NL194135C

NL194135C - Gelijkrichter.

Info

Publication number: NL194135C
Application number: NL8200939A
Authority: NL
Original assignee: That Corp
Priority date: 1981-03-26
Filing date: 1982-03-05
Publication date: 2001-07-03
Also published as: AU8095082A; JPH0136346B2; GB2095936A; DE3210644C2; GB8417190D0; NL8200939A; GB2095936B; JPS57162968A; CA1183893A; GB2148062B; GB2148062A; AU552462B2; DE3210644A1; NL194135B; US4409500A

Description

1 194135

Gelijkrichter

De uitvinding heeft betrekking op een operationele gelijkrichter voor het gelijkrichten van een ingangssignaal, dat aan een ingangsklem wordt toegevoerd, welke gelijkrichter een versterkertrap omvat met een 5 inverterende ingang, die is gekoppeld met de ingangsklem van de gelijkrichterschakeling, en een uitgangs-klem; een eerste transmissiebaan, voorzien van een eerste transistor tussen de ingangsklem en de uitgangsklem van de gelijkrichter, waarbij de basis van de transistor met de uitgang van de versterkertrap is gekoppeld, en de emitter en de collector zijn gekoppeld tussen de ingangsklem en de uitgangsklem van de gelijkrichterschakeling, welke transistor wordt aangestuurd door het uitgangssignaal van de versterkertrap, 10 zodat tussen de inverterende ingangsklem en uitgangsklem van de gelijkrichterschakeling slechts een eerste stroom langs de eerste transmissiebaan loopt, wanneer het ingangssignaal een eerste polariteit heeft, en een tweede transmissiebaan, voorzien van een tweede transistor met de emitter en collector gekoppeld tussen de inverterende ingang en de uitgang van de versterkertrap, en een derde transistor met de emitter en collector gekoppeld tussen de uitgang van de versterkertrap en de uitgangsklem van de gelijkrichter-15 schakeling, waarbij de tweede en derde transistoren kunnen worden aangestuurd door het uitgangssignaal van de versterkertrap, zodat tussen de ingang en uitgang van de versterkertrap een tweede stroom langs de tweede transmissiebaan loopt en tussen de uitgang van de versterkertrap en de uitgangsklem van de gelijkrichterschakeling slechts een tegengestelde stroom die in hoofdzaak gelijk in grootte is maar tegengesteld in polariteit aan die tweede stroom, langs de tweede transmissiebaan loopt, wanneer het ingangs-20 signaal een polariteit heeft dat tegengesteld is aan de genoemde eerste polariteit, waarbij de eerste en tweede transistoren zo zijn gekoppeld dat bij eerste en tweede signalen wordt voorzien in een maximale grenswaarde van eenheidstroomversterking, een voorspanningsgenerator die enerzijds tussen de uitgang van de versterkertrap en de basis van de eerste transistor is gekoppeld en anderzijds aan de emitters van de tweede en derde transistoren.

25 Een dergelijke volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767. Zoals in dit octrooischrift is beschreven kan (1) de gelijkrichter op een eenvoudige wijze overeenkomstig geïntegreerde-ketenmethoden worden vervaardigd aangezien bij de gelijkrichter slechts NPN-transistoren kunnen worden toegepast, (2) geen aangepaste weerstanden of nauwkeurige weerstandsverhoudingen nodig zijn, (3) slechts één operationele versterker wordt gebruikt en 30 derhalve geen aanpassing van versterkers of trimmen nodig is, (4) geen schadelijke invloed wordt ondervonden door eventuele verschuivingsspanningen, die tussen de ingangsklemmen van de operationele versterker aanwezig kunnen zijn wanneer de gelijkrichter voor wisselstroomsignaalgelijkrichting wordt gebruikt, (5) in een voorkeursuitvoeringsvorm daarvan voorziet in een breedbandgelijkrichting in het micro-ampère-tot-milli-ampèregebied, en (6) met betrekkelijk zwakke "slew rate”-eisen van de operationele 35 versterkertrap werkt.

De gelijkrichter omvat in het algemeen een operationele versterkertrap, waarvan de negatieve ingangsklem bestemd is voor het ontvangen van het ingangsïnformatiesignaal, en waarvan de positieve ingangsklem met aarde van het stelsel is verbonden. De uitgang van de trap is gekoppeld met de basis van een NPN-transistor, waarbij de emitter van de transistor met de negatieve ingang van de trap is gekoppeld en 40 de collector met de uitgangsklem van de gelijkrichter is gekoppeld. Hierdoor wordt een eerste geleidende terugkoppelbaan voor één representatie of polariteit (d.w.z. de negatieve polariteit) van het ingangssignaal gevormd. De ingangsklem van de trap is ook gekoppeld met de collector van een tweede NPN-transistor, waarvan de emitter met de uitgang van de versterkertrap, en de basis met aarde van het stelsel is verbonden. De collector-emitterbaan van de tweede transistor vormt een tweede terugkoppelbaan om de 45 trap, wanneer de andere representatie of polariteit (d.w.z. de positieve polariteit) van het ingangssignaal aan de ingangsklem van de trap wordt aangelegd. Van een derde NPN-transistor is de collector gekoppeld met de uitgang van de inrichting en is de emitter gekoppeld met zowel de emitter van de tweede transistor als met de uitgangsklem van de versterkertrap. Zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 kan de basis van de derde transistor met aarde van het stelsel worden verbonden. De collector-emitterbaan 50 van de derde transistor voert een stroom in responsie op een stroom door de tweede transistor. De stroom door de derde transistor is een spiegelstroom, welke in hoofdzaak gelijk en tegengesteld is aan de stroom door de tweede transistor. Tengevolge van de iets verschillende versterkingsfactoren van de transistoren, zullen de uitgangsstromen, welke worden geleverd in responsie op twee gelijke ingangssignalen voor de gelijkrichter met tegengestelde polariteit, niet precies dezelfde zijn.

55 Derhalve kan, zoals uit het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 blijkt, een versterkingssymmetrie worden verkregen en kan de fout in hoofdzaak worden geëlimineerd door de basis van de derde transistor op een geschikte wijze voor te spannen.

194135 2

Ofschoon het is gebleken, dat deze gelijkrichtketen van grote waarde is, zal de lustransmissie over de tweede transistor zonder begrenzing bij toenemende stroom toenemen. Ofschoon de stabiliteitsproblemen, die zich bij deze laatste toestand voordoen, niet onoplosbaar zijn, is de meest voor de hand liggende oplossing een tragere werking van de keten (welke leidt tot een beperkte bandbreedte).

5 Een doel van de uitvinding is het begrenzen van de lustransmissie van de volgens de stroommodus bedreven operationele gelijkrichter van het beschreven type voor beide polariteiten van het ingangssignaal.

Nog een doel van de uitvinding is het verschaffen van een volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter, waarbij zich geen stabiliteitsproblemen voordoen, welke behoren bij niet-beperkte lustransmissie bij de gelijkrichting van positieve ingangssignalen door de gelijkrichter, zoals beschreven in 10 het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767, kan een voorspanning worden gebruikt om een ruststroom (Icirc) over de basis-emitterbaan van de eerste transistor en de collector-emitterbaan van de tweede transistor te induceren teneinde op deze wijze de "slew rate”-eisen van de operationele versterkertrap te reduceren. Icirc leidt evenwel tot een stroomfout (Icirc fout) aan de uitgang van de keten tengevolge van de geïnduceerde stroom in de collector van de eerste transistor en de geïnduceerde stroom in de collector-emitterbaan van 15 de derde transistor in responsie op Icirc.

De uitvinding beoogt voorts te voorzien in een verbeterd voorspanningsschema om de volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter van het in het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 beschreven type voor de spannen, waarbij gelijkrichtfouten, die een gevolg zijn van de eindige ’’slew rate” van de versterkertrap op een sterke wijze kunnen worden gereduceerd.

20 Een ander doel van de uitvinding is het verschaffen van een verbeterde voorspanningsgenerator van het in de betreffende aanvrage beschreven type ten gebruike bij het voorspannen van een volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter, welke op een eenvoudige wijze in IC-vorm kan worden gerealiseerd.

Deze en andere oogmerken van de uitvinding worden bereikt met een voorspanningsgenerator, van het 25 bovenstaande beschreven type, met het kenmerk, dat de voorspanningsgenerator een eerste impedantiebe-lasting omvat met een eerste weerstandsorgaan en een tweede aan de gelijkrichterschakeling gekoppelde impedantiebelasting die een tweede weerstandsorgaan omvat die met het eerste weerstandsorgaan is gekoppeld, en organen voor het genereren van een spanning over de eerste impedantiebelasting, zodat wanneer in het eerste weerstandsorgaan een stroom is opgewekt, in het tweede weerstandsorgaan een 30 stroom wordt opgewekt als gevolg van de stroom in het eerste weerstandsorgaan en over de tweede impedantiebelasting een voorspanning wordt gegenereerd, welke organen voor het genereren van een spanning over die eerste impedantiebelasting organen omvatten voor het instellen van het niveau van de spanning, die over de eerste impedantiebelasting wordt opgewekt, welke organen voor het instellen van het niveau van de spanning over die eerste impedantiebelasting zijn voorzien van organen voor het bepalen van 35 een eerste referentiespanning, organen voor het bepalen van een tweede referentiespanning en organen voor het leveren van een verschilspanning als gevolg van een vergelijking tussen de eerste een tweede referentiespanningen, en waarbij de verschilspanning aan het verschil in spanningsval over de basisemitter-juncties is gerelateerd van ten minste twee transistoren, als een functie van de verandering van de temperatuur van die juncties.

40 De operationele gelijkrichter volgens de uitvinding omvat organen om de voorspanning op een soortgelijke wijze op te wekken als beschreven in de betreffende aanvrage. De voorspanning wordt aangelegd over een eerste impedantiebelasting, die eerste resistieve organen omvat De eerste resistieve organen zijn gekoppeld met tweede resistieve organen van een tweede impedantiebelasting en wel zodanig, dat de in de eerste resistieve organen in responsie over de voorspanning opgewekte stroom ertoe leidt, dat in de tweede 45 resistieve organen een stroom wordt opgewekt, die er op zijn beurt toe leidt dat de voorspanning over de tweede impedantiebelasting wordt opgewekt. Door de tweede impedantiebelasting tussen de basis van de eerste transistor en de gemeenschappelijke emitters van de tweede en derde transistoren van de eerder beschreven operationele gelijkrichter te koppelen, kunnen de organen voor het opwekken van de voorspanning (evenals het tot stand brengen van die Circ als zijnde onafhankelijk van de temperatuur) met 50 wisselstroomaarde van de gelijkrichter worden verbonden, waardoor men grote voordelen verkrijgt.

De uitvinding zal onderstaand nader worden toegelicht onder verwijzing naar de tekening. Daarbij toont: figuur 1 een schema van een operationele gelijkrichter van het in het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 beschreven type; 55 figuur 2 een keten van een verbeterde voorspanningsgenerator; figuur 3 een schema van een uitvoeringsvorm van een verbeterde volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter; 3 194135 figuur 4 een schema van een tweede voorkeursuitvoeringsvorm van een volgens de stroommodus werkende operationele gelijkrichter; en figuur 5 een schema van een voorkeursuitvoeringsvorm van een verbeterde voorspanningsgenerator ten gebruike bij de gelijkrichter volgens figuur 4.

5

In de figuren zijn overeenkomstige onderdelen van dezelfde verwijzingen voorzien. Zoals aangegeven in figuur 1 omvat de operationele gelijkrichtketen volgens het type, beschreven in het Amerikaanse octrooi-schrift 4.097.767, een inverterende versterker 10 met grote versterking. Van de versterker 10 is de niet-inverterende ingangsklem 12 met aarde van het stelsel verbonden en is de inverterende ingangsklem 10 14 met de ingangsklem van de inrichting voor het ontvangen van het wisselstroomingangssignaal lin verbonden. De stroomingangsklem 16 is over een weerstand 8 met een spanningsingangsklem 6 verbonden. De versterker 10 wordt als de versterkertrap in een operationele versterkerconfiguratie gebruikt.

Een eerste transmissiebaan wordt verschaft door de transistor Q1, die bij de weergegeven uitvoeringsvorm een transistor van het NPN-type is, waarvan de basis 18 over de voorspanningsgenerator 19 met de 15 uitgangsklem 20 van de versterker 10 is gekoppeld, waarvan de emitter 22 direct met de ingangsklem 16 van de inrichting is gekoppeld en waarvan de collector 24 met de uitgangsklem 26 van de inrichting is gekoppeld. Er zijn organen aanwezig om de uitgangsklem 26 te koppelen met een virtuele aarde van de operationele versterker, welke schematisch bij 28 is aangegeven, en op een vooraf bepaald gelijkspannings-niveau ten opzichte van aarde van het stelsel is ingesteld, zodat de stroom 12 wordt verkregen, zoals is 20 aangegeven. Het gelijkspanningsniveau heeft een positieve waarde bij aarde. Zo is bijvoorbeeld een waarde van het spanningsniveau voor de virtuele aarde 28, waarvan is gebleken, dat deze voldoet, +0,5 V gelijkspanning ten opzichte van aarde van het stelsel. De transistor Q1 is bij voorkeur een transistor met grote versterking. Zo voldoet bijvoorbeeld een versterking met een waarde 100, ofschoon hogere versterkingen kunnen worden verkregen onder gebruik van de geldende IC-methodes.

25 Een tweede transmissiebaan wordt verschaft door de transistoren Q2 en Q3, die elk zijn weergegeven als NPN-transistoren, waarvan de respectieve bases 30 en 32 met aarde van het stelsel zijn verbonden en waarvan de emitters 34 en 36 samen met de uitgangsklem 20 van de versterker 10 zijn verbonden. De collector 38 van de transistor Q2 is verbonden met de inverterende ingangsklem 14 van de versterker 10.

De collector 40 van de transistor Q3 is verbonden met de uitgangsklem 26. De transistoren Q2 en Q3 zijn 30 bij voorkeur goed aangepast voor stroomversterking, Vbe/lc-karakteristieken, enz, zodat wanneer de twee transistoren op dezelfde basis-emitterspanning worden gehouden gelijke collectorstromen zullen optreden.

Tijdens het bedrijf is, wanneer lin een positieve polariteit heeft, het uitgangssignaal van de versterker 10 een negatieve spanning. Waar de basis van de transistor Q2 dan positief ten opzichte van de emitter daarvan is, voert de transistor Q2 een stroom lin(+) vanuit de inverterende ingangsklem 14 van de 35 versterker 10 naar de uitgangsklem 20 van de versterker. Aangezien de emitter van de transistor Q2 met de emitter van de transistor Q3 is verbonden en aangezien de bases daarvan eveneens met elkaar zijn verbonden (en met aarde), is de basis 32 van de transistor Q3 positief ten opzichte van de emitter 36, zodat de transistor Q3 ook een stroom I2A voert. Aangezien de transistoren Q2 en Q3 aan elkaar zijn aangepast en steeds dezelfde basis-emitterspanning hebben, is het momentane niveau van lin(+) gelijk aan het 40 momentane niveau van I2A. Derhalve is I2A het spiegelstroomsignaal van lin(+). Wanneer de basesstromen van de transistoren Q2 en Q3 worden verwaarloosd, zal het momentane niveau vein 5 de stroom naar de uitgang van de versterker 10 gelijk zijn aan de som van de momentane waarden van lin(+) en I2A.

Aangezien het momentane niveau van lin(+) gelijk is aan het momentane niveau van I2A, volgt de uitgangsstroom op de uitgangsklem 26 de ingangsstroom wanneer deze laatste een positieve polariteit 45 heeft. Gedurende deze periode zal, aangezien het uitgangssignaal van de versterker 10, dat aan de basis van de transistor Q1 wordt toegevoerd, negatief is, de transistor Q1 niet geleiden.

Wanneer de ingangswisselstroom lin een negatieve polariteit heeft, levert de versterker 10 een positieve uitgangsspanning. De emitter 34 van de transistor Q2 is dan positief ten opzichte van de basis 30 daarvan en de emitter 36 van de transistor Q3 is positief ten opzichte van de basis 32 daarvan, zodat noch de 50 transistor Q2, noch de transistor Q3 zal geleiden. De basis 24 van de transistor Q1 is evenwel positief ten opzichte van de emitter 22 daarvan, zodat door de transistor Q1 een collector-emitterstroom zal vloeien.

Deze stroom is zodanig, dat de emitterstroom lin(—), die vanuit de emitter van de transistor Q1 naar de inverterende ingangsklem 14 vloeit, gelijk zal zijn aan de basisstroom Ib, die uit de uitgangsklem 20 van de versterker 10 naar de basis van de transistor Q1 vloeit plus de collectorstroom 128, die uit de virtuele aarde 55 28 vloeit.

De waarde van de basisstroom Ib is afhankelijk van de versteking van de transistor Q1 en door voor de transistor Q1 een transistor met grote versterking te kiezen, zal de door Ib geïntroduceerde fout verwaar- 194135 4 loosbaar zijn. Voor een versterking van bijvoorbeeld 100 zal Ib bij benadering 1% van lin(-) zijn of zal 128 99% van lin(-) zijn. Derhalve zal voor het gegeven voorbeeld het momentane niveau van de uitgangs-stroom, dat op de klem 26 optreedt, in hoofdzaak gelijk zijn aan het momentane niveau van de ingangs-stroom lin wanneer deze laatste positief is, en bij benadering 99% zijn van het momentane niveau van de 5 ingangsstroom lin (en van tegengestelde polariteit wanneer de ingangsstroom negatief is). Zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.079.767 kan de door Ib geïntroduceerde versterkingsfout, indien gewenst, worden gecorrigeerd door de basisvoorspanning van de transistor Q2 en Q3 op de juiste wijze in te stellen. Zonder de voorspanningsgenerator 19, d.w.z. wanneer de basis 18 van de transistor Q1 direct met de uitgangsklem 20 van de versterker 10 is verbonden, bepaalt de ’’slew rate" van de versterker 10 de 10 tijd, welke optreedt wanneer één transmissiebaan eindigt te geleiden en de andere transmissiebaan begint te geleiden in responsie op een verandering in polariteit van het ingangssignaal lin. De ’’slew rate” kan van weinig belang zijn wanneer het ingangssignaal lin tussen betrekkelijk grote positieve en negatieve niveaus zwaait of wanneer het ingangssignaal lin langzaam varieert. Waar evenwel het ingangssignaal lin een betrekkelijk geringe grootte heeft en een betrekkelijk hoge frequentie bezit, kan de tijd, welke het uitgangs-15 signaal op de klem 20 van de versterker 10 nodig heeft om vanuit een voldoende waarde bij één polariteit, waarbij één transmissiebaan geleidt, naar een voldoende waarde bij de andere polariteit, waarbij de andere transmissiebaan geleidt, te zwaaien, belangrijk worden aangezien informatie, die gedurende deze tijd in het ingangssignaal aanwezig is, dan verloren gaat.

Derhalve wordt de voorspanningsgenerator 19 tussen de uitgangsklem 20 van de versterker 10 en de 20 basis van de transistor Q1 aangebracht om de ’’slew rate”-eisen te reduceren. De voorspanning leidt tot een circulatiestroom, Icirc over de basis-emitterbaan van de transistor Q1, welke over de collector-emitterbaan van de transistor Q2 zal worden overgedragen. Dit leidt tot een circulatiestroom Icirc, welke geen invloed heeft op de waarde van het aan de ingang van de inrichting bij de klem 16 toegevoerde signaal, doch welke tot een stroomfout bij de uitgangsklem 26 van de keten leidt, die tweemaal zo groot is als Icirc. Derhalve 25 voorziet de voorspanningsgenerator 19 in een compromis. Door een overkruisingsvoorspanning te verschaffen vereist de versterker "slew” over een kleiner spanningsgebied, waardoor een betere hoogfrequente werking mogelijk is. Het induceren van de circulatiestroom Icirc leidt echter eveneens tot het induceren van een foutsignaal bij de uitgangsklem 26 van de keten. Door het door de generator 19 verschafte voorspanningsniveau te vergroten worden de ’’slew rate”- en versterkingsbandbreedte-eisen van 30 de versterker 10 voor een bepaalde werking van de keten verlaagd, doch wordt tevens het foutsignaal bij de klem 26, dat door Icirc wordt veroorzaakt, vergroot.

Het is derhalve gewenst de door de generator 19 geleverde voorspanning te vergroten tot het punt, waarbij de Icirc-fout op de klem 26 zich op het maximaal toelaatbare niveau daarvan bevindt. Dit niveau moet vijf- tot tienmaal kleiner zijn dan het kleinste signaal waarvoor een nauwkeurige gelijkrichting is 35 gewenst. Wanneer de ingangsstroom toeneemt zal de Icirc-fout afnemen. Derhalve is de Icirc-fout van belang bij lage signaalniveaus.

Het gebruik van voorspanningsgeneratoren van het type, beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 kan evenwel tot problemen lelden. Veranderingen in de omgevingstemperatuur kunnen de generator 19 zodanig beïnvloeden, dat de voorspanning wordt gewijzigd, waardoor de Icirc-fout bij de klem 40 26 verandert. Veranderingen in temperatuur kunnen derhalve ongewenste veranderingen in de Icirc-fout veroorzaken tot het punt, waarbij Icirc even groot als of groter dan de kleine van belang zijnde signaalniveaus wordt. Voorts kunnen, zelfs indien de voorspanningsgenerator 19 temperatuur-onafhankelijk wordt gemaakt, zodat de uitgangsvoorspanning temperatuur-onafhankelijk is, de temperatuur-afhankelijkheid van de transistoren Q1 en Q2 en meer in het bijzonder de basis-emitterspanning-collectorstroomrelatie van deze 45 twee transistoren leiden tot dramatische veranderingen (factor van honderden over een gebied van 50°C) in de collectorstroom bij veranderingen in de temperatuur.

Thans wordt een verbeterde voorspanningsgenerator beschreven, welke een temperatuurcoëfficiênt bezit, die is aangepast aan de temperatuurcoëfficiênt van de Vbe/lc-karakteristleken van de door de transistoren Q1 en Q2 gevormde belasting, en welke via Q1 en Q2 een Icirc opwekt, die temperatuur-onafhankelijk is.

50 De verbeterde in figuur 2 afgebeelde voorspanningsgenerator omvat klemmen 100 en 102 voor aansluiting op de ketenbelasting, d.w.z. respectievelijk met de basis 18 van de transistor Q1 en de emitter 34 van de transistor Q2. Ter illustratie zijn de basisemitterbaan van de transistor Q1 en de collector-emitterbaan van de transistor Q2 in figuur 2 in diodevorm weergegeven. De klem 100 is verbonden met de basis van de transistor Q4. De collector van de transistor Q4 is verbonden met de stroombron 104, die een 55 stroom 18 met constante amplitude levert, terwijl de emitter van de transistor Q4 met de anode van de diode Q5 is verbonden. De kathode van de diode Q5 is verbonden met een knooppunt met kleine impedantie, zoals de uitgang van een operationele versterker, of, zoals aangegeven, met de aarde van het 5 194135 stelsel. De klem 100 is eveneens met de anode van een referentiediode 06 verbonden, die op zijn beurt met zowel de basis van de transistor Q4 als de uitgang van de stroombron 106 is verbonden, welke laatste een stroom IA met constant niveau levert. De kathode van de diode Q6 is verbonden met de anode van een referentiediode Q7, waarvan op zijn beurt de kathode is verbonden met het verbindingspunt 114 van twee 5 weerstanden 110 en 112. De tegenover het verbindingspunt 114 gelegen zijde van de weerstand 110 is verbonden met de klem 102, terwijl de tegenover gelegen zijde van de weerstand 112 is verbonden met de kathode van de diode Q5 en met een knooppunt met kleine impedantie. Het verbindingspunt 114 is ook met de stroombron voor het opwekken van een stroom IA verbonden, waarbij het andere uiteinde van de bron is geaard. De bron 104 is eveneens verbonden met transistoren Q8 en 09 in Darlingtonschakeling. Meer in 10 het bijzonder is de bron 104 verbonden met de basis van de transistor Q8, waarvan de emitter met de basis van de transistor Q9 is verbonden. De collectors van de transistoren Q8 en Q9 zijn tezamen met een positieve gelijkspanningsbron verbonden, terwijl de emitter van de transistor Q9 met de klem 102 en derhalve de weerstand 110 is verbonden. Tenslotte is van de transistor Q10 de basis verbonden met de emitter van de transistor Q9, de collector met de basis van van de transistor Q8 en de emitter via een diode 15 Q11 met de kathode van de diode Q5 via het knooppunt met kleine impedantie. Het is duidelijk, dat bij de afgebeelde uitvoeringsvorm dioden Q5, Q6 en Q7 NPN-transistoren zijn, die elk in de diodemodus zijn verbonden, d.w.z., dat de collector van elke transistor met de bijbehorende basis is verbonden. De juiste werking van de generator volgens figuur 2 is afhankelijk van het feit of de transistoren Q4, Q5, Q6 en Q7 aan elkaar aangepaste Vbe/lc-karakteristieken hebben evenals dit geldt voor de transistoren Q1, Q2 en Q3 20 van de in figuur 1 afgebeelde operationele gelijkrichtketen, waarbij is vereist, dat alle transistoren aan dezelfde temperatuur zijn bloot gesteld. Aan deze eis wordt op een eenvoudige wijze voldaan door de huidige IC-technologie. Op een soortgelijke wijze zijn de transistoren Q8, Q9 en Q10 NPN-transistoren, zodat de gehele keten op overeenkomstige IC-methoden kan worden gevormd.

Tijdens het bedrijf wordt door de stroom 104 een andere stroom 1B geleverd dan de stroom IA, die door 25 elk van de bronnen 106 en 108 wordt geleverd, zodat 1B = nIA, waarbij n een geheel of gemengd getal is, dat verschilt van één. Bij een juiste keuze van de weerstands- en stroombronwaarden, vloeit in hoofdzaak de gehele stroom uit de bron 104 over de transistor Q4 en de diode Q5 tengevolge van de negatieve terugkoppeling, die naar de basis van Q5 plaats vindt, zoals later meer uitvoerig zal worden toegelicht. Op een soortgelijke wijze is de stroom uit de bron 106 naar de operationele gelijkrichtketen verwaarloosbaar, 30 zodat in hoofdzaak de gehele stroom uit de bron 106 over de rij referentiedioden Q6 en Q7 vloeit.

De voorspanning, die over de klemmen 100 en 102 wordt opgewekt, is gelijk aan de spanningsval van de diode Q6 plus de spanningsval van de diode Q7 minus de spanningsval over de weerstand 110. In het algemeen zal, indien 1B = nIA de spanning over de weerstand 112 dié zijn, welke, wanneer deze wordt afgetrokken van de spanning over een referentiediodereeks (zoals die, verschaft door de referentiedioden 35 Q6 en Q7) veroorzaakt, dat de stroom over de reeks met een factor n wordt gereduceerd. De spanning over de weerstand 110 zal dan dié spanning zijn, welke, wanneer deze wordt afgetrokken van de spanning over de referentiediodereeks veroorzaakt, dat de stroom door de reeks met een factor n verhoogd tot de k-de macht wordt gereduceerd. Aangezien de spanning over de uitgangsklem 100 en 102 gelijk is aan de spanningsval over de diodereeks, bestaande uit de dioden Q6 en Q7 minus de spanningsval over de 40 weerstand 110, en aangezien de dioden Q6 en Q7 zijn aangepast aan de transistoren Q1 en Q2, zal de stroom door laatstgenoemde reeks een factor van n verhoogd tot de k-de macht, kleiner dan IA zijn.

Indien bijvoorbeeld IA = 10 micro-amp, 1B = 50 micro amp, weerstand 112 = 1 kohm en de weerstand 110 = 6 kohm, dan zal de waarde van Icirc 640 pico amp zijn - in dit geval n = 5, k = 6 en zal de Icirc-stroom door de transistoren Q1 en Q2 5® (15.625) kleiner zijn dan 10 micro amp.

45 De spanningsval over de weerstand 110 is temperatuur-afhankelijk overeenkomstig een vooraf bepaalde temperatuurcoêfficiënt aangezien de spanning evenredig is met de stroom door de weerstanden 110 en 112, die op zijn beurt evenredig is met de spanningsval over de weerstand 112. De spanningsval over de weerstand 112 is gelijk aan het verschil in spanningsvallen over de dioden Q6 en Q7 en de spanningsvallen over de transistor Q4 en de diode Q5. Het spanningsverschil over de weerstand 112 staat in een lineair 50 verband tot de temperatuur aangezien het verschil in de spanningsval over het paar dioden Q6 en Q7 en de spanningsval over de weerstand Q4 en de diode Q5 in een lineair verband staan tot de temperatuur.

Het is duidelijk, dat, waar de transistor Q4 en de dioden Q6, Q7 en Q5, d.w.z. wanneer de dioden Q5, Q6 en Q7 uit transistoren bestaan, die volgens een diodemodus zijn verbonden, aan de transistoren Q1 en Q2 zijn aangepast wat betreft hun Vbe/lc-karakteristieken en zij steeds aan de omgevingstemperatuur 55 worden bloot gesteld, een verandering in de temperatuur de voorspanning over de klemmen 100 en 102 doet veranderen met een bedrag, gelijk aan de verandering in spanning over de dioden Q6 en Q7 minus een verandering in de spanningsvaldifferentiaal, die over de weerstand 110 optreedt. Op deze wijze wordt 194135 6 de spanning+stroom temperatuurafhankelijke functie van de generator 19 aangepast aan de spanningstroom temperatuur-afhankelijke functie van de ketenbelasting. Op een soortgelijke wijze zal Icirc een functie van de verhouding van de weerstanden 110 en 112, IA en de verhouding van IA en 1B blijven en niet met de temperatuur variëren. Derhalve zal de verandering in de voorspanning met de temperatuur Icirc, welke op 5 het maximaal acceptabele niveau is ingesteld, niet beïnvloeden.

De transistoren Q8 en Q9 leveren de stroom aan de weerstanden 110 en 112 voor de vereiste spanningsval. Meer in het bijzonder voorzien de transistoren Q8 en Q9 in een negatieve terugkoppeling en dienen zij ook als buffer tussen de stroombron 104 en de weerstanden 110 en 112. Wanneer de stroom over de weerstand 112 onvoldoende is om de gemeten spanningsval te verschaffen, wordt de stroom uit de 10 bron 104 naar de basis van de transistor Q8 afgeleid, waardoor de transistor Q9 voldoende geleidend wordt gemaakt om de vereiste stroom aan de weerstanden 110 en 112 toe te voeren. De transistor Q10 begrenst de stroom, die uit de bron 110 aan de transistoren Q8 en Q9 wordt toegevoerd, zodat een grendelsituatie, welke kan optreden onder bepaalde omstandigheden, die bijzonder zijn voor de belasting over de klemmen 100 en 102 en de vorm van het knooppunt met kleine impedantie, waarmede de diode Q5 is verbonden (in 15 figuur 2 schematisch als aarde aangegeven) kan worden vermeden.

Er kunnen verschillende veranderingen in de generator worden aangebracht. Zo kan bijvoorbeeld het aantal referentiedioden, dat tussen de bron 106 en het verbindingspunt 114 is verbonden en het aantal tussen de emitter van de transistor Q4 en het knooppunt met kleine impedantie, aangegeven als aarde, verschillen van de respectieve aantallen, aangegeven in figuur 2. Meer in het bijzonder is het aantal 20 referentiedioden, dat gebruikt wordt tussen de bron 106 en het verbindingspunt 114 voor het vormen van één reeks, gelijk aan het aantal halfgeleidende elementen van de belasting van de keten over de klemmen 100 en 102. Op soortgelijke wijze is het aantal tussen de emitter van de transistor Q4 en het knooppunt met kleine impedantie, aangegeven als aarde, voor het vormen van een tweede reeks, één minder dan het aantal halfgeleidende elementen van de belasting van de keten over de klemmen 100 en 102 aangezien de 25 basis-emitter van de transistor Q4 als een referentiediode werkt. Verder zijn de referentiedioden in elke reeks van hetzelfde type en aangepast aan die van de belasting van de keten over de klemmen 100 en 102.

Bij de ketens volgens figuur 1 en 2 doen zich een aantal problemen voor. In de eerste plaats zal de lustransmissie over de transistor Q2 van de operationele gelijkrichter zonder begrenzing bij toenemende 30 stroom toenemen.

Ten aanzien van de voorspanningsgenerator volgens figuur 2 treden, wanneer de keten in IC-vorm wordt gerealiseerd door de klemmen 100 en 102 respectievelijk met de basis van de transistor Q1 en de gemeenschappelijke emitters van de transistoren Q2 en Q3 te verbinden, verschillende capaciteiten ten opzichte van aarde van het stelsel op. Deze capaciteiten beïnvloeden de lustransmissies van zowel de 35 inverterende als niet-inverterende banen van de gelijkrichter op een schadelijke wijze. Derhalve kan de in figuur 1 afgebeelde operationele gelijkrichter worden verbeterd, als aangegeven in figuur 3 en 4, terwijl de voorspanningsgenerator volgens figuur 2 kan worden verbeterd als aangegeven in figuur 5. Deze verbeteringen zullen hierna nader worden toegelicht.

Onder verwijzing naar de in figuur 1 afgebeelde operationele versterker is voor negatieve ingangs-40 signalen op de klemmen 6 of 16 de transistor Q1 geleidend, waardoor wordt voorzien in een terugkoppeling. De openlustransmissieversterking tussen de negatieve ingang van de versterker 10 en de ingangsklem 16 zal gelijk zijn aan -A(s), waarbij A(s) de overdrachtsfunctie van de versterker 10 is. Dit is het geval omdat de transistor Q1 binnen de terugkoppelbaan van de lus als een emittervolger werkt en derhalve voorziet in een maximale eenheidsterugkoppeling. Voor positieve ingangssignalen op de klemmen 6 of 16 wordt de 45 transistor Q2 evenwel voor terugkoppelgeleiding gebruikt. In dit geval is de versterking in de lus gelijk aan de versterking van de versterker 10 vermenigvuldigd met Rs.gm, waarbij Rs de bronweerstand, d.w.z. de weerstand 8 is en gm de transconductantie van de transistor Q2 is, omdat de transistor Q2 als een transistor met gemeenschappelijke basis werkt. Derhalve is de lusversterking gelijk aan -A(s).Rs.gm. gm varieert evenwel in evenredigheid met het niveau van de ingangsstroom. Derhalve neemt de versterking toe 50 bij toenemende positieve ingangssignalen en wel zonder theoretische grens. Dit kan tot problemen leiden aangezien een vermenigvuldiging van de versterking -A(s) met de versterking Rs.gm kan leiden tot een te grote versterkingfaseverschuiving, d.w.z. een te grote faseverschuiving voor een eenheidsversterkings-overkruising, of tot teveel versterking bij het 180e-fasepunt van de lus.

Meer in het bijzonder is, zoals uit figuur 3 blijkt, de transistor Q2 als een diode geschakeld doordat de 55 basis 30 met de collector 38 is verbonden, zodat de transistor met een eenheidsversterking werkt.

Dientengevolge wordt de versterking (-A(s).gm.Rs)/(1+gmRs). Wanneer de ingangsstroom toeneemt neemt derhalve gm toe en wordt de lusversterking begrensd bij -A(s) voor een willekeurig grote gm. De 7 194135 uitvoeringsvorm volgens figuur 3 voorziet in geen versterkingssymmetrie-instelling tussen de transistoren Q1 en Q2 en Q3. Zoals evenwel in het Amerikaanse octrooischrift 4.097.767 is beschreven, is het in sommige gevallen gewenst te voorzien in een versterkingssymmetrie-instelling teneinde de kleine fout te elimineren, welke anders in de gelijkrichter volgens figuur 3 optreedt tussen positieve en negatieve zwaaien van de 5 ingangsstroom op de ingangsklem 16.

Derhalve is, zoals uit figuur 4 blijkt, de basis 30 van de transistor Q2, over de weerstand 42 met de collector van de transistor verbonden, terwijl de basis 32 van de transistor Q3 is verbonden met de resistieve deler, gevormd door de weerstand 44, waarvan één uiteinde met aarde van het stelsel is verbonden en de weerstand 46, die met de met een gelijkspanning voorgespannen potentiometer 48 is 10 verbonden. Teneinde de juiste versterkingssymmetrie voor grote ingangsstromen te verkrijgen (d.w.z. grote basisstromen voor de transistoren Q2 en Q3) dient de weerstand 42 bij benadering gelijk gemaakt te worden aan de weerstand 44. Een asymmetrie tussen positieve en negatieve zwaaien van de ingangs-stroomgelijkrichting kunnen worden gecorrigeerd door een geschikte instelling van de potentiometer 48.

De werking van de gelijkrichter wordt verder verbeterd door gebruik te maken van de in figuur 5 15 afgebeelde, verbeterde voorspanningsgenerator, die met de operationele gelijkrichter volgens figuur 4 is verbonden. Meer in het bijzonder beïnvloeden bij een realisatie van de keten volgens figuur 2 met de keten volgens figuur 1 in geïntegreerde ketenvorm, verschillende capaciteiten, welke bij de generator behoren (en van het meeste belang de parasitaire collector-substraatcapaciteiten) de stroomoverdracht over de inverterende en niet-inverterende banen van de gelijkrichter op een schadelijke wijze. De belasting, welke 20 de generator vormt voor lustransmissies van de oorspronkelijke gelijkrichter vereist, dat de operationele versterker aanmerkelijk wordt vertraagd teneinde een stabiliteit te verzekeren.

Derhalve is, als aangegeven in figuur 5, de voorspanningsgenerator voorzien van organen voor het opwekken van een voorspanning en wel op een soortgelijke wijze als aangegeven in figuur 2. In het algemeen echter wordt de voorspanning aangelegd over een eerste impedantiebelasting, voorzien van 25 eerste resistieve organen. De eerste resistieve organen zijn zodanig met tweede resistieve organen van een tweede impedantiebelasting gekoppeld, dat een stroom, die in de eerste resistieve organen wordt opgewekt in responsie op de voorspanning, ertoe leidt, dat in de tweede resistieve organen een stroom wordt opgewekt, die op zijn beurt voorziet in de voorspanning over de tweede impedantiebelasting. Door de tweede impedantiebelasting tussen de basis van de transistor Q1 en de gemeenschappelijke emitters van 30 de transistoren Q2 en Q3 te koppelen, kan de massa van de generator (d.w.z. de organen voor het opwekken van de voorspanning, evenals de eerste impedantiebelasting) met wisselstroomaarde worden verbonden.

Zoals uit figuur 5 blijkt, is de generator gemodifieerd ten opzichte van die volgens figuur 2. Meer in het bijzonder is van de transistor Q12 de anode (collectorbasis) met de bron 106 verbonden en is de kathode 35 (emitter) zowel met de klem 100 als met de anode van de als een diode verbonden transistor Q6 verbonden. De bron 104 en de collector van de transistor Q4 zijn direct verbonden met de basis van de NPN-transistor Q9, van welke laatste de collector met aarde van het stelsel is verbonden en waarvan de emitter met de anode van de diode D1 is verbonden. De kathode D1 is verbonden met de weerstand 110 en de klem 102. De stroombron 108, de weerstand 112 en de kathode van de als diode verbonden NPN-transistor 40 Q5 zijn alle verbonden met de negatieve spanningslijn. De anode van de als diode verbonden transistor Q12 is verbonden met de basis van de NPN-transistor Q13, waarvan de emitter via eerste resistieve organen in de vorm van een weerstand 114 is verbonden met de klem 102 en waarvan de collector met de kathode van de als diode verbonden PNP-transistor Q14 en de basis van de PNP-transistor Q15 is verbonden. De anode van de PNP-transistor Q14 is via een weerstand 116 verbonden met de basis 18 van 45 de transistor Q1, waarbij het verbindingspunt van de basis 18 en de weerstand 116 één uitgangsklem van de nieuwe voorspanningsgenerator vormt. Bij een voorkeursuitvoeringsvorm heeft om redenen, welke later zullen worden uiteengezet, de weerstand 114 dezelfde waarde als de weerstand 116. Van de transistor Q15 is de collector verbonden met een negatieve spanningslijn en is de emitter (welke de andere uitgangsklem van de voorspanningsgenerator vormt) verbonden met de gemeenschappelijke emitters van de transistoren 50 Q2 en Q3 en met de uitgang van de stroombron 106A. Deze laatste levert eenzelfde stroom als de bron 106. Om redenen, welke later zullen worden blijken, worden de PNP-transistoren Q14 en Q15, wat betreft hun Vbe/lc-overdrachtskarakteristieken aan elkaar aangepast en worden de NPN-transistoren Q12 en Q3 wat betreft hun Vbe/lc-overdrachtskarakteristieken aan elkaar aangepast. De transistor Q8 kan worden weggelaten, aangezien het is gebleken, dat wanneer foutsignalen bij de basis van de transistor Q9 worden 55 opgewekt, foutsignalen meer in het bijzonder bij de basis van de transistor Q4 zullen optreden, zodat het netto-effect teniet wordt gedaan. De transistoren Q10 en Q11 kunnen ook worden weggelaten aangezien de vroegere omstandigheden, die het gebruik daarvan noodzakelijk maakten, zijn geëlimineerd. De bronnen

Claims

194135 8 104, 106 en 108, de als diode verbonden transistoren Q5, Q6, Q7, de transistor CM en de weerstanden 110 en 112 werken als organen voor het opwekken van een voorspanning over de klemmen 100 en 102 en wel op een soortgelijke wijze als bij de keten volgens figuur 2. De voorspanning wordt derhalve opgewekt over een eerste "impedantie”-belasting, voorzien van de als diode verbonden transistor Q12, de basis-5 emitterjunctie van de transistor Q13 en de weerstand 114. De voorspanning over deze impedantiebelasting leidt tot een stroom in de weerstand 116. Aangezien de weerstanden 114 en 116 dezelfde waarde hebben, en de stroom door de weerstand 114 ook in hoofdzaak over de transistor Q13 en de weerstand 116 vloeit, wordt de voorspanning opgewekt over de tweede ”impedantie”-belasting, gevormd door de als diode verbonden transistor Q14, de basis-emitterjunctie van de 10 transistor Q15 en de weerstand 116. Deze tweede impedantiebelasting kan tussen de basis van de transistor Q1 en de gemeenschappelijke emitters van de transistoren Q2 en Q3 worden verbonden, zodat de voorspanning daartussen wordt aangelegd. Meer in het bijzonder is tijdens het bedrijf de signaalspanning, die over de klemmen 100 en 102 wordt 15 opgewekt, gelijk aan de gewenste voorspanning, zoals in de bovengenoemde Amerikaanse octrooiaanvrage is aangegeven. De spanning, die over de klemmen 100 en 102 wordt opgewekt, treedt op over de basis-emitterjunctie van de transistoren Q12 en Q13 en de weerstand 114. De basis-emitteijunctie van de transistor Q13 is in de doorlaatrichting voorgespannen en is geleidend. De over de weerstand 114 opgewekte spanning leidt derhalve tot een stroom over de weerstand 114 en de transistor Q13, welke op 20 zijn beurt leidt tot een stroom over de weerstand 116 en de als diode verbonden transistor Q14. Door de transistoren Q12 en Q13 en de transistoren Q14 en Q15 aan elkaar aan te passen, zal een eventuele onjuiste aanpassing in spanningsval tussen de spanningsval over de transistor Q12 en de spanningsval over de transistor Q13 tengevolge van een onjuiste aanpassing van de stromen over de collector-emitterbanen vein deze transistoren worden opgeheven door een soortgelijke onjuiste aanpassing in 25 spanningsvallen tussen de transistoren Q14 en Q15 tengevolge van een duplicering van de onjuiste stroomaanpassing, aangezien de reststroom over de transistor Q15 gelijk is aan IA. Derhalve zijn de eerste en tweede impedantiebelastingen steeds aan elkaar aangepast en is de spanning, die over de weerstand 116 en de transistoren Q14 en Q15 wordt opgewekt, gelijk aan de vereiste voorspanning, die met de temperatuur varieert overeenkomstig dezelfde spanning-temperatuurfunctie, welke 30 optreedt bij de spanningsval van de basis-emitterjuncties van Q1 en Q2. Naast de aanwezigheid van een transistor Q15 voorziet deze als emittervolger verbonden in een stroomversterking van de emitters van de transistoren Q1 en Q3 met een factor beta (de stroomversterking van de transistor Q15) plus één, zodat grotere stromen uit de emitters van de transistoren Q2 en Q3 kunnen worden onttrokken, waardoor een groter stroomvoerend vermogen over de stroomspiegel, verkregen 35 door de twee transistoren, wordt verschaft. De aanwezigheid van de diode D1 voorziet in de vereiste spanningsval tussen de collector van de transistor Q9 en de klem 114 tengevolge van het weglaten van de transistor Q8 volgens figuur 2. Door de transistor Q2 volgens een diodemodus te verbinden, als aangegeven in figuur 3-5, wordt de overdracht over elke terugkoppelbaan van de versterker 10 bij de eenheidsversterking begrensd, waardoor 40 stabiliteitsproblemen, die zich voordoen bij een onbegrensde lustransmissie in de gelijkrichting van positieve signalen bij de uitvoeringsvorm volgens figuur 1, worden geëlimineerd. Voorts leidt het gebruik van de voorspanningsgenerator, weergegeven in figuur 5, tot een verbetering ten opzichte van de uitvoeringsvorm volgens figuur 2, meer in het bijzonder bij een geïntegreerde ketenrealisatie, doordat het mogelijk is, dat de generator over de weerstand 116 wordt verbonden, waarbij de versterker van de in figuur 5 afgebeelde 45 gelijkrichter sneller werkt dan anders het geval is bij de inrichting volgens figuur 2.

1. Operationele gelijkrichter voor het gelijkrichten van een ingangssignaal, dat aan een ingangsklem wordt toegevoerd, welke gelijkrichter een versterkertrap omvat met een inverterende ingang, die is gekoppeld met de ingangsklem van de gelijkrichterschakeling, en een uitgangskiem; een eerste transmissiebaan, voorzien van een eerste transistor tussen de ingangsklem en de uitgangskiem van de gelijkrichter, waarbij de basis van de transistor met de uitgang van de versterkertrap is 55 gekoppeld, en de emitter en de collector zijn gekoppeld tussen de ingangsklem en de uitgangskiem van de gelijkrichterschakeling, welke transistor wordt aangestuurd door het uitgangssignaal van de versterkertrap, zodat tussen de inverterende ingangsklem en uitgangskiem van de gelijkrichterschakeling slechts 9 194135 een eerste stroom langs de eerste transmissiebaan loopt, wanneer het ingangssignaal een eerste polariteit heeft, en een tweede transmissiebaan, voorzien van een tweede transistor met de emitter en collector gekoppeld tussen de inverterende ingang en de uitgang van de versterkertrap, en een derde transistor 5 met de emitter en collector gekoppeld tussen de uitgang van de versterkertrap en de uitgangsklem van de gelijkrichterschakeling, waarbij de tweede en derde transistoren kunnen worden aangestuurd door het uitgangssignaal van de versterkertrap, zodat tussen de ingang en uitgang van de versterkertrap een tweede stroom langs de tweede transmissiebaan loopt en tussen de uitgang van de versterkertrap en de uitgangsklem van de gelijkrichterschakeling slechts een tegengestelde stroom die in hoofdzaak gelijk in 10 grootte is maar tegengesteld inpolariteit aan die tweede stroom, langs de tweede transmissiebaan loopt, wanneer het ingangssignaal een polariteit heeft dat tegengesteld is aan de genoemde eerste polariteit, waarbij de eerste en tweede transistoren zo zijn gekoppeld dat bij eerste en tweede signalen wordt voorzien in een maximale grenswaarde van eenheidstroomversterking, een voorspanningsgenerator die enerzijds tussen de uitgang van de versterkertrap en de basis van de eerste transistor is gekoppeld en 15 anderzijds aan de emitters van de tweede en derde transistoren, met het kenmerk, dat - de voorspanningsgenerator een eerste impedantiebelasting (Q12, Q13,114) omvat met een eerste weerstandsorgaan (114) en een tweede aan de gelijkrichterschakeling gekoppelde impedantiebelasting (Q14, Q15, 116) die een tweede weerstandsorgaan (116) omvat die met het eerste weerstandsorgaan (114) is gekoppeld, en organen (D1, Q4, Q5, Q6, Q7, Q9, Q12,104, 106, 108,110,112) voor het 20 genereren van een spanning over de eerste impedantiebelasting (Q12, Q13, 114), zodat wanneer in het eerste weerstandsorgaan (114) een stroom is opgewekt, in het tweede weerstandsorgaan (116) een stroom wordt opgewekt als gevolg van de stroom in het eerste weerstandsorgaan (114) en over de tweede impedantiebelasting (014, 015,116) een voorspanning wordt gegenereerd, - welke organen voor het genereren van een spanning over die eerste impedantiebelasting organen 25 omvatten voor het instellen van het niveau van de spanning, die over de eerste impedantiebelasting wordt opgewekt, - welke organen voor het instellen van het niveau van de spanning over die eerste impedantiebelasting zijn voorzien van organen (106, 06, 07) voor het bepalen van een eerste referentiespanning, organen (104, 04, 05) voor het bepalen van een tweede referentiespanning en organen (112) voor het leveren 30 van een verschilspanning als gevolg van een vergelijking tussen de eerste een tweede referentie-spanningen, en - waarbij de verschilspanning aan het verschil in spanningsval over de basis-emitterjuncties is gerela- . teerd van ten minste twee transistoren, als een functie van de verandering van de temperatuur van die juncties.

2. Operationele gelijkrichter volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de organen voor het instellen van het niveau van de eerste referentiespanning verder zijn voorzien van organen voor het opwekken van een meervoudig signaal, dat gelijk is aan het verschilsignaal, vermenigvuldigd met een constante k, en organen om het meervoudige signaal met het eerste referentiesignaal te sommeren teneinde de eerste referentiespanning te vormen.

3. Operationele gelijkrichter volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat de organen voor het bepalen van de eerste referentiespanning zijn voorzien van een eerste stroombron (106) met een eerste vooraf bepaald niveau en eerste halfgeleiderorganen (06, 07) om de stroom van de eerste stroombron te geleiden teneinde een eerste spanningsval over de basis-emitterjunctie van ten minste één halfgeleidertransistor te bepalen, waarbij de organen voor het bepalen van de tweede referentiespanning zijn voorzien van een 45 tweede stroombron (104) voor het bepalen van een tweede spanningsval over de basis-emitterjunctie van ten minste een andere halfgeleidertransistor (04), en waarbij de organen voor het leveren van de verschilspanning zijn voorzien van organen (112) om de eerste spanningsval van de tweede spanningsval af te trekken teneinde de verschilspanning te bepalen.

4. Operationele gelijkrichter volgens conclusie 1 tot en met 3, met het kenmerk, dat de organen voor het 50 aftrekken van de eerste en tweede spanningsvallen zijn voorzien van een eerste weerstand (112), en de organen voor het opwekken van het vermenigvuldigde signaal zijn voorzien van een tweede weerstand (110), die zodanig met de eerste weerstand (112) is verbonden, dat de stroom, die door de eerste weerstand (112) wordt opgewekt, door de tweede weerstand (110) wordt geleverd, en dat de constante K wordt bepaald door de verhouding tussen de tweede weerstand en de eerste weerstand.

5. Operationele gelijkrichter volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat de stroom (IJ van de tweede stroombron (104) gelijk is aan n maal de stroom (IJ van de eerste stroombron (106), waarbij n een constante is, die van één verschilt. 194135 10

6. Operationele gelijkrichter volgens een der conclusies 1 tot en met 5, met het kenmerk, dat de eerste impedantiebelasting verder is voorzien van eerste en tweede transistorelementen (Q12, Q13) met gelijk geleidingstype en in hoofdzaak aan elkaar aangepast wat betreft hun Vbe/lc-overdrachtskarakteristieken, en waarbij de tweede impedantiebelasting is voorzien van derde en vierde transistorelementen (Q14, Q15) met 5 eenzelfde geleidingstype en in hoofdzaak aan elkaar aangepast wat betreft hun Vbe/lc- overdrachtskarakteristieken, waarbij de eerste en derde transistoren met elkaar zijn verbonden om eenzelfde referentiestroom te geleiden, het tweede transistorelement (Q13) en de eerste weerstand (114) met elkaar zijn verbonden om de in de eerste weerstand (114) opgewekte stroom te voeren, en het derde transistorelement (Q14) en de tweede weerstand (116) met elkaar zijn verbonden om de in de tweede 10 weerstand opgewekte stroom te voeren.

7. Operationele gelijkrichter volgens conclusie 6, met het kenmerk, dat de eerste en tweede weerstanden (114,116) eenzelfde weerstandswaarde hebben. Hierbij 3 bladen tekening