift 3 863 030. Het hierin beschreven filterstelsel maakt gebruik van Fourier transformatie om de aanwezigheid van n, bijvoorbeeld 2, frequentiesignalen uit m signalen vast te stellen.

Een dergelijke methode is ook beschreven op de blz 1331 en 1332 van het bovengenoemde artikel van I.Koval en G.Gara. In plaats van het 35 vermenigvuldigen van de lineaire waarden van de ingangsmonsters met de sinus-en cosinuswaarden van het product van hoekfrequenties van de 7903345 ^ ft ¥ Ύ 4 signalen welke zijn te herkennen door een veelvoud ven het bemonste-ringstijdinterval en het sommeren van deze partiële producten voor een aantal monsters worden bij de ontvanger volgens het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift gecodeerde logarithmische waarden van de 5 sinus-en cosinuswaarden opgeteld bij de ingangsmonsters die zijn ge codeerd volgens een PCM gecomprimeerde yu-wet. Hierbij worden noodzakelijkerwijze fouten geïntroduceerd doordat, nog afgezien van de kwanti-sering, de compressiekarakteristiek bestaat uit een aantal lineaire segmenten. Een dergelijke karakteristiek wijkt uiteraad af van een 10 zuivere logarithmische kromme welke getrokken kan worden door de dis-continuiteitspunten van de lineair gesegmenteerde kromme zodat wis-C kundig gesproken een fout wordt geïntroduceerd tengevolge van het ver schil tussen een waarde op de compressiekarakteristiek en een zuivere logarithmische waarde voor dezelfde lineaire waarde.

15 In een volgend Amerikaans octrooischrift 3 824 471 van dezelfde aanvraagster als het octrooischrift 3 863 030 wordt opgemerkt dat bij het laatstgenoemde een ideale logarithmische compressiefunctie wordt aangenomen, welke slechts bij benadering juist is voor deze stelsels en daarom leidt tot een kleine fout welke in de meeste geval-20 len toelaatbaar is. In dit latere Amerikaanse octrooischrift 3 824 471 wordt geen gebruik gemaakt van logarithmische omzettingen.

Een verder doel van de uitvinding is het verschaffen van een stelsel dat wel gebruik maakt van logarithmische omzettingen doch waarbij de bovengenoemde fouten zijn verminderd.

25 Het onderhavige stelsel is gekenmerkt doordat het filter- stelsel verder is voorzien van middelen (MEI) om de gecodeerde monster-waarden om te zetten in gecodeerde zuiver logarithmische waarden.

Een verder kenmerk van de uitvinding is dat deze omzettings-middelen (MEI) bestaan uit geheugenmiddelen teneinde de genoemde 30 zuiver logarithmische waarden op te slaan en dat het verder is voorzien van een ingangsregister (RO) om de genoemde gecodeerde ingangs-monsterwaarden achtereenvolgens op te slaan en van een opteller (ADI) om achtereenvolgens op te tellen de genoemde logarithmische waarden van de genoemde filterparameters welke zijn uitgelezen uit de genoemde 35 opslagmiddelen (CB) en de genoemde zuiver logarithmische waarden welke zijn uitgelezen uit de genoemde geheugenmiddelen, bijvoorbeeld een 7903346 ·- m 5 κ % dood geheugen, dat is gekoppeld tussen het ingangsregister en de op-teller.

Een verder kenmerk van de uitvinding is dat elk van de zuiver logarithmische waarden zijn opgeslagen in een verschillende 5 locatie van de geheugenmiddelen (MEI) met een adres dat gelijk is aan de corresponderende gecodeerde ingangsmonsterwaarde.

Op deze wijze kunnen 128 corresponderende zuiver logarithmische waarden uitgelezen worden door de geheugenmiddelen te adresseren door bijvoorbeeld een woord met zeven bits overeenkomende met de geco-10 deerde monsterwaarde.

Nog een verder kenmerk van de uitvinding is dat beide Ιοί garithmische waarden welke in de geheugen middéLen(MEl) en de opslag- middelen (CB) zijn opgeslagen zijn gedefinieerd volgens dezelfde logarithmische functie: 15 y = 128 log25g 2562 w waarin w de genormaliseerde lineaire waarde van de filterparameters (filter coëfficiënten) of van de ingangswaarde is. Deze functie y is afgeleid van de functie y* = 128 l°g256 256 w 20 door de kromme welke deze functie weergeeft over een bedrag van 128 omhoog te schuiven. Inderdaad, y = y' + 128 = 128 (log^g 256w + log25g256).

De kromme welke de functie y' weergeeft gaat door de discontinuiteits-punten van de lineaire gesegmenteerde compressiekarakteristiek en door 25 het punt (w = -~r / y = 0) . De voorberekende waarden van y zijn geco-deerd en opgeslagen in de geheugenmiddelen (MEI) en de opslagmiddelen (CB). Om y voor te berekenen worden de 128 waarden gedecodeerd in lineaire waarden zoals later beschreven zal worden.

2

Opgemerkt wordt dat indien voor w genomen wordt 256 dit in- 30 houdt dat y steeds positief blijft aangezien y = 0 dan correspondeert met w = —~ , welke waarde klein genoeg is om nog kleinere waarden te 256 verwaarlozen.

In een voorkeursuitvoering van een ontvanger volgens de uitvinding bevat deze 8 gemultiplexte fase lineaire of recursieve 35 digitale filters en 8 homologe Hilbert transformatoren en werkt volgens een tijdverdeeld multiplexbeginsel voor 16 ingangskanalen. Zes van de 7903348 P . 7 6 acht paren filters zijn afgestemd op de zes verschillende signaal-frequenties. De twee overblijvende paren zijn beschermingsfliters van het multiband type. Teneinde 5 beschermingsbanden tussen de zes signaalfrequenties te kunnen verkrijgen is voorzien in twee qua banden 5 in elkander grijpende beschermingsfilters.

De ontvanger bevat verder een microprocessor met de nodige geheugens om de verschillende benodigde tests en bepalingen uit te voeren en die geprogrammeerd kan worden om signalen overeenkomstig de specificaties van de verschillende signaalstelsels te kunnen evalueren.

f 7903346 7 " 5

De uitvinding zal nu voor uitvoeringsvormen aan de hand van de tekening nader toegelicht worden. Daarin toont: fig. 1 een algemeen blokschema van een 64-kanaals multi-frequent ontvangerstelsel volgens de uitvinding met vier ontvangers, 5 welke elk 16 kanalen kunnen verwerken; fig. 2 een op de multifrequente ontvanger volgens fig. 1 betrekking hebbend temperingsdiagram; fig. 3 een blokschema van één van de vier 16-kanaals gemulti-plexte ontvangers volgens fig. 1; 10 fig. 4 een temperingsdiagram dat pulsen toont, welke voort gebracht worden door een van de ontvanger volgens fig. 3 deeluitmakende teller; fig. 5 monsterreeksen van bemonsterde ingangssignalen van aan de ontvanger volgens fig. 3 toegevoerde 16 kanalen; 15 fig. 6 een tabel, welke in verkorte vorm de samenhang van de ingangsmonsters met filtercoefficienten van een van de ontvanger volgens fig. 3 deeluitmakend digitaal filter weergeeft; fig. 7 de wijze waarop filtercoefficientwaarden opgeslagen worden in een geheugendeel van een filtereoefficientgeheugen of coeffi-20 cientenbank van het digitale filter van de ontvanger volgens fig. 3; fig. 8 pulsen welke betrekking hebben op de werking van de ontvanger volgens fig. 3; fig. 9 filterresultaten welke opgeslagen worden in een van de ontvanger volgens fig. 3 deeluitmakende accumulator? 25 fig. 10 een logarithmische kromme van de waarden van de in gangsmonsters of filtercoefficienten als functie van hun logarithmische waarde; fig. 11 een deel van een eenheidsresponsie van een digitaal filter? 30 fig. 12 een deel van een eenheidspulsresponsie van de

Hilbert-transformatie van die van fig. 11; fig. 13 een stel van frequentieresponsiekrommen van op de ontvanger volgens fig. 3 betrekking hebbende filters; fig. 14 een ander stel van frequentieresponsiekrommen van 35 op dezelfde ontvanger betrekking hebbende filters; fig. 15-23 verdere stellen van frequentieresponsiekrommen 7903346 ft 8 van van een multifrequente ontvanger deeluitmakende tliters; fig. 24 de tabel van fig. 6 in verkorte vorm; fig. 25 een configuratietabel welke verkort de wijze toont, waarop in de coefficientenbank de filtercoefficienten opgeslagen 5 worden waarvan een deel in fig. 7 getekend is; fig. 26 een blokschema van de adresseringsmiddelen of de translatorketen om de coefficientenbank te adresseren; fig. 27 een tabel soortgelijk aan die van fig. 6; en fig. 28 een configuratietabel soortgelijk aan die van 10 fig- 25.

Hoewel het multifrequente ontvangerstelsel en meer in het i bijzonder de hieronder in detail beschreven multifrequente ontvanger betrekking heeft op een ontvanger om signalen volgens het signalerings-stelsel R2 te herkennen, is de ontvanger zodanig universeel ontworpen 15 dat hij aangepast kan worden om signalen te ontvangen volgens andere signaleringsstelsels, zoals het stelsel Rl, het stelsel No. 5, druk-toetsstelsels, enz. Hiertoe is de ontvanger voorzien van een microprocessor welke geprogrammeerd kan worden om filterresultaten volgens verschillende signaleringsstelsels te interpreteren en te verwerken.

20 Voor deze signaleringsstelsels wordt verwezen naar de verschillende CCITT specificaties. De op R2 interregistersignalering betrekking hebbende specificaties kunnen gevonden worden in het oranjeboek % (zesde plenaire zitting Genève, 27 september - 8 oktober 1976) deel VI3 en die welke betrekking hebben op registersignalering zijn te ( 25 vinden in het groene boek (vijfde plenaire zitting Genève, 4-15 december 1970) deel Vi-2. Opgemerkt wordt dat in het geval van inter-register gedwongen signalering volgens de R2 specificaties, combinaties van twee frequenties (sinusgolven) uit zes frequentiesignalen gebruikt worden om cijfers of andere over te zenden toestanden voor te stellen. 30 In dit gedwongen signaleringsstelsel, waarin een ontvanger ontvangst van frequentiesignalen kwiteert, worden twee frequenties uit zes signalen van een hogere groep in het gebied vanl380 Hz tot 1980 Hz en twee signalen uit zes signalen uit een lagere groep in het gebied van 540 Hz tot 1140 Hz gebruikt om cijfers over te zenden en de ontvangst 35 te kwiteren als beschreven in het artikel "Interregister multifrequency code signalling for telephone switching in Europe" door «r '79 0 33 45 9 * M.den Hertog gepubliceerd op blz. 130-164 in Electrical Communication Vol. 38, No. 1, 1963.

In het geval van toonfrequent druktoets signalering vanaf een oproepende abonnee naar een centrale wordt één frequentie uit elk 5 van twee groepen in het gebied van 697-941 Hz en van 1209-1633 Hz ge bruikt.

Bij PCM worden de bovengenoemde samengestelde frequentie-signalen bemonsterd bij 8 kHz en gecodeerd. Verschillende samengestelde signalen, welke tot verschillende kanalen behoren, worden met 10 dezelfde bemonsteringsfrequentie bemonsterd en worden gemultiplext om bijvoorbeeld een 125 microseconden freem met 64 tijdsleuven te vormen, waarbij elke tijdsleuf tot een tevorenbepaald kanaal behoort.

Het in fig. 1 getoonde multifrequente ontvangerstelsel bevat een multiregister MR en vier multifrequente ontvangers RCO tot en met 15 RC3. Dit multiregister ontvangt twee groepen van 32 gemultiplexte kanalen en zet deze kanalen om in een 64 kanalen gemultiplexte groep.

Fig. 2 toont een tijdfreem F van 125 microseconden onderverdeeld in 64 tijdsleuven TS0-TS64 van 1,95 microseconde, elke tijdsleuf waarvan toegewezen is aan een verschillende van de 64 kanalen. Teneinde deze 20 64 gemultiplexte kanalen voort te brengen, worden de twee tijdfreems

Fl en F2 (elk met 32 tijdsleuven TS0-TS31) van de twee inkomende 32 39 temultiplexte kanalen over een half tijdsleufinterval (——— microseconde) ten opzichte van elkaar verschoven en wordt elke binnenkomende gecodeerde monstertrein van acht seriebits omgezet in acht parallelle 25 bits. Op deze wijze wordt een tijdfreem F verkregen met de tijdsleuven TS0-TS63 als getekend in fig. 2. Deze tijdsleuven TSO, TS1, TS2, TS3, ... TS63 komen respectievelijk overeen met tijdsleuven TSO (CHO) van freem Fl, TSO (CHO) van freem F2, TSl (CH1) van freem Fl, TSl (CHl) van freem F2....... TS31 (CH31) van freem F2. Hiermee wordt een 30 parallelle bitstroom voortgebracht en gezonden over parallelle draden 1 (waarvan er slechts één getekend is) naar de vier ontvangers RC0-RC3, welke alle parallel verbonden zijn. Elk monster wordt gecodeerd door middel van acht bits, zeven waardebits en één tekenbit. De monsters worden door de verschillende ontvangers RC0-RC3 ontvangen als gete-35 kend in de volgende tabel.

7903346 * τ 10

Monsters in tijdsleuf_ontvangen door ontvanger_ 0, 4, 8, 12, ... 60 Γ RCO ” 1, 5, 9, 13, ... 61 RCl 2, 6, 10, 14, ... 62 RC2 5 3, 7, 11, 15, ... 63 RC3

Het tijdinterval tussen twee door een ontvanger ontvangen opeenvolgende pulsen is derhalve 7,8 (1,95 x 4) microseconden. Teneinde de ingangsmonsters in de bovenstaande volgorde te ontvangen, worden syn-chronisatiepulsen Si (i = 0 tot en met 3) naar de betreffende ont-10 vangers RC0-RC3 gezonden, welke de daarin aanwezige tellers

Ci (i = 0 tot en met 3) synchroniseren. De synchronisatiepulsen Si welke elke 8 milliseconden herhaald worden, zijn ten opzichte van een voorafgaande trein S (i - 1) verschoven over 1,95 microseconden. De monsterwaarden corresponderend met Si worden in een betreffend ingangs-15 register Ri geklokt door middel van een 7,8 microseconden periodepuls welke aan de uitgang T5 van de teller beschikbaar is en blijven gedurende dit tijdinterval in dit register. Deze teller heeft een aantal andere uitgangen welke verderop beschreven zullen worden. Elke ontvanger bevat voorts een uitgangsbuffer welke elk gevormd worden door een 20 universeel toegankelijk geheugen (M0-M3) en een drietoestanden uitgangsbuffer (T0-T3). Elk universeel toegankelijk geheugen heeft 16 plaatsen van ten minste 5 bits om de berekende ontvangen cijfers van de 16 ( kanalen (4 cijferbits en 1 aanwezigheidsbit) op te slaan. Elk van deze plaatsen van een ontvangergeheugen wordt elke 16 x 4 freeras tijdinter-25 vallen (elke 8 milliseconden) op de laatste stand gebracht waarbij het op de laatste stand brengen van twee opeenvolgende plaatsen welke behoren tot de twee opeenvolgende kanalen welke door de ontvanger behandeld zijn, in beginsel gescheiden is door 4 tijdfreemintervallen, daar de ontvanger een tijdinterval van 4 freems nodig heeft om een 30 resultaat voor elk kanaal te berekenen zoals dat verderop uiteengezet zal worden. Alle 16 plaatsen van elk geheugen M0-M3 worden echter synchroon uitgelezen gedurende een freemtijdinterval van 125 microseconden (een plaatsuitlezing elke 7,8 microseconde) en worden opgeslagen in de betreffende drietoestandenbuffer. Elke drietoestanden-35 buffer welke alle parallel verbonden zijn met dezelfde bus b wordt 7903346

A 4 + X

11 - elke 7,8 microseconden in werking gesteld gedurende *1,9 microseconden (waarbij deze in werkingstelling in fig. 3 getekend is via de EN-poort EN45). Dit inwerkingsstellingstijdinterval mag 1,95 microseconden niet te boven gaan, daar van de vier ontvangers een uitgangsresultaat 5 gewenst is in hetzelfde tempo als de ingangsmonsters daaraan toege voerd worden, dat wil zeggen elke 1,95 microseconds!. Daar het in-werkingsstellingstijdinterval tussen de buffers Ri en Ti+1 eveneens 1,95 microseconden is, worden de 64 informaties van de 64 kanalen zodoende achtereenvolgens en in de juiste volgorde (kanaal 0-64) van de 10 ontvangers naar het multiregister MR via b overgebracht. De multi-frequente ontvanger RCO waarvan de werking soortgelijk is aan die van de andere ontvangers RC1-RC3 en die in fig. 3 getekend is, bevat in hoofdzaak een filterstelsel dat zelf een digitaal filtergedeelte F bevat en een teller CO om de nodige pulsen aan dit filtergedeelte te 15 leveren, een processor PR met zijn bijbehorende geheugens M om de door het filtergedeelte F geleverde filterresultaten te verwerken en een uitgangsbuffer MO om de resultaten uit de processor PR op te slaan alvorens deze overgebracht worden naar het multiregister.

De teller CO is een synchrone voorinstelbare teller met 17 20 uitgangen T0-T16, 16 dataingangen L1-L16, een belastingsingang L0 welke gebruikt wordt om aan de dataingangen toegevoerde data parallel in CO te laden en een klokingang CL, waaraan de klokpulsen CL worden toegevoerd. De synchronisatiepulsen S0 worden toegevoerd aan de belastingsingang L0 en de dataingangen L1-L16 zijn geaard. De teller CO 25 wordt bijvoorbeeld gevormd door vier 4-bits synchrone voorinstelbare tellers van het type SN74S163 en een D flipflop, welke zodanig verbonden zijn, dat ze de synchrone teller CO vormen.

Omtrent de onderlinge verbindingen van de tellers en de D flipflop worden geen details beschreven, daar deze van weinig belang 30 voor de uitvinding zijn en aan de vakman bekend zijn.

Aan de teller CO wordt een klokpuls van 8,192 MHz (CL) toegevoerd.. De frequentie (4,096 MHz) van de aan de eerste uitgang T0 verschijnende pulsen is gelijk aan de halve klokpulsfrequentie. Deze frequentie is het fundamentele tempo waarmee de ontvanger werkt, zo-35 als later aangetoond zal worden. Fig. 4 toont de uitgangspulsen 0, 1, 2, 3, ... welke als functie van de tijd respectievelijk verschijnen 7903346 - 12 * » aan de uitgangen T0-T16 voor en na het optreden van'een synchronisa-tiepuls. Wanneer deze puls optreedt worden alle uitgangen T0-T16 gedurende een voorflank van de klokpuls CL teruggesteld. Zoals eerder opgemerkt is treden de synchronisatiepulsen (bijvoorbeeld SO) op bij 5 een tijdinterval van 8 milliseconden. In fig. 4 is ook een synchronisa-· tiepuls SI getekend welke de teller Cl van de ontvanger RCl synchroniseert en pulsen 0, 1, 2, 3, ... welke aan de uitgangen T0, Tl, T2...

(niet getekend) van de teller Cl verschijnen. De synchronisatiepulsen 7 8 S0 en Sl liggen 1,953 microseconden uiteen (1,953 = —— , 4 ontvangers 10 van 16 kanalen elk).

Het filtergedeelte F (fig. 3) bevat in hoofdzaak een in-gangsregister R0 waarin de volgens de Δ-wet signaalcompressiekarakte-ristiek gecodeerde ingangsmonsters opgeslagen worden, een geheugen MEI om de binaire waarde van elk ingangsmonster om te zetten in een 15 logarithmische binaire waarde in basisstelsel 256, een coefficienten-bank CB welke de binair gecodeerde logarithmische waarden van de filtercoefficienten opslaat, een translatorketen TR om de adressen om te zetten welke aan de telleruitgangen Tl- Til verschijnen teneinde de coefficientenbank CB op de juiste wijze als hierna toegelicht zal 20 worden te adresseren, een opteiinrichting ADI om de logarithmische waarden van de ingangsmonsters en de tetreffende uit CB uitgelezen filtercoefficienten op te tellen, een geheugen ME2 waarin de binair gecodeerde lineaire waarden van de overeenkomstige opgetelde logarithmische waarden en de complementen van twee daarvan worden opgesla-25 gen, een EXCLUSIEF-OF poort EO welke een uitgangssignaal verschaft wanneer beide tekenbits van de filtercoefficienten en de monsters verschillend zijn, een pijplijnregister KP om de resulterende uitle-zing uit het geheugen ME2 op te slaan, een opteiinrichting AD2 om de waarde welke opgeslagen is in AD2 en de filterresultaten welke 30 opgeslagen zijn in de accumulator AC als hieronder uitgeengezet op te tellen, een transparante grendelketen TL, een 2-1 kiezer S2-1, ver-tragingsketens DEI en DE2 en een demultiplexer DM.

Alvorens de werking van het digitale filtergedeelte F te beschrijven, is het dienstig een aantal in de volgende toegepaste 35 principes in herinnering te brengen betreffende digitale filters met eindige duur pulsresponsie (FIR) . Voor meer details betreffende deze 7903346 9 13 principes zij verwezen naar de boeken "Introduction to Digital Filtering" door R.E.Bogner en A.B.Constantinides, blz. 75-88, uitgegeven door John Wiley & Sons en "Theory and Applications of Digital Signal Processing" door L.R.Rabiner - B.Gold, blz. 77-84 uitgegeven 5 door Prentice-Hall Inc. Englewoord Cliffs, New Jersey.

Een lineair digitaal filter dat een ingangspulsreeks

X (N-I)tJ , ..., ..., ..., x(-t), x(0T), x(T), x(RT) ----x|^(N-1)tJ

ontvangt, waarin T het bemonsteringstijdinterval is, kan via het principe van superpositie als volgt gedefinieerd worden 10 k = N-l y (η T) = ü C(kT) x £ (n-k)T^ (1) k = 0 waarin C(0T) tot C |^(N-1)tJ de N wegingscoefficienten of filterco-efficienten zijn welke het filter bepalen 15 k = N-l

Yn - 2_ xn-k (2) k = 0 of y0 " C0 x0 + C1 X-1 +.....+ Sl-l X-(H-1) 20 - =o X1 + Clx0 +..... Vl X-(N-2) ---------------- (3)

Yn “ C0 Xn + C1 xn-l +..... CN-1 X-(H-1) %-i " co Vi + °i ^-2 + ··· CN-1 x0 25 Aldus is de uitgangsreeks yn de gewogen som over alle voorafgaande waarden van de ingangsreeks x tot x , waarin x(t) de bemonsterde n n— viM—x y functie in het tijddomein is. Het filter kan beschouwd worden als een schuifregister met N trappen waarin de ingangsreeks voortgeschoven wordt, waarbij elke trap verbonden is met een uitgangopteller elk via een we-30 gingsketen.

7903346 1 1 14 * * (

Zolang alle N monsters x^ tot en met x^ van een semi-oneindige reeks x_, x., ... x„, x„,. niet in het schuifregister ingeschoven zijn, UI N N+l is yn een gedeeltelijke som over het aantal in het filter aanwezige monsters, dat zijn bestendige toestand slechts bereikt nadat de N-l 5 monsters Xq tot en met xN_j daaraan toegevoerd zijn. Normaal wordt een digitaal FIR filter gebruikt op een "monster in, monster uit" basis, dat wil zeggen dat een uitgangsresultaat yn beschikbaar is elke keer dat een ingangsmonster in het filter gevoerd wordt. In de toepassing van de onderhavige uitvinding komt echter een uitgangswaarde 10 beschikbaar elke keer dat een aantal N van monsters in het filter gevoerd zijn dat N coëfficiënten heeft.

' Wanneer de reeks 1, 0, 0.....in een FIR filter gevoerd wordt, wordt de uitgangsreeks Cq, C^, .... CN_^ verkregen. Deze reeks in het tijddomein wordt, de eenheidpulsresponsie (UIR) genoemd. De Z 15 transformatie van het filter wordt uit UIR op de volgende wijze verkregen: k = N-l Z(z) = y C. z”k (4) k = 0 20 waarin z een complexe variabele is. ......... '

De frequentieresponsie van het FIR filter wordt verkregen door z te vervangen door waarin j = w en T respectievelijk de hoeksnelheid en de bemonsteringsperiode zijn.

Zodoende is 25 k = N-l Z(e3uT) = Γ31™1 k = 0 = |z(e3MT)‘[ ajP(w) waarin I z (e3wT) | en p respectievelijk de modulus en de fase van de 30 complexe grootheid Z zijn.

De in het stelsel volgens de uitvinding gebruikte FIR filters zijn lineaire fasefilters met constante groepvertraging (p = Aw + B waarin A en B constanten zijn). In dit geval is de UIR symmetrisch of antisymmetrisch. In fig. 11 is een symmetrische UIR

7903346 15 getekend van een digitaal filter dat gekenmerkt is door 32 coëfficiënten Cq - C31- Deze responsie is symmetrisch ten opzichte van het middelpunt m. Op soortgelijke wijze is in fig. 12 een antisymmetrische UIR getekend welke eveneens 32 coëfficiënten heeft doch met een anti-5 symmetrische responsie ten opzichte van het middelpunt m. In het eerste geval is, wanneer de UIR gespiegeld wordt ten opzichte van het symme-triepunt, de Z- transformatie ongewijzigd, zodat de frequentieresponsie ongewijzigd blijft. In het tweede geval, wanneer de DIR gespiegeld wordt ten opzichte van het punt van antisymmetrie, neemt echter de fase p van 10 de frequentieresponsie toe met een oneven aantal van if radialen hetgeen betekent, dat het uitgangssignaal van het filter verschoven wordt overeen veelvoud van 180° ten opzichte van het uitgangssignaal van de niet-gespiegelde. Dit komt voort uit het feit, dat in dit geval de Z-transformatie van de gespiegelde UIR tegengesteld is aan die van 15 de niet-gespiegelde, waarbij (2q + t) Tf gelijk is aan -1 (q is een geheel getal).

Wanneer een Hilbert transformator afgeleid wordt van een banddoorlaatfilter bijvoorbeeld met een symmetrische pulsresponsie, wordt een filter verkregen met nagenoeg dezelfde frequentieresponsie 20 doch de pulsresponsie is antisymmetrisch. Tevens is het uitgangssignaal

TT

van een Hilbert transformator over —-— radialen in fase verschoven ten opzichte van het uitgangssignaal van het banddoorlaatfilter met nagenoeg dezelfde frequentieresponsie. Meer over de Hilbert transformator is te vinden op blz 67-70 en 168-177 van het bovengenoemde boek 25 van L.R.Rabiner en B.Gold.

Zoals reeds is opgemerkt, is de werking van de ontvanger RCO soortgelijk aan die van de drie andere ontvangers, zodat slechts de eerste beschreven behoeft te worden. In het volgende zal hoofdzakelijk aan de hand van fig. 3 de werking van deze ontvanger in het kort 30 voor de ontvangst van MFC signalen volgens het signaleringsstelsel R2 beschreven worden. De gedetailleerde beschrijving volgt verderop.

Zoals reeds eerder is opgemerkt, worden opeenvolgende PCM gecodeerde (gecomprimeerde A-wet) monsters (7 data bits + 1 tekenbit parallel) gescheiden door een 1,95 microseconde tijdinterval van het 35 multiregister MR naar de ontvangers RC0-RC3 gezonden en worden in deze ontvangers ingeklokt en ontvangt elke ontvanger in volgorde 16 eerste 7903346 16 monsters van 16 verschillende kanalen, waarbij elk menster elke 7,8 (1,95 x 4) microseconde aankomt. Na 125 microseconden tijdinterval ontvangt de ontvanger 16 tweede monsters enz. Deze monsters worden in serie opgeslagen in het ingangsregister RO gedurende een 7,8 micro-5 seconde tijdinterval en worden gebruikt als een adreswoord om het geheugen MEI te adresseren, waarin op de overeenkomstige adresplaatsen logarithm!sche binaire waarden in basisstelsel 256 overeenkomend met deze adreswoorden worden opgeslagen. In de optelinrichting ADI worden de uit MEI uitgelezen logarithmische binaire waarden opgeteld bij de 10 overeenkomstige uit de coefficientenbank CB uitgelezen binaire logarithmische waarden van de filtercoefficienten opgeteld. De wijze waarop f deze optellingen en het uitlezen van de coefficientenbank uitgevoerd wordt, wordt meer expliciet in de gedetaileerde beschrijving uiteengezet. De partiële filteruitgangsresultaten van de opteller ADI worden 15 gebruikt als adreswoorden om het geheugen ME2 te adresseren, waarin op de betreffende plaatsen met deze adreswoorden overeenkomende lineaire binaire waarden opgeslagen zijn. De uit ME2 uitgelezen waarden worden tijdelijk in het register RP opgeslagen. De partiële filterresultaten worden dan in de opteller AD2 opgeteld en opgeslagen in de accumulator 20 AC teneinde volledige filterresultaten te vormen als verderop toegelicht zal worden. De volledige filterresultaten worden overgebracht naar en opgeslagen in het ingangsregister (niet getekend) van de microprocessor PR en worden verder daarin verwerkt.

In feite wordt het digitale filtergedeelte R gevormd door 25 16 individuele gemultiplexte digitale filters daar de tot 16 verschil lende kanalen behorende monsters behandeld worden door de 16 filters, dat wil zeggen 6 banddoorlaatfilters elk waarvan gecentreerd is rond een verschillende frequentie van de 6 frequenties, waaruit er twee frequenties gekozen worden om een signaleringscode te vormen, 6 bijbe-30 horende Hilbert transformatoren, twee multiband beschermingsfilters en twee bijbehorende Hilbert transformatoren. Het doel is een fase-onaf-hankelijk signaal van de uitgangen van deze filters en de bijbehorende Hilbert transformatoren af te leiden. Dit is mogelijk daar zoals reeds opgemerkt is, de uitgangswaarden welke uit deze bijbehorende filters 35 gefilterd worden uit eenzelfde sinusvormig ingangssignaal 90° in fase verschoven zijn. Een fase-onafhankelijk signaal wordt verkregen door 7903346 17 de gekwadrateerde uitgangswaarden op te tellen. Elk filter heeft 128 filtercoefficienten zodat ten minste 128 monsters per kanaal toegevoerd moeten worden alvorens het filter een volledig filteruitgangssignaal kan leveren. Daar elk monster gescheiden is door een 125 microseconden 5 tijdinterval wordt elke 16 milliseconden per kanaal een volledig filteruitgangssignaal verkregen waarbij de filteruitgangssignaalresultaten van een kanaal ten opzichte van het vorige kanaal met vier freems vertraagd zijn zoals verderop uiteengezet zal worden.

Deze vertraging is nodig om de processor de filterresultaten van een 10 bepaald kanaal gedurende dat tijdinterval te laten verwerken. In feite kan het filtergedeelte P een volledig filteruitgangssignaal per kanaal elke 8 milliseconden leveren wegens het feit dat het filtergedeelte twee uitgangsresultaten voor eenzelfde kanaal berekent, waarbij de berekende waarden voor deze twee uitgangen 64 freems ten opzichte van 15 elkaar verschoven zijn zoals verderop toegelicht zal worden. Het is duidelijk dat nadat de processor de 16 kanalen verwerkt heeft een tijdinterval van 125 microseconden x 16 x 4 = 8 milliseconden is verlopen, zodat nadat het resultaat van het 16e kanaal verwerkt is, het eerste kanaal weer behandeld wordt.

20 Opgemerkt wordt dat een complete filteruitgang per kanaal bestaat uit 16 complete resultaten, dat wil zeggen 12 resultaten voor de 16 banddoorlaatfilters voor de 6 frequenties en hun bijbehorende Hilbert transformaties, en 4 resultaten voor de 2 bewakingsfliters en hun Hilbert transformaties. Wanneer 16 volledige resultaten voor een 25 tevorenbepaald kanaal beschikbaar zijn, zijn tevens 16 incomplete uitgangsresultaten verschoven over 64 freems opgeslagen, doch deze resultaten zullen niet overgebracht worden naar de microprocessor. Elke keer wanneer een volledig resultaat beschikbaar is, en dit geschiedt 125 elke 244 (= ^ nanoseconden, wordt het doorgezonden naar de 30 buffer van de microprocessor. Voor de 16 volledige resultaten beslaat dit een tijdinterval van slechts 244 nanoseconden x 16 = 3,9 microseconden. Gedurende de resterende 3,9 microseconde van het 7,8 micro-seconde tijdinterval worden de bovengenoemde 16 onvolledige filterresultaten opgeslagen in de accumulator AC. De overdracht van de 35 complete filterresultaten treedt op gedurende het eerste freem van de genoemde vier freems. Gedurende de resterende tijd van het eerste freem- 7903346 * 1 18 tijdinterval wordt geen informatie gezonden naar de Mcroprocessor daar een nieuw volledig resultaat (van het volgende kanaal) slechts beschikbaar is 3 freemtijdintervallen na het eerste. Gedurende deze 3 freemtijdintervallen verwerkt de microprocessor de opgeslagen resul- 5 taten. Nieuwe volledige resultaten van het eerstvolgende kanaal zijn beschikbaar aan het begin van het vijfde freem. Deze resultaten worden dan opgeslagen in de buffer van de microprocessor gedurende het vijfde freem en dan verwerkt gedurende de 3 volgende freems enz.

Voor elk kanaal gedurende de bovengenoemde 3 freemtijd- 10 intervallen voert de processor de volgende werkingen uit volgens het programma van in het geheugen M opgeslagen instructies.

/ A. Gedurende de herkenningsfase 1) Hij berekent de 8 fase onafhankelijke moduli uit de 8 paren van verkregen complete filterresultaten, waarbij elk paar een 15 compleet resultaat is van een gegeven filter en zijn Hilbert transformator. Elke modulus wordt berekend uit de volgende benaderende formule met een fout kleiner dan 4% , Va2 + b2 *= a + 1/3 b waarbij a )> b.

a en b zijn een paar filterresultaten. Meer informatie betreffende 20 de benaderende formule kan worden gevonden op de blz 921 en 923 van een artikel van Morio Onoe in Proceedings of the IEEE van juli 1972.

2) Hij bepaalt de grootste waarde onder de 8 moduli en leidt daaruit twee drempelwaarden Dl en D2 af. Deze drempelwaarden Dl en D2 zijn respectievelijk bij 12dB en 24 dB onder de grootste waarde 25 gelegen.

3) Hij vergelijkt de filterresultaten uit de twee bescher-mingsfilters met de drempelwaarde Dl en accepteert de resultaten wanneer deze kleiner dan Dl zijn. Wanneer een van de filterresultaten groter is dan Dl wordt de ontvanger geblokkeerd.

30 4) Hij vergelijkt verder de filterresultaten van elk der resterende 6 filters met drempelwaarden Dl en D2. Wanneer een resultaat groter is dan Dl en kleiner is dan D2 wordt het geaccepteerd en vastgelegd. Wanneer een resultaat ligt tussen Dl en D2 wordt de ontvanger geblokkeerd.

35 5) Hij voert een twee-uit-zes test uit op de geregistreerde waarden, dat wil zeggen de ontvanger herkent het ontvangen signaal- 7903346 19 ^ * wanneer twee filterresultaten en de overige vier resultaten van de genoemde zes filterresultaten respectievelijk groter dan Dl en kleiner dan D2 zijn.

6) Hij accepteert het herkende signaal slechts wanneer met 5 succes een persistentietest is uitgevoerd, dat wil zeggen het signaal moet herkend worden gedurende twee opeenvolgende twee-uit-zes tests welke gescheiden zijn door een 8 milliseconde tijdinterval. De ontvanger wordt geblokkeerd wanneer een filter een resultaat afgeeft dat een waarde heeft welke ligt tussen de twee drempelwaarden Dl en D2.

10 Dit is het geval wanneer stoorsignalen ontvangen worden welke doorgaans een breed frequentiespectrum hebben en bewerken dat ten minste één en , doorgaans meer dan twee van de filters reageren.

B. Gedurende de vergrendelingsfase

Wanneer een signaal geaccepteerd is, voert de processor nu 15 een tweede of vergrendelingsfaseprogramma uit.

1. Gedurende deze vergrendelingsfase vergelijkt hij de 6 filterresultaten met een vaste drempelwaarde D3 (= -38 dBm, waarbij 0 dBm overeenkomt met een niveau van 774,6 millivolt). Ten minste twee door een 8 milliseconden tijdinterval gescheiden resultaten moeten 20 groter zijn dan D3. Wanneer een of meer filters een uitgangssignaal leveren dat groter is dan D3 doordat stoorsignalen ontvangen zijn, zal de ontvanger vergrendeld blijven zodat de ontvangst van stoorsignalen gedurende de vergrendelingsfase de ontvanger niet beïnvloedt, welke aldus immuun gemaakt is voor elk inkomend signaal dat een filterresul-25 taatwaarde levert groter dan de -38 dBm drempelwaarde. Nu worden naar de zender terugwaartse signalen gezonden welke bij ontvangst daarvan het zenden van voorwaartse signalen stopt. Zou de ontvanger niet immuun gemaakt worden op de bovenbeschreven wijze en zou de ontvanger bijvoorbeeld onmiddellijk vrijgegeven worden nadat hij een cijfer herkend had, 30 dan zou hij eenzelfde cijfer tweemaal achtereen kunnen herkennen wanneer gelijktijdig een gegeven voorwaarts signaal en stoorsignalen aanwezig zijn en wanneer deze stoorsignalen ophouden vóór het einde van het zenden van het voorwaartse signaal.

Wanneer na de twee opeenvolgende door 8 milliseconden ge-35 scheiden tests de filterresultaten kleiner dan D3 zijn, wordt de ontvanger vrijgegeven.

7903346 * * 20 2. Wanneer een signaal geaccepteerd is eif zodoende een cijfer herkend is, wordt de binaire waarde van dit cijfer in de uit-gangsbuffer MO vastgelegd.

De frequentieresponsies van de filterkrommen van het filter-5 gedeelte F dat bovenbeschreven is, zullen nu nader bekeken worden.

Deze filterkrommen welke in fig. 13 getekend zijn, bestaan uit zes individuele filterkrommen 0-5 elk waarvan gecentreerd is rond een verschillende van de zes signaleringsfrequenties f0-f5 welke in het bovengenoemde MFC stelsel gebruikt worden en de twee beschermingsfilter-10 krommen 6 en 7. De signaleringsfrequenties zijn 120 Hz uiteengelegen. Elke individuele filterkromme 0-5 betreffende de zes paren van band-filters aangeduid door C0-C5 en hun betreffende respectievelijke Hilbert transformatoren HÖ-H5 hebben de volgende karakteristieken: 1) Bandbreedte 120 Hz (+ 60 Hz rond de centrale frequentie) 15 bij -10 dB verzwakking.

2) Zijlobben (niet getekend) onder -36 dB.

3) Bandbreedte 220 Hz bij -36 dB verzwakking.

Er zij aan herinnerd dat de filters van elk paar Ci, Hi (I = 0-7) nagenoeg dezelfde frequentieresponsie hebben, 20 dat de fasen van de uitgangssignalen van deze filterparen verschillen met een oneven aantal van W/2 radialen en dat de uitgangssignalen van elk paar gebruikt worden om daaruit de amplitude van het ontvangen signaal te berekenen teneinde een fase onafhankelijke waarde te verkrijgen.

25 De overeenkomstige symmetrische en antisymmetrische eenheidspulsres- ponsies van elk der afzonderlijke filters en de overeenkomstige Hilbert transformatoren hebben alle respectievelijk 128 coëfficiënten.

De enige aangegeven drempelwaarden Dl en D2 zijn afgeleid uit de krommen 1 en 2 van fig. 13 en zijn respectievelijk gelegen bij 30 -12 dB en 124 dB onder de toppen van de krommen 1-6. Deze toppen heb ben een 0 dB referentiewaarde.

Het bewakingsfilterstelsel bestaat uit twee multibandfilters C6 en C7 en de overeenkomstige Hilbert transformatoren H6 en H7 met tussen elkaar ingevoegde doorlaatbanden 6 en 7. De filters C7, H7 35 hebben drie doorlaatbanden terwijl de filters C6, H6 er slechts twee hebben. Elk van de doorlaatbanden van deze filters is gecentreerd rond

7 9 0 3 3 4 S

21 een verschillende van de frequenties 600 Hz, 720 Hz,* 840 Hz, 960 Hz en 1080 Hz, welke de rekenkundige gemiddelde waarden van twee opeenvolgende signaleringsfrequenties zijn. De beschermingsfilters hebben de volgende eigenschappen: 5 1. Maximale versterking bij ongeveer -8 dB.

2. Zijlobben (niet getekend) onder -21 dB.

Opgemerkt wordt dat deze FIR filters met de computer ontworpen zijn onder gebruikmaking van het KEMEZ algorithme als beschreven in het reeds genoemde boek "Theory and applications of digital 10 signal processing" door L.Rabiner en B.Gold, blz 194-204.

Voorts wordt opgemerkt dat elk der filterparen CO, H0-C5, H5 (filterkrommen 0-5) een bandbreedte BW van nagenoeg 46,5 Hz hebben (alleen getekend voor kromme 1) welke begrensd is door de snijpunten van de filterkrommen 0-5 en de drempelwaarden D2. De bandbreedte BW 15 van kromme 1 is bijvoorbeeld begrensd door de snijpunten van zijn drempel D2 en de naburige filterkrommen 0 en 2. De bandbreedte is voorts begrensd door de snijpunten van de drempel Dl en de filterkrommen 6 en 7. In dit voorbeeld bevinden de snijpunten Q'l en Q"1 van Dl van de kromme 1 en de filterkrommen 6 en 7 zich nagenoeg op de 20 verticale lijnen welke gaan door de snijpunten van D2 en de krommen 0 en 2. Opgemerkt wordt echter, dat wanneer de krommen 6 en 7 hoger liggen, bijvoorbeeld de snijpunten Q'l en Q"1 van Dl met 7 en 6 respectievelijk binnen de zone BW vallen, zodat de plaats van de krommen 6 en 7 de bandbreedte verder kan verminderen. Zoals reeds boven is 25 opgemerkt, wordt namelijk wanneer een filteruitgangssignaal van de filters 6 en 7 groter dan Dl is, het stelsel geblokkeerd. De reden waarom BW door het snijpunt van D2 en de naburige filterkrommen begrensd is, zal verderop toegelicht worden.

Nu zullen verschillende gevallen beschouwd worden.

30 1. Ontvangst van een MFC signaal met een dubbele frequentiecomponent.

Verondersteld wordt dat het MFC signaal componenten met frequenties f2 en f'l bevat waarbij de amplitude van laatstgenoemde component groter is en dat voorts de frequentie f'l enigszins verschilt van fl en gelegen is binnen de frequentieband met de tevoren gedefinieerde 35 bandbreedte BW. De drempelwaarden Q1 op Dl en Q2 op D2 worden afgeleid van de grootste responsie van de filterparen Ci, Hi (i = 0-5) zoals 7903346 22 reeds boven beschreven is, welke responsie geleverd jwordt door het filterpaar Cl, Hl. De filteruitgangswaarden van de beschermingsfilter-paren C6, H6; C7, H7 worden nu vergeleken met de drempelwaarden Q1 en daar deze uitgangswaarden kleiner dan Q1 zijn, wordt het resultaat 5 voor verder onderzoek aanvaard. De uitgangswaarden van de filterparen Ci Hi (i = 0-5) worden nu achtereenvolgens vergeleken met de drempelwaarden, Ql en Q2 waarbij de vergelijking het volgende oplevert: paren uitgangswaarden CO, HO kleiner dan Q2 10 Cl, Hl groter dan Q1 C2, H2 groter dan Ql f C3, H3 kleiner dan Q2 ί C4, H4 kleiner dan Q2 C5, H5 kleiner dan Q2.

15 In dit geval zijn twee filteruitgangswaarden groter dan Ql terwijl de overige vier uitgangswaarden kleiner dan Q2 zijn, zodat dit resultaat door de door de processor PR uitgevoerde 2-uit-6 tests aanvaard wordt. Het is duidelijk dat wanneer een ingangssignaal een frequentie buiten de band BW heeft, ofwel een naburig filter een tussen Ql en Q2 gelegen 20 uitgangswaarde levert zodat in dit geval de ontvanger geblokkeerd wordt, of een uitgangswaarde zal leveren welke groter dan Ql is, doch in dit geval zal de 2-uit-6 test mislukken, daar twee naburige filters uit-gangsresultaten opleveren welke groter dan Ql zijn voor eenzelfde frequentiesignaal. Zoals reeds boven is opgemerkt is de bandbreedte 25 normaal begrensd door het snijpunt van D2 en twee naburige filterkrom-men. Een verdere begrenzing van de bandbreedte wordt bereikt door middel van de beschermingsfilters.

Wat betreft de reactie op storing zal ofwel de 2-uit-6 test mislukken of zullen tussen Ql en Q2 liggende filteruitgangswaarden 30 verkregen worden daar een storingssignaal doorgaans een breed spectrum heeft. Opgemerkt wordt, dat een analoge ontvanger welke van hetzelfde principe van twee drempels gebruik maakt, beschreven is in het Amerikaanse octrooischrift 3.951.143 zodat dit probleem hier niet verder uitgewerkt zal worden.

35 2. Ontvangst van een enkele signaalfreguentie.

Wanneer er geen beschermingsfilters aanwezig zouden zijn, 7903346 23 * zouden in dit geval imitaties (foutieve herkenning van een cijfer) kunnen optreden door het feit dat de ontvanger gunstig reageert op de ontvangst van een enkele signaalfrequentie. Indien namelijk een signaal met slechts een frequentie fs ontvangen wordt, reageren zowel 5 de filterparen CO, HO, Cl, Hl gunstig daar de filteruitgangswaarden beide groter dan de drempelwaarde Qs zijn. Indien geen andere fre-quentiesignalen aanwezig zijn, valt de 2-uit-6 test positief uit. Echter zal het beschermingsfilterpaar C7, H7 negatief reageren daar zijn uitgangswaarde y7 groter is dan Qs van Dl. Uit fig. 13 is af te 10 leiden dat de frequentiegebieden zoals RG welke begrensd zijn door de snijpunten zoals 123 en 132 van de drempelkrommen Dl met naburige filterkrommen (2 en 3 in dit geval), beschermd moeten worden om imitaties te vermijden welke veroorzaakt worden door signalen van een enkele frequentie en dit wordt bereikt door het op de aangegeven wijze 15 invoegen van beschermingsfliters.

Opgemerkt wordt dat het niet noodzakelijk is gescheiden beschermingsfilters zoals aangegeven is te gebruiken. Een andere mogelijkheid is dat de lobben van de beschermingsfilters deel uitmaken van de individuele filters. Een voorbeeld is in fig. 14 aangegeven waarin 20 de lobben 0', 1', 2', 3’, 4', 5* respectievelijk deel uitmaken van de filterkrommen 0, 1, 2, 3, 4 en 5.

Alvorens de werking van het digitale filtergedeelte F in detail te beschrijven, is het dienstig fig. 3 in aanvulling op fig. 5, 6 en 7 te beschouwen.

25 Fig. 5 toont monsterreeksen x^q - x^. ^5, waarin k een ondervoegsel is dat overeenkomt met het freem F^ en het tweede onder-voegsel het betreffende kanaal aangeeft. Het bij het 128e freem en het 16e kanaal behorende monster is x,__ Opgemerkt wordt dat 128 X^/f Ij monsters per kanaal door het filtergedeelte gebruikt worden gedurende 30 een volledige cyclus om een volledig filterresultaat te verkrijgen en dat wat betreft deze cyclus de monsters xn . en x(„n .; x , . en x.„ .

O,} 128,3' -1/3 127,3 waarin j = 0-15 equivalent zijn, dat wil zeggen zij door dezelfde filtercoefficienten vermenigvuldigd worden, hoewel de monsterwaarden van Xq en x^g? en χ^27 verschillen(l kunnen zijn. Dit wordt op een 35 algemene wijze aangegeven door de volgende uitdrukking: (x), . = (x)·. 128, j waarbij de haakjes aangeven dat

jc,3 -K

7903346 24 * * de monsterwaarden verschillend kunnen zijn. *

Tevens wordt opgemerkt dat, daar een freemtijdinterval 125 microseconden is, het tijdinterval tussen twee opeenvolgende monsters 125 van hetzelfde kanaal 7,8 microseconden (—3-=—) is.

16 5 Fig. 6 toont op een afgekorte wijze hoe de ingangsmonster- reeks samenhangt met de eenheidpulsresponsies van de 6 individuele filters en de 2 bewakingsfilters. Deze pulsresponsies zijn de reeksen: <£ (i = 0-7, k = 0-127); (voor de Hilbert transformatoren).

JC

(' 10 Bijvoorbeeld is de reeks: c°0, cj, C°, ... C^27 hetgeen de eenheidpulsresponsie is van het individuele filter Cq.

Het vak 0r. op de snijding van de eerste rij x7 n en de o4 Kf U

eerste kolom F = k = 0 geeft aan dat de filtercoefficienten „0 „0 1 „1 2 2 '7 7 15 C0' V C0' Ho' co' Ho...... C 0' Ho n 0 1 1 7 7 C64' H64' C64' H64' ........' C64' H64 achtereenvolgens vermenigvuldigd worden met de ingangsmonsterwaarde x_ n. In feite worden, daar de logarithmische waarden van deze coeffi-

f U f U

cienten en monsters gebruikt worden, optellingen in plaats van ver-20 menigvuldigingen uitgevoerd zoals verderop toegelicht zal worden. Op soortgelijke wijze betekent het vak 68^ (16e rij, eerste kolom) de opeenvolgende logarithmische optellingen van: 0 „0 „1 „1 7 7 C68' H68' C68' H68' ........' C68' H68 0 0 11 7 7 C4 ' H4 ' C4 ' H4 ' ........' C4 ' H4 25 en de ingangsmonsterwaarde x^ ^ (k = 0).

Opgemerkt wordt dat nadat de vier freems F0-F3 volledig behandeld zijn 7903346 25 alle 128 coëfficiënten van alle 16 filters (8 filters + 8 Hilbert transformatoren) eenmaal gebruikt zijn en dat voor de vier volgende freems F4, F5, F6 en F7 rij 0 (fig. 6) dezelfde logarithmische optellingen uitgevoerd zijn als voor die van freem FO, Fl, F2, F3, rij 15 5 respectievelijk doch in omgekeerde volgorde, dat wil zeggen de logarithmische waarde van het ingangsmonster x^ ^ wordt achtereenvolgens opgeteld bij de logarithmische waarden van C4 “ C68 k * 4 ct en C^Q k = 5 5 68 » 10 Cg en C^0 k = 6

Cy en k = 7

Voor de volgende rijen (1-15) vindt geen omkering plaats doch de waarden van een bepaalde rij kunnen gevonden worden in een voorafgaande rij van de vier voorafgaande freems.

15 Verdere eigenschappen van de convolutietabel van fig. 6 zullen nu niet beschouwd worden doch zullen verderop in detail onderzocht worden. Uit het voorgaande volgt dat het slechts nodig is de filtercoefficientenwaarden op te slaan welke betrekking hebben op de vier eerste freems 0-3.

20 Fig. 7 toont de wijze van het opslaan van de filtercoeffi- cienten betrekking hebbend op het blok 0^ in 32 opeenvolgende regels van het dode geheugen CB dat 32 x 16 x 4 = 2048 plaatsen van ten minste 10 bits elk heeft, 8 bits om de gecodeerde logarithmische waarde op te slaan, één tekenbit en één besturingsbit voor elke filter-25 coefficient. De geheugendelen Sn en Ct van geheugen CB slaan dit tekenbit en besturingsbit respectievelijk op voor iedere logarithmisch gecodeerde waarde. De leesuitgangen van Sn en Ct zijn respectievelijk verbonden met een van de ingangen van de exclusieve OF poort EO en met trap SR van RP. Het besturingsbit wordt op 1 gesteld in elke gecodeerde 30 filtercoefficientwaarde behoudens in die van de eerste coëfficiënten CO, HO omredenen welke verderop duidelijk zullen worden. Het dode 7903346 26 geheugen CB wordt bijvoorbeeld gevormd door zes IK x* 8 bitgeheugens van het type Intel 3628/ waarbij 3 geheugens geprogrammeerd zijn met filtercoefficienten betrekking hebbende op de filters voor voorwaartse frequenties en de drie overige gereserveerd zijn voor de terugwaartse 5 frequenties. Teneinde dit geheugen uit te lezen zijn 11-bits adreswoorden vereist. Deze adressen worden geleverd door de adresteller aan de uitgangen Tl-Tll (fig. 3). Een later te beschrijven translatorketen TR moet gebruikt worden om rekening te houden met de wijziging na elke vier freems zoals boven beschreven is. Daar de logarithm!sche waarde 10 van elk inkomend monster opgeteld moet worden bij de logarithmische waarde van 32 filtercoefficienten mag elke optelwerking niet langer r duren dan 244 nanoseconden C '· S·1) . De leessnelheid van het geheugen CB is derhalve 4/096 MHz hetgeen de fundamentele snelheid is waarbij het filtergedeelte F werkt.

15 Zoals boven opgemerkt worden in de dode geheugens CB en MEI

respectievelijk de binair gecodeerde logarithmische waarden van de filtercoefficienten en de ingangsmonsters opgeslagen. Deze ingangs-monsters worden gecodeerd volgens de bekende A-wet (compressiekarakte-ristiek) welke meer in detail hieronder beschreven zal worden. In een 20 plaats van het dode geheugen MEI wordt die binaire gecodeerde logarithmische waarde opgeslagen, welke overeenkomt met de gecodeerde waarde van het ingangsmonster gelijk aan het plaatsadres. De wet volgens welke de omzetting van een ingangsmonsterwaarde welke gecodeerd is volgens de bovengenoemde gecomprimeerde code in een binair gecodeerde 25 logarithmische waarde wordt hieronder aan de hand van fig. 10 uiteengezet. In deze figuur is met een getrokken lijn de bovengenoemde signaal-compressiekarakteristiek aangegeven volgens de bekende A-wet, welke de gecodeerde signaalwaarden als functie van de genormaliseerde lineaire analoge spanning v weergeeft. De maximale spanningswaarden corres-30 ponderende met de genormaliseerde waarde 1 is die welke overeenkomt met een signaal van 3,14 dB of 1,57 Volt.

Er zijn 8 lineaire segmenten OA-GH en elk van deze segmenten is onderverdeeld in 16 gelijke delen. De spanningsmonsterwaarden begrepen binnen een interval begrensd door een bovengenoemd gelijk deel van elk 35 lineair segment heeft dezelfde code. Bijvoorbeeld hebben de spannings-waarden begrepen binnen het spanningsinterval (ν', v") dezelfde binaire 7903346 27 code (één signaalbit, 3 segmentbits en 4 kwantumbit^). Opgemerkt wordt dat het segment OA door de oorsprong 0 gaat en niet door het punt met abscisswaarde 1/256 op de v-as, zodat de segmenten OA en OB dezelfde helling hebben. In streeplijnen is een logaritbmische kromme aange-5 geven welke door de punten H, G, F, E .... A gaat waarbij v = 1/256.

Het kan gemakkelijk aangetoond worden dat deze kromme voorgesteld wordt door de vergelijking: y = 128 lg256 256 v (1) waarin 256 de basis van de logarithme is.

10 voor V = 256 Volt Y = 0 v < -r—- volt y is negatief 256 v \ — Volt y is positief f 256 v = 1 Volt y = 128.

15 Teneinde de logaritbmische waarden corresponderende met de monsterwaarde gecodeerd volgens de gecomprimeerde A-wet te verkrijgen worden de volgende bewerkingen uitgevoerd.

De analoge waarde van v welke overeenkomt met de gecodeerde monsterwaarde wordt bepaald. Aangezien alle v-waarden binnen een inter- 20 val begrensd door de bovengenoemde gelijke delen dezelfde code bezitten, wordt het rekenkundig gemiddelde van de begrenzende v-waarden genomen zoals dat gebruikelijk is bij de digitaal-analoog conversie. Voor het gecodeerde monster 11101011 is de corresponderende v-waarde bijvoor-v * + V1' beeld --- .

25 Deze gemiddelde waarde wordt gesubstitueerd in de vergelijking: y =128 256v + 128 = 128 (lg256 256v +1) = 128 lg256 2562v (2)

De kromme welke deze vergelijking weergeeft is die van fig. 10 in streeplijn doch verschoven over een bedrag van 128 naar 30 boven. De aldus verkregen waarde van y is afgerond en gecodeerd.

»

Deze gecodeerde waarde wordt opgeslagen in het geheugen MEI zoals later 7903346 τ . 28 * 4 wordt uitgelegd. Uit vergelijking (2) volgt dat alléén een monster met de kleine genormaliseerde waarde van 11 -5 -— = = 1,5 x 10 een nullogarithme 2562 65536 (lg256 256 = 1) heeft en dat genormaliseerde monsterwaarden groter 5 dan 1,5 x 10 5 een positieve logarithmewaarde bezitten. Hieruit volgt dat er geen behoefte bestaat aan negatieve logarithmewaarden aangezien monsterwaarden met een v kleiner dan 1,5 x 10 5 verwaarloosd mogen worden.

Het is duidelijk dat de kwantiseringsfouten tengevolge van r 10 de codering van de monsters blijven bestaan doch door het gebruik van de logaritbmische waarden in plaats van de gecomprimeerde waarden geeft een betere benadering.

Op soortgelijke wijze wordt een logarithmische kromme soortgelijk aan die welke toegepast wordt op de ingangsmonsters ge-15 bruikt om de filtercoefficienten te coderen welke opgeslagen moeten worden in de coefficientenbank CB. De coefficientwaarden verkregen uit een eenheidsversterkingsfilter zijn de absciswaarden en ook in dit geval worden geen negatieve logarithmische waarden gebruikt. Het tekenbit en dat van het ingangsmonster worden EXCLUSIEF-OF gepoort in EO en het 20 uitgangssignaal van deze poort beslist of een waarde of zijn complement van twee uit het geheugen ME2 uitgelezen wordt die de logarithmische ingangswaarden, welke als adresingangswoorden gebruikt worden, vertaalt in de overeenkomstige lineaire waarden. Dit geheugen ME2 heeft daartoe twee secties. De ene sectie, welke de normale lineaire waarden bevat, 25 wordt in werking gesteld wanneer de tekens van het ingangsmonster en de betreffende filtercoefficient dezelfde zijn en een tweede sectie, welke de complementen van twee bevat van de lineaire waarden en die in werking gesteld wordt wanneer de bovengenoemde tekens verschillend zijn.

30 Wanneer een monster, bijvoorbeeld Xq q, aan de ingang van de ontvanger aankomt, wordt het in het ingangsregister R0 (bijvoorbeeld een combinatie van TI typen SN 74S175) ingeklokt door middel van de voorflank van een 7,8 microseconde periodepuls welke toegevoerd wordt aan de inwerkingstellingsingang van R0 uit de T5 uitgang van de 7903346 29 teller CO (fig. 3) en blijft bet monster in het register gedurende 7,8 microseconden. Het geheugen MEI wordt geadresseerd en voorziet de opteller ADI van de logarithmische monsterwaarde. Gedurende dit 7,8 microseconden tijdinterval wordt de coefficientenbank 32 maal geadres-5 seerd en levert elke 244 nanoseconden een logarithmische filtercoeffi- cientwaarde welke toegevoerd wordt aan de opteller ADI. De teken- en besturingsbit corresponderende met elke uitgelezen filtercoefficient-waarde worden respectievelijk gevoerd naar een van de ingangen van EO en naar SR. Deze logarithmische filtercoefficientwaarden worden opge-10 teld bij de logarithmische bemonsteringswaarde en de uitgangswaarde van de opteller wordt gebruikt als adreswoord om het geheugen ME2 te adresseren hetgeen de betreffende lineaire waarde of zijn complement van twee levert volgens de uitgang van de poort EO zoals boven beschreven is. Elk 244 nanoseconden tijdinterval verschijnt een resultaat aan 15 de uitgang van ME2, waarbij de MEI, de ADI en de ME2 een uitgangsver-traging van ongeveer 240 nanoseconden bewerken. De voor de geheugens MEI, ME2 en de opteller ADI gebruikte types zijn bijvoorbeeld respectievelijk de types 3624, 3625 van Intel en het TI type SN7LS283.

Alvorens de werking van het filtergedeelte F verder te be-20 schrijven is het nuttig fig. 8 en 9 te beschouwen welke respectievelijk betrekking hebben op het pijplijnregister EP (bijvoorbeeld type 74S175) en de accumulator AC. Deze accumulator is een universeel toegankelijk geheugen (RAM) met 32 geheugenplaatsen per kanaal (512 geheugenplaatsen) en bestaat bijvoorbeeld uit 16 Fairchild type 93425 geheugens (1 K x 1 25 bit) welke gedeeltelijk gebruikt worden. Zodoende bevat dit 16 blokken van 32 geheugenplaatsen elk. Elke geheugenplaats heeft 16 bits. De uitgelezen woorden zijn 16 bitswoorden welke een filteruitgang kenmerken.

De adressen (van bits) nodig om de 512 geheugenplaatsen te adresseren worden geleverd door de adresteller CO (uitgangen Tl tot en met T9).

30 De 16 blokken 1-16 zijn op het rechte gedeelte van fig. 9 voorgesteld.

Elk blok is onderverdeeld in twee delen van 16 geheugenplaatsen elk.

Blok 1 bijvoorbeeld is verdeeld in de delen la en 1b en het gedeelte la is getekend op het linker gedeelte van fig. 9. Dit gedeelte la heeft 16 geheugenplaatsen die elk een verschillend compleet filterresultaat 35 van de 6 individuele filters kunnen opslaan gekenmerkt door de een- heidspulsresponsie C^ ..... C127 ^ = 0_5^' twee beschermingsfilters, 7903346 ’ ' 30 gekenmerkt door de eenheidspulsresponsie (i = 6,7) en de overeenkomstige Hilbert transformatoren .... (i = 0-7). De bovenge noemde 16 volledige filterresultaten zijn op een afgekorte wijze voorgesteld door de formules: 127 127 5 y0 ΙΓ Ci *k,0 (1) en yi Σ Hk Vo <2) o o welke in het gedeelte la van blok 1 getekend is. Opgemerkt wordt dat hoewel om reden van eenvoud fig. 9 volledige filterresultaten toont welke in alle plaatsen van het geheugen CB opgeslagen zijn, dit niet gelijktijdig het geval kan zijn. Namelijk zijn de 16 volledige filter-10 resultaten welke voorgesteld zijn door de formules: 127 Y64 = Σ Ck Xk+64,0 (3) 0 127

Yg4 Σ Hk *k+64,0 (4) slechts beschikbaar 64 freemtijdintervallen of 8 milliseconden nadat de resultaten y^ en respectievelijk beschikbaar zijn. Dit komt 15 namelijk voort uit het feit dat de eenheidspulsresponsies geconvolu-teerd zijn met de monsterreeks x64,0' X65,0 ----' X127,0' (x)0,0 ***# (x)63,0 (x)k,j welke tevoren bepaald is. Doorgaans is een volledig resultaat 127 yn = Σ C]c Xk+n'3 j = 0-15 0 20 n freems na de beschikbaarheid van het resultaat beschikbaar.’Uit het rechter gedeelte van fig. 9 kan afgeleid worden dat de resultaten van een blok beschikbaar zijn 4 freemtijdintervallen na die van het voorafgaande blok en dat 4 freemtijdintervallen daarna de resultaten van deel 16b van het 16e kanaal beschikbaar zijn waarmee de filter-25 resultaten van deel la (kanaal 1) weer volledig zijn.

Zoals reeds boven opgemerkt is, is dit verspringen van de beschikbaarheid van de resultaten noodzakelijk om de microprocessor 7903346 31 t gelegenheid te geven de filterresultaten van de verschillende kanalen in volgorde te evalueren waarbij er aan herinnerd wordt dat de microprocessor vier freemtijdintervallen nodig heeft om een filterresultaat te evalueren. De microprocessor is van een algemeen bekende soort ge-5 bouwd rond drie vier bits bipolaire microprocessorplakken (bijvoorbeeld type AN2901 van Micro Devices).

Pig. 8 toont de volgende pulsen: TO : klokpulsen aan de uitgangsklem TO van de adresteller CO (periode P = 244. nanoseconden) 10 T*0 : de klokpulsen T0 vertraagd over 1/4 periode . 1 en 4 respectievelijk uitgangssignalen aan de klemmen 1 en 4 van de demultiplexer DM (fig. 3). De pulsen aan de klemmen 2 en 3 worden niet gebruikt.

De pulsen TO en T‘0 worden toegevoerd aan de twee adresingangen van DM, 15 waarbij de ene adresingang constant laag gehouden wordt. Deze adresingangen worden zodoende achtereenvolgens gevoed met de adressen 01, 00, 10, 11 waarbij ze de uitgangen 1, 2, 4, 3 kiezen welke achtereenvolgens laag gemaakt worden. De uitgang 4 is verbonden met de schrijfingang WR van AC en met de inwerkingstellingsuitgang E van EP via de vertra-.....

20 gingslijn DE2 waardoor uitgangspuls 4 met 25 nanoseconden vertraagd wordt. De ingang WR is actief indien laag. Uitgang 1 van DM is verbonden met de inwerkingstellingsingang E3 van de transparante grendel-keten TL. Uit fig. 8 is af te leiden dat AC in de leesstand is behoudens gedurende het actieve lage tijdinterval (T4) van de uitgang 4.

25 Informatie welke aan de ingangen van het register EP aanwezig is, wordt daarin gestrobed en is vervolgens beschikbaar aan de uitgang daarvan wanneer El omgesteld wordt met een positief gaande flank van een puls (bijvoorbeeld 31) de2 aan het einde van het interval T4. De uitgang AC is verbonden met de transparante grendelketen TL (zoals 30 het TI type SN74LS373) waarvan de uitgang verbonden is met de microprocessor PR via een drietoestanden buffer TB (bijvoorbeeld type SN74S241) en de 2-1 datakiezer S2-1 (bijvoorbeeld type SN74LS257). De andere ingangstak van deze datakiezer is geaard terwijl zijn uitgang verbonden is met een van de ingangen van de opteller AD2 als getekend.

35 De trap SR van EP is verbonden met de kiesingang SE en de inwerkingstellingsingang E2 respectievelijk van de datakiezer S2-1 en van de 7903346 * u I i 32 0 drietoestanden buffer TB.

Nu wordt verondersteld dat een deelproduct, bijvoorbeeld C, x in RP is gestrobed met een positief gaande flank, bijvoorbeeld

JC iC

31 van de puls de2 (fig. 8) en beschikbaar is aan de uitgang RP en 5 bijgevolg aan AD2 geleverd wordt. Gedurende het tijdinterval T3 is de som van de voorafgaande deelprodukten > k-1

^ Ck xk uitgelezen. De uit AC uitgelezen data worden via TL

0 in werking gesteld wordt door middel van de puls 11 van de pulstrein 1 en waarbij S2-1 de niet-geaarde ingang om hieronder toe te .lichten 10 redenen uitkiest. Deze data worden niet overgezonden naar de microprocessor daar de drietoestandenbuffer TB geblokkeerd is. Gedurende het tijdinterval T4' wordt de som k Σ. Ck xk gevormd in ADD2 en opgeslagen in de betreffende ge- 0 heugenplaats van AC gedurende het tijdinterval T5 waarna deze som 15 weer uitgelezen wordt om opgeteld te worden bij het volgende deelpro- iukt Ck+1 xk+r

Wanneer een volledig filterresultaat 128 ^ Ck xk bereikt is en uitgelezen is uit AC wordt het opgeslagen 0 in de transparante grendelketen waarbij het eerste produkt cgx'o 20 gestrobed in het register RP. Wegens hieronder toe te lichten redenen kiest de selector S2-1 vervolgens de geaarde ingang en wordt de drietoestandenbuffer TB in werking gesteld. Bijgevolg wordt het volledige filterresultaat naar de microprocessor gezonden terwijl naar AD2 een allemaal nullenwoord overgezonden wordt. Dit is noodzakelijk daar 25 slechts het eerste deelresultaat Cq x'q in AC opgeslagen moet worden, waarbij x'q het eerstvolgende monster van het beschouwde kanaal is.

De kiezer S2-1 kiest de geaarde ingang en de drietoestandenbuffer TB wordt in werking gesteld wanneer Cq x'q in RP gestrobed is doordat de trap SR van RP naar 0 teruggesteld is, waarbij eraan herinnerd wordt, 30 dat het besturingsbit in het woord dat de eerste filtercoefficient 7903346 i. f 33 CQ, kenmerkt naar O teruggesteld is. De bij de andere coëfficiënten behorende besturingsbits zijn naar 1 gesteld en beinvloeden S2-1 en TB niet.

Alvorens de transistorketen TR in detail te beschrijven 5 zij verwezen naar fig. 24 en 25.

In de verkorte tabel van fig. 24 stelt elk teken vier vakken voor op een horizontale lijn begrepen tussen twee in fig. 6 weergegeven dubbele verticale lijnen. Het teken B stelt bijvoorbeeld de vier vakken (60, 124); (61, 125); (62, 126); (63, 127) voor, terwijl het 10 teken B (het omgekeerde teken genoemd) de vier vakken (124, 60); (125, 61); (126, 62); (127, 63) voorstelt. Alle tussen twee opeenvolgende dubbele verticale lijnen begrepen vakken van fig. 6 hebben eenzelfde bloknummer BLN als getekend in fig. 24.

De volgende waarnemingen worden nu gedaan r 15 1. Dezelfde tekens of hun omgekeerden verschijnen in de zelfde volgorde in elk bloknummer BLN (vier freems). De tekens welke behoren tot een BLN en die behoren tot het eerstvolgende zijn over één teken versprongen.

2. Een bij de snijding van een rij CH15 en elke wille- 20 keurige kolom gelegen teken verschijnt omgekeerd in de eerstvolgende kolom op rij CHO.

3. Een omkering vindt plaats door de wijziging van een kanaal naar het eerstvolgende wanneer het kanaalnummer groter is dan het bloknummer en voor bloknummers tot maximaal 15, dat wil zeggen 25 gedurende de eerste 8 milliseconden.

4. Voor de volgende bloknummers 0 tot en met 15 wordt hetzelfde patroon als voor de 15 voorafgaande bloknummers herhaald doch zijn alle tekens omgekeerd. Deze waarnemingen zijn nuttig wanneer verderop de werking van de translatorketen toegelicht zal worden.

30 De linker tabel van fig. 25 toont de inhoud van de coeffi- cientenbank CB op af gekorte wijze, waarbij er aan herinnerd wordt dat een blok zoals (60, 124) bijvoorbeeld het geheugendeel als getekend in fig. 7 voorstelt en waarin de 32 filtercoefficienten C^, Hq en C* (i = 0-7) opgeslagen zijn. De rechter tabel toont de tekens b4 o4 35 welke de vakken op de overeenkomstige horizontale lijnen voorstellen.

Pig. 26 toont de translatorketen TR welke een vier bits 7903346 1 “ 34

* --L

voorinstelbare teller C01 bevat (bijvoorbeeld TI type SN74S163) waarvan de uitgangen verbonden zijn met de eveneens getekende adresingangen A6-A9 van de coefficientenbank CB, een comparator COMP om respectievelijk de uitgangstoestanden van T6 tot en met T9 en T12 tot en met T15 5 van de teller CO te vergelijken, en een EXCLUSIEF OF-poort EXl om de uitgangen van EXl en COMP te vergelijken. De uitgang van EX2 is verbonden met de adresingang A5 van CB. De teller C01 bevat voorts een met de processor PR verbonden belastingsingang Ll en een met de uitgang T5 van CO verbonden klokingang CLl. De uitgangen T12-T15 zijn 10 verbonden met de vier teller ingangen via de omkeerinrichting IN als getekend. Het respectievelijk aan de adresingangen Al A2 A3 A4 toege-'' voerde adresgedeelte al a2 a3 a4 kiest een plaats van een van de eerste zestien (bijvoorbeeld 0 tot en met 15, fig. 7) of de tweede zestien (bijvoorbeeld 17 tot en met 32 fig. 7) plaatsen van een vak respec-15 tievelijk afhankelijk van of de waarde a5 = 0 of a5 = 1 van het adres-seringsbit a5 dat aan de adresingang A5 wordt toegevoerd.

Respectievelijk aan de adresingangen A6 tot en met A9 toegevoerde adresbits a6, a7, a8, a9 kiezen een groep van vier vakken uit 16 groepen op een horizontale lijn terwijl de aan de respectievelijke 20 ingangen AlO en All toegevoerde freembits alO en all tezamen met a6 tot en met a9 een tevorenbepaald vak kiezen.

Een respectievelijk aan de uitgangen T6, T7, T8, T9 van de teller CO verschijnend adres t6 t7 t8 t9 komt overeen met een tevorenbepaald kanaal CHO tot en met CH15.

25 Aan de uitgangen T12 tot en met T15 van CO respectievelijk verschijnende adresbits tl2 tot en met tl5 vormen een BLN adres om de 16 BLN van de eerste of tweede reeks van BLN te adresseren terwijl bit tl6 aan de uitgang Tl6 beslist of de eerste of tweede reeks van BLN genomen wordt.

30 De hierna volgende tabel toont de vakadressen a6 tot en met a9 en de overeenkomstige BLN adressen tl2 tot en met tl5 en het bit a5 in overeenstemming met de in de fig. 6, 24 en 25 getoonde tabellen.

7903346 35 # BLN tl2 tl 3 tl 4 tl 5 a6 a7 a8 a9 a5 O OOOO 11110 » 0 0 0 0 1 » 0 0 0 1 1 5 « 0 0 10 1 . » ' . * * . > 1 I r 1 10 1110 1 1000111100 1 11 1 o 0 0 0 0 1 I » 15

I

I I

I I

110 1 1 20 2 0010 1101 0 1110 o 1111 1 I >

1 I

25

I I

110 0 1 7903346 * ♦ , >, — ...... ' ' " " "1"' 36 * 3 0011 1100 0 110 10 1110 0 1111 ο 5 0 0 0 0 1

I I

I ι 1

I I

1 0 1 1.1 10 ' '

I I

ι ι

I I

15

I I

15 1111 0000 0 • ο 20 ' '

I I

I I

I I

1111 ο ____ · .

25 De teller C01 telt 15 stappen (klokperiode 7,8 microseconden) waarbij elk freem start van een verschillend adres na vier freems. Deze start-adressen zijn de omgekeerde waarden van de BLN adressen. Bijgevolg wordt de teller C01 elke 4 x 15 x 7,8 microseconden = 0,5 milliseconde geladen met het omgekeerde van het adres tl2 tl3 tl4 tl5 (via de om-30 keerinrichtingen IN) waarbij de uitgang verbonden met de adresingangen A6 tot en met A9 en telt dan in een tempo van 1 per 7,8 microseconden gedurende de vier volgende freems.

7903346 37 * 4.

β

De comparator COMP vergelijkt het adres van elk kanaal CHO tot en met CH15 met het adres van BLN. Wanneer het kanaalnummer hoger is dan het bloknummer BLN is zijn uitgang hoog. Wanneer het bloknummer lager is dan of gelijk aan de BLN is zijn uitgang 0.

5 Herinnerend aan wat reeds eerder opgemerkt is, kan wanneer de uitgang van de COMP 0 is het bit a5 niet wijzigen (a5 = t5) gedurende de eerste 8 milliseconden van de totale cyclus van 16 milliseconden, terwijl wanneer de uitgang van COMP 1 is gedurende het bovengenoemde tijdinterval a5 omgekeerd wordt. Gedurende het volgende 8 10 milliseconden tijdinterval wordt de situatie omgekeerd (a5 = t5). Dit is duidelijk gemaakt door middel van de volgende tabel: t5 COMP tl 6 a5 0 0 0 0 10 0 1 15 0 1 0 1 11 0 0 0 0 11 10 10 0 1 10 20 1 1 11 ____

Uit het bovenstaande volgt duidelijk dat a5 de EXCLUSIEF OF ftractie van t5, COMP en tl5 is, waarbij er aan herinnerd wordt dat tl6 beslist of de eerste of tweede reeks van 16 BLN genomen wordt.

In het geval van registersignalering volgens het signale-25 ringsstelsel No. 5 (gespecificeerd in het groene boek Vol. VI-2, blz 323-337, vijfde plenaire zitting, Genève 4-15 december 1972, gepubliceerd door I.T.Y. 1973) wordt een 2-uit-6 multifrequente code gebruikt en worden voor de normale cijferoverdracht salvo's van nagenoeg 55 milliseconden gebruikt. Daar dit stelsel geen gedwongen 30 stelsel is, is het belangrijk dat een bericht binnen een bepaald tijdinterval herkend wordt. Het is daarom belangrijk het aantal filtercoëfficiënten vergeleken bij het tevoren beschreven gedwongen geval te 7903346 38 beperken teneinde de herkenningstijd te verkorten. *

In de volgens de uitvinding verwezenlijkte ontvanger zijn slechts 96 freems en bijgevolg hetzelfde aantal filtercoefficienten beschouwd om een volledig filterresultaat te verkrijgen. Dit betekent 96 5 dat een resultaat beschikbaar is na 125 microseconden x — = 6 milliseconden wanneer wederom twee filters en hun bijbehorende Hilbert transformaties voor de 6 frequenties en de twee bewakingsfilters per kanaal beschouwd worden waarbij de coëfficiënten van de twee reeksen 96 van 16 filters over — = 48 waarden versprongen zijn.

10 De in fig. 27 getoonde convolutietabel is soortgelijk aan die van fig. 6 en toont de vermenigvuldigingsreeksen van opeenvolgende / inkomende monsters en de overeenkomstige filtercoefficienten gedurende de verschillende freems. De in de tabel van fig. 27 getekende vakken hebben dezelfde betekenis als die van fig. 6 en hiervoor wordt ver-15 wezen naar de eerder gegeven toelichting. Elk vak bevat filtercoefficienten C,1 H.1, C.1, EL1, .n (i = 0 tot en met 7). Daar er zoals reeds k k k+48 k+48 opgemerkt is, per vak twee reeksen van versprongen coëfficiënten zijn/ 96 is het aantal vakken per bloknummer BLN -y =48. Het aantal freems per 48 1 bloknummer is derhalve y— = 3 waarbij er aan herinnerd wordt dat het 20 aantal kanalen 16 is.

De tabel van fig. 28 welke soortgelijk is aan die van fig.25, toont in afgekorte vorm de inhoud van de coefficientenbank en verwezen wordt naar de eerder aan de hand van fig. 25 gegeven uitleg. Echter wordt opgemerkt dat er slechts 32 x 16 x 3 = 1536 geheugenplaatsen in 25 CB vereist zijn zodat één blok van 512 plaatsen niet gebruikt wordt in het geval van een geheugen met 2048 plaatsen. Het geheugen CB wordt op soortgelijke wijze uitgelezen als in het op fig. 25 voorgestelde geval dat wil zeggen vanaf geheugenplaats 511 over plaats 0 naar 510, vanaf plaats 1023 over plaats 512 naar 1022 en vanaf plaats 1535 over 30 plaats 1024 naar 1534 gedurende de freems 0 tot en met 2. Vervolgens 1021 en vanaf plaats 510 naar 509, 1022, } 1534 naar 1533 gedurende de freems 3 tot en met 5 enz. Daar er slechts 3 freems in elk bloknummer zijn in plaats van 4 freems als in het voorafgaande geval, moeten de bits alO, all respectievelijk op de klemmen AIO, All (fig. 26) teruggesteld 35 worden na elk blok. Hiertoe wordt het tellergedeelte (T8, T9, T10, Til) van CO dat gevormd wordt door vier 4 bits synchrone tellers T0-T3; 7903346 39 T4-T7; T8-T11, T12-T15 en een D flipflop (uitgang Tl*6) als boven genoemd, teruggesteld na elk bloknummer (elke volgende drie freems) zodat het tellergedeelte T12, T13, T14, T15 een stap verder stapt. Bijgevolg wordt de teller C01 dan geladen na elke groep van drie freems met het 5 juiste binaire woord.

Tenslotte wordt opgemerkt dat in de ontvanger welke ingericht is om signalen volgens het stelsel No. 5 te ontvangen de drempels Dl, D2 (fig. 13) respectievelijk gelegen zijn bij ongeveer -8 en -19 dB.

In het geval van drukknopsignalering moet de ontvanger één 10 frequentie uit elk van twee groepen van vier frequentiesignalen kunnen herkennen. De vier frequenties welke deel uitmaken van de onderste groep zijn 697, 770, 852 en 941 Hz en die behoren bij de bovenste groep zijn 1209, 1336, 1477 en 1633 Hz. Als gespecificeerd in de CCITT Recommendations Q23.

15 Terwijl bij interregistersignalering storing voornamelijk voortgebracht wordt door trillende contacten zoals contacten van zoekers en kiezers, welke van de tot stand gebrachte weg deel uitmaken, kan bij druktoetssignalering storing voortkomen uit menselijke spraak welke gedurende de tijdintervallen tussen cijfers via de microfoon in-20 gebracht worden. Dergelijke spraaksignalen kunnen imitaties veroorzaken. Het imitatietempo is gedefinieerd als het aantal imitaties (detectie van valse cijfers) dat gedetecteerd wordt wanneer 100 uren van van normale telefoongesprekken afgenomen spraaksignalen aan de ontvanger toegevoerd worden. Hoewel de ontvanger immuun moet zijn voor dergelijke 25 spraaksignalen moet enige storing getolereerd worden. Wanneer namelijk gedurende het nummerkiezen stoorsignalen anders dan van spraak aanwezig zijn, wordt een storingsgevoelige ontvanger geblokkeerd en zal bijgevolg de kiessignalen niet kunnen herkennen. Ook kan wanneer gedurende het nummerkiezen stoorsignalen verschijnen een herkend cijfer terugge-30 wezen worden en vervolgens wederom herkend worden als een nieuw cijfer, wanneer de stoorsignalen gedurende het cijfertijdinterval elkaar opvolgen. Bijgevolg moet de ontvanger terzelfdertijd tolerant voor storing en immuun voor spraak zijn, hetgeen in feite twee tegengestelde voorwaarden zijn.

35 De tolerantie voor storing is gedefinieerd als de signaal- ruisverhouding (in dB en voor witte ruis) waarvoor geen weifelingen 7903346 τ ‘ 40 optreden in de reeks cijferherkenning door de ontvanger, wanneer een signaal dat bestaat uit frequentiesignaalsalvo's van 50 milliseconden tijdinterval aan en uit vergezeld van storing aan de ontvanger gedurende een gegeven tijdperiod worden toegevoerd. Het is duidelijk dat 5 hoe lager het storingstolerantiecijfer is hoe beter de storingstole-rantie is.

De spraakimmuniteit is bepaald als de signaalruisverhouding (in dB, en voor witte ruis) waarvoor de ontvanger geblokkeerd is (geencijfer herkenning) wanneer het bovengenoemde signaal aan de ontvanger 10 wordt toegevoerd.

In de praktijk is gebleken dat deze spraakimmuniteit vrij goed de kwaliteit van de ontvanger tegen imitaties vertegenwoordigt.

Om de ontvanger tegen ruis en spraak te beschermen zijn zij voorzien van twee zwevende drempels en is elk van de individuele filters uitge-15 voerd als multibandfilter, zoals nog nader wordt toegelicht. Bij de druktoetsontvanger liggen de bovenbedoelde drempels bij -6 dB en 12 dB.

In principe verschilt de druktoetsontvanger niet van de eerder beschreven ontvangers. Het filtergedeelte bevat acht gemulti-20 plexte multiband FIR filters met 128 coëfficiënten elk. De microprocessor groepeert afzonderlijk de filterresultaten van de vier filters welke ontworpen zijn voor de onderste groep van frequenties en die van de vier filters ontworpen voor de bovenste groep. Voor elk van deze groepen van vier resultaten wordt een maximale waarde afgeleid en uit 25 deze maximale waarden worden de twee drempelwaarden afgeleid. De filterresultaten van de drie overige filters van elke groep worden vergeleken met de overeenkomende kleinste drempelwaarden en worden geaccepteerd indien hun waarden lager zijn. Het niveauverschil tussen de bovengenoemde maximum waarden (Twist) is beperkt tot 6 dB. Dientengevolge 30 worden de maximale waarden van iedere groep vergeleken met de -6 dB drempelwaarde van de andere groep en deze waarden worden geaccepteerd indien zij beiden hoger zijn dan de -6 dB drempelwaarden van iedere groep.

Voor elk kanaal is een compleet filterresultaat elke 8 35 milliseconden beschikbaar en wordt een cijfer geldig verklaard wanneer dit cijfer gedetecteerd wordt na drie achtereenvolgende tests dat wil 7903346 41 zeggen na 3 x 8 = 24 milliseconden. *

Nu zal verwezen worden naar fig. 15-22 welke de responsie-krommen van de individuele filters van het druktoetstoestel tonen en fig. 23 die een samenvoeging van deze responsiekrommen is. Elk van de 5 frequentieresponsies van de individuele filters heeft twee doorlaat-banden. De eerste is gecentreerd rond de nominale frequentie en de tweede is gecentreerd rond de frequentie welke gelegen is buiten de frequentiegebieden van de onderste en de bovenste groep. In de onderstaande tabel is voor elke nominale frequentie de betreffende centrale 10 frequentie van de tweede band aangegeven.

Onderste groep Bovenste groep nominale frequentie nominale frequentie frequentie 2e band frequentie 2e band 697 1040 1209 580 15 770 1040 1336 580 852 640 1477 1100 941 640 1633 1100

Opgemerkt wordt dat de waarden van de centrale frequentie van de tweede band niet kritisch zijn doch dat ze zodanig gekozen 20 worden dat ze het frequentiegat tussen de laagste en de hoogste band en het frequentiegat onder de laagste frequentie efficient opvullen en dat twee paren van frequenties van elke groep overeenkomen met eenzelfde centrale frequentie van de tweede band. De reden hiervan is dat wanneer spraaksignalen aanwezig zijn met componenten in het frequentiegat 25 onder de onderste groep of tussen de twee groepen de ontvanger voor de onderste en de bovenste groep ten minste een 2-uit-4 code detecteren welke teruggewezen wordt.

Fig. 23 toont een verzameling krommen van de banden welke gecentreerd zijn rond de nominale frequenties in de onderste (LG) en 30 bovenste groep (HG) en in de frequentieintervallen onder de onderste groep en tussen de onderste en de bovenste groep.

Gebleken is dat het invoeren van de tweede doorlaatbanden de spraak-immuniteit van de ontvanger verbetert en dat de storingstolerantie 7903346

Claims (39)

1. Digitaal signaleringsstelsel voorzien van zendmiddelen, 15 welke zijn gekoppeld met ontvangmiddelen via transmissieniddelen, welke zijn ingericht om ten minste één frequentiesignaal te genereren, waarbij de ontvangmiddelen in staat zijn de aanwezigheid van het ontvangen frequentiesignaal te herkennen en voorzien zijn van beschermingsmiddelen om de ontvanger tegen de ontvangst van stoorsignalen te be-20 schermen, met het kenmerk, dat de ontvangmiddelen omvatten filtermiddelen voorzien van ten minste één multiband digitaal filter, waarbij een aantal van deze banden worden gebruikt als be-schermingsbanden welke de beschermingsmiddelen vormen.

2. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 1, met 25 het kenmerk, dat de zendmiddelen zijn ingericht om combi naties van frequentiesignalen uit een aantal frequentiesignalen te genereren en dat de ontvangmiddelen zijn ingericht om de aanwezigheid van deze combinaties te herkennen.

3. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 2, met 30 het kenmerk, dat de filtermiddelen omvatten een aantal eerste filters ten minste gelijk aan het aantal frequentiesignalen, waarbij elk filter afgestemd is op een andere frequentie van het aantal frequentiesignalen, waarbij de filters enkelband of multiband filters zijn.

4. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 3, met 7903346 het kenmerk, dat wanneer de eerste filters af gestemd op het aantal frequentiesignalen enkelband filters zijn, het aantal eerste filters ook ten minste één multiband beschermingsfilter bevat, waarbij elke banddoorlaat zich bevindt tussen twee verschillende op 5 elkaar volgende frequenties van het aantal frequentiesignalen.

5. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat het aantal eerste filters twee in elkander grijpende multiband beschermingsfilters omvat.

6. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 2, met 10 het kenmerk, dat de eerste filters alle multiband filters zijn met elk een banddoorlaat gecentreerd om een andere frequentie van het aantal frequentiesignalen en een beschermingsband gelegen tussen twee opeenvolgende frequenties van het aantal.

7. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 6, met 15 het kenmerk, dat de beschermingsbanden gelegen zijn tus sen twee opeenvolgende of voorafgaande frequenties naast de genoemde ene frequentie.

8. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat elk der eerste filters verder gevormd 20 worden door een tweede en een derde filter, waarbij de pulsresponsie van één daarvan de Hilbert transformator is van de andere.

9. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 8, met het kenmerk, dat de filters pulsresponsiefliters (FIR) met eindige duur zijn.

10. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 9, met het kenmerk, dat de filters alle eenzelfde aantal N filter-coefficienten bezitten.

10 De uitvinding is beschreven voor uitvoeringsvormen die slechts als voorbeeld bedoeld zijn en geen beperking van de omvang van , de uitvindingsgedachte inhouden. Conclusies :

11. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 10, met het kenmerk, dat N = 128.

12. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 10, met het kenmerk, dat elk der filters een volledig uitgangs-resultaat geven wanneer eenzelfde aantal N ingangsmonsters afgeleid van de combinatie van ontvangen frequentiesignaLen door elk filter zijn ontvangen.

13. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 12, met het kenmerk, dat elk der tweede en derde filters dubbele 7903346 ' t filters zijn, waarbij de uitgangsresultaten van de dhbbele filters voor elk kanaal ten opzichte van elkaar zijn verschoven met een voorafbepaald aantal freems.

14. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 13, i e t N 5 het kenmerk, dat de uitgangsresultaten met — freems ver schoven zijn.

15. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat de filtermiddelen een geheugen (CB) omvatten om de binaire waarden van de filtercoefficienten voor elk der 10 eerste filters op te slaan.

16. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 10 en 15 , met het kenmerk, dat het geheugen N x I geheugen- plaatsen bezit waarbij I het aantal tweede en derde filters is.

17. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 16, met 15 het kenmerk, dat N = 128 en I = 16 (N x I = 2048).

18. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat de ontvangmiddelen in staat zijn om een combinatie van twee frequenties elk uit een andere groep van vier frequenties te ontvangen, waarbij elk filter een banddoorlaat bezit ge- 20 centreerd rond een andere frequentie van de twee groepen en een band doorlaat gelegen buiten de frequentieband bepaald door de twee groepen frequenties.

19. Digitaal signaleringsstelsel volgens een der voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de zendmiddelen / 25 multikanaal zendermiddelen zijn, waarbij de ontvangmiddelen verschaft worden in tijd multiplex voor een aantal kanalen en de filters van de ontvangmiddelen gemultiplexte filters zijn.

20. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 12 en 19, met het kenmerk, dat de uitgangsresultaten van de 30 filters voor twee onmiddellijk opvolgende kanalen ten opzichte van elkaar zijn verschoven met een voorafbepaald aantal freems.

21. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 13, 16 en 19, met het kenmerk, dat het geheugen (CB) Verft deeld is in — delen elk met 21 geheugenplaatsen, waarbij een voorafbe- X 35 paald deel -r- eerste voorafbepaalde homologe filtercoefficienten bevat en — tweede homologe filtercoefficienten behorende bij de i 7903346 dubbele filters welke de I tweede filters vormen en de -j derde en ~ vierde voorafbepaalde homologe filtercoefficienten behorende bij de dubbele filters welke de I derde filters vormen, waarbij eerste en tweede, derde en vierde homologe filtercoefficienten gescheiden zijn 5 in elk geheugendeel door een constant aantal opeenvolgende filtercoef ficienten van de pulsresponsiereeks, gelijk aan één minder dan het eerste voorafbepaalde aantal.

22. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 21, met N het kenmerk, dat het constante aantal gelijk is aan — - 1.

23. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 13, 20 en 21, met het kenmerk, dat een filtercoefficient- waarde opgeslagen in een geheugenplaats in een geheugendeel en een filtercoefficientwaarde opgeslagen in een homologe geheugenplaats van een aangrenzend geheugendeel gescheiden is door een tweede constant 15 aantal opeenvolgende filtercoefficienten van de pulsresponsiereeks in N elk van de --— groepen opeenvolgende geheugendelen, waarbij de delen met eerste, tweede, derde .... filtercoefficienten beginnen waarbij L het aantal kanalen is behandeld door de gemultiplexte filter-middelen en waarbij het tweede constante aantal één minder is dan het 20 tweede voorafbepaalde aantal freems.

24. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 17 en 23, N met het kenmerk, dat — = 4 en dat het tweede constante £ii aantal 3 is.

25. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 13 en 25 19, met het kenmerk, dat verder aanwezig is een accumulator (AC) om voor elk kanaal en voor elk van de dubbele filters onvolledige en volledige filterresultaten op te slaan.

26. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 16 en 25, met het kenmerk, dat de accumulator twee delen 30 met 21 geheugenplaatsen bevat, waarbij L het aantal kanalen is dat behandeld wordt door de gemultiplexte filtermiddelen en de eerste en tweede I plaatsen van de 21 plaatsen van elk deel gereserveerd is om de onvolledige of volledige filterresultaten van respectievelijk de tweede en derde filters op te slaan.

27. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusies 10 en 25, met het kenmerk, dat het woord dat het laatste van de 7903346 τ 1 46 Ν filtercoefficienten kenmerkt, een bijzonder bit bevat dat aangeeft dat een volledig filterresultaat beschikbaar is aan de uitgang van de accumulator wanneer alle coëfficiënten gebruikt zijn.

28. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 26, 5 met het kenmerk, dat aanwezig is een microprocessor PR, M, MO) om de volledige uit de accumulator gelezen filterresultaten verder te behandelen.

29. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 28, met het kenmerk, dat de microprocessor in staat is de 10 filterresultaten van elk van de tweede en derde filters voor elk van het aantal frequentiesignalen voor elk kanaal te behandelen en in het bijzonder in staat is om: 1. de faseonafhankelijke waarden van elk van de filterresultaten van het tweede en derde filter af te leiden, 15 2) de grootste waarde van punt 1 te bepalen, 3. twee drempelwaarden van punt 2 af te leiden, 4. de faseonafhankelijke waarden te vergelijken met de drempelwaarden en waarden te accepteren wanneer deze aan voorafbepaalde criteria voldoen, 20 5) een n-uit-m test uit te voeren op de geaccepteerde waarden, 6. een tijd-test uit te voeren, 7. de ontvangmiddelen te grendelen wanneer een signaal voldaan heeft aan voorafbepaalde criteria, 8. de faseonafhankelijke waarden te vergelijken met een vaste 25 drempelwaarde wanneer de ontvangmiddelen gegrendeld zijn en deze vrij te geven wanneer de waarden beneden de vaste drempelwaarde komen.

30. Digitaal signaleringsstelsel voorzien van zendmiddelen gekoppeld met ontvangmiddelen en in staat om minstens een bemonsterd 30 frequentiesignaal te genereren, waarbij de monsterwaarden gecodeerd zijn volgens een PCM gecomprimeerde logarithmische wet, waarbij de ontvangmiddelen voorzien zijn van minstens één digitaal filterstelsel en in staat zijn de aanwezigheid van het frequentiesignaal vast te stellen, waarbij het digitale filterstelsel geheugenmiddelen omvat om 35 gecodeerde logarithmische waarden van filterparameters op te slaan, met het kenmerk, dat het filterstelsel verder (MEI) 7903346 bevat om de ‘gecodeerde monsterwaarden in gecodeerde 'zuiver logarith-mische waarden om te zetten.

31. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 30, met het kenmerk, dat de omzetmiddelen (MEI) bestaan 5 uit geheugenmiddelen, bijvoorbeeld een dood geheugen, om de zuiver logarithmische waarden op te slaan en verder omvatten een ingangsre-gister (RO) om achtereenvolgens de gecodeerde monsterwaarden op te slaan en een opteller (ADI) om achtereenvolgens de logarithmische waarden van de filterparameters welke uitgelezen worden uit de opslag- 10 middelen (CB) en de zuiver logarithmische waarden welke uitgelezen worden uit de genoemde geheugenmiddelen, welke zijn gekoppeld tussen het ingangsregister en de opteller, bij elkaar op te tellen.

32. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 31, met het kenmerk, dat elk van de zuiver logarithmische 15 waarden is opgeslagen in een verschillende locatie van de geheugen middelen (MEI) op een adres dat gelijk is aan de corresponderende gecodeerde ingangsmonsterwaarde.

33. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 32, met het kenmerk, dat beide logarithmische waarden 20 welke in de geheugenmiddelen en de opslagmiddelen zijn opgeslagen zijn gedefinieerd door een logarithmische functie met eenzelfde grondtal.

34. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 33, met het kenmerk, dat het grondtal 256 is.

35. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 34, 25 met het kenmerk, dat de logarithmische functie is y - 128 lg256 2562 w waarin w de genormaliseerde lineaire waarden van de filterparameters of van de lineaire waarden van de ingangsmonsters voorstelt.

36. Digitaal signaleringsstelsel volgens, conclusie 31, 30 met het kenmerk, dat het digitale filter verder be vat tweede geheugenmiddelen (ME2) waarvan in iedere locatie opgeslagen wordt de lineaire waarde van het corresponderende locatieadres dat gelijk is aan de gecodeerde logarithmische waarde verkregen aan de uitgang van de opteller (ADI) en een tweede register (RP) om de 35 uit het derde geheugen gelezen lineaire waarden tijdelijk op te slaan.

37. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 36, 7903346 * * Υ ϊ met het kenmerk, dat het digitale filter verder om vat een accumulator (AC) om volledige of onvolledige filterresultaten op te slaan, een tweede opteller (AD2) om de onvolledige filterresultaten op te tellen bij de overeenkomende waarden die uit het tweede 5 register gelezen worden.

38. Digitaal signaleringsstelsel volgens conclusie 37, met het kenmerk, dat het een microprocessor omvat om de volledige filterresultaten te verwerken en een grendelketen om de onvolledige en volledige filterresultaten tijdelijk op te slaan 10 en de onvolledige resultaten over te dragen aan de tweede opteller of om de volledige resultaten over te dragen aan de microprocessor.

39. Digitaal signaleringsstelsel volgens een van de conclusies 1 tot 29 en een van de conclusies 30 tot 38. ·- 790334β