MX2010005399A

MX2010005399A - Modelado alternado mejorado de codigo.

Info

Publication number: MX2010005399A
Application number: MX2010005399A
Authority: MX
Inventors: Richard W Citta
Original assignee: Thomson Licensing
Priority date: 2007-11-14
Filing date: 2008-11-14
Publication date: 2010-12-06
Also published as: EP2210419A1; KR101528647B1; KR20100087163A; CA2704485C; JP5415437B2; WO2009064468A1; JP2011505723A; CA2704485A1; CN101861734B; CN101861734A

Abstract

Se proporcionan un método y arquitectura para el procesamiento de comunicaciones de señal entre un codificador y un decodificador que operan de conformidad con la norma ATSC adaptados para la transmisión portátil móvil. El método y el aparato comprenden transmitir un paquete y un paquete redundante de conformidad con la diversidad espacial, de tiempo y de frecuencia para mejorar el procesamiento de error de redundancia.

Description

MODELADO ALTERNADO MEJORADO DE CÓDIGO Referencia Cruzada con Solicitudes Relacionadas Esta solicitud reclama el beneficio de la Solicitud de Patente Provisional de Estados Unidos No. 61/003,041, titulada "Code Enhanced Staggercasting" y de la No. 61/002,977, titulada "Radiodifusión Móvil ATSC M/H para Servicios Portátiles", las cuales se incorporan aquí como referencia en su totalidad.

Campo de la Invención La presente invención se relaciona con la transmisión de datos en un sistema de transmisión de múltiples modos. En particular, la presente invención se relaciona con un sistema de transmisión, en donde se pueden utilizar múltiples velocidades de código en la transmisión de datos dentro de un solo protocolo de transmisión estándar, tal como ATSC.

Antecedentes de la Invención En las décadas anteriores, los sistemas de transmisión de video han migrado de los formatos análogos a los digitales. En los Estados Unidos, los radio-difusores están en las etapas finales para completar la conmutación del sistema de televisión análoga de National Televisión System Committee (NTSC) al sistema de televisión digital de Advanced Televisión Systems Committee (ATSC) A/53. La norma A/53 proporciona "la especificación de los parámetros del sistema, incluyendo los formatos de exploración de entrada del codificador de video y los pará metros de pre-procesamiento y de compresión del codificador de video, el formato de l a señal de entrada del codificador de audio y los parámetros de pre-procesamiento y de compresión del cod ificador de audio , la mu ltiplexión de servicio y las características de la capa de transporte y de las especificaciones normativas , y el VS B RFT/sub-sistema de transmisión . La norma A/53 defi ne la forma en que se deben procesar y modular los datos fuente (por ejemplo, los datos de audio y video dig itales) en una señal que se va a transmiti r al aire. Este procesamiento añade i nformación redundante a los datos fuente de modo que un receptor puede recuperar los datos fuente incluso cuando el canal añade ruido e interferencia de múlti ples trayectos en la señal transmitida . La información redu ndante añadida a los datos fuente reduce la velocidad efectiva a l a cual se transm iten los datos fuente, pero incrementa el potenci al para una recuperación exitosa de los datos fuente de la señal recibida .

E l proceso de desarrollo de la norma ATSC A/53 se enfoca en H DTV y en la recepción fija. El sistema fue diseñado para optimizar la velocidad de bits del video para las pantallas de televisión de alta resolución que ya empiezan a entrar en el mercado. Sin embargo, la difusión de las tra nsmisiones bajo la norma ATSC A/53 presenta dificultades para los receptores móviles. Se requieren mejoras en la norma para la recepción robu sta de las señales de televisión digital por los dispositivos móviles.

Al reconocer este hecho , en 2007, la ATSC an u nció el lanzam iento de un proceso para desarrollar una norma para perm itirá a los radiodifusores entregar el contenido de televisión y los datos a los dispositivos móviles y portátiles a través de su señal de difusión digital. En respuesta, se recibieron múltiples propuestas. La norma resultante, llamada ATSC-M/H, tiene la intención de ser compatible en forma regresiva con la norma ATSC A/53, lo que permite la operación de los servicios ATSC existentes en el mismo canal RF sin un impacto adverso en el equipo receptor existente.

Muchos sistemas para la transmisión a dispositivos móviles, tales como algunos sistemas ATSC-M/H propuestos, llevan a cabo la transmisión periódica. Tales sistemas pueden incluir un preámbulo en sus transmisiones con el fin de ayudar con la operación del sistema receptor. Típicamente, los preámbulos incluye información conocida que las porciones del sistema receptor pueden utilizar para el entrenamiento para mejorar la recepción, lo cual puede ser particularmente útil en ambientes difíciles, tales como los encontrados en la operación móvil. Tales sistemas también pueden codificar datos a diferentes velocidades de código. La velocidad de código o la velocidad de información de un código de corrección de error sin canal de retorno (FEC), por ejemplo, un código convolucional, establece la porción de la cantidad total de información que no es redundante. La velocidad de código típicamente es un número fraccionado. Cuando la velocidad de código es k/n, para cada k bits de información útil, el codificador genera n bits de datos totales, de los cuales n-k son redundantes.

La propuesta existente de ATSC M/H incluye el uso de códigos de bloques separables para permitir el tiempo mejorado de código y la diversidad de frecuencia. En el ejemplo de una transmisión codificada de Vi velocidad, los datos móviles se ingresan dentro del codificador FEC que emite 2 bytes para cada byte de entrada. Los dos bytes representan los datos originales y los datos redundantes. Un receptor puede recibir ya sea, los datos originales o los datos redundantes en el umbral del receptor de los datos originales. Cuando ambas corrientes se reciben, existe una ventaja de ganancia de codificación para que el receptor recupere los datos a un umbral por debajo de los datos originales. La operación móvil y portátil del equipo de comunicaciones poseen algunos de los mayores retos, con diferencias extremas en el canal de transmisión debido a las construcciones y a los vehículos en movimiento, así como otras diferencias. Se puede utilizar un sistema para proporcionar datos en una manera redundante. Sería deseable aprovechar la información redundante a través de la frecuencia, el tiempo y la diversidad espacial para mejorar la recepción en dispositivos móviles.

Breve Descripción de la Invención De conformidad con un aspecto de la presente invención, se proporciona un método.

De conformidad con otro aspecto de la invención, se proporciona otro método.

Breve Descripción de los Dibujos La Figura 1 es un diagrama de una modalidad de un transmisor de difusión terrestre para la recepción móvil/portátil de la presente invención.

La Figura 2 es un diagrama en bloque de una modalidad de una porción de una corriente de datos móvil/portátil ejemplificativa de la presente invención.

La Figura 3 es un diagrama en bloque de una modalidad de un cuadro de datos ejemplificativo de la presente invención.

La Figura 4 es un diagrama en bloque de una modalidad de un receptor de difusión terrestre para la recepción móvil/portátil de la presente invención.

La Figura 5 es un diagrama en bloque de una modalidad de un decodificador de la presente invención.

La Figura 6 es un diagrama en bloque de otra modalidad de un decodificador de la presente invención.

La Figura 7 es un diagrama en bloque de un ambiente de difusión terrestre, de conformidad con la presente invención.

La Figura 8 es un diagrama en bloque de una modalidad de una porción de un transmisor, de conformidad con la presente invención.

Los ejemplos aquí establecidos ilustran las modalidades preferidas de la invención, y tales ejemplos no deben ser considerados como limitantes del alcance de la invención, en ningún sentido.

Descripción Detallada de la Invención Como se describe antes, la presente invención proporciona un método y un aparato para transmitir datos en un sistema de difusión móvil que utiliza la diversidad y la redundancia de datos, tales como el sistema ATSC-M/H propuesto, mientras permite la compatibilidad regresiva con las trayectorias de transmisión y de receptor legadas, tal como ATSC A/53. Mientras esta invención ha sido descrita con un diseño preferido, la presente invención también se puede modificar dentro del espíritu y el alcance de la invención. Por lo tanto, esta solicitud tiene la intención de abarcar cualquier variación, uso o adaptación de la invención con el uso de sus principios generales. Además, esta solicitud tiene la intención de abarcar los apartados de la presente invención que se encuentren dentro de la práctica conocida o acostumbrada en la técnica a la cual pertenece esta invención y que caigan dentro de los límites de las reivindicaciones anexas. Por ejemplo, la técnica descrita será aplicable a los sistemas de transmisión diseñados para otros tipos de datos o que utilizan diferentes esquemas de codificación, corrección de error, redundancia, entrelazado o modulación.

Con referencia ahora a los dibujos y más en particular a la Figura 1, se ilustra un diagrama en bloque de una modalidad de un transmisor de difusión terrestre para la recepción móvil/portátil de la presente invención. La modalidad 100 de la Figura 1 comprende una pluralidad de medios de transmisión de señal, tal como una fuente 110 de corriente de transporte MPEG, una trayectoria 115 de pre-procesamiento ATSC A/53 legada. Los elementos dentro del pre-procesamiento ATSC-M/H 115 comprende un entrelazador 120 de paquete, un codificador 125 de bloque concatenado en serie, un desentrelazador 130 de paquete, un modificador de encabezado 135 de la corriente de transporte MPEG, un ¡nsertador 140 de paquete de preámbulo. La trayectoria 145 de pre-procesamiento ATSC A/53 legada comprende un aleatorizador 150 de datos, un codificador 155 Reed-Solomon, un entrelazador 160 de bytes, un codificador 165 convolucional, un insertador 170 de sincronización, un insertador 175 piloto y un modulador 180.

En el flujo del pre-procesamiento ATSC-M/H, los datos 112 de transporte MPEG entrantes desde una fuente 110 de corriente de transporte MPEG son recibidos en el entrelazador 120 de paquete. En entrelazador 120 de paquete re-arregla el número en secuencia de bytes dentro de una secuencia diferente para mejorar la velocidad de error de bits y el funcionamiento de la velocidad de error de cuadro. En esta modalidad ejemplificativa, el entrelazador 120 de paquete toma los bytes de un número fijo de paquetes consecutivos en un orden de hilera por hilera, y emite los bytes columna por columna. De esta forma, todos los primeros bytes de los paquetes se agrupan juntos, todos los segundos bytes de los paquetes se agrupan junto y así consecutivamente, hasta los últimos bytes de los paquetes. Cada paquete fuente es un paquete de corriente de transporte MPEG con el byte de sincronización removido, de modo que la longitud de paquete es 187 bytes. El número de paquetes en cada cuadro código es el mismo que el número de símbolos fuente requeridos para el código en bloque concatenado en serie GF (256).

Los datos entrelazados después se vinculan con el codificador de bloque concatenado (SCBC) 125 en serie del campo Galois (256). El decodificador de código de bloque concantenado (SCBC) 125 en serie GF(256) tomará diferentes formas dependiendo del modo de velocidad para los símbolos actuales. En general, consiste de decodificador componente que decodifican en forma iterativa la información suave en una manera de decodificación turbo. El SCBC 125 codifica los datos entrelazados del paquete en una de una pluralidad de formas dependiendo de la velocidad deseada de datos y la longitud de la palabra código. El SCBC 125 consiste de uno o más códigos GF(256) en cascada en una forma en serie, vinculados por los entrelazadores de bloque optimizado de código GF(256) para mejorar el desempeño general del código. Esto puede ser seguido opcionalmente, por un saltado GF(256) para alcanzar la palabra código deseada.

Específicamente, el campo Galois GF(pn) es un grupo matemático que comprende un número finito de elementos pn, en donde los valores de p y de n son enteros. Un campo Galois particular se define con el uso de un polinomio generador g(x). Cada elemento del campo Galois se puede representar por un patrón único de bits que tiene n bits. Además, un polinomio único de grado p" se puede asociar con cada elemento, en donde cada coeficiente del polinomio está entre 0 y p-1. Además, las operaciones matemáticas en al campo Galois tienen propiedades importantes. La adición de dos elementos del campo Galois GF(pn) se define como un elemento asociado con un polinomio que tiene coeficientes que son la suma de un módulo-p de los coeficientes de los polinomios asociados con los dos elementos a ser añadidos. De manera similar, la multiplicación de dos elementos se define como la multiplicación de los polinomios asociados con los dos módulos de elemento del polinomio generador g(x) asociado con el campo Galois. Los operadores de adición y multiplicación se definen sobre el campo Galois, de modo que la suma y el producto de cualquiera de los dos elementos del campo Galois son elementos del campo Galois. Una propiedad de la palabra código Reed-Solomon es que multiplica cada byte de la palabra código por un elemento del campo Galois, lo que resulta en otra palabra código Reed-Solomon válida. Además, la adición byte por byte de dos palabras código Reed-Solomon produce otra palabra código Reed-Solomon. La norma A53 legada define un campo Galois de 256 elementos GF(28) y el polinomio g(x) generador asociado para usarse en el algoritmo Reed-Solomon. Las propiedades del campo Galois también crea la capacidad para generar síndromes para las palabras código con el fin de determinar errores. Otra propiedad importante de la palabra código.

En una modalidad ejemplificativa, las dos palabras código o paquetes generadas por el codificador de código de bytes de ½ de velocidad que incluye un duplicado de la palabra código original y una nueva palabra código que proporciona la redundancia a la palabra código original. Las dos palabras código también se pueden describir como datos sistemáticos y datos no sistemáticos. Es importante hacer notar que las palabras código que representan datos sistemáticos y no sistemáticos se pueden arreglar para formar estructuras de datos más grandes. En una modalidad preferida, las palabras código se pueden organizar para formar una corriente de datos reforzada de paquetes de datos. La corriente de datos reforzada incluye paquetes sistemáticos, que son duplicados de paquetes de datos en una porción A, de corriente y paquetes no sistemáticos generados por el procesamiento de un codificador de código de byte en una porción A' de corriente. Los paquetes no sistemáticos también incluyen paquetes que se pueden derivar de otros paquetes sistemáticos y no sistemáticos de la corriente de datos reforzados. Además, los paquetes en la corriente de datos reforzada pueden también estar compuestos por los bytes sistemáticos y los bytes no sistemáticos. En tales modalidades, un byte sistemático es un duplicado del byte de los datos de contenido y el byte no sistemático es uno que se deriva de otros bytes sistemáticos y no sistemáticos.

La palabra código o paquete no sistemático o redundante emitido por un codificador de código de byte es el resultado de multiplicar cada byte de la palabra código o paquete entrante por un elemento b del campo Galois GF(256) . En una modal idad , cuando la fuente 1 1 0 de transm isión MPEG genera un mensaje M , que está compuesto de los bytes M( 1 ) , M(2) , ... M(187), en donde M(1 ) es el primer byte del mensaje, M(2) es el segundo byte del mensaje, etc. , así consecutivamente, el codificador 104 de código de byte produce las palabras código A y A' a partir de la palabra código M , como sigue: A(i) = M(i) ¡=1 ,2, ... ,187 (1 ) A'(i) = b * M(i) ¡=1 ,2 187 (2) El valor b es un elemento predeterminado (no cero) del mismo campo Galois GF(256) que se puede utilizar por el codificador 1 55 Reed Solomon. En una modalidad ilustrativa, el valor del elemento b es 2. Debe ser evidente que con el uso del mismo campo Galois para ambos, el codificador de código de byte y el codificador Reed Solomon permiten las operaciones entre los dos codificadores con base en las propiedades del campo Galois. El codificador 125 de código de byte codifica todos los bytes del paquete de datos, incluyendo los bytes que forman el encabezado que contiene el PID, para generar uno o más paquetes no sistemáticos de la corriente de datos reforzada. De este modo, el PID de cada paquete no sistemático es un código de byte codificado y ya no puede representar un valor PID que se pueda reconocer por un dispositivo receptor.

Debe ser evidente que cualesquiera paquetes codificados por la modalidad del transmisor ilustrado por el codificador 100 se puede decodificar por una modalidad de un decodificador utilizado en el receptor legado que es compatible con la norma A53. El decodificador en un receptor legado proporciona paquetes de la corriente de datos reforzada a un decodificador de datos. La corriente de datos reforzada incluye paquetes no sistemáticos que se codifican con el uso del codificador de código de bytes que serán decodificados correctamente por un decodificador en un receptor legado, pero resultará en un contenido de datos que no se puede reconocer por el receptor legado. Sin embargo, debido a que tales paquetes tienen una PID que no está asociada en la Tabla de Mapa de Programa (PMT) con un formato de datos legado o existente, el decodificador de contenido en un receptor legado ignora estos paquetes no sistemáticos de la corriente de datos reforzada.

El codificador 125 de código de byte utiliza la ecuación (2) anterior para generar un paquete no sistemático para cada paquete sistemático y proporciona ambos paquetes para el codificador 8-VSB legado para transmisión, para producir una corriente codificada con una velocidad efectiva de datos de 72 (esto es, 1 byte de entrada, 2 bytes de salida). Como se menciona antes, el codificador 125 de código de byte puede tener la capacidad de utilizar otras velocidades de codificación para producir otras velocidades de datos efectivas. En algunas modalidades, el codificador de código de byte puede producir un paquete codificado de byte para cada dos paquetes fuente, MA y MB, recibidos desde la fuente 110 MPEG TS para generar una corriente de datos reforzada de 2/3 de velocidad que comprende dos paquetes sistemáticos y un paquete no sistemático calculado como sigue: MAB(Í) = MA(i)*bi + MB(i)*b2 i=1 ,2 187 (3) en donde MA y MB son paquetes sistemáticos consecutivos producidos por el generador 102 de datos y b, y b2 son elementos predeterminados del campo Galois, tal como el campo Galois utilizado por el codificador 155 Reed Solomon. En una modalidad ilustrativa, el valor de los elementos b, y b2 es 2. En algunas modalidades, los valores de bi y b2 pueden no ser idénticos. El codificador 125 de código de byte proporciona los paquetes MA, MB y MAB para el codificador 130 8-VSB legado para otra codificación y transmisión.

El codificador 125 de código de byte puede utilizar diferentes velocidades de codificación para producir corrientes de datos reforzadas (es decir, unas que tienen menores velocidades de datos) al incluir paquetes de datos de entrada adicionales para generar paquetes redundantes. Otra modalidad del codificador 125 de código de byte produce una corriente de datos de 4/9 de velocidad al emplear cuatro paquetes MA, MB, Mc y MD sistemáticos a partir de la fuente 110 MPEG TS y 5 paquetes no sistemáticos calculados como sigue: AB(Í) = A(i)*bt + s(i b2 ,187 (4) CD(Í) = Mc(i) + MD(i)*b i 1 "' 1 Üd! ,187 (5) MAC(Í) = MA(¡rb5 + Mc(ir 6 i=1 2 ,187 (6) MBD(Í) = Me(í)*b7 + Mo(i)*b8 ,187 (7) MABCD(Í) = MAB(i)*b9 + MOD(i)*b10 ¡=1,2F... ,187 (8) Los valores b1f b2l... b10 son elementos predeterminados seleccionados a partir del campo Galois. En una modalidad ilustrativa, los valores de b t b2l... b 0 son 2. Además, como se muestra en la ecuación (8), el paquete MABCD es un paquete redundante generado de otros paquetes redundantes solamente, específicamente los paquetes MAB y Meo-Debe ser evidente que el paquete MABCD redundante puede generarse en forma alternativa con el uso de los elementos de los paquetes MAC y MBc redundantes. En algunas modalidades del generador 110 de la fuente de transmisión MPEG, la eliminación de uno o más paquetes no sistemáticos se puede llevar a cabo en una operación conocida como salto. Por ejemplo, una velocidad 4/8 de salto puede producirse al no generar uno de los paquetes que emplearon solamente paquetes redundantes (es decir, MABCD en este caso) ya que este paquete contiene la cantidad más pequeña de datos intrínsecos. Cualquier paquete o palabra código puede retirarse. Sin embargo, el retiro de un paquete o palabra código que contiene la menor cantidad de datos intrínsecos puede ser óptimo. El saltado de código puede ser utilizado para cambiar el número de paquetes transmitidos con el fin de cumplir con ciertas limitaciones en el número de paquetes o palabras código transmitidas.

Además, el codificador 125 de código de byte también puede producir una corriente de datos reforzada que tiene una velocidad de datos de 8/27 al emplear 8 paquetes de datos, MA, MB MH para producir 19 paquetes no sistemáticos, como sigue: MAB(Í) = MA(i)*bi + M8(i)*b2 i=12 ,187 (9) CD(i)= Mc(i) *b3 + D(i)*b4 i=1,2, ,187 (10) MAC(¡) = MA(i)*b5 + Mc(i)*b6 1=1.2, .. ,187 (11) MBDO) = MB(¡)*b7 + D(¡)*b8 i ,2, .. ,187 (12) MASCD(Í) = AB(i)*b9 + Mco(i)*bio ¡=1,2, .. ,187 (13) MEF(Í) = Me(irb + F(i)*b12 ¡=1,2, .. ,187 (14) GH(Í) = G(i)*bi3 + MH(i)*b14 j=12 ,187 (15) EG(Í) = ME(¡)*b15 + MG(i)*b16 1,2, .. ,187 (16) MFH(Í) ~ MF(i)*bi7 + ?(?)¾?ß i=1,2, ,187 (17) MEFGH(Í) = MEF(i)*b19 + MGH(i)*b20 i=1,2,„ ,187 (18) MAe(i) = MA(i)*b2i + ME(l)*b22 1=1,2, ,187 (19) MBF(Í) = MBC¡) *b23 + Mp(i)*b24 Í=1 - ,187 (20) Mco(i) = Mc(i)*b25 + G(j)*b26 ¡=1,2, .,187 (21) MOH(¡) = M0(¡)*b27 + MH(írb28 ¡=1,2, .. .,187 (22) MACEG(Í) = MAC(¡)*b29 + EG(i)*b3o ¡=1,2, .. .,187 (23) MBDFH(Í) = MBo(i)*b3i + MFH(i)*b32 ¡=1,2, .. .,187 (24) MABEF(Í) = AB(í)*b33 + MEF{í)* 34 i=1.2, .. ,187 (25) CDGH(Í) = Mco{¡)*b35 + GH(i)* 36 i= =1,2... ,187 (26) MABCDEFGH(Í) 1*1,2, ...,187 (27) Además, un código saltado con una velocidad de datos de 8/26 se puede generar por el codificador 125 de código de bytes al no generar un paquete MABCDEFGH de valor de datos intrínsecos menor u otro paquete generado de solamente los paquetes redundantes.

Como se describe antes, el codificador de código de byte se puede configurar para producir ciertas velocidades de código de codificación con base en el número de palabras código o paquetes utilizados y el número de palabras código o paquetes formados a través de un solo proceso de codificación. Además, las velocidades de código más complicadas pueden construirse con el uso de arreglos particulares de los codificadores de velocidad de código antes descritos como bloques de construcción o codificadores de velocidad de código formadores. Además, los bloques de procesamiento adicionales se pueden incluir para formar un codificador de código de byte concatenado. Por ejemplo, el codificador de código de byte concatenado puede utilizar bloques de entrelazado adicionales entre los codificadores de código de byte formadores además de la redundancia para mejorar el refuerzo de la corriente de datos producidos. Varias modalidades de los métodos de transmisión de modelado alternado mejorado de codificador y redundantes serán descritos a continuación.

Después de la codificación, los datos se acoplan con un desentrelazador 130 de datos. El desentrelazador 130 de paquete toma los bytes de las palabras código SCBC resultantes para el grupo original de paquetes en un orden de columna por columna, y emite los bytes en un orden de hilera por hilera. Los paquetes originales se reconstituyen y se crean nuevos paquetes a partir de los bytes de paridad de las palabras código SCBC. Cada paquete corresponde a una ubicación de símbolo GF(256) común en todas las palabras código SCBC creadas. El número de paquetes creados en cada cuadro de código es nSCBC, en donde los primeros paquetes kSCBC son los paquetes originales de datos y los últimos paquetes (nSCBC - kSCBC) son los paquetes de paridad.

Los datos entonces se acoplan con el modificador 135 de encabezado MPEG TS en donde se modifican los encabezados MPEG. El modificador de encabezado MPEG TS puede modificar el identificador de paquete (PID) de los encabezados de la corriente de transporte para indicar la velocidad de código utilizada por el esquema de corrección de error. Las velocidades de código se expresan como una fracción del número original de los bytes de datos sobre el número total de bytes de datos utilizados. Por ejemplo, un modo de velocidad de 12/52 que complementa los 12 bytes de datos con 40 bytes de paridad, cada grupo de 12 bytes utilizado un codificador R=1/2, y dos codificadores R=12/26, con cada codificador 12/26 utiliza dos codificadores R=2/3 y un salto 27/26, lo que resulta en un modo de velocidad de 12/52. El salto R=27/26 se lleva a cabo de tal forma que el último byte de los 27 bytes se deja caer. Los bloques de datos se utilizan para transmitir 12 paquetes MPEG TS bajo el modo de velocidad 12/52. El modo de velocidad 12/26 complementa los 12 bytes de datos con 14 bytes de paridad, cada grupo de 12 bytes de datos utiliza dos codificadores R=2/3, y un salto R=27/26, lo que resulta en un modo de velocidad 12/26. El salto R=26/27 debe realizarse de tal forma que el último byte de los 27 bytes se deja caer. Un bloque de datos se utiliza para transmitir 12 paquetes MPEG TS bajo el modo de velocidad 12/26. El modo de velocidad 17/26 complementa los 17 bytes de velocidad con 9 bytes de paridad, cada grupo de 17 bytes de datos se agrupa con el uso de un codificador R02/3 para complementar los 16 bytes de datos con 8 bytes de paridad, y un codificador R=1/2 complementa 1 bytes de datos con 1 byte de paridad, lo que resulta en un modo de velocidad de 17/26. Un bloque de datos se utiliza para transmitir 17 paquetes MPEG TS bajo el modo de velocidad 17/26. El modo de velocidad 24/208 complementa 24 bytes de datos con 184 bytes de paridad, cada grupo de 24 bytes de datos utiliza 24 codificadores R = 1/4, y ocho codificadores 12/26, lo que resulta en un modo de velocidad 24/208. El salto R=27/26 deben realizarse de tal forma que el último byte de los 27 bytes se deja caer. Ocho bloques de datos se utilizan para transmitir 24 paquetes MPEG TS bajo el modo de velocidad 24/208.

Cada paquete que utiliza el protocolo MPEG típicamente contiene una porción de identificación de paquete o PID. El sistema actual permite aproximadamente 8000 elementos de identificador única posibles y en la actualidad solamente se utilizan 50. El PID típicamente es uno o más bytes de información utilizados para identificar el tipo de datos en el paquete. En la actualidad, muchas de las porciones PID de los bits se quedan reservadas y sin uso. Estos PID se pueden utilizar para identificar una velocidad de código de error específica que será impuesta en el paquete. Ciertas reglas con base en el protocolo MPEG se deben mantener con el fin de asegurar que el PID sea identificado apropiadamente por cualquier sistema receptor. Un encabezado 440 de tres bytes contiene un identificador de paquete (PID) de 13 bits que identifica cada paquete como parte de la transmisión móvil/portátil. Los encabezados 440 de los paquetes MPEG desde la corriente ATSC-M/H se modifican después del desentrelazado de paquete para contener los identificadores de paquete (PID) que no son reconocidos por los receptores ATSC-M/H legados. De este modo, un receptor legado debe ignorar los paquetes específicos de ATSC-M/H, lo que ofrece la compatibilidad regresiva.

Los datos entonces se acoplan con el insertador 140 de paquete de preámbulo, en donde los paquetes de preámbulo, que consisten de paquetes MPEG consecutivos, se forman dentro de un bloque de preámbulo. Los paquetes MPEG se forman con un encabezado MPEG válido con los bytes de datos generados desde el generador PN (no mostrado). El número de bytes de datos generados desde el generador PN varía con la velocidad de código utilizada, por ejemplo, se generan 184 bytes de datos en un modo de velocidad de 12/52, para resultar en un total de 2208 bytes de datos PN. De conformidad con una modalidad ejemplificativa, el generador PN es un registro de desplazamiento de 16 bits con 9 tomas de retroalimentación, 8 de las salidas del registro de desplazamiento se seleccionan como el byte de salida. Los paquetes ATSC-M/H se colocan entre los bloques de preámbulo en bloques de datos. Cada bloque de datos contiene 26 paquetes codificados ATSC M/H que tienen la misma codificación o 26 paquetes codificados ATSC A/53. Una vez que se han insertado 140 los paquetes de preámbulo, la corriente ATSC M/H se ha formado.

La corriente de datos ATSC-M/H entonces se procesa por la trayectoria 146 ATSC A/53 legada, incluyendo al aleatorizador 150 de datos, al codificador 155 Reed-Solomon, al entrelazador 160 de bytes, al codificador 165 12-1, la inserción 170 de sincronización, la inserción 175 piloto y la modulación 180. En el aleatorizador 150 de datos, cada valor de byte se cambia de conformidad con un patrón conocido de generación de número pseudo-aleatorio. Este proceso se invierte en el receptor con el fin de recuperar los valores de datos apropiados. Con la excepción del segmento y de las sincronizaciones de campo, es conveniente que la corriente de bits 8 VSB tenga una naturaleza tipo ruido, completamente aleatoria, para alcanzar la respuesta de frecuencia de señal transmitida que tiene un espectro plano tipo ruido con el fin de utilizar el espacio de canal asignado con máxima eficiencia.

Los datos entonces se acoplan con el codificador 155 Reed-Solomon, en donde la codificación Reed-Solomon (RS) proporciona el potencial adicional de corrección de error en el receptor a través de la adición de datos adicionales para la corriente transmitida. En una modalidad ejemplificativa, el código RS utilizado en el sistema de transmisión VSB está al código t = 10 (207, 187). El tamaño del bloque de datos RS es 187 bytes, con 20 bytes de paridad añadidos para la corrección de error. Un tamaño de bloque RS total de 207 bytes se transmite por la palabra código RS. Al crear bytes de la corriente de bits en serie, el MSB debe ser el primer bit en serie y los 20 bytes de paridad RS se envían al final del bloque de datos o la palabra código RS.

El entrelazador 160 de bytes entonces procesa la salida del codificador 155 Reed-Solomon. El entrelazado es una técnica común para manejar los errores en ráfaga que pueden ocurrir durante la transmisión. Sin el entrelazado, el error en ráfaga puede tener un gran impacto en un segmento particular de datos, lo cual produce ese segmento incorregible. Cuando los datos se entrelazan antes de la transmisión, sin embargo, el efecto de un error en ráfaga puede distribuirse efectivamente a través de múltiples segmentos de datos. Mejor que errores grandes a ser introducidos en un segmento localizado que no se puede corregir, los errores similares pueden introducirse en múltiples segmentos, con cada uno separado dentro de las capacidades de corrección de la corrección de error sin canal de retorno, el bit de paridad u otros esquemas de integridad de datos. Por ejemplo, un codificador Reed-Solomon común (255, 223) permitirá la corrección de hasta 16 errores de símbolo en cada palabra código. Cuando los datos codificados Reed-Solomon se entrelazan antes de la transmisión, es más probable que una ráfaga grande de error se distribuya a través de múltiples palabras código después del desentrelazado, lo que reduce la oportunidad de que más de 16 símbolos corregibles estén presentes en cualquier palabra código particular.

El entrelazador empleado en un sistema de transmisión VSB es un segmento de 52 datos (¡ntersegmento) del entrelazador de bytes convolucional. El entrelazado es provisto a una profundidad de aproximadamente 1/6 del campo de datos (4 ms de profundidad). Solamente los bytes de datos se entrelazan. El entrelazador se sincroniza con el primer byte de datos del campo de datos. El entrelazado de ¡ntersegmento también se realiza para el beneficio del proceso de codificación convolucional.

La señal entonces se acopla con el codificador 165 convolucional. La codificación convolucional es otra forma de la corrección de error sin canal de retorno. A diferencia de la codificación Reed-Solomon, que trata el paquete MPEG-2 completo en forma simultánea como un bloque, la codificación convolucional es un código evolvente que rastrea la corriente en progreso de bits conforme se desarrolla con el tiempo. De conformidad con esto, la codificación Reed-Solomon es conocida con una forma de la codificación de bloque, mientras la codificación convolucional es un código convolucional.

En una codificación convolucional ATSC, cada byte de 8 bits se divide en una corriente de cuatro, 2 palabras de 2 bits. En el codificador convolucional, cada palabra de 2 bits que llega se compara con la historia pasada de las palabras de 2 bits previas. Un código binario de 3 bits se genera matemáticamente para describir la transición desde palabras de 2 bits previas para la actual. Estos códigos de 3 bits se sustituyen para las palabras de 2 bits originales y se transmiten al aire como ocho símbolos de nivel de 8-VSB (3 bits = 8 combinaciones o niveles). Para cada dos bits que van dentro del codificador convolucional, salen tres bits. Por esta razón, el codificador convolucional en el sistema de 8-VSB se dice ser un codificador 2/3 de velocidad. La forma de onda de la señalización utilizada con el código convolucional es una constelación de una dimensión de 8-niveles (3 bits). La señal transmitida es referida como 8-VSB. Se debe utilizar un codificador convolucional de 4 estados.

En una modalidad ejemplificativa, se utiliza el entrelazado de intra- segmentos de código convolucional. Esto utiliza doce codificadores convolucionales idénticos y precodificadores que operan en símbolos de datos entrelazados. El entrelazado de código se logra al codificar los símbolos (0, 12, 24, 36...) como un grupo, los símbolos (1, 13, 25, 37,...) como un segundo grupo y los símbolos (2, 14, 26, 38,...) como un tercer grupo y asi, consecutivamente para un total de 12 grupos.

Una vez que los datos han sido codificados convolucionalmente, se acoplan con el insertador 170 de sincronización. El ¡nsertador 170 de sincronización es un multiplexor que inserta las diferentes señales de sincronización (sincronización de segmento de datos y sincronización de campo de datos). Una sincronización de segmento de datos de 4 símbolos de dos niveles (binario) se inserta dentro de la corriente de datos digitales de 8 niveles al inicio de cada segmento de datos. El byte de sincronización MPEG se reemplaza por la sincronización de segmento de datos. En una modalidad ejemplificativa que utiliza las normas de transmisión ATSC, un segmento completo consistiría de 832 símbolos: 4 símbolos para la sincronización de segmento de datos y 828 datos más los símbolos de paridad. El mismo patrón de sincronización ocurre en forma regular a 77.3 intervalos, y es la única señal que se repite a esta velocidad. A diferencia de los datos, los cuatro símbolos para la sincronización de segmento de datos no son Reed-Solomon o no se codifican en forma convolucional, y tampoco se entrelazan. Una sincronización de segmento ATSC es un impulso repetitivo de cuatro símbolos (un byte) que se añade al frente del segmento de datos y reemplaza el primer byte faltante (byte de sincronización de paquete) del paquete de datos MPEG-2 original. Los circuitos de correlación en el receptor 8-VSB se basan en la naturaleza repetitiva de la sincronización de segmento, que se contrasta fácilmente contra el fondo de los datos completamente aleatorios. La señal de sincronización recibida se utiliza para generar el reloj receptor y recuperar los datos.

Las sincronizaciones de segmento se pueden recuperar fácilmente por el receptor debido a su naturaleza receptora y su duración prolongada. La recuperación exacta de reloj puede tener niveles de ruido e interferencia así como la recuperación de datos exacta es imposible, lo que permite una rápida recuperación de datos durante los cambios de canal y otras condiciones transientes.

Después de la inserción de sincronización, la señal se acopla con la inserción piloto en donde se aplica un pequeño desplazamiento DC a la señal de banda de base de 8-VSB, lo que provoca que aparezca un pequeño residual en el punto cero de frecuencia del espectro modulado restante. La señal piloto ATSC ofrece los circuitos RF PLL en el receptor 8-VSB una señal para fijarse que es independiente de los datos a ser transmitidos. La frecuencia del piloto es la misma que la frecuencia del portador-suprimido. Esto se puede generar por un pequeño nivel DC (digital) (1.25) añadido a cada símbolo (datos y sincronización) de los datos de banda de base digital más la señal de sincronización (+1. +3. +5. +7). La potencia del piloto típicamente es de 11.3dB por debajo de la potencia promedio de la señal de datos.

Después de que se inserta la señal piloto, los datos se acoplan con un modulador 180. La amplitud del modulador modula la señal de banda de base 8VSB en un portador de frecuencia intermedia (IF). Con la modulación tradicional de amplitud, se genera un espectro RF de banda lateral doble aproximadamente como nuestra frecuencia portadora, con cada banda lateral RF que es una imagen de espejo de la otra. Esto representa información redundante y una banda lateral puede ser descartada sin ninguna pérdida de información. En la modulación 8 VSB, el modulador VSB recibe los 10.76 Msímbolos/as, la señal de datos compuesta codificada en forma convolucional, de 8 niveles (piloto y sincronización añadida). El desempeño del sistema ATV se basa en una respuesta de filtro Nyquist de coseno elevado de fase lineal en el transmisor y receptor concatenados, como se muestra en la Figura 12. la respuesta del filtro del sistema es esencialmente plana a través de la banda completa, excepto por las regiones de transición en cada extremo de la banda. En forma normal, un desprendimiento en el transmisión debe tener la respuesta de un filtro de coseno elevado de raíz, de fase lineal.

El sistema de transmisión incluye la operación para los dispositivos móviles y portátiles en un modo de ráfaga de transmisión. Varias ventajas clave de operación en el modo de ráfaga, se describen a través del documento e incluyen la capacidad de ser recibidas por una nueva clase de dispositivos, mientras se mantiene la compatibilidad regresiva. Estas nuevas clases de dispositivos requieren un menor nivel de resolución de video que se encuentra en la norma de difusión existente y por lo tanto, puede permitir una mayor codificación y compresión, así como otras características que incluyen trabajar en presencia de niveles más altos de ruido. Una ventaja adicional de los tipos de modo de ráfaga de operación se enfoca en los ahorros de potencia del dispositivo al enfocar el uso del dispositivo solamente cuando se van a recibir las señales que son para el dispositivo.

Las operaciones de modo de ráfaga, tales como las descritas, pueden aprovechar los períodos de tiempo durante los cuales no se requiere de una alta transmisión de datos de una señal, con el fin de mantener el funcionamiento total del sistema legado y del receptor. La operación de modo de ráfaga puede estar con base en las señales de procesamiento con base en la llamada velocidad de procesamiento de nueva información, que puede cambiar dependiendo de las características de la señal de difusión actual.

La compatibilidad regresiva con el sistema legado se mantiene al enfocar las operaciones de modo de ráfaga al nivel empaquetado de datos al introducir la información para los nuevos identificadores de programa. Los nuevos identificadores de programa permiten que la nueva clase de equipos reconozcan los datos, sin afectar la operación del equipo existente. Existe otro soporte legado al incluir una estructura sobrepuesta con el fin de mantener la operación de transmisión de señal legada durante ciertos perfiles del modo de ráfaga.

Al tomar ventaja de la redundancia completa de los datos sistemáticos y los datos no sistemáticos y la capacidad de la señal para ser recuperada desde palabras código totalmente separables, añadir frecuencia o diversidad especial, así como diversidad de tiempo puede incrementar la probabilidad de recepción por el dispositivo móvil. Esto será descrito más adelante con respecto a la Figura 7.

Con referencia ahora a la Figura 2, se ilustra un diagrama en bloque de una modalidad de una porción de una corriente de datos móvil/portátil ejemplificativa de la presente invención. 26 paquetes codificados ATSC M/H se agrupan en el bloque 1 de datos. En la transmisión ATSC legada, cada bloque de datos típicamente tiene la misma codificación, aunque esto no es físicamente requerido. Los bloques de preámbulo son dos bloques largos y tienen 52 paquetes codificados ATSC M/H. El primer paquete MPEG después del bloque de preámbulo es un paquete de control que contiene información del sistema. Después de la aleatorización y del procesamiento de corrección de error sin ruta de retorno, los paquetes de datos se formatean en cuadros de datos para la transmisión y se añaden la sincronización de segmento de datos y la sincronización de campo de datos.

La corriente 200 de datos ATSC M/H se forma de ráfagas que tienen el mismo bloque 210 de preámbulo seguido por un número predeterminado de bloques 230 de datos apropiados para el modo de velocidad de datos seleccionado. De conformidad con una modalidad ejemplificativa, cada bloque 230 de datos consiste de 26 paquetes MPEG. Cada cuadro de datos consiste de dos campos de datos, cada uno contiene 313 segmentos de datos. El primer segmento de datos de cada campo de datos es una señal de sincronización única (sincronización de campo de datos) e incluye la secuencia de entrenamiento utilizada por el ecualizador en el receptor. Cada uno de los 312 segmentos de datos restantes lleva el equivalente de datos de un paquete y de transporte de 188 bytes más su encabezado FEC. Los datos reales en cada segmento de datos vienen de varios paquetes de transporte debido al entrelazado de datos. Cada segmento de datos consiste de 832 símbolos. Los primeros 4 símbolos se transmiten en forma binaria y proporcionan la sincronización de segmento. Esta señal de sincronización de segmento de datos representa el byte de sincronización del paquete de transporte compatible con MPEG de 188 bytes. Los 828 símbolos restantes de cada segmento de datos llevan datos equivalentes a los 187 bytes restantes de un paquete de transporte y su encabezado FEC asociado. Estos 828 símbolos se transmiten como señales de 8 niveles y por lo tanto, llevan tres bits por símbolo. De este modo 828 x 3 = 2484 bits de datos se llevan en cada segmento de datos, que es el requerimiento para enviar un paquete de transporte protegido.

La corriente ATSC M/H de datos consiste de una secuencia de bloques, cada bloque consiste de 26 paquetes de un sistema VSB A/53 legado o de un sistema ATSC M/H. La corriente de datos ATSC M/H está formada de ráfagas de bloques y cada ráfaga tiene un bloque de preámbulo seguido por los bloques de datos Nb, en donde Nb es un parámetro variable del sistema y una función de la velocidad de datos ATSC M/H general a ser transmitida. Cada bloque de datos se codifica en uno de los modos de velocidad ATSC M/H definidos. Este modo de velocidad se aplica al bloque de datos completo. Para cada ráfaga de bloques, los bloques de datos se entregan de modo que las velocidades FEC más altas codificadas (es decir, los números fraccionados más bajos) en la ráfaga de bloques serán entregadas más temprano y las velocidades FEC codificadas, más bajas (es decir, los números fraccionados más altos) serán entregadas al último, de modo que empezando desde un bloque de preámbulo, cualquier bloque de datos tendrá igual o menos robustez que el bloque de datos actual. Los bloques de datos legados, codificados ATSC A/53 8 VSB de 26 paquetes pueden colocarse en uno más bloques para la operación sobrepuesta legada.

Con referencia ahora a la Figura 3, se muestra un cuadro 300 de datos de conformidad con la presente invención. El cuadro 300 de datos mostrado se organiza para la transmisión, en donde cada cuadro de datos consiste de dos campos de datos, cada uno contiene 313 segmentos de datos. El primer segmento de datos de cada campo de datos es una señal de sincronización única (sincronización de campo de datos) e incluye la secuencia de entrenamiento utilizada por el ecualizador en el receptor. Los 312 segmentos de datos restantes, cada uno lleva el equivalente de datos desde un paquete de transporte de 188 bytes más su encabezado FEC asociado. Los datos reales en cada segmento de datos vienen de varios paquetes de transporte debido al entrelazado de datos. Cada segmento de datos consiste de 832 símbolos. Los primeros 4 símbolos se transmiten en forma binaria y proporcionan la sincronización de segmento. Esta señal de sincronización de segmento también representa el byte de sincronización del paquete de transporte compatible con MPEG de 188 bytes. Los 828 símbolos restantes de cada segmento de datos lleva datos equivalentes a los 187 bytes restantes de un paquete de transporte y su encabezado FEC asociado. Estos 828 símbolos se transmiten como señales de 8 niveles y por lo tanto, llevan tres bits por símbolo. De este modo, 828 x 3 = 2484 bits de datos que se llevan en cada segmento de datos, lo cual coincide exactamente con el requerimiento para enviar un paquete de transporte protegido. 187 bytes + 20 bytes de paridad = 207 bytes 207 bytes x 8 bits/byte = 1656 bits codificación convolucional de 2/3 de velocidad requiere 3/2 x 1656 bits = 2484 bits.

La velocidad exacta de símbolo se determina por la siguiente ecuación 1 : (1) Sr(MHZ) = 4.5/286 x 684 = 10.76 MHz La frecuencia de un segmento de datos se determina por la siguiente ecuación 2: (2) fseg = Sr / 832 = 12.94... x 103 segmentos de datos/s.

La velocidad del cuadro de datos se determina por la siguiente ecuación 3: (3)fcuadro = fseg/626 = 20.66 cuadros/s.

La velocidad Sr de símbolo y la velocidad Tr de transporte deben fijarse entre sí en frecuencia.

Los símbolos de 8 niveles combinados con la sincronización de segmento de datos binaria y las señales de sincronización de campo de datos se utilizan para modular por portador suprimido un único portador. Antes de la transmisión, sin embargo, la mayoría de la banda lateral más baja se debe remover. El espectro resultante es plano, excepto por los bordes de banda, en donde la respuesta de coseno elevado, de raíz cuadrada nominal resulta en regiones de transición de 620 KHz. A la frecuencia de portador suprimido, 310 KHZ desde el borde de banda inferior, se añade un piloto pequeño a la señal, como se describe antes.

Con referencia ahora a la Figura 4, se muestra una modalidad de un receptor 400 de difusión terrestre para la recepción móvil/portátil de la presente invención. El receptor 400 comprende un elemento 410 receptor de señal, un primer sintonizador 420, un segundo sintonizador 425, un primer demodulador 430 pre-ecualizador, un segundo demodulador 430 pre-ecualizador, un controlador 440 del ecualizador, un ecualizador 450, un procesador 460 de corrección post-ecualizador, un decodificador 470 de transporte y un controlador 480 del sintonizador.

El elemento 410 receptor de señal opera para recibir las señales que incluyen audio, video y/o señales (por ejemplo, señales de televisión, etc.) desde una o más fuentes de señal, tal como un sistema de difusión terrestre y/u otro tipo de sistema de difusión de señal. De conformidad con una modalidad ejemplificativa, el elemento 410 receptor de señal se incorpora como una antena, tal como una antena de registro periódico, pero también se puede incorporar como cualquier tipo de elemento receptor de señal. La antena 410, de esta modalidad ejemplificativa, opera para recibir el audio, video y señales de datos transmitidas en forma terrestre ATSC M/H sobre un ancho de banda de frecuencia. Por lo general, las señales ATSC se transmiten sobre un intervalo de frecuencia de 54 a 870 MHz, con un ancho de banda de aproximadamente 6 MHz por canal. Los sub-canales también se pueden multiplexar en tiempo. Las señales se acoplan desde la antena a través de una línea de transmisión, tal como un cable coaxial o una traza de tablero de circuito impreso.

El primer y segundo sintonizadores 420, 425 operan para llevar a cabo una función de sintonización de señal en respuesta a una señal de control desde el controlador 480 del sintonizador. De conformidad con una modalidad ejemplificativa, cada sintonizador 420, 425 recibe un tiempo diferente, o una señal de RF de frecuencia diversa desde una o una pluralidad de antenas 410 y lleva a cabo la función de sintonización de señal al filtrar y convertir la frecuencia en descendente (es decir, una conversión descendente de una sola etapa o de múltiples etapas) en la señal RF, para así, generar una señal de frecuencia intermedia (IF). Las señales RF e IF pueden incluir audio, video y/o un contenido de datos (por ejemplo, señales de televisión, etc.) y pueden ser de una norma de señal análoga (por ejemplo, NTSC, PAL; SECAM, etc.) y/o una norma de señal digital (por ejemplo, ATSC, QAM, QPSK, etc.). Cada sintonizador 420 opera para convertir la señal ATSC M/H recidida desde la frecuencia portadora en una frecuencia intermedia. Por ejemplo, el sintonizador puede convertir una señal de 57 MHz en la antena 410 en una señal IF de 43 MHz. El demodulador 430 pre-ecualizador opera par demodular la señal IF desde el sintonizador 420 en una corriente digital de banda de base. El demodulador 435 opera para demodular la señal IF desde el sintonizador 425. Las corrientes digitales de banda de base entonces se acoplan con el ecualizador.

El controlador 480 del sintonizador opera para recibir instrucciones desde el decodificador 470 de transporte en respuesta al nivel de señal y a la frecuencia del canal sintonizado o un canal sintonizado deseado. El controlador 480 del sintonizador genera una señal de control en respuesta a las instrucciones recibidas para controlar la operación del sintonizador 420, 425.

El controlador 440 del ecualizador opera para generar un término de error en respuesta a los datos decodificados recibidos desde los demoduladores 430, 435. Esto ofrece la capacidad de un ecualizador dirigido de datos. El controlador 440 del ecualizador calcula el error entre los datos recibidos y los datos decodificados y genera un término de error. El término de error se alimenta al ecualizador 450 para ser reducido al mínimo.

El ecualizador 450 opera para recibir la corriente MPEG demodulada y sintonizada desde los demoduladores 430, 435 del pre-ecualizador y calcula los coeficientes del ecualizador que se aplican al filtro de ecualización dentro del ecualizador para producir una señal libre de error. El ecualizador 450 opera para compensar los errores de transmisión, tal como la atenuación y la interferencia entre símbolos. El ecualizador comprende un filtro igualado que lleva a cabo la filtración envolvente que opera para cancelar la interferencia entre símbolos. Durante el período de entrenamiento del ecualizador, una señal de entrenamiento, seleccionada previamente, se transmite a través del canal y una versión retrasada apropiadamente de esta señal, que se pre-almacena en el receptor, se utiliza como la señal de referencia. Por lo general, la señal de entrenamiento es una secuencia de pseudo-ruido suficientemente larga para permitir que el ecualizador compense las distorsiones de canal. El ecualizador de conformidad con la modalidad ejemplificativa de la presente invención opera para almacenar una pluralidad de secuencias de pseudo-ruido, en donde cada secuencia de pseudo-ruido corresponde a una velocidad de código. Cuando el ecualizador 450 recibe la señal de entrenamiento de la secuencia pseudo-aleatoria, el ecualizador compara una porción de la secuencia recibida con la pluralidad de secuencias almacenadas. Cuando se encuentra una coincidencia, la velocidad de código asociada con la secuencia recibida se utiliza por el decodificador para decodificar los datos recibidos después de la secuencia de entrenamiento.

El procesador 460 de corrección post-ecualizador y el decodificador 470 de transporte operan para llevar a cabo la corrección de error y para decodificar la corriente de datos MPEG. Estos elementos se muestran y se describen con detalle con referencia a las Figuras 5 y 6.

El receptor se puede configurar para operar con un solo sintonizador y un solo demodulador al compartir el tiempo en que el sintonizador recibe diferentes frecuencia y en diferentes tiempos. En forma alternativa, el sintonizador se puede configurar con un ancho de banda suficiente para recibir dos señales en forma simultánea, de modo que ambas señales se pueden sintonizar con diferentes frecuencias IF y cada una de estas frecuencias IF se puede procesar en forma simultánea o multiplexarse de tiempo procesadas por el demodulador. En un sintonizador de señal, con el uso del tiempo o la diversidad de frecuencia, la combinación de paquete no se lleva a cabo en el ecualizador, más bien se lleva a cabo en el código ya que el ecualizador debe seguir las señales transmitidas. Esto ofrece tres posibilidades de recibir el paquete correctamente, el primer paquete correctamente, el segundo paquete correctamente o la combinación después del decodificador de bytes. Cuando la codificación se utiliza para combinar los paquetes, opuesto a recibir un solo paquete, disminuye la cantidad mínima de relación señal a ruido requerida para recibir una señal virtualmente libre de error. Por ejemplo, a una velocidad de ½ de código, el umbral mínimo se disminuye de 15dB para un solo paquete sin la codificación a 7dB para 2 paquetes con la codificación y a 3.5 dB para 4 paquetes con codificación.

Con referencia ahora a la Figura 5, se muestra un diagrama en bloque de un decodificador 500 utilizado en un sistema receptor. El decodificador 500 incluye circuitería que se adapta para utilizar paquetes redundantes, tal como los paquetes no sistemáticos en una corriente de datos como se describe antes, y para ayudar a decodificar los datos recibidos por el receptor. También, el decodificador 500 por lo general, tiene la capacidad de decodificar datos que han sido codificados con el uso de la norma A53 legada o existente.

En el decodificador 500, después de la sintonización, demodulación y procesamiento por otros circuitos (Figura 4) un decodificador 502 convolucional recibe la señal entrante. El decodificador 502 convolucional está conectado con un desentrelazador 504 convolucional. La salida del desentrelazador 504 convolucional se conecta con un decodificador 506 de código de byte. El decodificador 506 de código de byte tiene una salida que se conecta con el decodificador 508 Reed-Solomon. La salida del decodificador 508 Reed-Solomon se conecta con un des-aleatorizador 510. La salida del des-aleatorizador 510 se conecta con un decodificador 512 de datos. El decodificador 512 de datos proporciona una señal de salida para usarse en la porción restante del sistema receptor, tal como el despliegue de video o la reproducción de audio.

De conformidad con la norma A53 existente o legada, el decodificador 502 convolucional incluye un demultiplexor de señal, doce decodificadores convolucionales de 2/3 de velocidad, y un multiplexor de señal. El demultiplexor distribuye las muestras digitales entre los doce decodificadores convolucionales de 2/3 de velocidad y el multiplexor multiplexa los estimados generados por cada uno de los doce decodificadores convolucionales de 2/3 de velocidad. Un desentrelazador 504, tal como un entrelazador convolucional, desentrelaza la corriente de los estimados de bits decodificados en forma convolucional, lo que produce secuencias o paquetes arreglados para incluir 207 bytes. El arreglo de paquete se lleva a cabo junto con la determinación e identificación de la ubicación de las señales de sincronización, no mostradas. Un circuito 508 de corrección de error Reed-Solomon considera cada secuencia de 207 bytes producida por el desentrelazador 504 como una o más palabras código y determina si cualquier byte en las palabras código o paquetes fueron corrompidas debido a un error durante la transmisión. La determinación con frecuencia se lleva a cabo al calcular y evaluar un grupo de síndromes o patrones de error para las palabras código. Cuando se detecta la corrupción, el circuito 508 de corrección de error Reed-Solomon intenta recuperar los bytes corrompidos con el uso de la información codificada en los bytes de paridad. La corriente de datos corregida de error resultante entonces se des-aleatoriza por un des-aleatorizador 510 y después se proporciona a un decodificador 512 de datos que decodifica la corriente de datos de conformidad con el tipo de contenido a ser transmitido. Típicamente, la combinación del decodificador 502 convolucional , del desentrelazador 504 , del decod ificador 508 Reed-Solomon y del desaleatorizador 51 0 se identifica como un decodificador 8-VSB dentro de un receptor. Es im portante hacer notar, en general , que un receptor típico para recibir señales compati ble con la norma A53 legada lleva a cabo el procesam iento de recepción en el orden invertido al del proceso de transmisión .

Los datos reci bidos, en la forma de bytes de datos en los paquetes de datos, se decodifican por el decod ificador 502 convol uci onal y se desentrelazan por el desentrelazador 504. Los paquetes de datos pueden i ncl uir 207 bytes de datos y tam bién se pueden ag rupar en grupos o en 24, 26 ó 52 paquetes. El decodificador 502 convolucional y el desentrelazador 504 ti enen la capacidad de procesar los datos de formato legado entrantes, así como los datos codificados de código de byte. Con base en la secuencia de transm isión de paquete predetermi nada que es conocida por el receptor, el decodificador 506 de código de byte determina si el paquete es un paquete i ncl uido en una corriente codificada de código de byte o de datos robusta. Cuando el paquete recibido no es desde la corriente de datos codificada de código de byte entonces el paquete recibido es provisto al decodificador 508 Reed-Solomon sin mayor procesamiento en el decodificador 506 de código de byte. El decod ificador 506 de código de byte tam bién puede incluir un desaleatorizador que remueve la secuencia conocida de constantes mu ltiplicadas o añadidas a l a corriente de datos d urante la codificación . Es i m portante h acer notar q ue una corriente de datos reforzada i ncluye tanto paq uetes sistemáticos y bytes que son idénticos a los datos originales y paquetes no sistemáticos y bytes que contienen datos redundantes.

Cuando el decodificador 506 de código de byte determina que el recibido es un paquete codificado de código de byte que pertenece a una corriente de datos reforzada o robusta, el paquete se puede decodificar junto con otros paquetes que comprenden la misma corriente de datos. En una modalidad, los paquetes codificados con código de byte de la misma corriente de datos se decodifican al multiplicar cada byte dentro del paquete por el valor invertido del elemento que se utilizó para desarrollar el paquete codificado con bytes. Los valores decodificados de los bytes del paquete no sistemático se comparan con los valores de los bytes del paquetes sistemático y los valores de cualquier byte en dos paquetes que no son idénticos se pueden borrar (es decir, ajustarse en cero) en el paquete sistemático y se pueden reemplazar con la información en el paquete no sistemático. El paquete sistemático con bytes de error borrados puede ser decodificado con el uso de la decodificación Reed-Solomon llevada a cabo en el decodificador 508 Reed-Solomon. Otra descripción más detallada de otras modalidades de los decodificadores de código de byte se encontrará más adelante.

El decodificador 506 de código de byte también se puede adaptar para operar como un codificador de bloque para decodificar las señales codificadas, como se muestra en la Figura 1. Por ejemplo, el decodificador 506 de código de byte puede incluir un entrelazador de paquete similar al entrelazador 120 de paquete y un desentrelazador de paquete similar al desentrelazador 130 de paquete. Además, la función del codificador de código de byte se puede adaptar para decodificar una señal codificada en bloque concatenado en serie GF(256) (SCBC). El decodificador 506 de código de byte también puede incluir un identificador de bloque utilizado para identificar los datos codificados para la recepción móvil o ATSC /H y/o la identificación de un paquete de entrenamiento a-priori. Además, el bloque identificador puede incluir un bloque identificador de paquete para determinar por ejemplo, si los encabezados en los paquetes entrantes incluyen un PID utilizado para la recepción móvil.

Es importante hacer notar que en un codificador preferido, la codificación de código de byte precede a la codificación Reed-Solomon de los paquetes de datos. Sin embargo, en el decodificador 500 mostrado aquí, los datos entrantes se decodifican con código de byte antes de ser decodificados con Reed Solomon. El re-ordenamiento es posible ya que la operación de código de byte y la operación de código de Reed Solomon son lineales sobre el campo Galois(256) utilizado en la norma A53, y los operadores lineales se conmutan en un campo Galois. Es ventajoso hacer la decodificación de bloque primero antes de la Reed-Solomon ya que hay algoritmos de decodificación suave que hacen práctico tener un algoritmo de decodificación iterativo.. La importancia del re-ordenamiento se de a que la codificación con código de byte proporciona el algoritmo de decodificación suave, que entonces hace posible la decodificación iterativa o la decodificación turbo, que tiene mayor confiabilidad para recuperar errores en la señal recibida. Como resultado, el realizar la decodificación de código de byte antes de la decodificación Reed Solomon resulta en un funcionamiento mejorado del receptor según se mide en términos de tasa de error de bit y la relación señal a ruido.

Con referencia ahora a la Figura 6, se muestra un diagrama en bloque de otra modalidad del decodificador 600 utilizado en un receptor. El decodificador 600 incluye circuitería adicional y el procesamiento para recibir y decodificar señales que han sido afectadas por la transmisión de la señal sobre el medio de transmisión, tal como ondas electromagnéticas en el aire. El decodificador 600 tiene la capacidad de decodificar una corriente de datos reforzada y una corriente de datos legada.

En el decodificador 600, la señal entrante, seguida por un procesamiento inicial, es provista al ecualizador 606. El ecualizador 606 está conectado con el decodificador 610 convolucional, el cual proporciona dos salidas. La primera salida desde el decodificador 610 convolucional proporciona la retroalimentación y está conectado como una entrada de retroalimentación con el ecualizador 606. La segunda salida del decodificador 610 convolucional se conecta con un desentrelazador 614 convolucional. El desentrelazador 614 convolucional está conectado con un decodificador 616 de código de byte, que también proporciona dos salidas. Una primera salida desde el decodificador 616 de código de byte se conecta por atrás como una entrada de retroalimentación para el decodificador 610 convolucional a través del entrelazador 618 convolucional. La segunda salida del decodificador 616 de código de byte está conectada con el decodificador 620 Reed-Solomon. La salida del decodificador 620 Reed-Solomon está conectada con el des-aleatorizador 624. La salida del desaleatorizador 624 está conectada con un decodificador 626 de datos. El decodificador Reed Solomon 620, el desaleatorizador 624 y el decodificador 626 de datos están conectadas, y funcionalmente operan, en una manera similar al Reed-Solomon, al desaleatorizador y a los bloques del decodificador de datos descritos en la Figura 5 y no serán descritos con más detalle aquí.

Una señal de entrada desde el procesamiento de extremo principal (por ejemplo, antena, sintonizador, demodulador, convertidor A/D) del receptor (no mostrado) es provista al ecualizador 606. El ecualizador 606 procesa la señal recibida para remover completamente o en forma parcial el efecto del canal de transmisión en un intento por recuperar la señal recibida. Los diferentes métodos de remoción o ecualización son bien conocidos para las personas experimentadas en la técnica y no serán descritos con mayor detalle. El ecualizador 506 puede incluir múltiples secciones de la circuitería de procesamiento que incluyen la sección del ecualizador de alimentación directa (FFE) y la sección del ecualizador de retroalimentación de decisión (DFE).

La señal ecualizada es provista al decodificador 610 convolucional. El decodificador 610 convolucional produce, como una salida, un grupo de valores de decisión que son provistos a la sección DFE del ecualizador 606. El decodificador 610' convolucional también puede generar valores de decisión intermedios que también son provistos a la sección DFE del ecualizador 606. La sección DFE utiliza los valores de decisión junto con los valores de decisión intermedios desde el decodificador 610 convolucional para ajustar los valores de las tomas de filtro en el ecualizador 606. Los valores de toma de filtro ajustados cancelan la interferencia y las reflexiones de señal que están presentes en la señal recibida. El proceso iterativo permite al ecualizador 606, con la ayuda de la retroalimentación desde el decodificador 610 convolucional, ajustar dinámicamente las condiciones del ambiente potencialmente cambiante de transmisión de señal con el tiempo. Es importante hacer notar que el proceso iterativo puede ocurrir a una velocidad similar a la velocidad de datos entrantes de la señal, tal como 19 Mb/s para una señal de difusión de televisión digital. El proceso iterativo también puede ocurrir a una velocidad más alta que la velocidad de datos entrantes.

El decodificador 610 convolucional también proporciona una corriente de datos decodificada en forma convolucional al desentrelazador 614 convolucional. El desentrelazador 615 convolucional opera en forma similar al desentrelazador descrito en la Figura 5 y genera bytes desentrelazados organizados dentro de paquetes de datos. Los paquetes de datos son provistos a un decodificador 5616 de código de byte. Como se describe antes, los paquetes que no son parte de una corriente de datos reforzada, simplemente se pasan a través del decodificador 616 de código de byte para el decodificador 620 Reed-Solomon. Cuando el decodificador 616 de código de byte identifica un grupo de paquetes como parte de una corriente de datos reforzada, el decodificador 616 de código de byte utiliza la información redundante en los paquetes no sistemáticos para inicialmente decodificar los bytes en los paquetes, como se describe antes.

El decodificador 616 de código de byte y el decodificador 610 convolucional operan en una manera iterativa, referida como decodificador turbo para decodificar la corriente de datos reforzada. Específicamente, el decodificador 610 convolucional proporciona, después del desentrelazado por un desentrelazador convolucional 614, un primer vector de decisión suave al decodificador 616 de código de byte para cada byte de los paquetes que están incluidos en la corriente de datos reforzada. Típicamente, el decodificador 610 convolucional produce la decisión suave como un vector de valores de probabilidades. En algunas modalidades, cada valor de probabilidad en el vector está asociado con un valor que el byte asociado con el vector pueda tener. En otras modalidades, el vector de los valores de probabilidad se genera para cada medio-par (es decir, dos bits) que están contenidos en el paquete sistemático, ya que el decodificador convolucional de 2/3 de velocidad calcula símbolos de dos bits. En algunas modalidades, el decodificador 610 convolucional combina cuatro decisiones suaves asociadas con cuatro medios-pares de un byte para producir una decisión suave que es un vector de las probabilidades de valores que el byte pueda tener. En tales modalidades, las decisiones suaves correspondientes al byte son provistas al decodificador 616 de código de byte. En otras modalidades, el decodificador de código de byte separa la decisión suave con respecto a un byte del paquete sistemático en cuatro vectores de decisión suave, en donde cada una de las cuatro decisiones suaves está asociada con un medio-par del byte.

El decodificador 616 de código de byte utiliza un vector de decisión suave asociado con los bytes que comprenden paquetes de la corriente de datos reforzada para producir un primer estimado de los bytes que comprenden el paquete. El decodificador 616 de código de byte utiliza tanto los paquetes sistemáticos como los no sistemáticos para generar un segundo vector de decisión suave para cada byte de paquetes que comprenden la corriente reforzada y proporciona el segundo vector de decisión suave al decodificador 610 convolucional, después del re-entrelazado por el entrelazador 618 convolucional. El decodificador 610 convolucional después utiliza el segundo vector de decisión suave para producir otra iteración del primer vector de decisión, que es provista al decodificador 616 de código de byte. El decodificador 610 convolucional y el decodificador 616 de código de byte iteran en esta forma hasta que el vector de decisión suave producido por el decodificador convolucional y por el decodificador de código de byte convergen o cuando se toman un número de iteraciones predeterminadas. Después, el decodificador 616 de código de byte utiliza los valores de probabilidad en el vector de decisión suave para cada byte de los paquetes sistemáticos para generar una decisión dura para cada byte de los paquetes sistemáticos. Los valores de decisión dura (es decir, los bytes decodificados) son emitidos desde el codificador 616 de código de byte al decodificador 620 Reed Solomon. El decodificador 610 convolucional puede implementarse con el uso de un decodificador máximo a posteriori y puede operar en decisión suaves de byte o de medio-par (símbolo).

Es importante hacer notar que la decodificación turbo típicamente utiliza las velocidades de iteración relacionadas con el paso de los datos de decisión entre los bloques que son más altos que las velocidades de datos entrantes. El número de posibles iteraciones está limitado a la tasa de la velocidad de datos y la tasa de iteración. Como resultado y para un fin práctico, la velocidad de iteración más alta en el decodificador turbo por lo general, mejora los resultados de corrección de error. En una modalidad, la velocidad de iteración es 8 veces la velocidad de los datos entrantes que se puede utilizar.

Un decodificador de código de byte de salida suave de entrada suave, tal como el descrito en la Figura 6, puede incluir funciones de decodificación de vector. La decodificación de vector involucra el agrupamiento de bytes de los datos incluyendo los bytes sistemáticos y no sistemáticos. Por ejemplo, para una corriente codificada de código de byte de ½ de velocidad, se agruparán un byte sistemático y un byte no sistemático. Los dos bytes tienen alrededor de 64,000 posibles valores. El decodificador de vector determina o estima una probabilidad para cada uno de los posibles valores de dos bytes y crea un mapa de probabilidad. Una decisión suave se toma con base en la ponderación de probabilidades de algunas o todas las posibilidades y la distancia Euclidean para una posible palabra código. Una decisión dura se puede tomar cuando el error de la distancia Euclidean se encuentra por debajo de un umbral.

Los decodificadores de código de byte, como se describen en las Figuras 5 y 6 pueden decodificar una corriente de datos reforzada que ha sido codificada por los codificadores de código de byte, como se describe antes, incluyendo la codificación por los codificadores sencillos de código de byte o los codificadores de código de byte concatenados. Los decodificadores de código de byte de las Figuras 5 y 6 describen la decodificación de una corriente de datos reforzada codificada por un codificador de código de byte sencillo o compuesto que involucra solamente un solo paso de codificación. La decodificación de código de byte concatenada incluye decodificar las palabras código entrantes o los bytes en más que un paso de decodificación además del procesamiento intermedio, tal como el desentrelazado, el no salto y la re-inserción.

Con referencia a la Figura 7, se muestra un ambiente 700 de difusión ejemplificativo de conformidad con la presente invención. Se muestran un primer transmisor 720, un segundo transmisor 720 y un receptor 730 móvil. El primer transmisor 710 está ubicado a una distancia d1 desde el receptor 730 móvil y el segundo transmisor 720 está ubicado a una distancia d2 desde el receptor 730 móvil.

Al aprovechar las palabras código redundantes y separables, una primera palabra código se puede transmitir desde el primer transmisor 710 y una segunda palabra código se puede transmitir desde un segundo transmisor 720. Esto reduce la ocurrencia de una pérdida total de señal al variar las trayectorias y ángulos de propagación. Estas variaciones reducen la probabilidad de unidades totales de señal o de trayectorias múltiples de destrucción. La recepción de señal puede también mejorarse al transmitir cada palabra código a una diferente frecuencia y/o a un diferente tiempo.

Esta modalidad de la diversidad espacial y de frecuencia puede utilizar el "espacio blanco" inherente entre los canales de difusión existentes en un área de cobertura, mientras no se incrementa la complejidad del ecualizador del receptor actual. Tal modalidad propuesta es particularmente apropiada, aunque no se limita a la transmisión de modo de ráfaga como se aconseja ahora para los sistemas de transmisión de difusión avanzada. En la transmisión de modo de ráfaga, un solo sintonizador en el receptor puede recibir una transmisión completa al recibir el contenido no simultáneo a múltiples frecuencias. Una recepción completa se pueden alcanzar al recibir solamente una de dos o más ráfagas suministradas desde más de una fuente, incluyendo los transmisores principales y secundarios. La sintonizador de señal se puede mantener a través de un número de técnicas conocidas, incluyendo técnicas ya utilizadas para SFN.

Con referencia a la Figura 8, se muestra una modalidad ejemplificativa de una porción de un transmisor 800 de conformidad con la presente invención. La Figura a continuación ilustra un arreglo para una implementación específica de un código mejorado de una estructura de modelado alternado entrelazado con profundidad en la capa física de un sistema transmisor de señal. La implementación en un receptor puede resultar en estructuras similares re-arregladas para decodificar y demodular opuesto a la codificación y modulación. Durante la operación, el proceso involucra la identificación y generación de información para la operación de modelado alternado o redundante. Este contenido es recibido a través de la salida 805 de canal. Después, el contenido es provisto a un codificador que contiene dos o más ramas de codificación paralela apropiadas para nominalmente generar una señal de modo de ráfaga codificada estándar. Después, cada rama de codificación procesa su porción suministrada de la señal. Después, una rama es retrasada por un retraso RAM 815 por una cantidad predeterminada. La cantidad de retraso puede representar un número de ciclos de una señal, tal como la señal de sintonizador, y también puede retrasar un equivalente de tiempo de un tiempo de transmisión de ráfaga posterior o futura. Cada señal en cada rama se codifica en sus respectivas etapas 810, 820 de entrada. Las etapas de entrada pueden comprender el desentrelazado legado y el desentrelazado de paquete. Para las señales de diversidad de tiempo, la señal de rama de codificación no retrasada se puede combinar 825 con la señal de rama retrasada y previamente codificada que contiene una porción del contenido de datos previamente procesados y la combinación provista a las porciones restantes del transmisor. Los datos combinados entonces de decodifican con bloque 830 y se separan 840 en diferentes etapas de salida. Cada etapa 845, 850 de salida puede combinar el entrelazado legado y la codificación legada. Los procesos para el receptor pueden ser esencialmente similares y principalmente invertidos desde los procesos para un transmisor.

Para la transmisión de diversidad de frecuencia y de diversidad espacial, el contenido se acopla desde la entrada de canal, antes o después de la RAM 815 y opcionalmente, se acopla con otro retraso RAM 855. El contenido puede entonces acoplarse con otros canales para la transmisión que comprende las operaciones como se muestra con respecto a la Figura 1. Una ventaja de los transmisores de diversidad espacial y de frecuencia es que utilizan la transmisión cooperativa. En este ejemplo, dos difusores de televisión o un difusor con dos transmisores o frecuencias, pueden transmitir un primer paquete de difusión en un transmisor y el paquete redundante de difusión cooperativo. De este modo, cada difusor transmite 2 paquetes, una ráfaga y una ráfaga redundante, pero gana la ventaja de diversidad al tener su paquete redundante transmitido en otra frecuencia y/o en otro transmisor simplemente al transmitir la ráfaga redundante del difusor cooperativo. La transmisión cooperativa proporciona el beneficio de la diversidad completa de frecuencia y posiblemente, la diversidad espacial sin incrementar cada salida de datos de los transmisores cooperativos o el ancho de banda.

Además, del beneficio inherente asociado con el entrelazado de tiempo del contenido de datos y la relación con la operación en las transmisiones de modo de ráfaga, cada rama de datos mejorados con código modificado se pueden transmitir el frecuencias separadas. De esta manera, la diversidad de frecuencia, además de la diversidad de tiempo, se pueden alcanzar. Por ejemplo, una primer ráfaga que contiene una porción del contenido modelado alternado, después de la mejora de código, puede ser provista o transmitida a un canal de difusión particular por un primer radio-difusor. Una segunda ráfaga que contiene una porción restante del contenido modelado alternado, después de la mejora de código, puede ser provista o transmitida en un punto más tarde en tiempo o en un segundo canal de difusión, posiblemente por un segundo radiodifusor. Cada canal de difusión representa un diferente espectro de frecuencia de la operación. La operación resultante también garantiza la recuperación del contenido con datos originales al introducir la operación de diversidad de frecuencia al sistema de diversidad de tiempo ya inherente.

Mientras la presente invención ha sido descrita en términos de una modalidad específica, se debe apreciar que se pueden realizar modificaciones que caigan dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, varios pasos del procesamiento se pueden ¡mplementar por separado o combinarse, y se pueden implementar en un hardware de procesamiento de datos dedicados o de propósitos generales. Además, se pueden emplear diferentes métodos de codificación y de compresión para el video, audio, imágenes, texto u otros tipos de datos. También, los tamaños de paquetes, los modos de velocidad, la codificación en bloque y otros parámetros del procesamiento de información pueden variar en diferentes modalidades de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para codificar datos, caracterizado porque comprende los pasos de: codificar los datos para generar un paquete y un paquete redundante, en donde cada paquete comprende los datos; y acoplar el paquete y el paquete redundante con el transmisor.

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el paquete y el paquete redundante se acoplan con diferentes transmisores, en donde los diferentes transmisores son espacialmente diversos.

3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el paquete y el paquete redundante se transmiten a diferentes frecuencias.

4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el paquete y el paquete redundante se transmiten en diferentes tiempos.

5. Un método para recibir una señal caracterizado porque comprende los pasos de: recibir un primer paquete; recibir un segundo paquete, en donde el segundo paquete es una versión redundante del primer paquete; combinar el primer y el segundo paquetes; decodificar el primer y el segundo paquetes.

6. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el primer paquete es recibido a una primera frecuencia y el segundo paquete es recibido a una segunda frecuencia.

7. El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el primer paquete es recibido a un primer tiempo, y el segundo paquete es recibido en un segundo tiempo.

8. Un aparato caracterizado porque comprendé: un codificador para codificar datos para generar un paquete y un paquete redundante; y una interfaz para acoplar el paquete con un primer transmisor y el paquete redundante con un segundo transmisor.

9. El aparato de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el paquete se transmite a una primera frecuencia y el paquete redundante se transmite a una segunda frecuencia.

10. El aparato de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque el paquete se transmite a un primer tiempo y el paquete redundante se transmite a un segundo tiempo.

11. Un aparato caracterizado porque comprende: una interfaz para recibir un primer paquete y un segundo paquete; un decodificador para decodificar el primer paquete y el segundo paquete para generar un primer paquete decodificado y un segundo paquete decodificado; un procesador para combinar el primer paquete decodificado y el segundo paquete decodificado para generar una señal de video.

12. El aparato de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el segundo paquete es una versión redundante del primer paquete.

13. El aparato de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el primer paquete es recibido a una primera frecuencia y el segundo paquete es recibido a una segunda frecuencia.

14. El aparato de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el primer paquete es recibido en un primer tiempo y el segundo paquete es recibido en un segundo tiempo.