MXPA03010563A

MXPA03010563A - Manipulacion de desplazamiento de frecuencia bi fasica caotica de banda estrecha.

Info

Publication number: MXPA03010563A
Application number: MXPA03010563A
Authority: MX
Inventors: Huart-Chye Lee Jeffrey
Original assignee: Atlinks Usa Inc
Priority date: 2001-05-21
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2005-09-08
Also published as: US20040177310A1; WO2002096052A1; BR0209848A; EP1396130A1; JP2005514805A; US7254187B2; KR20040060852A; JP3995601B2; CN1511401A

Abstract

Un sistema (110) y un metodo para la transmision y recepcion de la senal mediante la manipulacion de desplazamiento bi-fasica caotica de banda estrecha que incluye un codificador de correccion de error delantero (118) para recibir el dato de entrada, un empaquetador de datos (120) en la comunicacion de senal con el codificador de correccion de error delantero, un codificador de compresion (122) en la comunicacion de la senal con el empaquetador de datos, un enlace de frecuencia de radio (114) en la comunicacion de la senal con el codificador de compresion, un decodificador de compresion (124) en la comunicacion de senal con el enlace de frecuencia de radio, un desempaquetador de datos (126) en la comunicacion de senal con el decodificador de compresion, y un decodificador de correccion de error delantero (128) en la comunicacion de senal con el desempaquetador de datos, para la recuperacion de los datos de entrada mediante la regulacion de las orbitas de caos, en donde el metodo incluye las etapas de la transmision de una senal indicativa de los datos de manipulacion de desplazamiento bi-fasica caotica, la propagacion de la senal transmitida dentro de una banda de frecuencia estrecha, y la recepcion de la senal propagada substancialmente sin la degradacion de los datos indicados mediante la regulacion de las orbitas del caos.

Description

MANIPULACIÓN DE DESPLAZAMIENTO DE FRECUENCIA BI FÁSICA CAÓTICA DE BANDA ESTRECHA ANTECEDENTES La presente invención se refiere a la transmisión y recepción de señal, y más particularmente se refiere a la transmisión y recepción de señal usando una información compuesta y una señal de caos que se modula en una portadora mediante la manipulación de desplazamien o de frecuencia bi-básica. Han existido un gran número de investigaciones para el diseño de los sistemas de comunicación en caos, tal como aquellos sugeridos por Kocarev (1992) . Belsky y Dmitriev (1993) , Cuomo (1993) , Pécora y Carrol (1993) y Dmitriev y Starkov (1997) . Estas investigaciones anteriores han sido enfocadas en los tipos de espectro disperso de sistemas, y por lo tanto son inherentes a la banda ancha. Además la técnica anterior no hace mención para restringir las órbitas del espacio-estado de los sistemas caóticos a través de las restricciones simbólicas. Tales sistemas tienen falta de controles dinámicos simbólicos o de los controles del ancho de banda de canal.

Lo siguiente son algunas definiciones proporcionadas para entender mejor las descripciones que siguen: En geometría, la linealidad se refiere a los objetos Euclidianos tales como líneas, planos, espacio de tres dimensiones (plano) y lo similar. Estos objetos parecen los mismos sin materia de cómo son examinados. Un objeto no lineal, tal como una esfera, por ejemplo se ve diferente para escalas diferentes. Cuando se ve cercanamente, es similar a un plano, y desde lo lejos se ve como un punto. En álgebra, linealidad se define en términos de funciones que tienen las propiedades de f(x+y) = f(x) y f (y) y f(ax)= a f (x). Sin linealidad se define como la negación de la linealidad. Estos significa que el resultado f (x + y) puede estar fuera de la proporción a las entradas x y/o y. Por lo tanto los sistemas no lineales no continúan con los temas de superposición . ün sistema dinámico tiene un espacio-estado o espacio de fase abstracto asociado con las coordenadas que describen el estado dinámico en cualquier instante; y una regla dinámica que especifica la tendencia futura inmediata de las variables de todos los estados, dando los valores presentes de aquellas variables de estado. Los sistemas dinámicos son de acción determinada, si existe una consecuencia única para cada estado y: "estocástico" o "aleatorio" si existe más de una selección típicamente consecuente desde alguna distribución de probabilidad. Un sistema dinámico puede ser definido con relación al tiempo continuo o discreto. El caso discreto es definido mediante un mapa, ?? = f(z0) , el cual proporciona el estado, zi resultando del estado inicial zo al siguiente valor de tiempo discreto. El caso continuo se define por un "flujo", z (t) = <p(t) (zo)k, la cual proporciona el estado en el tiempo t dado por el estado z0 en el tiempo 0. Un flujo ligero se puede diferenciar con relación al tiempo ("w.r.t") con lo cual se obtienen una ecuación diferencial, dz/dt = F(z) . En este caso, F(z) se llama un campo de vector, el cual proporciona un punto del vector en la dirección de la velocidad a cada uno de los puntos en un espacio de fase. Un espacio de fase, o el espacio-estado, es la colección de los estados posibles, de un sistema dinámico. Un espacio de estado puede ser finito (por ejemplo al aventar moneda ideal, existen dos estados, (frente o posterior) el infinito contable (por ejemplo en donde las variables de los estados son números enteros), o infinito no contable (por ejemplo en donde las variables de estado son números reales) . Implícito en la noción de estado o del espacio de fase es que un estado particular en el espacio de fase específica el sistema completamente- Es una de las necesidades conocer alrededor del sistema para tener el conocimiento completo del futuro inmediato. Por lo tanto, el espacio de fase del péndulo planar es de dos dimensiones que consiste de la posición o ángulo y velocidad. Notar que en un sistema no autónomo en donde el mapa del campo del vector depende explícitamente del tiempo (por ejemplo de un modelo para el crecimiento de la planta que depende de la actividad solar) ; luego de conformidad a la definición del espacio de fase, el tiempo debe estar incluido como un espacio de fase que se coordina debido a un tiempo específico (por ejemplo de 3 pm en martes) , para conocer el movimiento siguiente. Por lo tanto dz/dt = F (z,t) es un sistema dinámico en el espacio de fase que consiste de ( z , t ) ·, con la adición de la dinámica nueva dt/dt= 1. La trayectoria en el espacio de fase trazada fuera, mediante una solución de un problema de valor inicial se llama una órbita o trayectoria en el sistema dinámico. Si las variables de estado toman los valores reales en un sistema continuo, la órbita de un sistema de tiempo continuo es una curva; mientras que la órbita de un sistema de tiempo discreto es una secuencia de puntos. El conocimiento de grados de libertad como se usa en los sistema de Hamiltonian significa un par conjugado canónico, una configuración q, y su momento conjugado, p. los sistemas Hamiltonian siempre tienen pares de variables, y asi el espacio de fase es aún dimensional. En sistemas disipativos, el término espacio de fase es usado frecuentemente y de una manera diferente para designar una sola dimensión coordinada del espacio de fase. Un mapa es una función f sobre el espacio de la fase con lo que se proporciona el estado siguiente f (z) (es decir, la "imagen") del sistema dado en su estado común z. Una función debe tener un valor solo para cada uno de los estados, aunque existen varios estados diferentes que proporciona la elevación a la misma imagen. Los mapas que permiten que cada uno de los estados del espacio de fase para estar accesado en el y en el cual, tienen precisamente una pre-imagen para cada uno de los estados (es decir una correspondencia una-a-una) son inversos. Si, además el mapa y su inversa son continuos con relación a la coordinada del espacio de fase z, luego se llama un homomorfismo . La iteración de un mapa significa aplicar repetidamente los consecuentes de la aplicación previa. Por lo tanto produce la secuencia: Zn = f(Zn-i) = f(f(Zn_2)) = ....=± (f f (f (z0) ) ...)) (1) En donde esta secuencia es la órbita o la trayectoria del sistema dinámico con la condición inicial z0. Cada una de las ecuaciones diferenciales proporcionadas para alzar un mapa. El mapa del tiempo 1, avanza el flujo por unidad de tiempo. Si la ecuación diferencial contiene un término o términos periódicos con el tiempo T, luego el mapa del tiempo T en un sistema representa una sección Poincare. Este mapa es también llamado un mapa estroboscopico como si mirara efecti amente al lugar del espacio de fase con un estroboscopio que sincroniza al periodo T. Esto es útil como para permitir uno que dispensa con el tiempo como una coordenada del espacio de fase. En los sistemas autónomos (por ejemplo ningún término dependiente del tiempo en las ecuaciones), pueden también ser posibles para definir una sección de Poincare para reducir las coordenadas de espacio de fase por una. En la presente, la sección Poincare se define no mediante un intervalo de tiempo fijo, aunque mediante tiempos sucesivos cuando una órbita cruza una superficie fija en el espacio de fase. Los mapas que se trazan fuera de la muestra estraboscopica o las secciones Poincare de un flujo son necesariamente inversas debido al flujo que tiene una solución única a través de cualquier punto en el espacio de fase. Por lo tanto, la solución es única, ambos hacia delante y hacia atrás en el tiempo. Un dispositivo de atracción es simple en un estado en el cual un sistema instala, e implica que la disipación es necesaria. Por lo tanto, en un periodo larqo, un sistema dinámico disipativo puede instalarse en un dispositivo de atracción. Un dispositivo de atracción también se puede definir como el espacio de fase que tiene una proximidad en la cual cada uno de los puntos permanecen próximo y se acerca al dispositivo de atracción al tiempo que es infinito. La proximidad de los puntos que e entualment e se acercan al dispositivo de atracción es la "depresión de atracción". El caos ¦ se define como el comportamiento en un tiempo largo de lo impredecible efectivo que se traza en un sistema dinámico determinista debido a su sensibilidad a las condiciones iniciales. Lo que se puede enfatizar que un sistema dinámico determinista está perfectamente predecible proporcionando el conocimiento de sus condiciones iniciales, y es en la práctica siempre predecible en un tiempo corto. El término impredecible de tiempo largo es una propiedad conocida como la sensibilidad en las condiciones iniciales. Para un sistema dinámico que sea caótico, debe tener generalmente un conjunto largo de condiciones iniciales que sean elevadamente inestables. Como ninguna materia precisamente mide las condiciones iniciales, una predicción de su movimiento siguiente eventualmente y radicalmente lo proporcionará equivocado. Los exponentes de Lyapunov miden la relación a la cual las órbitas más cercanas convergen o divergen. Como la mayoría de los exponentes Lyapunov que existen son las dimensiones que existen en el espacio de estado en el sistema, aunque el más grande es usualmente, el más importante. Hablando generalmente, el exponente de Lyapunov máximo es el tiempo constante ? en la expresión para la distancia entre dos órbitas cercanas. Sí ? es negativo, las órbitas convergen en el tiempo y en el sistema dinámico es insensible para las condiciones iniciales. Si ? es positivo, luego las distancia entre las órbitas cercanas crecen exponencialmente en el tiempo y el sistema empieza a ser sensible a las condiciones iniciales . Los exponentes Lyapunov se pueden computar en dos maneras. En un método, una selecciona dos puntos cercanos y se desarrolla en el tiempo que mide los limites de crecimiento de la distancia entre los mismos. Este método tiene la desventaja que el limite de crecimiento no esta realmente a un efecto local como los puntos separados. Una mejor manera de medir el crecimiento es midiendo el limite de crecimiento de los vectores tangentes de una órbita dada. Se define ?= | para J=0 a k-1, si ? es > 0, proporcionando la cantidad promedio de la divergencia, o si ? < 0 muestra la convergencia. La dimensión del Espacio de Fase Mínima para el Caos depende del tipo del sistema considerado. Un flujo o un sistema de las ecuaciones diferenciales se considera primero. En este caso, el teorema de Poincar e-Bendixson indica que no existe caos en un espacio de fase de dos dimensiones. El caos es posible solo en flujo de tres dimensiones. Si el flujo está no automatizado (por ejemplo, dependiendo del tiempo) , luego el tiempo se convierte a un espacio de fase coordinado. Por lo tanto, un sistema con dos variables físicas mas un tiempo variable se convierte a tres dimensiones y el caos es posible. Para los mapas, es posible tener un caos en una dimensión solo si el mapa no se invierte, ün ejemplo prominente será un mapa logístico. x' = f(x) = rx ( 1-x) (2) Esta ecuación es caótica probablemen e para r = 4, y la mayoría de otros valores. Notar que para cualquier punto f (x) < ½. , la función tienen dos pre-imágenes y por lo tanto no es inversa. Este concepto es importante y este método se puede usar para caracterizar varias topologías de circuitos usados en la realización de un sistema. Los sistemas de modulación de orden más elevado tal como manipulación de desplazamiento de frecuencia de fase M-ary ("PSK") y la modulación de amplitud de cuadratura M-ary ("QAM") que requiere de niveles elevados de linealidad de canal con el fin de destacar exactamente. Los sistemas de PSK M-ary y QAM son caros para destacar debido a la complejidad del sistema necesario para hacer la arquitectura que cumpla con los patrones del espectro de La Comisión de Comunicaciones Federales ("CCF"). Los sistemas con las arquitecturas PSK o QAM M-ary tienen una caja de "ajuste superior" para decodificar las señales del sub-portador de velocidad elevada debido a los receptores normales usando los demoduladores de FM para recibir la información de banda base. Además, los sistemas de M-ary sufren de la pérdida de energía asociadas con los niveles elevados de la compresión del ancho de banda que se produjo cerca del esquema de modulación tal que emplea múltiples bits por símbolo. Los sistemas M-ary empiezan también a perderse por la implementación práctica más allá de su límite superior. Estas y otras desventajas e inconvenientes de la técnica anterior se dirigen mediante un sistema y método para la transmisión y recepción de la señal mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bi-fásica caótica de banda estrecha. El sistema incluye un codificador de correción error delantero, para recibir los datos de entrada, un empaquetador de datos en la comunicación de la señal con el codificador de corrección de error delantero, un codificador de compresión en la comunicación de señal con el empaquetador de datos, un enlace de radio frecuencia en comunicación de señal con el codificador de compresión, un codificador de compresión en la comunicación de señal con el enlace de radio frecuencia, un des-empaquetador de datos en la comunicación de señal con el decodificador de compresión, y el decodificador de corrección de error delantero en la comunicación de la señal con el desempaquetador de datos para la recuperación de los datos de entrada mediante la regulación de las órbitas del caos. El método asociado incluye las etapas de la transmisión de una señal indicativa de los datos de la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica, la propagación de la señal transmitida dentro de una banda de frecuencia estrecha, y la recepción de la señal propagada substancialmente sin la degradación de los datos indicados mediante la regulación de las órbitas de caos . Estos y otros aspectos, modalidades y ventajas de la presente invención serán evidentes desde la siguiente descripción de las modalidades de los ejemplos, lo cual es para leerse con los dibujos que se acompañan: BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS.

La presente descripción, explica la manipulación de desplazamiento de frecuencia bi-fásica caótica de banda estrecha de conformidad a las siguientes figuras de los ejemplos, en las cuales: La Figura 1, muestra un diagrama en bloque de un sistema de manipulación de desplazamiento de frecuencia bi-fásica caótica de banda estrecha; La Figura 2, muestra un diagrama en bloque para un codificador de compresión de conformidad con el sistema de la Figura 1 ; La figura 3, muestra un diagrama de bloque para un decodif icador de compresión de conformidad con el sistema de la Figura 1 ; La Figura 4, muestra un trazo de un mapa de tienda sesgado para usarse con el sistema de la Figura 1; La Figura 5, muestra un trazo de otro mapa de tienda sesgado para usarse con el sistema de la Figura 1 ; La Figura 6A muestra un diagrama esquemático para un registro de desplazamiento como un procedimiento de desplazamiento Bernoulli para usarse con el sistema de la Figura 1; La Figura 6B muestra un diagrama de función para un mapa de desplazamiento que tiende a la conversión del mapa de conformidad con el registro de desplazamiento de la Figura 6? para usarse con el sistema de la Figura 1.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS. La presente descripción se refiere a la transmisión y recepción de señal que usa una información compuesta y a la señal de caos que se modula en una señal portadora mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica- La descripción se dirige a la generación de caos usando un mapa de- tienda para ayudar a la sincronización entre un transmisor y un receptor. La Figura 1, muestra un diagrama de bloque de un sistema 110 para una manipulación de desplazamiento de frecuencia bi-fásica caótica de banda estrecha en una modalidad ilustrativa de la presente descripción. El sistema 110 incluye una porción del transmisor 112, un enlace de frecuencia de radio ("FR") 114 en la comunicación de una señal con el transmisor 112, y una porción del receptor 116, en la comunicación de señal con el enlace RF 114. La porción del transmisor 112 incluye un codificador de corrección de error delantero ("FEC") 118 que usa el código de corrección de error de Reed-Solomon ("SR") para recibir los datos de entrada, un empaquetador de datos 120 en la comunicación de la señal con el codificador FEC 118, pare recibir el dato codificado FEC, y un codificador de compresión 122 en la comunicación de señal con el empaquetador de datos 120 para proporcionar un dato codificado para la modulación del enlace RF 114. La porción del receptor 116 incluye un decodificador de compresión 124 para recibir los datos codificados a partir del enlace RF, un desempaquetador de datos 126, en la comunicación de la señal con el decodificador de compresión 124, y un decodificador FEC 128 que usa el código de corrección de error RS en la comunicación de señal, con el desempaquetador de datos 126 para la recepción de los datos codificados FEC y proporcionar los datos de salida . Viendo ahora a la Figura 2, un codificador 310 representa una modalidad del ejemplo del codificador de compresión 122 de la Figura 1. El codificador 310 incluye una división ( 4.5") por un divisor 312 para la recepción de una señal de reloj de 18MHz local y proporcionar una señal de 4.096 MHz . La señal de reloj local está también recibida mediante el divisor 314. Un detector de margen 316 recibe el dato de entrada y proporciona una señal de margen al divisor 314 asi también como un primer generador de secuencia 318 y un segundo generador de secuencia 320. El divisor 314 proporciona una señal CLK9 al primero y al segundo generador de secuencia 318 y 320 respectivamente. Un MUX 322 recibe las señales SEQ 1 y SEQ 2, a partir de los generadores de secuencia 318 y 320, respec ivamente, y además recibe la señal de datos de entrada a su terminal de salida seleccionada. El MUX 322 proporciona una salida de señal de datos codificada. Alternativamente, el codificador proporciona ya sea 8, 9 o 10 pulsos dependiendo del nivel de datos de entrada: 8 pulsos de reloj si existe una transición baja a elevada en el dato original, 9 pulsos si no hay cambio y 10 pulsos si hay una transición de elevada a baja en el flujo de datos original. Viendo ahora a la Figura 2, un decodif icador 510 representa una modalidad ejemplificada del codificador de compresión 124 de la Figura 1. El decodif icador 510 incluye un detector de margen 512 para la recepción de los datos codificados y proporcionar una señal EDGE a los contadores binarios primero y segundo de 7-bit 516 y 520 respectivamente.

Un divisor de reloj 514 que recibe una señal de reloj de 18 MHz y que proporciona una señal CLK x 72 a los contadores primero y segundo 516 y 520- Un detector de 518 cuenta-80, está en la comunicación de señal con el primer contador 516, y alimenta una señal rees t ablecida al segundo contador 520. Un detector de cuenta 32/40, 522 esta en la comunicación de señal con el segundo contador 520, que alimenta a cada una de las funciones de valor de carga 524 y una función de sincronización 526, y proporciona los datos codificados a un cerrojo 528. La función de valor de carga 524 alim-enta al segundo contador 520. La función de sincronización 526, recibe una señal de CLK x 1 desde el reloj divisor 514 y proporciona un relej SYNC al cerrojo 528 en una cantidad de a x 1 bit. El cerrojo, en turno, proporciona los datos de salida. En funcionamiento, las modalidades del sistema tiene diferentes flujos indicados por la arquitectura de los sistemas no lineales. Las transformaciones de RF son esencialmente idénticas en todos los casos. Las diferencias principales se encuentran en la realización de los mapas, flujos y el circuito de sincronización. Primero, la generación de mapas y los flujos son considerados.

Haciendo referencia a las Figuras 4 y 5, un primer ejemplo de la función del mapa de tienda sesgado' f (x) está generalmente indicado por el número de referencia 710 de la figura 4, y un segundo ejemplo, de la función de mapa de tienda a sesgado 810 está generalmente indicado por el número de referencia 810 de la Figura 5. La transmisión de la información que utiliza los mapas de tienda sesgados esta considerada con la iteración reciproca de un mapa de tienda sesgado 710 u 810 centrado en 0. Debido a que solo la variable de estado de este sistema dinámico está transmitida directamente, es un alcance sencillo a un sistema dinámico no lineal. Debido a la división del periodo que es asimétrico, el mapa de tienda sesgado es siempre no reversible. Estos significa que la dimensión del tiempo también esta factorizado en este sistema, un mapa de tienda sesgado 1-D, que exhibe flujo es producido. El algoritmo de codificación se define como sigue: La duración del bit se divide en 9 sub-intervalos iguales, mediante el uso de un reloj x 9 para el procedimiento de codificación. Si la entrada del flujo de bit tiene una transición de "0" a "1", luego el codificador saca un ancho de 10 intervalos iguales del reloj de x 9. Cuando existe una transición de "1" a "0", un ancho que corresponde a 8 ciclos de x 9 se usa para la codificación. No existe cambio para los datos, un ancho corresponde a un ancho de "9" pulsos de reloj esta codificado. Para un mapa de tienda para exhibir el flujo, existirá por asimetría en la división. Por lo tanto, cuando un ancho de "9" es la salida, no existirá flujo. En el receptor, una replica exacta del mapa del transmisor se genera para la comparación, generando una señal de error para la corrección. El logaritmo de decodificación se puede forzar, en sincronismo mediante un patrón inicial por el reestablecimiento periódico del reloj maestro. Esta vía de las órbitas del caos son regulados. Este método de sincronización se basa en las trayectorias recuperadas . El mapa de tienda sesgado f: [0,l]-> [0,1] se proporciona mediante: f(x) = x/a si 0 < x < a; (3) f(x) = (l-x)/(l-a) si a < x < 1 como se representa por la función 710 de la Figura 4. Es una tranformación que no se convierte del intervalo de unidad en si mismo. Depende del parámetro "a", el cual puede estar satisfecho por el limite 0.5 < a < 1. La transformación es continua y lineal por tramos, con las regiones lineales [0,a] y [a, 1] . Una modalidad única del alcance mencionado anteriormente está para ser manipulado en el procedimiento de codificación para generar un mapa de tienda sesgado tal que el mapa ayudará tanto en la sincronización como también en la transmisión de datos. Por eso se espera que el mapa esté iterado a través de la mayoría de ciclos antes de que la sincronización se logre. Para ayudar al p ocedimiento de iteración, el mapa de tienda sesgado primero se convierte a una frecuencia intermedia más elevada, la cual se usa para la iteración de señales de frecuencia más bajas del mapa debido a que este concepto no trabaja directamente en las frecuencias del mapa de banda base más baja. Enseguida permitiendo que x(k) para k= 1,2...N será la señal transmitida, y y(k) para k = 1.2...N para la señal recibida, y se considera que ambas funciones se iniciarán desde x(0) y(0). Si ambas trayectorias están en la misma región hasta el tiempo k: | [x(j+l) - y(j+l) ] | = |f (x(j) ) I I [x(j ) ~ y(j) ] l para j = 0,1,2... k-1 (4) En donde f (x) denota la derivada de f en un punto x. Por lo tanto: I [x (k) -y (k) ] I = I f ' (x) (k-1) ) M f ' (x (k- 2) ) I |...| f (x(0) ) I I [x(0)-y(0) ] | (5) La ecuación anterior puede ser equivalentemente mencionada como: I [x ( k) -y (k) ] I = eAk| [x(0) -y (0) ] | , en donde ? = l/k? ln|f (x(j) ) I (6) Con los limites de la suma para j es desde 0 a k-1. La interpretación es que ? da el número promedio de divergencia, si ? > 0 o convergencia si X- < 0 de las dos trayectorias de una a la otra. Las simulaciones muestran que aproximadamente 10 a 15 ciclos son típicamente necesarios para la convergencia de las trayectorias. Esto implica que la frecuencia intermedia en la cual el mapa de tienda sesgado está siendo cambiado y está preferiblemente entre 50 y 100 veces la frecuencia del mapa para obtener un sincronismo limpio libre de explosiones. El número de ciclos límites necesarios para la estabilización por el enlace de sincronización influye la selección para la frecuencia intermedia. ün enlace superior e inferior para ? son deducidas por tomar la derivada de f (x) como f (x) . La observación del mapa de tienda sesgado, el brazo izquierdo tiene una inclinación l/a>l y la inclinación para el brazo derecho -l/(l-a) <-l. Ahora los limites son definidos de la derivada para f(x) como 1< 1/a < l/ (l-a) . Un enlace superior e inferior son deducidos para ? como 0 < -ln (a) =-ln(l-a) . En este caso a es igual a 0.55, los enlaces para ? como 0 < 0.597 < ? < 0.798. Debido a que el valor de ? es > 0, esto indica un sistema divergente. Si las trayectorias de ambas x(k) y(k) son seguidas más allá de k, eventualmente van a caer en .regiones lineales diferentes la existencia de limite enlazado para ? y su independencia a un cierto grado de la trayectoria particular se enlaza a la presencia de una densidad de probabilidad única tal que está variando bajo la acción del mapa f . Para el mapa de tienda sesgado, una ecuación para la densidad de probabilidad en [ 0 , 1 ] e s : (x) = ap(ax)+ (1-a) p (1- (1-a) x) (7) . Siguiendo a Hasler y Maistrenko que un mapa de tienda sesgado tiene una densidad de probabilidad constante y el exponente Lyapunov ? puede ser definido como: ? = fin I f ' (x) |p(x)dx con los limites de integración entre 0 y 1 (8) Para el mapa de tienda sesgado y la densidad de probabilidad constante la fórmula anterior se transforma : ? = -a In (a) -(1-a) ln (1-a) (9) Por lo tanto a = 0.55 dando ? = 0.688. Con el fin de tener una sincronización robusta, un acoplamiento se selecciona con los parámetros de acoplamiento d e. Cuando el mapa del transmisor se acopla al mapa del receptor, un mapa de dos dimensiones está definido por: = [/[*(*)+ 8{y{k)- x(k)}]) {f[y(k)+ s{x(k)-y(k)}}¡ í10' Los parámetros de acoplamiento d y e pueden tener cualquier valor. Según se cambie la forma cualitativa, del sistema depende esencialmente de d+ e. Si d=0 se ajusta x(k) sin tener influencia menor e=0 al mismo tiempo. Ya que x(k) influye en y(k) se llamará una relación maestro-esclavo. El sistema se define como sincronizado si: I [x (k) -y (k) ] I ? 0 como k? 8 (11) La matriz Jacobiana para esta condición de x = y se puede escribir como: En donde c = -l/(l-a) si a <?<1, ó 1/a si 0 K=a . Los vectores característicos son: El exponente Lyapunov transversal es At=_a ln (a) -(1-a) ln (1-a) +ln (1-d) , en donde d es igual a d+ e. Es una propiedad de los mapas de tienda sesgados (por ejemplo transmitir y recibir) acoplado en la manera anterior que siempre tendrán un exponente Lyapunov transversal con lo cual el parámetro de acoplamiento d = d+e pertenecen al intervalo [1-?], [1+ ?] en donde ? está dado por: Ln(A)= a ln(a) + (1-a) ln (1-a) (16) en el sistema del ejemplo, a = 0.55. Por lo tanto el ? tiene un valor de 0.5025 y con 5= 0, la sincronización ocurre solamente cuando ln(l-d)= 0.4974. La capacidad que porta la información de las señales caóticas está ahora considerada. La producción y la desaparición de la información en el sistema de respuesta-impulsión puede ser representada ya sea por un mapa Bernoulli o por un mapa de tienda sesgado, en donde el mapa dinámico de un intervalo de unidad en si mismo se observa. Por lo tanto el limite de la sincronización es en donde At es menor que 0. Para un canal sin ruido con un bucle de retroaliment ación desconectada, d = 1, Kt = -ln | 1-d| , y x(k+l)= f(x(k) ) , en donde f es una función no lineal . Por lo tanto el exponente Lyapunov es dado por : At= limk> |f1Sx(j) ) | de j = 0 a j=k-l (17) Si no existe retroalimentación ni ruido externo en el receptor este corresponde a un canal de comunicación de capacidad C = Infinito.

La sincronización es posible en cualquier cantidad elevada de la producción de información mediante el sistema caótico. Esto muestra que para la sincronización el sistema de impulsión y respuesta en la ausencia de ruido, es suficiente para tener un canal con una capacidad portadora de información O At, en donde At = Xlog2 (e) . En la presente el exponente Lyapunov se expresa como la cantidad que produce información expresada en las unidades de base e y ? como los bits por iteración. En este caso, las iteraciones recíprocas de 10.7MH z / 128 KHz= 84 y los bits por iteración es: 0.688 log2 ( 2.71828 ) =0.9926 bits por iteración (18) En la presente, el valor promedio de información producida se puede mencionar como 84x0.9926=83.378 bits por segundo. La aplicación de este resultado al teorema de Shannon-Hartley Channel Capacity C=W log 2 (P+N) / N, en donde C es la capacidad del canal, W es el ancho de banda del canal y (P+N) /N es la relación de señal a ruido. Cuando se compara con un sistema de comunicación lineal estándar, el método mencionado en la presente permite la capacidad de procesado de información promedio para tener hasta por 86 veces, asumiendo que no hay cambio en el ancho de banda del canal. Sin embargo si el ancho de banda de canal se reduce por 83 veces la relación de la señal a ruido esencialmente permanece siendo la misma como la de un sistema de comunicación lineal. Es significativamente ventajoso del sistema manipulación de desplazamiento caótico de banda estrecha que una penalidad no incurre en la relación de señal a ruido con el fin de reducir el ancho de banda. Al contrario con un sistema de comunicación tradicional que tiene una capacidad de canal fija C, si el ancho de banda ocupado por la señal se reduce, un P+N/N más elevada se requiere para equilibrar la ecuación. Por ejemplo si 830 kbps de los datos necesitan ser enviados se usa un esquema de modulación que tiene una eficiencia de ancho de banda de 1 bit/segundo/hertz, al menos 830 KHz del ancho de banda serán requeridos. Por lo tanto las modalidades de la presente invención los 830 kbps adecuados para ser enviados en un ancho de banda de 10 KHz se debe a que la eficiencia del ancho de banda se incrementa. Un sistema lineal tradicional no es adecuado para enviar 830 kbps en un ancho de banda de 10 KHz debido a que lo requerido de P+N/N no es realizable fisicamente. Como se muestra en las Figuras 6A y 6B, las porciones primera y segunda 910 y 912 respec ivamente de un algoritmo codificado están indicados. En la primera porción 910, un procedimiento de desplazamiento Bernoulli está implementado con un registrador de desplazamiento estándar 914 en comunicación con un convertidor D/A 916 para proporcionar una señal 918 que corresponde a xk+i = 2XKmod [1] . En la segunda porción 912, el efecto de una conversión de binario a gray 919 se ilustra como en la conversión de la ecuación de definición Xk+i = 2Xkmod[l], proporcionado por el procedimiento de desplazamiento de Bernoulli, e indicado por el número de referencia 920, a la ecuación del nivel del código Gray Xk+i = 1-2 |?¾ - 0.51 como se indica por el número de referencia 922. El diagrama de bloques simplificado del generador de mapa de tienda 912 de la Figura 6B proporciona la secuencia de salida del registrador de desplazamiento 914 con entradas aleatorias que se aproximan al procedimiento de desplazamiento de Bernourlli: Xk+i = 2Xkitiod[lJ . Si xk = 0.b7b6... bibo para el caso con un registrador de desplazamiento de 8-bit, una salida Xk+i = 0.b7b6... biben estará presente en donde ben es el nuevo bit de información. Esta operación corresponde a una multiplicación por un factor de 2 y una operación mod [1] . La última corresponde a la eliminación del bit más significativo ("MSB") en cada una de las etapas-. El convertidor de binario a código Gray 919 cambia las dinámicas del mapa de desplazamiento de Bernourlli en que un mapa de tienda 922 está descrito por la ecuación: Xk+i = 1-2 I xk -0.51 (19) Si existe una transición "de 0 a 1", la división del mapa de tienda está en las divisiones 4 del origen y si existe un cambio de 1 a 0, la división está en las divisiones 5 del origen. La duración de bit completo tiene 9 divisiones. Con el fin de generar este mapa, un contador con salida paralela se alimenta con un reloj de datos 2x9 de manera que tiene un tiempo de ir a través de dos ciclos de cuenta completa. La salida paralela del contador /registrador de desplazamiento se pasa a través de un convertidor de código binario a gray y a un convertidor digital-a-análogo (WDAC") lo cual proporciona un mapa de tienda. El contador se restablece como por el algoritmo señalado anteriormente, conduciendo a una división asimétrica de una duración de un bit. Por lo tanto, debido a la restricción en las dinámicas del símbolo, la perturbación introducida es muy pequeña y necesita solamente que el ancho de banda mínimo fluya y sea detectado. Con esta arquitectura de sistema, las modalidades de la presente invención incluyen la habilidad del esquema de codificación las condiciones de señal y los elementos de modulación del transmisor para restringir el ancho de banda requerido para enviar la información sobre un canal. La demodulación se realiza mediante varios métodos tales como PLL, el discriminador FM o un detector de fase de ganancia más elevado. La mayoría de los esquemas de modulación popular emplean las técnicas M-ary que mantienen al modulador encendido o apagado durante la duración completa del tiempo del símbolo. Ciertos esquemas eficientes del ancho de banda tales como, por ejemplo el esquema de modulación Feher, la manipulación de desplazamiento de frecuencia mínima (MSK) y la manipulación de desplazamiento de fase de cuadratura de compensación de forma de coseno elevado ("OQPSK") ayuda a restringir el ancho de banda de los componentes de modulación. Las formas de la onda usadas son periódicas con límites bien definidos y por lo tanto las técnicas de interpolación se pueden aplicar para construir la señal posterior en el receptor. El ancho de banda mínimo requerido para enviar la información a través de un canal es una función de la energía por bit y el ancho de banda de ruido. Las modalidades ejemplares descritas de la presente invención integran las condiciones límites para maximizar la capacidad del canal mediante la reducción de ruido del ancho de banda, empleando un esquema de modulación de banda lateral único ("SSB") , la restricción de la periodicidad de datos aproximadamente un medio del promedio de bits, la manipulación de desplazamiento de fase de los límites de transición del flujo de bits codificados, y la combinación de dos salidas del modulador de fase con lo cual se proporciona un sistema de modulación de eje único. Además la forma de la onda codificada es diferenciada antes de que se aplique al modulador. Los bordes conformados de la forma de onda diferenciada cambia al modulador en encendido o apagado por duraciones cortas. El pulso positivo proporciona la señal LO, un cambio de fase de grados 0 + /-f y un pulso negativo que dará LO, un cambio de fase de grados de 180 + /- <p. <p Se calcula como ?/m en donde m = 9 en este caso particular. Típicamente la perturbación en el punto de cambio de fase en la señal modulada ha alcanzado una condición de estado en reposo dentro de 2 a 3 ciclos de la portadora. La señal de la manipulación de desplazamiento de fase no uniforme del modulador bifásico está combinado usando un transformador híbrido. La salida de este dispositivo de combinación es una señal de banda lateral doble con una portadora de supresión. La portadora y la banda lateral superior son rechazados por un filtro de cristal de dos polos centrado en 10.7 MHz. El procedimiento de codificación asegura- que la periodicidad de los cambios de fase están dentro de una ventana de 0.44 a 0.55 de la cantidad de bits. Por lo tanto la banda lateral formada de la modulación del primer oscilador local, a 10.764MHz con el tren de pulsos del codificador diferenciado caerá dentro de un ancho de banda de 7.4 KHz alrededor de 10.7 MHz. Esta señal está demás sobre convertida a una banda apropiada para la transmisión. El método anterior se puede usar en varias frecuencias. La selección del primer oscilador local ("LO") se basa en el siguiente criterio: a) El primer LO se selecciona para que tenga al menos 10 ciclos de la portadora entre los limites del bit de la señal de modulación b) La disponibilidad del bajo costo de los filtros de cristal (por ejemplo, industria estándar ) c) La primer selección de LO = a frecuencia de cristal +/-1/2 del promedio de los bits. Por ejemplo para una señal de 120 kbps la selección del primer LO es 10.7 +/-64 KHz .

Las modalidades de los ejemplos de la presente descripción incluyen un sistema de codificación y decodificación que convierte la entrada sin retorno al flujo de bits a 0 ("NRZ") en un flujo del ancho de bits variable, con lo cual se altera las características del espectro de la señal original NRZ. Un conjunto de reglas para la codificación es como sigue : 1) si existe- un cambio de 0 a 1 aumenta el ancho de bit para incluir 10 ciclos de relo . 2) Si no hay cambio se mantiene el ancho del bit que incluye 9 ciclos de reloj 3) Si existe un cambio de 1 a 0 se reduce el ancho del bit NRZ original para incluir 8 ciclos de reloj . Aunque se incremente y/o reduzcan los anchos de pulsos para acomodar ya sea 10 ciclos de reloj u 8 ciclos de reloj que han sido mostrados para propósitos de los ejemplos los ciclos de reloj codificados más elevados son también posibles. Se notará que la realización del sistema en vista de los efectos de multi-trayectorias en un sistema SSB asi también como en la seguridad de detección de cruce -0 serán los elementos que pueden limitar el uso de un reloj de codificación elevada y/o decodificación en modalidades alternas. La técnica de codificación es única en que, si la forma de onda no codificada se observa cercanamente, dependiendo sobre que exista un cambio de 1 a 0 ó de 0 a 1 en la forma de la onda original NRZ . La forma de onda codificada tendrá los puntos de cambio de fase anteriores o posteriores a los puntos de cambio de fase asociados con los limites de bit. Cuando no hay cambios en los niveles ln de la forma de onda NRZ original, como es el caso con los bits repetidos, la fase esperada cambia a los limites del bit. Existe solo un cambio por bit, y en el lado del receptor la reconstrucción de la señal en el receptor utiliza los períodos entre los pulsos adyacentes para recuperar la información NRZ . La salida del codificador se pasa a través de un dispositivo de diferenciación que proporcione un cambio de fase de 90° a la señal de modulación. Esto resulta en una señal diferenciada que es positiva para un cambio "bajo" a "elevado" y a un cambio negativo para "elevado" a "bajo" de la forma de onda codificada la salida codificada diferenciada se usa como una señal de modulación en el modulador de dos fases. Una portadora a una frecuencia nominal de la secuencia del filtro SSB +/- (intervalo de bit) *l/2 se selecciona con el fin de facilitar el bajo costo de diseño para el sistema. Las modalidades comúnmente disponibles pueden usar filtros SSB a 6MHz, 10.7MHz, 21.4 MHz, 70 MHz, 140MHz y lo similar. El dispositivo de diferenciación está designado para girar del modulador a aproximadamente 1/9 de la duración del bit completo, partiendo de los puntos de transición del nivel de la forma de onda del ancho codificada. Este esquema de modulación único resulta en el proceso de modulación que espera solo la duración tal que el pulso diferenciado es de una amplitud significativa para cambiar el modulador a encendido. Un filtro de paso banda de fase linear es requerido para filtrar la "salida de la banda" los componentes Fourier asi como la portadora y una de las bandas laterales. La salida de este filtro de paso banda es una señal modulada de pulso de banda lateral única . ("PM") o una señal modulada de frecuencia (FM) que tiene la información embebida en la forma de modulación de frecuencia o de fase, respecti amente. Esta señal es la frecuencia de cambio a la banda de frecuencia de 90 MHz. En una modalidad preferida, la frecuencia del transmisor se selecciona para estar a 902.77 MHz. La sub-port adora digital está a 10.764 MHz. Un mezclador de celdas Gilbert usado como un modulador bifásico se modula con la señal a partir del codificador a un valor nominal de 64 KHz. Las bandas laterales resultantes están a 10.7 MHz a 10.828 MHz Un filtro de banda estrecha a 10.7 MHz elimina la sub-port adora digital a 10.76 MHz asi como la banda lateral superior a 10.828 MHz. El segundo Lo se selecciona para estar a 892.07 MHz el espectro de transmisión de señal digital completo está dentro de un ancho .de banda de 20 KHz. El receptor incluye un convertidor inferior a 892.07 MHz. La salida del convertidor inferior está a 10.7 MHz. Esta señal se procesa después de un filtrado de paso banda suficiente y la amplificación por un dispositivo limitante. El filtro de 10.7 MHz debe tener características de retraso de grupo mínimo. El filtro de banda estrecho usado es muy similar a los filtros de semi-rejilla usados en los radios de aficionados así como también el informe en el Manual de Diseño de Filtros por Zverev. Un di s cr iminador FM o un PLL se usa tal como el detector de cambio de fase pueden ser usados para detectar y regenerar la señal de ancho de bit variable similar a una en el transmisor. Ya que las características temporales-espaciales de la señal son empleadas para hacer una detección ambigua. Una ganancia más elevada en el detector aumentará la capacidad de detección de la señal mínima del sistema. La necesidad de PLL adecúa la señal a ruido que varía por la detección apropiada ("SNR") además es muy difícil tener una capacidad de rastreo rápida con una variación de rastreo estrecha. Los discriminadores FM sufren de ganancias del detector muy bajas. Ya que una réplica autosimilar de la señal original de la amplitud apropiada y fase se usa en el receptor para la detección, ambos de los sistemas anteriores trabajan con eficiencias pobres a bajas CNRS .

Para dirigir estas concesiones un detector nuevo de alta velocidad se proporciona. La señal de la sección de limitación se alimenta en un amplificador de inyección que ayuda a mantener un nivel de salida en reposo para la variación de los niveles de entrada. El amplificador de señal actúa como un filtro de rastreo rápido con un retraso de grupo mínimo en su variación de rastreo. Además, la salida del amplificador de inyección se divide en dos ramas una rama se pasa a través de un oscilador a 10.7 MHz con un circuito de tanque Q elevado. Esta operación divide virtualmente toda la modulación de la señal fuera del dispositivo de limitación y proporciona una señal de referencia. Esta rama puede ser referida como la rama de división de modulación. La otra rama se alimenta en ya sea un basculador de o una compuerta EX-OR. La salida de la compuerta EX-OR o el basculador D indicará los puntos de cambio de fase. Ya que los puntos de cruce de 0 sobre el discriminador FM, PLL o el detector de cambio de fase nueva son una serie de pulsos que ocurren a diferentes instantes de tiempo, la salida del detector variará en una periodicidad similar a la forma de onda codificada transmitida. Ya que la mayoría de las señales han sido filtradas, tanto el transmisor como el receptor, la energía de los picos fuera del detector es muy baja y existirán otros picos entre las respuestas. Para eliminar estos picos se usa una descarga. La salida del detector tendrá solo dos pulsos anchos en lugar de 3 anchos que son originalmente usados para modular el transmisor esto se debe a que el detector de fase tiene un rango desde 0 a ?. Si el ancho del bit modulado es "10", una fase de señal puede exceder ?. Cuando esto se espera las respuestas dobles se regresan a la posición tal que un "8" puede ocurrir. Sin embargo debido a que estos anchos no se esperan simultáneamente no existen problemas de interferencia de Inter . -Símbolo ("ISI") . En lugar del EX-OR o del basculador D para la detección de fase un modulador de equilibrio puede ser empleado con referencia a la señal que se alimenta fuera de la rama de la división de la modulación una señal fuera del amplificador de inyección a la rama de comparación. El puerto de salida IF claramente mostrará los puntos de cambio de fase. Con el fin de mejorar la realización, el ruido debe mantenerse a un mínimo en la rama de detección. Esta señal es el flujo de bits para reconstruir la señal original NRZ . La salida del cambio de fase de la monodescarga puede capturar solamente un pulso. Esto corresponde a un ancho de bit " 8 " una señal de reloj se genera fuera de esta señal de manera que el codificador pueda estar monitoreado. Otra salida del detector de cambio de fase se procesa a través de una mono-descarga que capturará ambos pulsos aunque filtrará todos los picos entre la señal deseada que se alimenta en un basculador y monitoreada por una señal de reloj . La salida de este basculador serán los datos sin codificar originales . Haciendo nuevamente referencia a la Figura 1 para un método de procesamiento de datos de banda base, los datos del plano a partir de una fuente externa se codifican primero en bloque para la Corrección de error re-enviado ("FEC") usando un código de corrección de error Reed-Solomon ("RS") . Un empaquetador adicionado a la cabecera y otro a los bits redundantes al FEC bloquea y forma los paquetes de datos los datos en paquete se someten a una codificación del canal de compresión. Los datos codificados luego se modulan mediante un circuito de frecuencia de radio ("FR") que se va a transmitir sobre un enlace RF. En el receptor los datos codificados recibidos sobre el enlace RF están desmodulados a una señal de banda base y pasan al decodificador . El dato decodificado es luego desempaquetado y los bloques de datos FEC se alimentan a un circuito decodificador RS . El circuito del codificador RS da valor y corrige los errores. El flujo de datos del plano original libre de error se suministra a su destino. Las etapas desarrolladas en los procedimientos de codificación y descodificación son descritos además a continuación . Un transmisor 112 incluye un codificador FEC 118 en donde los datos originales del usuario se agrupan en bloques de 235 bytes cada uno. La codificación de RS (255, 235) se aplica a cada uno de los bloques. Para un bloque de 235 bytes, 20 bytes de los bytes de verificación de error se adicionan. Un empaquetador 120 se adiciona a los bytes rastreadores y de la cabeza a los bloques de datos codificados FEC para enviarse como paquetes. Un codificador de compresión 122 codifica los paquetes de datos para la compresión usando un esquema de codificación único. Un receptor 116 incluye un decodificador de compresión 124 en donde un flujo de datos recibidos desde una etapa RF está codificado para recuperar los paquetes de datos originales. Un desempaquetador 126 elimina el cabezal y otros preámbulos desde los paquetes de datos recibidos. Además un decodificador FEC 128 procesa los bloques de datos recibidos codificados FEC para la corrección de error. El esquema de codificación se basa en los cambios de borde de los datos de entrada. El ancho de datos codificado varia dependiendo de la transición de datos de entrada un reloj superior se usa en 9 veces la variación de los datos de bit este reloj se refiere como un CLK_9 o un CLKx9. El código resultante tiene 3 posiciones de fase: 8, 9 ó 10 veces el ancho del CLK_9 dependiendo de la transición de los datos de entrada una transición baja a elevada está representada por 8 periodos de reloj, una transición de elevada a baja está representada por 10 periodos de reloj y ninguna transición está representada por 9 periodos de reloj . Los datos codificados tienen una transición para cada uno de los bytes de los datos de entrada. Esto permite que el código logre las ventajas de la codificación bifásica en donde un espectro de banda de base está agrupada en aproximadamente dos bandas. Usando además la supresión del portador la eficiencia del ancho de banda se logra. Además la transición de del código de salida está en el centro de cada uno de los bytes. Esta eficiencia del ancho de banda se me j ora además . Una implement ación de la presente invención para el codificador se describe ahora con relación a la Figura 2. Para una proporción de división diferente, una fuente de audio P3 necesita un reloj de 4.096 MHZ para su operación. En el sistema presente un cristal de 18.432 MHZ se usa como fuente de frecuencia. Esto requiere una proporción de división diferente de 4.5. La división está implementada usando el diseño de máquina de estado finito un contador básico que valora 000a 111. El bit más significativo es XOR' con el reloj para proporcionar un margen adicional en la transición desde la cuenta 011 a 100. Además la secuencia de contar se regula usando una máquina de estado. Efectivamente la cuenta 4 se extiende para contar 4.5. Un limite de datos de entrada se detecta usando una técnica digital. Existen dos cerrojos limite de o usados para la captura de los limites positivo y negativo de los datos de entrada respectivamente. Estos cerrojos se limpian con una señal "de cerrojo claro" que está generado a un límite de elevación del reloj en una modalidad sincronizada. Existen dos ventajas de este tipo de detección de limite. Primero el uso del capacitor y de la resistencia externa, la detección del limite convencional diferente son evitados. Una segunda ventaja y más importante es que el limite permanece visible hasta que el limite de elevación del reloj local el cual se usa como referencia para todas las transiciones de fase. Esto evita el problema de error de un limite debido a la condición de competencia y también permite las implementaciones de diseño digital sincronizado sencillo . El reloj local se divide para generar el reloj CLK9 el cual se usa para la codificación. Esta generación de reloj está sincronizada con los limites de datos de entrada y se usa como una entrada para los generadores de secuencia. Dos generadores de secuencia se usan para generar la salida codificada. Uno genera 1 de 5 y 0 de 4 el otro genera lde 4 y 0 de 5. La selección de 5 y 4 permite un cambio de la forma de onda codificada al centro de cada uno de los bytes de datos . Un dispositivo múltiple selecciona una salida de los generadores de secuencia dependiendo de los estados de datos de entrada. La salida del dispositivo múltiple es el dato codificado de compre s ion . La salida del codificador se filtra a paso bajo. Esto obtiene la variación de los pulsos de ancho para la tienda y los mapas de tienda invertidos los cuales luego se usan para modular la sub-port adora de 10.7 MHZ . La decodificación se realiza como se muestra en la Figura 3. El esquema de decodificación se basa en ¦ el limite y en el ancho de la entrada de datos codificados dos contadores binarios de 7 bytes se usan para la medición de la entrada del ancho de datos y una decisión para los datos de salida se basa en estos contadores. El circuito de detección de limite de entrada sincroniza los valores del' contador. Una técnica de decisión temporal se aplica con un umbral variable para decidir el estado de los datos de salida. Un reloj en la variación de los bytes de datos se genera localmente y se sincroniza con el flujo de datos de entrada. El dato de salida luego se cierra con el reloj sincronizado. Un limite de datos de entrada se detecta usando una técnica digital. Esto es lo mismo que se hace en el codificador. Existen dos cerrojos de disparo de limite usados para capturar los limites positivos y negativos del dato de entrada respectivamente. Estos cerrojos se limpian con un señal de "limpiar_cerro j o" y se genera en el limite de elevación del reloj en una manera sincronizada. Un generador de reloj de cristal local a 18 MHZ se divide para generar dos señales de reloj . CLK_72 es 72 veces el limite de datos. Esto se usa para el muestreo de datos y para la entrada de la cuenta del ancho de datos. El otro reloj es el mismo como la cantidad de datos y se usa para asegurar la salida de datos finales. El primer contador ("contador 1") se usa para rastrear un ancho de datos de entrada de 10 desde el reloj del codificador CLK_9. Ya que en el decodificador , el CLK_72 se usa para un contador, una cuenta de 80 indica el evento de contar un ancho de 10 pulsos. Cuando el contador 1 alcanza 80, el contador 2 restablece el circuito del detector de cuenta 80 este es un evento único y siempre representa la recepción de un 0 lógico, seguido por 1 lógico. El contador 2 es un contador binario de 7 bytes tal que cuenta de 0 a 127 en una forma de correr libre. El circuito del detector de cuenta 32/40 controla la secuencia del contador 2. Un detector de cuenta 32/40 está implementado como sigue: en cada uno de los límites detectados una constante se carga en el contador. El valor constante está decidido bajo la cuenta en el límite y puede ser uno de los siguientes valores. Si el límite ocurre en 32 (es decir 4x8) se cuenta después de restablecida, el valor constante es 88 (es decir 128-40) . Si el límite ocurre en 40 (por ejemplo 5x8) se cuenta después de restablecido, el valor constante es de 96 (es decir 128-32) . Los valores constantes son seleccionados de manera que al inicio del siguiente bit de datos codificados de entrada, el contador alcanza 0. Esto se usa para la generación de transición de datos de salida. La constante como se decidió por la cuenta del circuito del detector 32/40 se almacena en este circuito y se carga en el contador 2 en el límite de elevación de dato codificado. El evento del contador 2 alcanza una cuenta de 0 que se registra en el circuito de sincronización y se usa para sincronizar el reloj generado localmente. Los datos decodificados se aseguran con un reloj sincronizado y la salida del cerrojo dato decodificado final. Por lo tanto la presente descripción proporciona un nuevo tipo de sistema de comunicación sincronizado seguro que usa una manipulación de frecuencia caótica. üna modalidad novedosa de este sistema es que el flujo de bytes de información está codificado de manera tal como para generar un mapa de tienda sesgado acoplado de las trayectorias posibles de la forma de onda con el fin de permanecer dentro de una región de espacio - estado limitado. Una ventaja incidental es que mientras la transformación está para ser una frecuencia RF intermedia, la perturbación caótica completa puede estar contenida en un ancho de banda muy estrecho, por lo tanto se reduce el ruido en el sistema. La técnica usada en la presente permite las señales análogas para ser codificadas en las áreas digitales y procesadas como señales digitales dentro de las mismas consideraciones del ancho de banda. En el receptor lateral un generador de algoritmo similar se usa para sincronizar el receptor al transmisor. La realización de la dinámica de simbolo y codificación para la distancia máxima entre las cercanías para la resolución adecuada sin proporcionar el proceso caótico no lineal a la señal digital, lo que permite la flexibilidad en términos de ajuste de los parámetros de sistema para la sincronización. Los sistemas mencionados en el presente tienen ventajas significativas sobre los sistemas de la técnica anterior.

Primero el sistema es digital. Segundo las secuencias caóticas necesitan tener un elemento de retraso (EXOR) en el codificador simbólico. Los factores automáticamente de secuencia se codifican en el retraso dependiendo de la transición del nivel del flujo digital de entrada. Tercero, la sincronización caótica se debe a que los mapas de tienda sesgados acoplados se elevan fuera del codificador que modifica el proceso caótico estacionario, el cual puede ser detectado por un detector rápido que mide las perturbaciones de fase. El algoritmo codificado automáticamente permite la sincronización asi como la transmisión de información. Una combinación del algoritmo simbólico y de la generación de caos no lineal genera automáticamente un mapa de tienda RF. Este procedimiento es único en que permite para los filtros de reducción de ruido agudo tanto en el transmisor como en el receptor resultando en una realización de ruido superior. Cuarto debido a la selección del algoritmo de codificación, las órbitas relativas de las órbitas espaciales pueden ser reguladas muy precisamente. Esto significa buscar que la ventana es extremadamente reducida debido a la selección simbólica. Tanto como el filtro del paso de banda que puede pasar a través de la señal caótica completa, la decodificación puede estar realizada en el receptor por el aseguramiento de que el exponente de Lyapunov es negativo. Quinto, las descripciones anteriores de los sistemas caóticos divergen esencialmente o en el espectro disperso en naturaleza con relativamente cantidades inferiores de la transferencia de datos. El sistema presente es capaz de transmitir 10-12 Mbps en un ancho de banda de 20-25 KHZ esto define el enlace de Shannon en el sentido tradicional. Los enlaces de Kolgomorov-Sinai son aplicados a la función de entropía para explicar la teoría de operación. Intuitivamente en esta modulación temporal-espacio que tiene una reducción controlada hermética, la parte no relacionada de la señal no tiene ninguna información requerida y por lo tanto se puede filtrar. Sexto la selección de la metodología de codificación permite interfaces uniformes con varios estándares sin tener para desarrollar las capas de Media Access Control ("MAC") complicadas. Séptimo la presente restricción mencionada en los estados simbólicos substancialment e reduce el ancho de banda requerido de la modulación resultante. Por lo tanto, las arquitecturas de conformidad con la presente invención se dirigen a las limitaciones de los sistemas existentes en términos de costo y complejidad- Además las modalidades del sistema son capaces de realizar servicios digitales de alta velocidad múltiples sobre anchos de banda reducidos a banda RF. La arquitectura flexible facilita cualquier estación de radio, televisión o celular para ser capaces de enviar información digital separada en las sub-portadoras separadas en cualquier lado de la frecuencia de transmisión fundamental sin violar los patrones del espectro de la energía FCC . Los procesos de modulación y desmodulación son muy similares a los receptores de radio convencionales, y por lo tanto se pueden integrar con las arquitecturas de radio existentes. En suma,, las modalidades de la presente invención proporcionan sistemas de comunicaciones de datos elevados y complejidad baja que están seguros inherentemente libres de MAC y fácilmente en interface con los sistemas existentes. Los efectos de las multitrayectorias son mínimos debido al uso de las modalidades de un esquema de modulación de tiempo en donde la ocupación de energía para la detección es una porción mínima del ancho del bit completo. Estas y otras modalidades y ventajas de la presente descripción pueden ser acertadas fácilmente por cualquier experto en la técnica. Se entenderá que las ' enseñanzas de la presente descripción pueden ser implementadas en varias formas de .hardware, software, firmware, procesadores de propósitos especiales, o combinaciones de los mismos. Las enseñanzas de la presente descripción pueden ser implementadas como una combinación de hardware, software. Además' el software está implementado de preferencia como un programa de aplicación comprendido tangiblemente en una unidad de almacenar programas. El programa de aplicación puede estar cargado a, y ejecutado por una máquina que comprende cualquier arquitectura adecuada. Preferiblemente, la máquina está implementada en una plataforma de computadores, que tiene un hardware tal como una o más de las unidades de procesado central ("CPU"), una memoria de acceso aleatoria ("RAM") e interfaces de entrada/salida ("I/O"). La plataforma de computadores también puede incluir un sistema de operación y un código de microins trucciones . Los varios procedimientos y funciones descritas en la presente pueden ser ya sea parte del código de microinstrucción o parte del programa de aplicación, o de cualquier combinación del mismo, el cual puede ser ejecutado por un CPU. Además otras varias unidades periféricas se pueden conectar a la plataforma de la computadora tal como una unidad de almacenamiento de datos adicionales y una unidad de salida . Se entenderá además que debido a que algunos de los componentes del sistema constituyente y de los bloques de función del método se menciona en los dibujos que se acompañan que puede estar implementado en el software, las conexiones actuales entre los componentes del sistema o los bloques de función del proceso pueden diferir dependiendo de la manera en la cual la presente descripción se programe. Se proporcionan las enseñanzas en la presente uno de los expertos en la técnica será capacitado para contemplar estas implement aciones similares o configuraciones de la presente descripción. Como será reconocido para aquellos expertos en la técnica basadas en las enseñanzas de la presente las modalidades alternativas son posibles. Dadas las enseñanzas de la descripción proporcionadas en la presente para aquellos expertos en la materia contemplarán varias configuraciones alternas e implementaciones del transmisor 112 y del receptor 116 asi como también de otros elementos del sistema 110 con lo cual la práctica quedará dentro del alcance y del espíritu de la presente descripción. Aunque las modalidades ilustrativas han sido descritas en la presente con referencia en los dibujos que se acompañan, se entenderá que la presente descripción no se limita aquellas modalidades precisas, y que varios cambios y modificaciones se pueden efectuar por un experto en la técnica pertinente sin apartarse del alcance del espíritu de la presente descripción. Todos los cambios y modificaciones se entenderá que quedan incluidos dentro del alcance de la presente descripción sin apartarse de las reivindicaciones anexas .

Claims

REIVINDICACIONES 1.- Un método para la transmisión y recepción de señal que comprende: transmitir una señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento frecuencia bifásica caótica; la propagación de la señal transmitida dentro de una banda de frecuencia estrecha; y la ' recepción de la señal propagada sustancialmente sin la degradación del dato indicado mediante el control de las órbitas de caos.
2.- Un método de conformidad a la reivindicación 1, en donde la transmisión comprende: Proporcionar el dato de entrada; La codificación del dato proporcionado para la corrección de error delantero;- empaquetar los datos codificados; y comprimir los datos empaquetados para suministrar el dato codificado para la modulación.
3. - Un método de conformidad con la reivindicación 1, en donde la banda de frecuencia estrecha comprende una banda de frecuencia de radio de menos de aproximadamente 20KHz de ancho de banda.
4. - Un método de conformidad con la reivindicación 1 en donde la recepción comprende: La descompresión de los datos indicados por la señal propagada; desempaquetar el dato descomprimido; y decodificar el dato desempacaquetado para proporcionar el dato de salida substancialmente sin degradación desde el dato transmitido
5.- Un método de conformidad con la reivindicación 2 en donde la codificación comprende modular una información compuesta y la señal de caos en una señal portadora mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica para formar los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica.
6.- ün método de conformidad con la reivindicación 2 en donde la compresión comprende : La manipulación de desplazamiento bifásica de una información compuesta y una señal de caos e una señal portadora de conformidad con una función de mapa no lineal; la combinación de las señales de manipulación de desplazamiento bifásicas para formar una señal de banda lateral doble con la señal portadora suprimida; y rechazar la señal portadora suprimida y una de la señal de banda lateral superior y la señal de banda lateral inferior.
7.- ün método de conformidad con la reivindicación 6 en donde la compresión comprende además hacer un mapa de un intervalo de bit de conformidad con un mapa de tienda sesgado que corresponde a la función de mapa no lineal.
8. - Un método de conformidad con la reivindicación 7 en donde el mapa de tienda sesgado exhibe flujo.
9. - Un método de conformidad con la rei indicación 4 en donde la decodificación comprende la demodulación de una información compuesta y la señal de caos a partir de una señal portadora mediante la detección de velocidad elevada para recuperar subs tancialmente el dato transmitido.
10.- Un método de conformidad con la reivindicación 9 en donde la detección de velocidad elevada comprende la detección de fase.
11. - Un método de conformidad con la reivindicación 1 en donde el dato codificado está representado con el código de corrección de error de Reed-Solomon .
12. - Un método de conformidad con la reivindicación 1 en donde la señal indicativa del dato de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótico está en respuesta a la generación de caos usando una función de mapa no lineal para ayudar a la sincronización entre la transmisión y la recepción .
13. - Un método de conformidad con la reivindicación 12, en donde la función de mapa no lineal comprende un mapa de tienda sesgado.
14. - Un método de conformidad con la reivindicación 1 en donde la señal indicativa del dato de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótico es una señal de frecuencia intermedia .
15. - Un método de conformidad con la reivindicación 1 que comprende además al menos uno de : Memoria intermedia de los datos de manipulación de desplazamiento de señal indicativa de la modulación de frecuencia bifásica caótica antes de la propagación y; la memoria intermedia de la señal indicativa de la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica después de la propagación.
16. - Un método de conformidad con la reivindicación 2 en donde la codificación comprende derivar una señal de caos mediante manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica de conformidad con una función de mapa no lineal que fluye.
17. - Un método de conformidad con la reivindicación 16 en donde la función de mapa no lineal que tiene flujo es un mapa de tienda sesgado.
18.- Un método de conformidad con la reivindicación 4 en donde la decodificación comprende la derivación de una señal de caos mediante al menos una comparación de fase y una comparación de frecuencia de conformidad con la función de mapa no lineal que tiene el flujo.
19. - Un método de conformidad con la reivindicación 18 en donde la función de mapa no lineal comprende un mapa de tienda sesgado.
20. - Un método de conformidad con la reivindicación 18 en donde la decodificación comprende además: La generación de una réplica exacta de un mapa del transmisor para la comparación de conformidad con al menos una de la comparación de la fase y de la comparación de frecuencia; y la generación de una señal de error para corrección.
21. - Un método de conformidad con la reivindicación 1, que comprende además la sincronización y la recepción con un patrón inicial seguido por un restablecimiento periódico de una señal de reloj para controlar las órbitas de caos.
22. - Un sistema para la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótica de banda estrecha que comprende: Un codificador de corrección de error delantero para recibir el dato de entrada; un empaquetador de datos en la comunicación de señal con el codificador de corrección de error delantero; un codificador de compresión en la comunicación de señal con el empaquetador de datos; y un enlace de frecuencia de radio en la comunicación de señal con el codificador de compresión; un decodificador de compresión en la comunicación de señal con el enlace de frecuencia de radio; un desempaquetador de datos en la comunicación de señal con el decodificador de compresión; y un decodifi cador de corrección de error delantero en la comunicación de señal con el desempaquetador de datos para la recuperación del dato de entrada mediante el control de las órbitas de caos.
23.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 22, en donde el codificador de corrección de error delantero comprende: Un codificador para recibir los datos de flujo de bits de velocidad elevada; un generador de mapa en la comunicación de señal con el codificador; un oscilador local en la comunicación de señal con el generador de mapa; un filtro de frecuencia intermedio en la comunicación de señal con el oscilador local; y al menos un filtro de frecuencia de radio y un amplificador en la comunicación de señal con el filtro de frecuencia intermedio en donde al menos un filtro de frecuencia de radio o del amplificador está en respuesta a una señal portadora.
24.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 23, en donde el codificador comprende: un detector de limite para recibir el dato, de entrada; al menos un dispositivo de división de reloj en la comunicación de señal con el detector de -limite para recibir una señal de reloj; al menos un generador de secuencia en la comunicación de señal con el detector de limite y al menos un dispositivo de división de reloj; y un dispositivo múltiple en la señal de comunicación con al menos un generador de secuencia .
25.- Un sistema de . conformidad con la reivindicación 22 en donde el codificador de corrección de error delantero comprende: Un oscilador local; al menos un amplificador de ruido bajo y un mezclador en la comunicación de señal con el oscilador local para recibir una señal propagada; un filtro de paso de banda en la comunicació.n de señal con al menos un amplificador de ruido bajo o mezclador; un amplificador de frecuencia intermedia en la comunicación de señal con el filtro de paso de banda; un demodulador en la comunicación de señal con el amplificador de frecuencia intermedio; al menos un dispositivo de cambio de nivel y un filtro en la comunicación de señal con el demodulador; y un decodificador de datos en la comunicación de señal con al menos el dispositivo de cambio de nivel o filtro para impulsar un canal de datos de velocidad elevada.
26. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 25 en donde el filtro de paso de banda es sincronizado.
27. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 25 en donde el codificador de datos comprende : Un detector de limite para recibir el dato codificado; al menos un contador en la comunicación de señal con el detector de limite; al menos un detector contador en la comunicación de señal con al menos un contador; un sincronizador en la comunicación de señal con al menos un detector contador; y un cerrojo en la comunicación de señal con el sincronizador para asegurar el dato de salida.
28. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 25 en donde el decodificador de datos comprende además al menos un comparador de fase y un comparador de frecuencia.
29. - Un sistema para la transmisión y recepción de señal, sistema que comprende: Elementos para la transmisión de una señal indicativa de al menos un dato de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica y el dato de manipulación de desplazamiento de frecuencia de fase caótica; elementos para la propagación de la señal transmitida dentro de una banda de frecuencia estrecha; y elementos para la recepción de la señal propagada substancialmente sin degradación del dato indicado mediante el control de las órbitas de caos.
30. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 29, en donde los medios para la transmisión comprende: Medios para proporcionar el dato de entrada; medios para la codificación del dato proporcionado para la corrección de error delantero; medios para empaquetar los datos codificados; y medios para la compresión de los datos empaquetados para suministrar el dato codificado para modulación.
31. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 en donde la banda de frecuencia estrecha comprende al menos una banda de frecuencia de radio de menos de aproximadamente 10 KHz de ancho de banda .
32.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 en donde los elementos para la recepción comprende: Elementos para la descompresión del dato indicado por la señal propagada; elementos para desempaquetar el dato descomprimido; y elementos para decodificar el dato desempaquetado para proporcionar el dato de salida substancialment e sin degradación a partir del dato transmitido.
33.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 30 en donde los elementos para codificar comprenden elementos para la manipulación de desplazamiento de una información compuesta y la señal de caos sobre una señal portadora mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica para formar el dato de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótico.
34. - Un sistema de conformidad a la reivindicación 30 en donde los medios para la compresión comprende elementos para la manipulación de desplazamiento de una información compuesta y la señal de caos sobre una señal portadora de conformidad con la función de mapa no lineal.
35. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 34 en donde los elementos para comprimir comprenden además elementos para formación del mapa de un intervalo de un bit de conformidad con el mapa de tienda sesgado.
36. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 35 en donde el mapa de tienda sesgado presenta flujo.
37. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 32 en donde los elementos para decodificar comprenden elementos para la desmodulación de una información compuesta y la señal de caos a partir de una señal portadora mediante los elementos para la detección a velocidad, elevada para recuperar subs tancialmente el dato transmitido.
38. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 37 en donde los medios para la detección de velocidad elevada comprende elementos para al menos una detección de fase y la detección de frecuencia .
39. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 que comprende además elementos para representar el dato codificado con el código de corrección de error de Reed-Solomon .
40. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 en donde la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótico está en respuesta a la generación de caos usando un medio para la formación de mapa no lineal para ayudar a la sincronización entre los elementos para transmitir y los elementos para la recepción.
41.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 40 en donde los elementos para la formación de mapa no lineal comprende elementos para la definición de un mapa de tienda sesgado.
42.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 en donde la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásico caótico es una señal de frecuencia intermedia .
43.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 que comprende además al menos uno de : Elementos para la memoria intermedia de la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásicos caóticos antes de la propagación; y una memoria intermedia para la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica después de la propagación.
44.- Un sistema de conformidad con la rei indicación 30 en donde los elementos para codificar comprenden elementos para derivar una señal de caos mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica de conformidad con un elemento para formar el mapa no lineal que presenta flujo.
45. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 44 en donde los elementos para formar el mapa no lineal que presentan flujo comprende elementos para la definición de un mapa de tienda sesgado.
46. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 32, en donde los elementos para la decodificación comprende elementos para derivar una señal de caos mediante al menos una fase de comparación y una frecuencia de comparación de conformidad de un elemento para formar el mapa no lineal que presenta flujo.
47. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 46 en donde los elementos para la formación de mapa no lineal comprende elementos para la definición de un mapa de tienda sesgado.
48. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 46 en donde los elementos para la decodificación comprende además: Elementos para la generación de una réplica exacta de un mapa del transmisor para la comparación de conformidad con los elementos de al menos una comparación de fase y una frecuencia de comparación; y elementos para generar una señal de error para corrección .
49. - Un sistema de conformidad con la reivindicación 29 que comprende además: Elementos para la sincronización de los medios para recibir con un patrón inicial; y elementos para el restablecimiento periódico de una señal de reloj para el control de las órbitas de caos.
50. - Un dispositivo para almacenar un programa que se puede leer mediante una máquina; abarcando tangiblemente un programa de instrucciones ejecutables por la máquina para realizar las etapas del método para la transmisión y recepción de señal, las etapas del método comprenden: La transmisión de una señal indicativa de al menos datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia caóticas y datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia de fase caótica; la propagación de la señal transmitida con una banda de frecuencia estrecha; y recibir la señal propagada substancialmente sin degradación del dato indicado mediante el control de las órbitas de caos.
51.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50 en donde la etapa para la transmisión comprende: Proporcionar los datos de entrada; codificar el dato proporcionado para la corrección de error delantero; empaquetar los datos codificados; y comprimir los datos empaquetados para suministrar el dato codificado para la modulación.
52.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50r en donde la- banda de frecuencia estrecha comprende una banda de frecuencia de radio de menos de aproximadamen e 10 KHz de ancho de banda.
53. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50 en donde la etapa para la recepción comprende: Descomprimir los datos indicados por la señal propagada; desémpaquetar los datos descomprimidos, y decodificar los datos desempaquetados para proporcionar el dato de salida substancialmente sin degradación a partir del dato transmitido.
54. - Un dispositivo para- almacenar un programa de conformidad a la rei indicación 51 en donde la etapa para codificar comprende una etapa para modular una información compuesta y la señal de caos sobre una señal portadora mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica para formar los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica.
55.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 51 en donde la etapa para comprimir comprende una etapa para la manipulación de desplazamiento de una información compuesta y la señal de caos sobre una señal portadora de conformidad con la función de formar el mapa no lineal .
56. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 55 en donde la etapa para comprimir comprende además una etapa para la formación del mapa de un bit de intervalo de conformidad con un mapa de tienda sesgado.'
57. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 56 en donde el mapa de tienda sesgado presenta flujo.
58. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 53 en donde la etapa para decodificar comprende una etapa para la desmodulación de una información compuesta y la señal caótica a partir de la señal portadora mediante la detección de velocidad elevada para recuperar substancialment e el dato transmitido.
59. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 58 en donde la etapa para la detección de velocidad elevada comprende una etapa para al menos una detección de fase y la detección de frecuencia.
60. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50 en donde el dato codificado está representado con el código de corrección de error Reed-Solomon .
61. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la rei indicación 50, en donde la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica está en respuesta a la generación de caos usando una función de mapa no lineal para ayudar a la sincronización entre la etapa para la transmisión y la etapa para la recepción .
62.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 61 en donde la función del mapa no lineal comprende un mapa de tienda sesgado.
63.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50, en donde la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica es una señal de frecuencia intermedia.
64. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50, que comprende además las etapas de: Memoria intermedia de la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencias bifásicas caóticas anteriores a la propagación; y la memoria intermedia de la señal indicativa de los datos de manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica caótica después de la propagación.
65. - Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 51, en donde la etapa para codificar comprende una etapa .para derivar una señal de caos mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia bifásica de conformidad a una función de mapa no lineal que presente flujo.
66.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 65 en donde la función de mapa no lineal que presenta flujo es un mapa de tienda sesgado.
67.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 53 en donde la etapa para la decodificación comprende una etapa para derivar una señal de caos por al menos una fase de comparación y una frecuencia de comparación de conformidad con la función de mapa no lineal que presenta flujo.
68.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 67 en donde la función de mapa no lineal comprende un mapa de tienda sesgado .
69.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 67, en donde la etapa para decodificar comprende además las etapas de: La generación de una réplica exacta de un mapa de transmisor para la comparación de conformidad con la etapa de al menos la comparación de fase y una comparación de frecuencia; y la generación de una señal de error para corrección.
70.- Un dispositivo para almacenar un programa de conformidad a la reivindicación 50, que comprende además las etapas de: La sincronización de la etapa para la recepción con un patrón inicial; y el restablecimiento periódico de una señal de reloj para la regulación de las órbitas de caos.